JPS5812572A - チヨツパの制御回路 - Google Patents
チヨツパの制御回路Info
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- JPS5812572A JPS5812572A JP11006781A JP11006781A JPS5812572A JP S5812572 A JPS5812572 A JP S5812572A JP 11006781 A JP11006781 A JP 11006781A JP 11006781 A JP11006781 A JP 11006781A JP S5812572 A JPS5812572 A JP S5812572A
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- JP
- Japan
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- chopper
- output
- voltage
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- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はインバータの出力電圧制御等に用いて好適な
電圧形チョッパの制御回路に関するものである。
電圧形チョッパの制御回路に関するものである。
第１図は従来のチョツノ（制御部を有するインノく一夕
制御方式を示すブロック図であり、第２図はチョッパに
おける出力電圧と周波数および通流率（デユーティ）と
の関係を示すグラフであり、第３図はチョッパにおける
出力電圧と出力リップル電流との関係を示すグラフであ
る。
制御方式を示すブロック図であり、第２図はチョッパに
おける出力電圧と周波数および通流率（デユーティ）と
の関係を示すグラフであり、第３図はチョッパにおける
出力電圧と出力リップル電流との関係を示すグラフであ
る。
第１１ｍＫオイテ、ＡＶＲ４！、電圧１１１１器、ＣＨ
Ｃはチョッパ制御部で、非線形電圧−周波数変換器ＶＦ
ｔ、移相器ＰＳおよびパルス分配器ＦＤより構成される
。また、ＶＦｚは線形の電圧−周波数変換器、ＲＣはリ
ングカウンタ、ＰＤはパルス分配器である。
Ｃはチョッパ制御部で、非線形電圧−周波数変換器ＶＦ
ｔ、移相器ＰＳおよびパルス分配器ＦＤより構成される
。また、ＶＦｚは線形の電圧−周波数変換器、ＲＣはリ
ングカウンタ、ＰＤはパルス分配器である。
図示されない設定器より与えられる出力電圧設定値は、
比較点Ｐにおいて出力電圧実際値と比較され、その差が
電圧調節器ＡＶＲＫ与えられる。電圧調節器ＡＶＲでは
電流実際値との差が零となるように調節出力を出し、チ
ョッパ制御部ＣＨＣの非線形電圧−周波数変換器ＶＩＩ
’ｌＫ与える。変換器ＶＦｔは入力電圧をその値に比例
した周波数のパルス信号に変換し、移相器ＰＳは該パル
ス信号に応じて位相制御を行ない、パルス分配器ＰＤを
介してチヨツパＣＨの各スイッチング素子へ供給する。
比較点Ｐにおいて出力電圧実際値と比較され、その差が
電圧調節器ＡＶＲＫ与えられる。電圧調節器ＡＶＲでは
電流実際値との差が零となるように調節出力を出し、チ
ョッパ制御部ＣＨＣの非線形電圧−周波数変換器ＶＩＩ
’ｌＫ与える。変換器ＶＦｔは入力電圧をその値に比例
した周波数のパルス信号に変換し、移相器ＰＳは該パル
ス信号に応じて位相制御を行ない、パルス分配器ＰＤを
介してチヨツパＣＨの各スイッチング素子へ供給する。
このスイッチング素子はパルス分配器ＰＤからのパルス
によってそのオン、オフ期間の比率が制御され、これに
より出力電圧または電流の大きさが制御される。すなわ
ち、第１図のインバータ制御方式においては、チョッパ
ＣＨはダイオード整流器りで得られた一定の直流電圧を
任意の直流電圧に変換してインバータに供給するための
電圧調整用として用いられる。なお、設定器から与えら
れる周波数設定値は、線形の電圧−周波数変換器ＶＦ２
にてアナログ入力電圧に比例した周波数のパルス列に変
換されてリングカウンタＲＣでカウントされ、リングカ
ウンタＲ（”では計数値に応じてパルスを出し、これを
