JPS58182905A - 高効率低歪回路システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は一般には増幅器に関するものであり、とくに音
声電力増幅器、インバータに使用する電力増幅器、直流
増幅器および電圧安定化回路に関するものである。本発
明は具体的には、増幅器の場合は低歪であり、また安定
化回路の場合には低出力リップルであるとともに、高効
率の特性を得ることに関する０本発明の場合、低価格、
小型、軽祉および高動作信頼性の高性能増幅器および安
定化回路を構成することができる０本発明を使用すれば
他の利点も達成される。

増幅器および安定化回路の従来技術では、高効率動作と
ともに低歪または低リップルを同時に達成することは困
難であった。（本発明の記載において、低歪または低リ
ップルは増幅器または安定化回路の出力がほぼ所望の出
力に近い場合に生ずるものを言う、）高効率とは、はと
んど電力を消費しないことを意味する。高効率は、消費
電力が最小であり、関連する電源の電気的要求条件が最
小であり、電力を消費するのに必要なハードウェア条件
が少ないので好ましい、これによって前述の特性が生ず
る。低歪または低リップルは多くの実際の応用において
増幅器または安定化回路の必須の性能パラメータである
。

従来技術では、高効率増幅器および安定化回路はスイッ
チング方式をとっていた。これらの方式の駆動電力素子
は線形モードではなくスイッチングで動作する。スイッ
チング（Ｄ級としても知られている）増幅器および安定
化回路は、パルス幅変調型（たとえば、Ｈ，Ｒ，カメン
ジンドによる［実績回路用変調パルス音声電力増幅器Ｊ
　ＩＥＥＥ）ランザクジョン、音声電気音響、第ＡＵ−
１４巻、第１３６〜１４０頁、１９６６年９月、Ｊ、Ａ
、ダトラによる「アナログ出力用ディジタル増幅器Ｊ　
ＩＥＥＥトランザクション、コンシューマ・エレクトロ
ニクス、第ＣＥ−２４．第３０８〜３１８頁、１９７８
年８月、Ｒ，ママノによる「新しい集積安定化パルス幅
変調器によるコンバータ設計の単純化Ｊ　５Ｇ１５２４
アプリケーシヨンノート、シリコン　ジェネラル　イン
コーホレーテッド参照）か、または自己発振型（たとえ
ば、Ａ、Ｇ、ポーズによる英国特許第１，０５５，７８
８号「信号変換装置４１９８７年１月１８日、Ｊ、Ｊ、
スビカーマンおよびＣ，Ｌ、スタージオンによる［スタ
ージオン増幅器−新しいスイッチング技術」第４回全国
固体電力変換会議（パワコン４）論文、第Ｈ３−１−Ｈ
３−３，１９７７年５月、Ｊ、Ｌ、ジェンスンによる米
国特許第２．７７６．３８２号［電圧および電流の安定
化Ｊ　１９５７年１月１日参照）である、　　本明細書
では、用語「パルス幅変調」は駆動または同期とほぼ同
義であり、用語「自己発振」は自走またはリップルとほ
ぼ同義である。　ハイファイオーディオの応用ではスイ
ッチング増幅器は２つの理由で普及しなかった。　つま
り、この歪は高すぎ（かつ、高レベル負帰還を単にかけ
たのでは容易になくならない）、その出力は不必要な高
周波（ＨＦ）エネルギーをかなり含む。同様に、スイッ
チング安定化回路はそれらの出力におけるかなりの高リ
ップル高周波エネルギーに煩わされている。スイッチン
グ増幅器および安定化回路の別の問題は、その線形領域
に比較して大信号および小信号の過渡応答が劣ることで
ある。本発明の目的は、スイチッグ増幅器および安定化
回路のこれらの欠点のいくつか。

またはすべてを改良することである。

本発明では低効率線形回路が高効率スイッチング回路と
組み合せされ、この組合せをここではハイブリッドシス
テムと称する０本発明では、線形スイッチング回路の出
力が１つ以上の結合回路を介して互いに接続され、両回
路は負荷に並列に電力を供給し、これによって並列ハイ
ブリッドシステムを形成している。このシステムの効率
は、出力゛市原が主としてスイッチング回路を通して供
給されるので高い、この線形回路は低い平均電流で動作
する。ハイブリッドシステムを実現する別な力〃、とし
て直列ハイブリッドシステムが先行技術としである（Ｐ
、ガードによるオーストラリア特許出ｌＩ／！第５１１
６９４／８（１号、１９８０年６月２６日参照）、この
先行技術では、スイッチング回路の出力で線形回路の出
力段の供給線を駆動し、これによってその出力段の電圧
を減らし、高効率を達成している。

