JPS58124371A

JPS58124371A - 水平偏向回路

Info

Publication number: JPS58124371A
Application number: JP810982A
Authority: JP
Inventors: Masaru Oginoya; 萩野谷　勝; Hidetoshi Tsuda; 津田　英敏; Namio Yamaguchi; 山口　南海夫
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1982-01-20
Filing date: 1982-01-20
Publication date: 1983-07-23

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、テレビジョン受像機に用いられる水平偏向回
路に関するものである。

一般に、テレビジョン受像機の水平偏向回路には電圧安
定化回路により安定化された直流電源が供給され、安定
な偏向電流や帰線パルス（高圧）等が得られるようにな
されているが、本発明は、電圧安定化回路を用いずに水
平偏向［！１路には非安定な直流電源を供給しても水平
偏向回路自身で安定化を図ることができるようにした自
己安定型の水平偏向回路を提供するものである。

まず、第１図に従来の水平偏向回路の一例を示す。１は
電源回路で交流電源を直流電源に変換する整流平滑回路
２と、整流平滑回路２で得られた非安定な直流電源を安
定な直流電圧にする電圧安定化回路３′ｆｆ：有する。

交流電圧はダイオード４゜５．６．γ及びコンデンサ８
で整流平滑し、電圧安定化回路３及びコンデンサ９によ
って安定化した直流電源を得る。

この安定化された直流電源は水平偏向回路１０に供給す
る。水平偏向回路１０ではブラウン管への高圧の供給や
水平偏向ヨーク１１へののこきり減電流の発生供給、及
び、帰線パルスを使用した低圧回路用直流電圧の発生供
給等を行なっている。

安定化した直流電圧はフライバンクトランス１２の一次
巻線１３に供給し、その−次巻線１３の他端には水平出
力トランジスタ１４を接続している。ｌ・ランジスタ１
４のベースには水平発振・ドライブ回路１５から水平周
期で繰り返すドライブ電圧を供給してトランジスタ１４
を駆動する。

トランジスタ１４のコレクタとエミッタ間にはダンパー
ダイオード１６、共振コンデンサ１７、水平偏向ヨーク
１１、および８字補正用コンデンサ１８を接続しており
、偏向ヨーク１１Ｖ（は安定な水イ周期ののこぎり減電
流を供給する。同時に、トランジスタ１４のコレクタと
エミッタ間には帰線パルスが発生するので、フライバッ
クトランス１２の一次巻線１３と二次側高圧巻線１９と
の巻線比で決定される電圧を二次側高圧巻線１９に得、
これをダイオード２０で整流してブラウン管に高圧ＥＨ
Ｔを供給する。捷だ、パルス巻線２１から得られたパル
スをダイオード２２で整流して他の低圧回路に必要な直
流電圧Ｖｃｃ’ｉｚ供給している。

さて、第１図において、電源回路１の電圧安定化回路３
は非安定な直流電圧を安定な直流電圧に変換する安定化
回路であるが、その回路としては第２図ａに示すような
周知の回路が用いられる。

その回路構成は、トランジスタ２３とその制御回路２４
とから成り、入力直流電圧が変動しても出力端子には安
定な直流電圧が得られる。

このような回路方式は、コスト面から見ても安価で、捷
だ動作も安定であるが、その反面、第２図すに示すよう
に入出力特性で斜線の部分の電力をトランジスタ２３で
消費することによって電圧を安定化（−２でおり、当然
、効率が悪く、捷だ大きい放熱板が必要となりかつその
熱処理等が難かしく、消費電力も犬きくなるという欠点
があった。

そこで、本発明はこれらの従来の問題点を解消して、効
率が良くて損失が少なく、熱の発生も少なく、小形化で
き、しかも動作のきわめて安定な、自己安定形の水平偏
向回路を提供することを目的とするものである。