パルス分配器ＰＤを介してインバータＩＮの各スイッチ
ング素子へ出力することにより、インバータから所定周
波数の出力電圧または電流を得るようＫするものである
。
によってそのオン、オフ期間の比率が制御され、これに
より出力電圧または電流の大きさが制御される。すなわ
ち、第１図のインバータ制御方式においては、チョッパ
ＣＨはダイオード整流器りで得られた一定の直流電圧を
任意の直流電圧に変換してインバータに供給するための
電圧調整用として用いられる。なお、設定器から与えら
れる周波数設定値は、線形の電圧−周波数変換器ＶＦ２
にてアナログ入力電圧に比例した周波数のパルス列に変
換されてリングカウンタＲＣでカウントされ、リングカ
ウンタＲ（”では計数値に応じてパルスを出し、これを
パルス分配器ＰＤを介してインバータＩＮの各スイッチ
ング素子へ出力することにより、インバータから所定周
波数の出力電圧または電流を得るようＫするものである
。
このようなチョッパＣＨにおける出力電圧（２）とチョ
ッパ周波数（ｆ）９通流率（α）との関係を例えば第２
図の如く設定すると、その場合のチョッパ出力リップル
ミ流Δ工は第３図の如くなり、出力電圧■に対してＱ、
２５Ｖ、０．７５Ｖの付近においてはリップル電流Δ工
が大きくなることが確かめられている。しかしながら、
このようにリップル電流ΔＩが大きくなると、転流電流
が大きくなって転流回路および出力フィルタ回路（直流
アクドル、コンデンサ）が大形化するとともに、その制
御回路も移相器が必要となって複雑になるという欠点が
あった。
ッパ周波数（ｆ）９通流率（α）との関係を例えば第２
図の如く設定すると、その場合のチョッパ出力リップル
ミ流Δ工は第３図の如くなり、出力電圧■に対してＱ、
２５Ｖ、０．７５Ｖの付近においてはリップル電流Δ工
が大きくなることが確かめられている。しかしながら、
このようにリップル電流ΔＩが大きくなると、転流電流
が大きくなって転流回路および出力フィルタ回路（直流
アクドル、コンデンサ）が大形化するとともに、その制
御回路も移相器が必要となって複雑になるという欠点が
あった。
この発明は上記に鑑みなされたもので、チョッパの利用
率を向上させるとともに、安価で構成が簡単なチョッパ
の制御回路を提供することを目的とするものである。
率を向上させるとともに、安価で構成が簡単なチョッパ
の制御回路を提供することを目的とするものである。
上記の目的は、この発明によればチョッパを構成するス
イッチング素子のオン、オフ期間の比率またはチョッパ
周期を制御する制御回路にチョッパ出力電流のリップル
率がチョッパの全動作領域にわたって一定となるような
入力電圧−出力周波数特性をもち、かつ前記チョッパの
通流率が入力電圧に比例するような特性を有する非線形
の電圧−周波数変換装置を設け、該変換装置の出力にも
とづいてチョッパを制御することＫより達成される。
イッチング素子のオン、オフ期間の比率またはチョッパ
周期を制御する制御回路にチョッパ出力電流のリップル
率がチョッパの全動作領域にわたって一定となるような
入力電圧−出力周波数特性をもち、かつ前記チョッパの
通流率が入力電圧に比例するような特性を有する非線形
の電圧−周波数変換装置を設け、該変換装置の出力にも
とづいてチョッパを制御することＫより達成される。
以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。
第４図は、この発明によるチョッパ制御部を示すブロッ
ク図、第５図は第４図の電圧−周波数変換器を示す詳細
回路図、第６図はその入力電圧（Ｖ）−出力周波数（ｆ
）９通流率（α：デヱーテイともいう）特性を示すグラ
フである。
ク図、第５図は第４図の電圧−周波数変換器を示す詳細
回路図、第６図はその入力電圧（Ｖ）−出力周波数（ｆ
）９通流率（α：デヱーテイともいう）特性を示すグラ
フである。
第４図に示されるよ５に、チョッパ制御部ＣＨＣは非線
形の電圧−周波数変換器ＶＦとパルス分配器ＰＤとから
構成され、したがってここでは移相器は省略されている
。なお、□パルス分配器ＰＤは第１図に示されるものと
同様のものである。ところで、チョッパの利用率を全動
作領域において良好にするためには、その出力電流のリ