電力は、スイッチング回路から線形回路に、またそこか
ら負荷に直列に供給される。並列および直列ハイブリッ
ドシステムは、歪またはリップルがそのスイッチング回
路のみでなく線形回路に依存するので、その出力信号に
おける歪またはリップルが低い。この線形回路はスイッ
チング回路の出力におけるどんな誤差も修正する。線形
回路はスイッチング回路の出力における誤差をなくすの
に十分な電力レベルでのみ動作するので、線形回路で消
費される電力はそのシステムの電力容量と比較して非常
に小さく、高い効率が得られる。

非常に高い効率が要求される場合には、並列および直列
ハイブリッドシステムを組み合せてもよい。この方式で
は、並列ハイブリッドシステムの線形回路自体が直列ハ
イブリッドシステムであってもよい。または、直列ハイ
ブリッドシステムの線形回路が並列ハイブリッドシステ
ムであってもよい。同様に、３つ以りのハイブリッドシ
ステムを組み合せてもよいが、そのような構成は複雑に
なる欠点がある。

本発明は並列ハイブリッド増幅器または安定化回路の実
現に用いてもよい。ハイブリッド安定化回路は通常、安
定化回路というものは一方向にのみ出力電流を供給する
必要があるので、ハイブリッド増幅器より単純であるが
、ハイブリッド安定化回路の線形回路は基準電源を必要
とする。

本発明は、高効率スイッチング回路と、低歪線形増幅手
段と、結合回路と、結合ノードとを含む高効率、低歪の
並列増幅器または安定化回路システムにおいて、システ
ム入力信号もしくは安定化回路基準電圧が線形増幅手段
の入力に供給され、または基準電圧が前記線形増幅手段
内で発生し、線形増幅手段の出力端子に発生する出力電
圧信号がシステム出力端子を通して負荷に供給され、線
形増幅手段の出力端子に流れる電流の関数である信号が
スイッチング回路の入力に供給され、スイッチング回路
の出力に流れるスイッチング出力電流は主に結合ノード
に供給され、このノードは線形増幅手段の出力端子とシ
ステム出力端子との間に配置され、このノードにおける
スイッチング出力電流は線形増幅手段の出力端子に流れ
る電流と組み合されてシステム出力端子から負荷へ流れ
るシステム出力電流を発生し、スイッチング出力電流の
最大時間的変化速度は、スイッチング回路に含まれるか
またはスイッチング回路の出力端子と結合ノードとの間
に設けられた結合回路によって制限され、本高効率、低
歪の並列増幅器または安定化回路システムはさらに、シ
ステム出力電流がある期間にわたって平均された平均出
力電流が大きい場合には該システム出力電流は実質的に
スイッチング回路によって供給されることを特徴とする
。

本発明の特定の実施例では、低域フィルタ手段を線形増
幅手段に組み込んで、線形増幅手段の入力端子に到来す
る高周波スイッチング雑音を減衰させることができる。

本発明の特定の実施例はまた、結合ノードとシステム出
力端子との間に設けられた低域フィルタを含んでもよい
。

本発明の特定の実施例では、複数のスイッチング回路を
並列接続で設け、各スイッチング回路の出力電流を主に
結合ノードに供給し、その最大時間的変化速度は結合回
路によって制限され、設けた結合回路の数はスイッチン
グ回路の数置下であってもよい。

当業者に明らかなように、本発明を実施するには多くの
方法があり、様々な特徴を有する実施例が構成できる。

特定の応用についてこれらの特徴を取捨選択することは
そのシステムを使用方法に依存する。ここでこれらの技
術および特徴を例として説明するが、これは本発明をこ
れらの例に限定するものではない。

本発明の実施例はその入力に低域フィルタを含んでもよ
い、このフィルタは、高周波信号源または電流のスイッ
チングに起因するものなどのどんな高周波雑音も減衰す
る。

本発明の特定の実施例の線形回路のビーク′ｒＩＬ流容
量は、どんな与−えられた応用においてもどんな値、つ
まり高くても低くてもよい。すべての場合において、線
形回路で消費される平均電力を低くすることができ、し
たがって高効率を達成できる。大電流容量の利点は、ス
イッチング回路および結合回路の応答を遅くできること
である０回路応答が遅いので、この回路はスイッチング
過渡状態を大きく減衰することができる。この場合、ス
イッチング周波数を低くすることは容易であるので、ス
イッチング損失が最小になる。スイッチング回路および
結合回路にとって速すぎる過渡状態または他の入力状態
では、線形回路から供給される大電流によって歪が低く
保たれる。多くの実際の応用例において入力信号の小さ
な部分が過渡状態を形成するので、この大電流は線形回
路で消費される平均電流に大きく加算されない。