以Ｆ、本発明につき、その一実施例を示す図面を参照し
て詳細に説明する。捷ず、第３図に本発明の一例の回路
図を示す。

この回路は、水平偏向コイル４０と第１のコンデンサ４
１とを直列接続した第１の直列回路と、フライバックト
ランス３７と第２のコンデンサ３９とを直列接続した第
２の直列回路と、第１のダイオード３５と、第３のコン
デンサ３６とを並列に接続して構成した第１ののこぎり
被電流発生回路を設け、変調用コイル４７と第４のコン
デンサ菊とを直列接続した第３の直列回路と、第２のダ
イオード４４と、第５のコンデンサ４５とを並列に接続
し、かつ第３の直列回路の変調用コイル４Ｑと並列に第
１のスイッチング制御素子４９とコイル４８との直列回
路を接続して構成した第２ののこぎり被電流発生回路を
設け、第１．第２ののこぎり被電流発生回路を直列に接
続し、第１．第２のダイオード３５．４４は同一極性方
向にし、帰線期間中しゃ断する第２のスイッチング制御
素子３１と第６のコンデンサ３４を第１．第２ののこぎ
り被電流発生回路の直列回路と並列に接続し、直流電圧
源を第２のスイッチング制御素子３１の一端に供給する
ようにして、第１ののこぎり被電流発生回路の電流捷た
は帰線パルスを検出する検出回路を設け、その検出出力
に応じて第１のスイッチング制御素子４９の導通期間を
制御することにより水Ｓドー偏向電流および帰線パルス
を安定化する制御回路５１を設けたことを特徴とするも
のである。

この回路の動作電源としては、交流電源ＡＣをダイオー
ド２５．２６．２７．２８及びコンデンサ２９で整流平
滑して、チョークコイル３０を通Ｌ〜で非安定な直流電
ｆ’を二をトランジスタ３１のコレクタに供給する。こ
のトランジスタ３１は水平出力トランジスタとして動作
し、水平発振・ドライブ回路３２より、ドライブトラン
ス３３を介して駆動されて水平周期でオフ・オフを繰り
返す。水平出力トランジスタ３１のコレクタとエミッタ
間には共振コンデンサ３４を接続している。

寸だ、ダイオード３５、共振コンデンサ３６、フライバ
ックトランス３了の一次巻線３８、コンデンサ３９、水
モ偏向コイル４０．８字補正用コンデンサ４１、および
偏向電流検出用のトランス４２の一次巻線４３で第１の
のこぎり被電流発生回路を構成し、ダンパーダイオード
４４、共振コンデンサ４６、コンチンｔ４６、ＬＪ［コ
ンデンサ４了、コイル４８、サイリスタ４９で第２のの
こぎり被電流発生回路を構成している。これら第１　、
第２ののこぎり被電流発生回路は、それぞれのダンパー
ダイオード３５．４４を同一極性にする様に直列に接続
し、水平出力トランジスタ３１のコレクタとエミッタ間
に接続している。第１ののこきパり被電流発生回路の偏
向電流検出トランス４２の出力巻線５０は検出・制御回
路５１に接続し、水平偏向コイル４０に流れる偏向電流
を検出し、ドライブトランス５２を介してサイリスタ４
９のトリカ位相を制御する。フライバックトランス３了
の二次側高圧巻線６３に発生した高圧パルスはダイオー
ド６４によって整流し高圧ＥＨＴとしてブラウン管のア
ノード電極に刃口える。そのパルス巻線５６からはパル
スをダイオード５６で整流して他の低圧回路に必要な直
流電圧Ｖｃｃを供給するようにしている。

次に、この回路の動作について説明する。

第４図に、第３図の回路の等価回路図を示しており、水
平出力トランジスタ３１をスイッチ３１′。

サイリスタ４９をスイッチ４９′　、第１のこきり波電
流発生回路中のインダクタンス分の合成したものをコイ
ル４０′、その＠量成分の合成しだも゛のをコンチン−
丈４１′で示している。

捷ず、スイッチ４９′がオフになっている状態での動作
について説明する。

ここで、条件として、第１ののこぎり被電流発生回路の
共振周波数１１と、第２ののこぎり被電流発生回路の共
振周波数ｆ２とを一致させておく。

即ち、第１ののこぎり被電流発生回路の共振コンデンサ
３６の容量を０３６．コイル４０′のインダクタンスを
Ｌ４０”第２ののこぎり被電流発生回路の共振コンデン
サ４５の容量をＣ４，、コイル４７のインダクタンスを
Ｌ４□とすると、とする。