ップル率が全動作領域にわたって一定であること、出力
電圧が通流率と入力電圧との積に比例することが必要で
ある。そのために、出力リップル電流を決める直流電源
電圧値、直流リアクトルのインダクタンス、チョッパ周
波数および通流率等の各要素について考慮した結果、電
圧−周波数変換器の入出力特性が第６図のようＫなれば
よいことが判明した。
形の電圧−周波数変換器ＶＦとパルス分配器ＰＤとから
構成され、したがってここでは移相器は省略されている
。なお、□パルス分配器ＰＤは第１図に示されるものと
同様のものである。ところで、チョッパの利用率を全動
作領域において良好にするためには、その出力電流のリ
ップル率が全動作領域にわたって一定であること、出力
電圧が通流率と入力電圧との積に比例することが必要で
ある。そのために、出力リップル電流を決める直流電源
電圧値、直流リアクトルのインダクタンス、チョッパ周
波数および通流率等の各要素について考慮した結果、電
圧−周波数変換器の入出力特性が第６図のようＫなれば
よいことが判明した。
したがって、こへで用いられる電圧−周波数変換器ＶＦ
は、電圧調節器（第１図参照）の出力として得られるチ
ョッパ出力電圧指令に比例した出力電圧が得られ、また
第６図に示されるような周波数およびデユーティ（スイ
ッチング素子の導通期間Ｔｏとチョッパ周期Ｔとの比、
すなわちＴｏ／Ｔで表わされ、通流率αに相当する。）
特性を有するものである。この電圧−周波数変換器ＶＦ
は第５図にその詳細な構成が示されているように、加算
１１分器Ｉ Ｔ、コンパレータＣＯおよびインバータ（
反転項中器）ＩＡとより構成されている。
は、電圧調節器（第１図参照）の出力として得られるチ
ョッパ出力電圧指令に比例した出力電圧が得られ、また
第６図に示されるような周波数およびデユーティ（スイ
ッチング素子の導通期間Ｔｏとチョッパ周期Ｔとの比、
すなわちＴｏ／Ｔで表わされ、通流率αに相当する。）
特性を有するものである。この電圧−周波数変換器ＶＦ
は第５図にその詳細な構成が示されているように、加算
１１分器Ｉ Ｔ、コンパレータＣＯおよびインバータ（
反転項中器）ＩＡとより構成されている。
こ〜で、主に第５図を参照して電圧−周波数変換器の動
作について説明する。
作について説明する。
いま、入力アナログ電圧（チョッパ出力指令電圧）は正
であるとし、これが第５図の加算積分器ＩＴＫ与えられ
ると、積分器ＩＴは負の方向の電位に積分を始める、す
なわち積分器ＩＴの出力■ｌは直線的に減少するが、そ
の値がコンパレータＣＯの負の動作レベル（−Ｖｏ）Ｋ
達したときコンパレータＣＯが動作し、その出力がハイ
０レベルからロウ（ト）レベルに変化する。このとき、
インＳ −タ（反転増巾器）ＩＡを介してＬレベルに相
当する電位が加算積分器ＩＴの入力側に帰還される・そ
の結果、積分器ＩＴＫは帰還電圧が加算されることにな
り、その出力は今度は逆方向（正方向の電位）Ｋ変化し
て行く。そして、この出力Ｖ１がコンパレータＣＯの正
の動作レベル（＋Ｖｏ） Ｋ達するとコンパレータＣＯ
が動作してその出力がＬレベルからＨレベルに変化し、
以下、同様の動作を繰り返すことＫより発振する。その
結果、第６図に示されるように、入力電圧に対し通流率
またはデユーティ（ａ＝Ｔｏ／Ｔ）は線形な特性をもち
、一方周波数はリップル電流ΔＩ（上記加算積分器ＩＴ
の出力■１に相当する。）が全動作領域で一定となるよ
うに、非線形トナル。ナオ、ｊＶ ＝ ＋ Ｖｏ −（
−Ｖｏ ）はコンパレータのヒステリシス巾であり、こ
の値はチョッパ出力リップルミ流ＩＩＫ比例する。
であるとし、これが第５図の加算積分器ＩＴＫ与えられ
ると、積分器ＩＴは負の方向の電位に積分を始める、す
なわち積分器ＩＴの出力■ｌは直線的に減少するが、そ
の値がコンパレータＣＯの負の動作レベル（−Ｖｏ）Ｋ
達したときコンパレータＣＯが動作し、その出力がハイ
０レベルからロウ（ト）レベルに変化する。このとき、
インＳ −タ（反転増巾器）ＩＡを介してＬレベルに相
当する電位が加算積分器ＩＴの入力側に帰還される・そ
の結果、積分器ＩＴＫは帰還電圧が加算されることにな
り、その出力は今度は逆方向（正方向の電位）Ｋ変化し
て行く。そして、この出力Ｖ１がコンパレータＣＯの正