線形回路が低ピーク電流容量で設計されていれば、線形
回路の価格が下がり、この線形回路は低電力集積回路増
幅器でよい。この場合、システムが速い信号に線形に応
答すべき場合には、スイッチング回路および結合回路の
応答も速くなければならない、従来技術の電力増幅器の
場合の問題は、出力素子のバイアス電流の安定化が困難
なことである。この問題は大電力増幅器の場合とくに厳
しい。本発明は、大電力増幅器または安定化回路の線形
回路が低電力容酸のみを必要とするので、実質的にこの
問題が緩和される。同じ理由で大電力増幅器の出力トラ
ンジスタにおける２次ブレークタウンの問題も大きく軽
減される。また、出力条件が低い場合は、非常に高速の
線形回路を製造することは簡単である。高速線形回路の
利点は、大量の負帰還を使用して非常に低い歪を達成で
きることである。そのラスイツチング過渡状態は大きく
減衰する。

本システムは本発明を実現するのに負帰還を利用する必
要はない。ケえられた周波数でスイッチング回路からの
雑音および歪を実質的に減衰させるための必要条件は、
その周波数における線形回路出力インピーダンスを結合
回路のそれに比較して小さくすることである。しかし多
くの応用例では、この条件に最も簡単に適合し、線形回
路のまわりに負帰還を使用することで高性能が得られる
。線形回路は２つ以上の負帰還ループを含んでもよい。

とくに、スイッチング回路から結合回路が接続されるノ
ートを含むすべての多重帰還ループを使用すればスイッ
チング回路の雑音および歪を大きく減らすことができる
。たとえば音声周波数では、これによってノードのまわ
りのループ利得は所望の程度までほとんど増加すること
ができ、対応して歪も実質的にどんな所♀のレベルにも
減することができる。

スイッチング回路内では、スイッチング素子の制御信号
を取り出して回路がパルス幅変調または自己発振モード
で動作するようにしてもよく、いくつかの他のモードも
可能である。

電源と増幅器または安定化回路の端子との間の直流分離
は本発明の多くの応用例において必要である。本発明の
特定の実施例のスイッチング回路は、本質的に直流分離
を備えるように構成されている。この場合、システムに
給電するための大きく重い足格商用周波数電カドランス
または高周波スイッチングＩＩＥ源は不要となる。

本発明に必要なことはスイッチング回路の出力・直流の
時間的変化速度を制限することである。これは、結合回
路内にスイッチング回路出力と直列にインダクタンスを
設けることによって達成される。最大時間的変化速度は
スイッチング回路電源電圧およびシステム出力電圧の強
い関数である。

負荷駆動時のシステムの大信号（電力）帯域を不当に制
限しないようにするために、線形回路に給電する場合よ
りも高い電源電圧にスイッチング回路を接続することが
ψましい。

スイッチング回路の電源電圧が負荷電圧と負荷電流の時
間的変化速度との関数であるならば、平均スイッチング
周波数が減少し、スイッチング損失が最小になることが
ある。連続または離散的レベルの電源電圧の変化が可能
である。たとえば、離散的電圧はスイッチング回路に給
電する場合選択できることがある。どの時点でも最適な
電圧は適切な論理回路によってスイッチング回路に供給
される。

２つ以［−のスイッチング回路および結合回路を並列に
動作させれば平均スイッチング周波数も減少し、スイッ
チング損失も最小になる。様々なスイッチング回路およ
び結合回路は異なる構成でも、同じ構成でもよいので、
異なるスイー２チッグ回路人力レベルでスイッチングし
、異なる応答速度を有してもよい。高速応答が必要な場
合には、２つ以上のスイッチング回路を動作させて出力
させ、または適当に速い応答の単一のスイッチング回路
および結合回路で出力させてもよい、このスイッチング
回路は同じ、または異なる電源電圧で給電してもよい。

２つ以ヒのスイッチング回路および結合回路が並列に動
作する場合は、負荷電流が高いときにこの電流をその容
量に応じてこれらの回路で分担するような手段を設けて
もよい。

高い周波数では、結合回路は特定の応用では不当な時間
ｄ延をすすべきではないが、結合回路の゛重圧伝達関数
を低域通過にすることが望ましいことがある。低域通過
伝達関数の１つの目的は、スイッチング回路からシスナ
ム出力に結合される高周波スイッチング雑音を減衰する
ことであろう。

他の目的は線形回路ピーク電流条件を緩和することであ
ろう。低域フィルタ遮断周波数がスイッチング周波数に
比較して低い場合には、線形回路の電流条件は、システ
ムが過渡または他の高速信号に応答する必要のないかぎ
り低くてよい、これは電圧安定化回路の場合に正しく、
とくにその出力がたとえば容酸性のときにそうである。