この条件下での一水平走査期間の動作状態を第６図に示
す。まず、帰線期間前半では、ａのように、コイル４０
’、４了に蓄えられていたエネルキーが共振コンデンサ
３６．４５及び３４へＬＣ共振動作により移行される。

次に、帰線期間後半では、ｂのように、共振コンデンサ
３６　、４５　。

３４に蓄えられた静電エネルギーがコイル４０′。

０４７へ戻り、電磁エネルギーとして蓄えられる。

続いてＬＣ共振状態を繰り返えそうとするが、１／２周
期を過ぎてコイル４０′　、４γの両端電圧が重分電圧
以下になった時点でダンパーダイオード３５．４４が導
通し、Ｃのように走査期間の前半に入る。この時の第１
．第２ののこぎり被電流発生回路の電流は、コンデンサ
４１’　　、４６を充電することになり、その充電が完
了するときにスイッチ３１′がオンになって走査の後半
となり、コンデンサ４１’　　、４６より再びコイル４
０′　。

４７へ電流が流れ、コイル４０’、４７の電磁エネルギ
ーが直線的に増加して一水平走査期間が完了することに
なる。

又、各のこぎり被電流発生回路の走査用電圧は、走査前
半に、コイル４０’、４６−ダンパーダイオード３５．
４４−コンデンサ４１’　　、４６の経路で各コンデン
サ４１’　　、４６に移行されると共に、電源回路より
チョークコイル３０を介して充電される。従って、第１
ののこぎり波型流発生回路ノコンデンサ４１′の両端電
圧をｖ４１′、第２ののこぎり波型流発生回路のコンデ
ンサ４６の両端電圧をｖ４６とし、電源電圧をｖｂとす
ると、■４１・。

ｖ４６は各々次式で表わされる。

又、上式よりわかる様に、帰線期間後半で共振コンデン
サ３４の静電エネルギーがコイル４０′　。

４７に移行される割合は、Ｌ４０′：Ｌ４□の比で決定
される。

次に、第４図のスイッチ４９′をオフにしたときにｆｌ
−１２となっている上記の初期条件下で、スイッチ４９
′をオンにした場合の回路動作について説明する。スイ
ッチ４９′をオンにすることにより、第２ののこぎり波
型流発生回路のインダクタンス分はコイル４７と４８の
合成インダクタ７７となる・これをＬ４７°Ｌ４８／Ｌ
４７＋Ｌ４８−Ｌ４７′とする。この時の第２ののこぎ
り波型流発生回路の共振周波数をｆ２′とすると、１２′−１／２πポ石τＬ７で表わされる。第１ののこきり波型流発生回路の共振周
波数１１　には変化はない鉛ζ、のときの各のこきり波
型流発生し１路の走査用電圧Ｖ　′　と■４６１は、となる。

以上のような共振周波数および走査用電圧の変化を生じ
た場合における一水平走査期間内での動作状態とそのと
きの電流・電圧波形をそれぞれ第６図、第７図に示す。

第７図において、ｖ４゜′　はコイル４０′に発生する
帰線パルスの電圧波形、ｖ４□′　はコイル４７′に発
生する帰線パルスの電圧波形、１３６は共振コンデンサ
３６に流れる電流の波形、１４６は共振コンデンサ４６
に流れる電流の波形、１３．はダンパーダイオード３５
に流れる電流の波形図、１４４は３ダンパーダイオード４４に流れる電流の波形図、ｉ４６
はコイル４０’　に流れる電流の波形図である。

筐ず、水平出力トランジスタ３１がオフになってスイッ
チ３１′が１０でオフになると、第１゜第２ののこぎり
波型流発生回路は同時に帰線期間に入り、第６図ａに示
すように、コイル４０′　。