の動作レベル（＋Ｖｏ） Ｋ達するとコンパレータＣＯ
が動作してその出力がＬレベルからＨレベルに変化し、
以下、同様の動作を繰り返すことＫより発振する。その
結果、第６図に示されるように、入力電圧に対し通流率
またはデユーティ（ａ＝Ｔｏ／Ｔ）は線形な特性をもち
、一方周波数はリップル電流ΔＩ（上記加算積分器ＩＴ
の出力■１に相当する。）が全動作領域で一定となるよ
うに、非線形トナル。ナオ、ｊＶ ＝ ＋ Ｖｏ −（
−Ｖｏ ）はコンパレータのヒステリシス巾であり、こ
の値はチョッパ出力リップルミ流ＩＩＫ比例する。
このようにして得られる非線形電圧−周波数変換器の出
力がＨレベルの期間にはチョッパを導通させ、またＬレ
ベルの期間にはチョッパを非導通とするようにチョッパ
を制御することＫより、チョッパ出力には電圧指令に対
して線形の関係にある電圧が得られることになる。
力がＨレベルの期間にはチョッパを導通させ、またＬレ
ベルの期間にはチョッパを非導通とするようにチョッパ
を制御することＫより、チョッパ出力には電圧指令に対
して線形の関係にある電圧が得られることになる。
この発１１１１による制御回路はトランジスタ、サイリ
スタまたはＧＴＯ（ゲートターンオフサイリスタ）等で
構成される各種チョッパ回路に適用可能であるが、ここ
ではサイリスタ式のインパルス転流方式を用いたチョッ
パ回路に適用した場合について、第７〜９図を参照して
説明する。
スタまたはＧＴＯ（ゲートターンオフサイリスタ）等で
構成される各種チョッパ回路に適用可能であるが、ここ
ではサイリスタ式のインパルス転流方式を用いたチョッ
パ回路に適用した場合について、第７〜９図を参照して
説明する。
第７図はとの種チョッパ回路の主回路を示す回路図、＃
！８図はこの発明によるチョッパ制御回路を示す回路図
、第９図は＃Ｉ８図の動作を説明するためのタイムチャ
ートチアル。
！８図はこの発明によるチョッパ制御回路を示す回路図
、第９図は＃Ｉ８図の動作を説明するためのタイムチャ
ートチアル。
第７図において、 ＭＴｒ 、ＭＴｚは主サイリスタ、
ＡＴｘ、Ａｒ１は主すイリスタＭＴｌ、ＭＴｚを消弧す
るための補助サイリスタ、ＤＩ、Ｄ２は転流ダイオード
、Ｃ、Ｃｔはコンデンサ、Ｌ１〜Ｌ３．ＤＣＬはリアク
トルで、コンデンサＣｔと直流リアクトルＤＣＬとによ
って出力平滑フィルタが形成されている。なお、ｖ８は
直流電源である。また、＃Ｘ８図においてＩＴは上述の
加算積分器、ＣＯはコンパレータであり、ＭＳは七ノス
テーブルマルチバイブレータ（モノマルチ）、ＮＯＴは
ノット回路、ＡＮＤはアンド回路である。
ＡＴｘ、Ａｒ１は主すイリスタＭＴｌ、ＭＴｚを消弧す
るための補助サイリスタ、ＤＩ、Ｄ２は転流ダイオード
、Ｃ、Ｃｔはコンデンサ、Ｌ１〜Ｌ３．ＤＣＬはリアク
トルで、コンデンサＣｔと直流リアクトルＤＣＬとによ
って出力平滑フィルタが形成されている。なお、ｖ８は
直流電源である。また、＃Ｘ８図においてＩＴは上述の
加算積分器、ＣＯはコンパレータであり、ＭＳは七ノス
テーブルマルチバイブレータ（モノマルチ）、ＮＯＴは
ノット回路、ＡＮＤはアンド回路である。
第７図に示される可逆チョッパ回路ＣＨにおいて、一方
の主サイリスタ、例えばＭＴ２が導通しているときに、
他方の主サイリスタＭＴ１をオンにしたい場合には、ま
ず主サイリスタＭＴ２の補助サイリスタＡＴ２を点弧し
く蕗９図の点弧パルス（ロ）参照）、コンデンサＣおよ
びリアクトルＬｌを介して転流を行なわせることにより
主サイリスタＭＴ２をオフにしたｆｆ１（第９図の点弧
パルス（ホ）参照）、上側主サイリスタＭＴＩを点弧す
るようにする（第９図の点弧パルス（ハ）参照）。また
、下側主サイリスタＭＴｚを点弧するタイミングでは上
側主サイリスタＭＴ１の補助サイリスタＡＴＩをオンに
してから（第９図の点弧パルスに）参照）、下側主サイ
リスタＭＴ！をオンにするとい５手順受行われる。この
ようＫ、一方の主サイリスタを消弧した後、一定時間を
おいて他方の主サイリスタを点弧するため、補助サイリ
スタＡＴｔ 、ＡＴｉ２［与えられる点弧パルスは一定
の時間巾τを有しているが、この時間は第８図の七）ｉ
ルチＭ８によって確保される。また、第８図のノット回
路ＮＯＴは電圧−周波数変換器の出力がＬレベルのとき