本発明の実施例は、結合回路と負荷の間の出力に低域フ
ィルタを含んでもよい、このようなフィルタは負荷に供
給される高周波ＩＩ音を減衰し、負荷をシステム帰暑か
ら分離する。負荷の高周波インピーダンスのシステム性
衡に対する影響は最小になる。雑音を最大に減衰させる
ために、フィルタの遮断１８波数をできるだけ低くしな
けセ°ｆならない。限界の周波数は本システムの必要な
大信号帯域幅によって設定される。これは通常、システ
ムの要求される小信号帯域幅（遮断周波数）よりかなり
Ｆである。

フィルタ遮断周波数をシステム小信号帯域幅以Ｆにすべ
き場合には、このフィル、り特性をシステム内の他の部
分で等化しなければならない、とくに負荷が十分に確定
していない場合には、正確な等化を行なうことはしばし
ば困難である。この問題を解決するために、フィルタを
負帰還ループで囲む。このループが十分な利得を有す場
合には、所望のシステム小信号帯域幅を得ることができ
る。このフィルタを囲む負帰還ループは線形回路を含む
唯一のループであってもなくてもよい、帰還ループがフ
ィルタを含むときは、負荷は高い周波数における負帰還
ループの実体部分をなす、したがって、そのような周波
数では他の低域フィルタで負荷を分離することが望まし
い。

本発明の実施例は、信号オーバドライブ、過負荷状態ま
たは高温動作において発生し得るような障害からシステ
ムを保護する回路を含んでもよい。

ここで、例にすぎないが添付図面に示す好ましい実施例
についてさらに詳細に本発明を説明する。

第１図に示す高効率、低歪増幅器の構成例を考察する。

この増幅器は入力信号源マｉによって駆動される。入力
信号は線形回路ＬＣおよびスイッチング回路ＳＣに送ら
れる。このスイッチング回路は入力信号源から無視でき
る程度の電力を取り出し、高効率スイッチング処理によ
って出力信号マＳを発生する。この信号はほぼ線形なマ
ｉの関数プラス雑音および歪成分である。このスイッチ
ング回路は十分な電力を出力して所望のように負荷イン
ピーダンスＺＬを駆動することができる。

この線形回路は入力信号を増幅し、これを負荷に印加す
る。線形回路の伝達関数マ０ハｉは増幅器全体のそれで
もある。線形回路自体は、大部分の出力電力がスイッチ
ング回路によって供給されるので、負荷を駆動できる必
要がない。この線形回路は効率が低いが、これによって
システム全体の効率がかなり低下することはない、それ
は線形回路によって供給される平均電力が低いためであ
る。一方、この線形回路は低歪である利点がある。線形
回路によってシステムの出力信号が決まるので、スイッ
チング回路からのどんな雑音または歪成分も結合回路Ｏ
Ｎに現われ、どんな出力電流も線形回路で吸収されるか
ら、負荷まで到達しない、これらの理由によりシステム
全体が高効率で低歪を有する。

この結合回路は線形回路出力とスイッチング回路出力と
の間にインピーダンスを介挿している。

これによって、回路出力が等しくないときの大きなｆｆ
１Ｗ電流がなくなり、線形回路とスイッチング回路を分
離して線形回路が負帰還を利用するときの高周波発振を
回避するのに役立つ、結・金回路は純粋なりアクタンス
回路であることが望ましい。

そうしないとシステム効率が低下する。理想的に線形回
路が負荷に電力を供給しないとすれば、線形回路および
増幅器全体の伝達関数とともに負荷インピーダンスによ
ってスイッチング回路に必要な伝達関数が決まる。

第１図に示す増幅器には２つの重大な問題点がある。第
１に、増幅器部分の重要なパラメータまたは負荷インピ
ーダンスに有限の許容範囲があれば、または、線形回路
およびスイッチング回路の遅延時間（増幅器入力から出
力までの）が等しくなければ、線形回路は負荷および（
または）スイッチング回路に大電流を流さざるを得ない
ことがある。その結果、システム効率が低下する。第２
に、増幅器の構成および動作が負荷インピーダンスに大
きく依存する。実際、このインピーダンスは不適切に規
定され、広範囲にわたって変化することがある。第１図
の増幅器の適用性はこれら両問題点によって厳しく制限
される０本発明の目的はこれらを解決することである。