４７′に蓄えられたエネルギーがそれぞれｆｌ、ｆ２’
の共振周波数の１／４周期の間に共振コンデンサ３６．
４５．３４へ移行される。第１ののこぎり波型流発生回
路では、共振周波数がｆｌであるので時刻ｔ２でエネル
ギーの移行が完了し、帰線パルスｖ４ｇの振幅は最大に
なり、共振コンデンサ３６に流れる電流１３６は０にな
る。一方、第２ののこぎり波型流発生回路では共振周波
数がｆ２′となり第４図の状態でのｆ２よりも高くなっ
ているので、共振周波数ｆ２′が高くなったことにより
帰線パルスｖ４□′のパルス幅は狭くなり、エネルギー
の移行は第１ののこぎり波型流発生回路よりも早い時刻
ｔ１で完了する。従って、第２ののこぎり波型流発生回
路の共振コンデンサ４５に流れる　４電流１４．も時刻　ｔｌで０になる１、丑だ、共振コン
デンサ３４へのエネルギーの移行完了時刻は第１ののこ
ぎり波型流発生回路の共振周波数ｆ１で支配されるため
ｔ２である。

次いで、第６図すに示す様に、共振コンデンサ４６では
時刻ｔ１　　より、共振コンデンサ３４．３６では時刻
ｔ２より、共振原理によって帰線期間の後半に入り、そ
れぞれの共振コンデンサ３４゜３’６．４５に蓄えられ
た静電エネルギーが逆にコイル４０１　　、４−ｒ　ｌ
の方へ移行されてゆく。共振コンデンサ４５のエネルギ
ーは時刻　ｔ３で移行が完了−その後第６図Ｃの様にダ
ンパー電流１４４がダンパーダイオード４４に流れ始め
る。即ち、第６図Ｃより判る様に、共振コンデンサ３４
゜３６を含む第１ののこぎり波型流発生回路の共振周波
数１１が共振コンデンサ４５を含んで、構成される第２
ののこぎり波発生回路の共振周波数ｆ２′より低いだめ
、時刻ｔ３では未だコイル４０’へのエネルギーの移行
が行なわれているが、第２ののこぎり波型流発生回路で
は時刻ｔ３で帰線期１５間が完了し、ダンパーダイオード４４がオンして走査期
間前半へ入る。従って、共振コンデンサ３４の電流は時
刻　ｔ３以降はコイル４７′へは流れず、オン状態にあ
るダンパーダイオード４４を通って流れ始めることにな
る。このだめ、共振コンデンサ３４の残りの静電エネル
ギーはすべてコイル４０’へ移行されることになる。こ
の時のダンパーダイオード４４の電流１４４は第７図の
時刻ｔ３〜ｔ４での傾斜が示す様に急峻になっている。

次に、共振コンデンサ３４．３６のエネルギーは時刻ｔ
４ですべてコイル４０’へ移行完了し、ダンパーダイオ
ード３５がオンになって、その電流ｉ３５が流れ始める
。そして、時刻ｔ５でダンパーダイオード３５．３６が
オフになり、第６図ｅに示す様に水平出力トランジスタ
３１すなわちスイッチ３１′がオンになって走査の後半
へ入っていく。

しかるに、この時の第１ののこぎり波型流発生ｒ１２Ｊ
路においては、前述の様に共振コンデンサ３４の静電エ
ネルギーがｔ３以降すべてコイル４０’へ移行されてい
るだめにダンパー期間に第１ののこぎり被電流発生回路
のコンデンサ４１′に回生されるエネルギーは、ｆ１＝
ｆ２の状態のときよりも増加している３、そして、この
コンデンサ４１′。

の電圧は走査後半における第１ののこぎり被電流発生回
路の走査用電源となるものであるので、ｆｌ−ｆ２の時
よりも第１ののこぎり被電流発生回路に流れるエネルギ
ーが増加し、コイル４０’に流れるのこぎり波電流４０
′が第７図中に示すようにｆｌ””　ｆ２の」場合（一
点鎖線）よりも犬きくなる。

かくして、スイッチ４９をオンにすることにより、第１
と第２ののこぎり被電流発生回路の共振周波数を異らせ
て各回路がダンパー期間に入る時刻を変えることができ
、これによって走査用コンデンサ４１′に同期間に回生
させるエネルギーを増減させて偏向電流の大きさを制御
することが可能となる。