に動作して、補助サイリスタＡＴ１および主サイリスタ
ＭＴｇを点弧するものである。これらの点弧パルスは第
８図に示されるような非線形電圧−周波数変換器および
パルス分配回路からなるチョッパ制御回路により作られ
て、第７図に示されるような可逆チョッパ主回路ＣＨの
各サイリスタゲートに供給される。
の主サイリスタ、例えばＭＴ２が導通しているときに、
他方の主サイリスタＭＴ１をオンにしたい場合には、ま
ず主サイリスタＭＴ２の補助サイリスタＡＴ２を点弧し
く蕗９図の点弧パルス（ロ）参照）、コンデンサＣおよ
びリアクトルＬｌを介して転流を行なわせることにより
主サイリスタＭＴ２をオフにしたｆｆ１（第９図の点弧
パルス（ホ）参照）、上側主サイリスタＭＴＩを点弧す
るようにする（第９図の点弧パルス（ハ）参照）。また
、下側主サイリスタＭＴｚを点弧するタイミングでは上
側主サイリスタＭＴ１の補助サイリスタＡＴＩをオンに
してから（第９図の点弧パルスに）参照）、下側主サイ
リスタＭＴ！をオンにするとい５手順受行われる。この
ようＫ、一方の主サイリスタを消弧した後、一定時間を
おいて他方の主サイリスタを点弧するため、補助サイリ
スタＡＴｔ 、ＡＴｉ２［与えられる点弧パルスは一定
の時間巾τを有しているが、この時間は第８図の七）ｉ
ルチＭ８によって確保される。また、第８図のノット回
路ＮＯＴは電圧−周波数変換器の出力がＬレベルのとき
に動作して、補助サイリスタＡＴ１および主サイリスタ
ＭＴｇを点弧するものである。これらの点弧パルスは第
８図に示されるような非線形電圧−周波数変換器および
パルス分配回路からなるチョッパ制御回路により作られ
て、第７図に示されるような可逆チョッパ主回路ＣＨの
各サイリスタゲートに供給される。
以上のよ５に、この発１ｊｉＫよれば、従来、電圧−周
波数変換器と移相器とにより構成されていたチョッパ制
御回路を、入力電圧に対し線形な出力パルスのデユーテ
ィを持ち、かつチョッパ出力リップル電流が一定になる
ような周波数を出方とする非線形電圧−周波数変換器で
構成するようＫしたため、従来の移相器は不要となって
回路構成が簡易化され、またチョッパ出力リップル電流
が全動作領域で一定に運転されるので、チョッパ主回路
の利用率が向上するものである。
波数変換器と移相器とにより構成されていたチョッパ制
御回路を、入力電圧に対し線形な出力パルスのデユーテ
ィを持ち、かつチョッパ出力リップル電流が一定になる
ような周波数を出方とする非線形電圧−周波数変換器で
構成するようＫしたため、従来の移相器は不要となって
回路構成が簡易化され、またチョッパ出力リップル電流
が全動作領域で一定に運転されるので、チョッパ主回路
の利用率が向上するものである。
第１図はチョッパ制御部を有するインバータ制御方式の
従来例を示すプル２ク図、ｊＩ２図はチョツ／（Ｋおけ
る出力電圧と周波数および通流率との関係を示すグラフ
、第３図はチョッパの出力電圧と出力リップル電流との
関係を示すグラフ、第４図はこの発明によるチョッパ制
御回路を示すブロック図、第５図はｗＬ４図の電圧−周
波数変換器を示す詳細回路図、第６図はその入力電圧と
出力周波数９通流率との関係を示すグラフ、＠７図はサ
イリスタを用いたチョッパ主回路を示す回路図、第８図
は第４図と同様のチョッパ制御回路であり、パルス分配
回路を具体的に示した構成図、第９図は第７図、第８図
における動作を説明するためのタイムチャートである。 符号説明 ＡＶＲ・・・電圧調節器、ＣＨＣ・・・チョッパ制御部
、ＶＦ 、 ＶＦｌ、 ＶＦ２・・・電圧−周波数変換
器、Ｐｓ・パ移相器、ＰＤ・・・パルス分配器、Ｒｃ・
・・リングカウンタ、Ｐ・・・比較点、ＣＨ・・・チョ
ッパ回路、 ＩＮ・・・インバータ、ＩＴ・・・加ｒ積
分器、ＣＯ・・・コンパレータ、ＩＡ・・・インバータ
（反転増巾器）、Ｖｓ−電５１、Ｃ，Ｃｔ・・・コンチ
ン？、Ｄ、ＤＩ、Ｄ２・・・ダイオード、Ｌ１〜Ｌｓ、
ＤＣＬ・・・リアクトル、ＭＴｓ、ＭＴｇ・・・主サイ
リスタ、ＡＴＩ、ＡＴ２・・・補助サイリス久ＭＳ・・
・モノマルチ、ＮＯＴ・・・ノット回路、ＡＮＤ・・・
アンド回路 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清