本発明の実施例、すなわち高効率、低歪並列増幅器すな
わち安定化回路が第２図に示されている。第１図と比較
すると明らかに、線形回路の伝達関数マ０ハ１が増幅器
全体のそれにもなっているが、スイッチング回路ＳＣの
入力が入力電圧マ１ではなく線形回路出力電流ｉ１であ
る。この代りに、スイッチング回路の入力は、線形回路
出力電流の関数である何らかの他の信号でもよい０本発
明の動作原理は、スイッチング回路の出力によって一全
体として線形回路の出力電流が減少し、その供給電力が
低下するものである。本発明の場合、システｌ、動作が
システム内の伝達関数の整合または追従性に゛大きく依
存しないので、システム構成要素の有限の範囲が許容さ
れる。またシステムの性能は、線形回路の出力電流が通
常スイッチング回路および結合回路を負荷に必要な最大
電流に駆動するほど十分に低いので、負荷インピーダン
スによって不当に影響されない。負荷インピーダンスと
は独ゲに本システムは、高出力電流の場合、その電流の
大部分がスイッチング回路によって供給されるように自
動的に調整される。

本発明の実施例で使用される線形回路は通常の構成の線
形回路でよいが、スイッチング回路からの雑音および歪
を減衰するように特別に設計すればなお有利である。こ
のような構成の１つの例として、入力フィルタを有する
多重ループ負帰還線形回路が第３図に示されている。そ
の入力の低域フィルタＦｌはシステム入力に到来する高
周波雑音を減衰する。この回路の先にはｎ段の増幅段Ａ
１〜Ａｎがある。負帰還回路８１〜Ｂｎによってｎ本の
ループが完成し、これらは結合回路接続ノード１０を有
する。この装置では、このノードについての合計ループ
利得が単一帰還ループのポーチの限界より十分に非常に
高くなることがあり、スイッチング回路から結合回路を
通る雑音および歪が低レベルに減少する０本装置は発振
しないように注意深く設計しなければならない、設計手
順は当業者に周知である。

並列ハイブリッドシステムは負荷に単方向または双方向
電流を供給することができる０通常、単方向電流のみを
供給するシステムは双方向電流システムより単純である
。直流電源は単方向電流システムの例であり、音声増幅
器は双方向システムの例である。

並列ハイブリッドシステムが単方向または双方向電流を
負荷に供給するように構成されているか否かに関係なく
、関連する線形回路の出力電流自体は単方向でも双方向
でもよい。線形回路電流が単方向であるシステムの利点
は構成が簡単なことである。双方向線形回路電流の利点
は非常に高効率なことである。線形回路電流の性質は、
スイッチング回路および結合回路の構成によって決まる
。

双方向電流を供給するシステムの線形回路出力段のバイ
アス装置にはかなりの自由度があり、たとえばＡ級、Ｂ
級またはＡＢ級が可能である。単方向電流を供給する線
形回路を使用する場合、新規なＡ級装置を用いてその出
力段をシングルエンドにし、バイアス電流を結合回路を
通してスイッチング回路によって供給するようにしても
よい。

このスイッチング回路を実現する多くの方法がある。動
作は、たとえばパルス幅変調、または自己発振の原理に
基づくものでよい、双方向電流を供給できるシステムの
パルス幅変調器スイッチング回路を実現する１つの装置
の部分的な構成を第４図にポす、比較器Ｃ１およびＣ２
は線形回路出力電流に比例する電圧を２つの発振波形マ
♂およびマｂと比較し、これらの波形はかなりの直流成
分を有する。比較器用カマｌおよびマ２は２つのスイッ
チＳ！およびＳ２を動作し、高レベル出力電圧によって
スイッチが開く、クランプダイオードａｔおよびＤ２は
、誘導結合回路駆動時のスイッチング回路出力の極端な
電圧スイングを避けるものである。

線形回路が双方向電流を供給する場合のマａおよびマｂ
に適した電圧波形の例が第５図に時間の関数として示さ
れている。これらの波形は三角波であるが、多くの他の
波形も同様に適している。しかし適切に動作するには、
マ龜は常にどの時点でもマｂよりさらに正であることが
望ましい、第５図（ａ）の第１の例では、スイッチング
回路から低出力信号−レベルの出力がなく、線形回路だ
けが出力を発生している。この特徴によって低信号レベ
ルにおける歪がなくなる。第５図（ｂ）の第２の例では
、すべてのレベルでスイッチングが発生している。

第５図（ｃ）の第３の例では、波形マｄおよびマｂがほ
とんど同じである。これらの波形が第５図（ｄ）に示す
ように同一であれば、ＳｌまたはＳ２が何らかのＩｔえ
られた時点で閉成するので旧およびＤ２はχ長になる。

同一波形の欠点は、スイッチが理想的に動作しないので
その導通期間が重なり、接続線Ｖ◆とＶ−の間に電流が
流れることである。第５図（ｃ）に示すように波形をわ
ずかにずらせることによってこの問題はなくなる。マａ
とマｂを同相にする必要はないが、マａが常にマｂより
さらに正であればこれが望ましい。また、マ８とマｂが
同相な場合、スイッチＳｌおよびＳ２が両方ともオフす
る最小期間が最大になり、導通の重なりは最も生じ難い
。