第６図ｅには時刻ｔ５〜ｔ６の走査期間後半の電流ルー
プを示してあ・す、第１ののこぎり波電流発７生回路で増加した分の電流はダンパーダイオード４４を
Ｉ再して流れることになる。

以トが第３図の回路の等価回路である第４図の回路の基
本動作であるが、次に第４図のスイッチ４９′である第
３図のサイリスタ４９を走査後半の一部分でのみオンさ
せるようにした場合の動作について説明する。

第８図Ｃに示す様に、走査期間後半の途中の時刻ｔｓ１
で、スイッチ４９′をオンにするとコイル４８に電流１
４８（実線）が流れ、第８図すに示すコイル４７の電流
ｉ４□（実線）との合成電流ｉ４□′は第８図ｄ中の破
線で示すような波形となる。

寸だ、第２ののこぎり波電流発生回路中に発生する帰線
パルスがサイリスタ４９のカソード電圧に対１〜て逆方
向バイアスとして印加されるようになるため、サイリス
タ４９は自動的にその帰線パルスによって時刻　ｔｌの
少し後にオフにされる。

従って、スイッチ４９′がｔｓｌでオンになることでコ
イル４ア、４８が並列接続されてその合成′スンダクタ
ンスが小さくなり、スイッチ４９′が８ｔｌの少し後でオフにされる帰線期間の前半−までその
コイル４８がエネルギーの授受に寄与するので、結局、
帰線期間全体としては第１ののこぎり被電流発生回路の
帰線期間よりも短かぐなる。よって、前記した動作原理
に従い、第８図ｄ中に破線で示す様に第２ののこぎり被
電流発生回路での合成電流ｉ４□′は減少しくすなわち
エネルギーが減少し）、第８図ｄ中に実線で示す様に第
１ののこぎり被電流発生回路ののこぎり波電流１４ｏ′
は増加する（すなわちエネルギーが増加する）。

次に、スイッチ４９′　（サイリスタ４９）をオンにす
る位相を時刻ｔｓ２に進めたとする。この場合には、コ
イル４８の電流１４８は第８図Ｃ中に破線で示すような
電流となり、第８図す中に破線で示したコイル４７の電
流１４□との合成電流１４テは第８図Ｃ中に破線で示す
ようになる。

ここで、スイッチ４９′をオンにする位相を〒ぐした場
合の動作について、特に帰線期間の前半について説明す
る。第８図ｄ、ａにおいて、帰線期間の始捷る時刻ｔ１
はスイッチ３１′　（すなわ１９ち水モ出カドラン／スタ３１）がオンになるタイミンク
でスイッチ４９′のオンになる位相とに関係なく一定で
ある。しかし、時刻　ｔｌにおけるコイル４７と４８の
エネルキー配分については、当然スイッチ４９′のオン
になる位相が早い程コイル４８のエネルギーの方がコイ
ル４７に比へて多くなる。この遣いは、第８図ｄ、ｅ中
に破線で示ず」：うに電流１　′の帰線期間前半が終了
する時７刻ｔ２．ｔ２′　の違いとなってあられれ、スイッチ４
９′のオンになる位相が早い方が帰線ルｊ間前半が早く
終了する。帰線期間後半ではスイッチ４９′がオフにな
ってコイル４７しか寄与しないため変化はなく、結局帰
線期間全体としては短かくなる。

この結果は、コイル４８のコイル４７′に対するエネル
キー分担比が変わり、帰線期間前半におけるコイル４８
の寄与するエネルギー量が変化することに起因する。

以上の動作により、スイッチ４９′　をオンさせる位相
を時刻’ｓ１からｔｓ２に進めると、更に帰線１４開昭
５８−１２４３７１（６）４７．４８等で構成される第２ののこき′り波型流発生
回路の電流１４□′　（破線）は更に減少し、コイル４
０′等で構成される第１ののこぎり波型流発生回路の電
流１４゜′が増加する。

かぐして、スイッチ４９′をオンにする位相を変化させ
ることによりコイル４７．４８に流れる電流　１４□′
を制御することができ、こ！１．によって、水産偏向コ
イル４ｏおよびフライバックトランス３了の一次側巻線
３８に発生するのこぎり波電流１４デおよび帰線パルス
ｖ４ｏ′の大きさを制御することができる。