従来例を示すプル２ク図、ｊＩ２図はチョツ／（Ｋおけ
る出力電圧と周波数および通流率との関係を示すグラフ
、第３図はチョッパの出力電圧と出力リップル電流との
関係を示すグラフ、第４図はこの発明によるチョッパ制
御回路を示すブロック図、第５図はｗＬ４図の電圧−周
波数変換器を示す詳細回路図、第６図はその入力電圧と
出力周波数９通流率との関係を示すグラフ、＠７図はサ
イリスタを用いたチョッパ主回路を示す回路図、第８図
は第４図と同様のチョッパ制御回路であり、パルス分配
回路を具体的に示した構成図、第９図は第７図、第８図
における動作を説明するためのタイムチャートである。 符号説明 ＡＶＲ・・・電圧調節器、ＣＨＣ・・・チョッパ制御部
、ＶＦ 、 ＶＦｌ、 ＶＦ２・・・電圧−周波数変換
器、Ｐｓ・パ移相器、ＰＤ・・・パルス分配器、Ｒｃ・
・・リングカウンタ、Ｐ・・・比較点、ＣＨ・・・チョ
ッパ回路、 ＩＮ・・・インバータ、ＩＴ・・・加ｒ積
分器、ＣＯ・・・コンパレータ、ＩＡ・・・インバータ
（反転増巾器）、Ｖｓ−電５１、Ｃ，Ｃｔ・・・コンチ
ン？、Ｄ、ＤＩ、Ｄ２・・・ダイオード、Ｌ１〜Ｌｓ、
ＤＣＬ・・・リアクトル、ＭＴｓ、ＭＴｇ・・・主サイ
リスタ、ＡＴＩ、ＡＴ２・・・補助サイリス久ＭＳ・・
・モノマルチ、ＮＯＴ・・・ノット回路、ＡＮＤ・・・
アンド回路 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 チョッパを構成するスイッチング素子のオン。 オフ期間の比率またはチョッパ周期を変えるととによっ
てその出力電圧または電流の大きさを制御するようＫし
たチョッパの制御回路において、前記チョッパ出力電流
のリップル率がチョッパの全動作領域にわたって一定と
なるような入力電圧−出力周波数特性をもち、かつ前記
チョッパ周期に対スるスイッチング素子のオン期間の比
が前記入力電圧に比例するような特性を有する非線形の
電圧−周波数変換装置を設け、蚊変換装置の出力にもと
づいて前記スイッチング素子を制御するようにしたこと
を特徴とするチョッパの制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11006781A JPS5812572A (ja) | 1981-07-16 | 1981-07-16 | チヨツパの制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11006781A JPS5812572A (ja) | 1981-07-16 | 1981-07-16 | チヨツパの制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5812572A true JPS5812572A (ja) | 1983-01-24 |
Family
ID=14526214
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11006781A Pending JPS5812572A (ja) | 1981-07-16 | 1981-07-16 | チヨツパの制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5812572A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55127532A (en) * | 1979-03-26 | 1980-10-02 | Canon Inc | Single-lens reflex camera having electromagnetic driving source |
| JPS5660423A (en) * | 1979-10-22 | 1981-05-25 | Canon Inc | Electromagnetic drive shutter |
-
1981
- 1981-07-16 JP JP11006781A patent/JPS5812572A/ja active Pending
Cited By (4)
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