スイッチング回路が自己発振モートで動作する場合、２
つの発振波形を発生することは不要である。第４図の部
分構成は、マｄおよびマｂが直流電圧であり、かつ比較
器Ｃ１およびｃ２がかなりのヒステリシスを有する場合
は自己発振スイッチング回路を実現するのにも適してい
る。このスイッチング回路は、双方向電流を供給可能な
自己発振システムに適している。

関連する線形回路は双方向電流を供給する場合、抵抗負
荷を駆動する自己発振スイッチング回路の伝達特性の例
が第６図に示されている。第６図（ａ）の第１の例では
、線形回路出力電流が十分に大きいとスイッチＳ１が閉
じる０次に電流が低い値に減少するとスイッチＳｌが開
く、電流が大きくかつ負であるとスイッチＳ２が閉じ、
電流が少なくなれば開く、低い入力レベルではスイッチ
ング回路からの出力がなく、この状態では、第５図（ａ
）に対応する構成の場合のようにスイッチング雑音およ
び歪が避けられる。第６図（ｂ）の第２の例では、すべ
ての信号レベルでスイッチングが発生する。第６図（ｃ
）の第３の例では、両スイッチが開閉する電流の大きさ
がほぼ等しい。両型流の大きさが第６図（ｄ）に示すよ
うに等しいと、伝達特性は単一のヒステリシスループに
縮退する。この場合、いずれかの与えられた時点で８１
またはＳ２が閉じるので、ダイオードＤＩおよびＤ２は
冗長である。

このタイプの動作の欠点は、スイッチの導通の重なりに
よって接続線マ１およびマ２の間に電流が流れることが
あることである。第６図（ｃ）に示すように電流の大き
さを等しくしないことでこの問題が避けられる。

第４図の部分構成に示すパルス幅変調器スイッチング回
路は、自己発振モードで動作するように構成してもよい
が、双方向電流を供給するシステムに適している。単方
向電流のみを供給するならばこの回路は単純化できる。

とくに、一方の比較器はその関連回路とともに冗長であ
り、一方の電圧マｄまたはマｂのみが必要である。第５
図の電圧波形および第６図の伝達特性はこの単純化に対
応するように適当に修正してもよい。一般に明らかに、
線形回路の電流限界値の大きさはスイッチング回路によ
って独立に決まり、この点にかなりの設計りの融通性が
ある。

特定の応用では、スイッチング回路電圧マｄおよびマｂ
がシステム動作条件の関数であれば有利なことがある。

たとえば、マｄおよびマｂの大きさが温度のＬ昇ととも
に増加すると、線形回路で消費される電力が減少し、線
形回路のストレスが軽減される。

本発明の実施例は、スイッチング回路内に高周波トラン
スを設けることによって電源とシステム端子との間を直
流分離するように構成してもよい。また、別な分＃素子
も必要なことがある。高周波トランスをスイッチング回
路内に埋め込む方法が周知である（たとえば、Ｌ、レン
シンク他の「カッタコンバータを用いたキロワット・オ
フライン・スイッチャの設計」第６口金国固体電力変換
会議論文（パワコンロ）、　第８３−１）１３−２８頁
、１９７９年５月、　　Ｓ、カッタの「新しいゼロリッ
プル・スイッチングｎｃ−ｏｃコンバータおよび集積磁
気回路」、　　ＩＥＥＥ電力エレクトロニクス専門家会
議、１９８０年レコード、第１２〜３２頁参照）、この
線形回路は低電力補助電源から給電してもよい、このよ
うに電源とシステム端子の間の直流分離は、大きく重い
定格商用周波数トランスの欠点がなく簡単に行なうこと
ができる。

本発明の実施例は第７図に示すように並列に動作する多
重スイッチング回路および結合回路を有する。スイッチ
ング回路ＳＣＩ　＝ＳＣｎおよびそれらに対応する結合
回路ＣＨＩ〜ｃＮｎの各々の入力は線形回路出力電流で
ある。結合回路の出力電流は本システムの出力で写いに
加算される。

結合回路の２つの具体例が第８図に示されている。第８
図（Ａ）の非常に簡単な構成は入出方端子間に接続され
たコイルからなる。第８図（ｂ）の複雑な構成は別なコ
イルＬ２とコンセンサＣ１有する。これらによってスイ
ッチング回路からの高周波スイッチング雑音の減衰量が
増大する。必要ならば、別なＬＣ部を結合回路に設けて
もよい。

本発明の実施例は第９図に示すような増幅器または安定
化回路システムの出力に結合された様々なフィルタを有
してもよい、第９図（ａ）では低域フィルタＦ２が並列
／＼イブリッドシステムＰＨＳ　ｌの出力に直列に接続
されている。第９図（ｂ）では低域フィルタＦ３が負帰
還ループに含まれている。第９図（Ｃ）では負荷がフィ
ルタＦ５によってフィルタＦ４を含む負帰還ループから
分離されている。

本発明の１つの実施例である高効率負電圧スイッチング
安定化回路のブロック図が第１０図に示されている。こ
の安定化回路は、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１、およびツ
ェナーダイオードＺ１によって負電源ｖ２から決まる基
準電圧を有する。この基準電圧は演算増幅器＾ｌの正入
力に印加される。この増幅器の両電力入力端子は接地さ
れ、また抵抗Ｒ２に接続されている。この抵抗は負電源
ｖ２に流れる電流を検出する。この電流はほぼＡＩの出
力電流に等しい。この出力電流が低いと、バイポーラト
ランジスタＱｌおよびＱ２はＭＯＳ　トランジスタＭ２
とともにオフし、ＭＯＳ　）ランジスタＭｌがオンとな
る。この電流が十分に増大すると、これらのトランジス
タノ導通状態が反転し、トランジスタＭ２はこの増幅器
出力から結合回路（コンデンサＣ２、ならびにコイルＬ
１およびＬ２からなる）を通して負電圧源ｖ２に電流を
流す、結合回路はこの電流の時間的変化の速度を制限す
る。　Ｍ２の電流が増大すると、Ｒ２の電流が減少する
ので、最終的にはＭ２がオフする。

Ｍ２がオフすると、ダイオードＤ５および０６が舅２の
ドレーンにおける電圧スイングを安全値に制限し、Ｌ２
の電流を確保する。抵抗Ｒ３およびＲ４は伝達特性にヒ
ステリシスを４える。ＱｌのコレクタはＲ５および電圧
源Ｖｌによってセットされ、そのポテンシャルはｖ２よ
りさらに正である。ダイオードＤ３およびＤ４はＱ２の
飽和を避けるものであり、抵抗Ｒ７はＱ２のピーク電流
を安全値に制限する。ダイオード旧およびＤ２は＾ｌの
出力電流がどんなに過剰な電圧スイングもしないように
している。この実施例では、演算増幅器は利得１となる
ように接続されているので、安定化回路用カマＯはツェ
ナー電圧にほぼ等しい。

本発明の１つの実施例である音声電力増幅器の回路図が
第１１図に示されている。この増幅器は入力信号マ１を
有し、これはコンデンサＣＩＯを介してコンデンサＣ１
１，ならびに抵抗ＲＩＯおよびｌ’ｌｌｌからなる低域
フィルタに交流結合されている。濾波された信号は演算
増幅器ＡＩＯの正入力に送られる。

この増幅器は抵抗Ｒ１４およびＲ１５を通してそれぞれ
正電圧源Ｖ１２および負電圧源Ｖ１３’から給電される
。これらの抵抗は演算増幅器出力電流を検出する。この
出力電流が低いと、バイポーラトランジスタＱＩＱおよ
びＱｌｌが双方ともオフするが、この電流が十分に増大
すればＱＩＯまたはＱｌｌが導通する。その結果、ＭＯ
Ｓ　）ランジスタＭ１２または圓１３が導通しくこのス
イッチング回路の動作は前述のスイッチング安定化回路
のそれと同様であるのでさらには考察しない）、シたが
って結合回路（コンデンサＣ１３，ならびにコイルＬｌ
ｌおよびＬ１２からなる）を通して電圧がマ０である電
力増幅器出力へ、またはこれから電流を流す、抵抗Ｒ１
２はＲ１３とともにこの増幅器の利得（この利得はわず
かにＲＩＯおよびＲ１１にも依存する）を設定してしす
る。

コンデンサＣ１２はこの帰還増幅器の負荷補償を行なっ
ている。増幅器出力にある低域フィルタ（コンデンサＣ
１４，コイルＬｌＯおよび抵抗Ｒ２ｆｔからなる）は高
い周波数において増幅器負荷を負帰還ループから分離す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来技術の高効率低歪増幅器のブロック図、 第２図は本発明の実施例のブロック図、第３図は多重ル
ープ負帰還および入力フィルタを利用した線形回路のブ
ロック図、 第４図はパルス幅変調器スイッチング回路の部分構成図
、 第５図はパルス幅変調器回路の電圧波形マａおよびマｂ
の例を時間の関数として示す図、第６図は抵抗負荷を駆
動する場合の自己発振スイッチング回路の伝達特性の例
を示す図、第７図は多重スイッチング回路および結合回
路を含む本発明の実施例のブロック図、 第８図は２つの結合回路の回路図、 第９図は様々なフィルタ構成を含む本発明の実施例のブ
ロック図、 第１０図は本発明の実施例である負電圧安定化回路の回
路図、 第１１図は本発明の実施例である音声電力増幅器の回路
図である。 −の　　　　の１ ＡＩ＝　Ａｎ　、増幅段 ８１〜Ｂｎ、帰還回路 ＣＮ、、、結合回路 Ｆｌ、、、低域フィルタ ＬＣ，、、線形回路 ＳＣ，、、スイッチング回路 １０、、、結合回路接続ノード 特許出願人　ユニサーチ、リミテッド −ｒ−糸先補ｒＥ書 昭和５８年５り／ｇ日 ４１Ｆ訂庁長官　若杉和夫　殿 １、哄件の表示 昭和５８年特許願第５４０９８号 ２　発明の名称 畠効率低φ回路システム ３　補＋Ｆをする者 ＋１１件との関係　　特許出願人 住　所　オーストラリア国、ニューサウスウェールズ、
ケンシントン、アンザックバレート２２１−２２７名　
称　ユニサーチ、リミテッド ４　代理人　〒２３１ ４１　所　横浜市中区不老町１−２−７シヤトレーイン
横浜８０７号 「１４面」 ６、補１１の内容

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、高効率スイッチング回路と、低歪線形増幅手段と、
   結合回路と、結合ノードとを含む高効率、低ｆ　ｒｊｊ
   ｌ路シスカシステムて。、システム入力信号もしくは安
   定化回路基準電圧が該線形増幅手段の入力に供給され、
   または基準電圧が前記線形増幅手段内で発生し、 該線形増幅手段の出力端子に発生する出力電圧信号がシ
   ステム出力端子を通して負荷に供給され、 該線形増幅手段の出力端子に流れる電流の関数である信
   号が該スイッチング回路の入力に供給され、 該スイッチング回路の出力に流れるスイッチング出力電
   流は主に結合ノードに供給され、このノートは前記線形
   増幅手段の出力端子とシステム出力端子との間に配置さ
   れ、このノードにおけるスイッチング出力電流は該線形
   増幅手段の出力端ｆに流れる電流と組み合されてシステ
   ム出力端子から負荷へ流れるシステム出力電流を発生し
   、該スイッチング出力電流の最大時間的変化速度は、ス
   イッチング回路に含まれるかまたはスイッチング回路の
   出力端子と結合ノードとの間に設けられた結合回路によ
   って制限され、 該高効率、低歪回路システムはさらに、前記システム出
   力電流がある期間にわたって平均されたモ均出力電流が
   大きい場合には該システム出力電流は実質的にスイッチ
   ング回路によって供給されることを特徴とする高効率低
   歪回路システム。 ２、特許請求の範囲第１項記載のシステムにおいて、前
   記線形増幅手段は前記結合ノードを含む負帰還ループを
   含むことを特徴とする回路システム。 ３、特許請求の範囲第１項記載のシステムにおいて、前
   記線形増幅手段は前記結合ノードを含む複数の負帰還ル
   ープを含むことを特徴とする回路システム。 ４、特許請求の範囲第１項、第２項または第３項に記載
   のシステムにおいて、前記線形増幅手段は、該線形増幅
   手段の入力端子に到来する不要な信号を減衰するフィル
   タを含むことを特徴とする回路システム。 ５、特許請求の範囲第１項ないし第４項のいずれかに記
   載のシステムにおいて、前記スイッチング回路はその伝
   達特性にヒステリシスを有することを特徴とする回路シ
   ステム。 ６、特許請求の範囲第１項ないし第５項のいずれかに記
   載のシステムにおいて、複数のスイ・ンチッグ回路が並
   列接続に設けられ、各スイッチング回路の出力電流は主
   に前記結合ノードに供給され、その時間的変化の速度は
   結合回路によって制限され、　該結合回路の数はスイッ
   チング回路の数似ドに設定されていることを特徴とする
   回路システム。 ７．４￥許請求の範囲第１項ないし第６項のいずれかに
   記載のシステムにおいて、前記結合ノードとシステム出
   力端子との間にフィルタ手段が設けられていることを特
   徴とする回路システム。 ８、特許請求の範囲第１項ないし第６項のいずれかに記
   載のシステムにおいて、前記結合ノードとシステム出力
   端子との間にフィルタ手段が設けられ、該フィルタ手段
   および前記線形増幅手段は共通の負帰還ループを共有す
   ることを特徴とする回路システム。 ９、特許請求の範囲第１項ないし第６項のいずれかに記
   載のシステムにおいて、前記結合ノードとシステム出力
   端子との間に２つのフィルタ手段が設けられ、一方のフ
   ィルタ手段および前記線形項Ｎ　ｆ＝段は共通の負帰還
   ループを共有することを特徴とする回路システム。