そこで、第３図の回路構成の様に水平偏向コイル４０に
流れる水平偏向用ののこき゛り波電流を検出トランス４
２等によって検出し、その検出レベルに応じて制御回路
５１でサイリスタ４９をオンにするトリカー位相を制御
することにより、水゛Ｆ出力回路全体にチョークコイル
３０を介して非安定な直流電源を供給していても、水平
偏向コイル４０ののこぎり波電流やフライバックトラン
スこのように、本ｆｉｊｌ路によれば、水平偏向回路に
供給する電源を安定化するだめの電圧安定化回路を必四
とせず、水平偏向回路自身で水平偏向電流や高圧出力を
安定に発生することができる。才だ、安定化のために、
サイリスタのトリカー位相を変えてスイッチング制御す
るようにしているので、効率が良く熱の発生も少なくな
る。

さらに、スイッチング制御素子としてサイリスタ４９を
使ってもターンオフが帰線パルスによッテ自動的に行な
われるので、ターンオフのだめの特別な回路を必要とし
ないもので゛ある。

次に、本発明の他の実施例を第９図に示す。第９図にお
いて、第３図の実施例の回路との相違点は、第２ののこ
きり波型流発生回路のサイリスタ４９を逆極性にして接
続した点である。このようにすると、帰線期間の後半に
おいてサイリスタ４９をオンさせることにより、帰線期
間の前半に共振コンデンサ４６に蓄えられたエネルギー
を帰線期間の後半でコイル４７とコイル４８に分割する
と共にその合成インダクタンスＬ４□′を帰線期２間の後半で小さくして共振周波数を高くし、帰線ル１間
全体では第３図の回路の動作原理と同様に、第１ののこ
ぎり波型流発生回路の帰線期間より知かくする。従って
、サイリスタ４９をオンにする位相を第３図と同様な検
出手段と制御手段をもって制御することにより偏向電流
や帰線パルスを安定化することができる。

なお、以上の実施例においてはスイッチ４９′として５
ＣＲ４９を用いたが、この他にも制御可能なスイッチン
グ素子を用いてもよい。

以ト詳述したように、本発明によれば、第１ののこぎり
波型流発生回路と第２ののこぎり波型流発生回路を設け
、第１ののこぎり波型流発生回路に水平偏向ヨークとコ
ンデンサとの直列回路とフライバンクトランスを接続し
、第２ののこぎり彼電流発生回路中には第１のコイルに
スイッチング制御素子を介して第２のコイルを接続し、
かつそれらに直列にコンデンサを接続し、その水平偏向
ヨークの偏向電流の変動を検出しその検出レベルに応じ
てスイッチング制御素子のスイッチング期２３間を制御して水平偏向電流およびフライバンクパルスを
も安定化するようにしたものであるので、安定化してい
ない直流を供給しでも安定な水平偏向と高圧を得ること
かでき、電源の電圧安定化回路を不要にすることができ
るので消費電力を少なくすることができて効率が良く、
放熱のだめの大きい放熱板等も不要で小形化することの
できる、有用な水平偏向回路を得ることができるもので
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の水平偏向回路の回路図、第２図ａ、ｂは
その一部の回路図および動作特性図、第３図回本発明の
一実施例における水平偏向回路のＦ】１路図、第４図は
その等価回路図、第５図ａ、ｂ。ｃ、ｄおよび第６図ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅはその動作を説
明するための回路図、第７図ａ、ｂ、ｃ。ｄ＋　”　＋　ｆ＋’Ｊおよび第８図ａ、ｂ、ｃ、ｄ、
ｅにその動作′（ｉｌ−説明するだめの波形図、第９図
Ｃ本発明の他の実施例における水平偏向回路の回路図−
・′□、！６・特開昭５８−１２４３７１（７）２５　、２６　、２７　、２８　、、、、、、電源整流
用のダイオード、２９　、、、、、、平滑用のコンチン
”ソー１３０００１０１．チヨークコイル、３１　、、
、、、、水平出力トランマスタ（第２のスイッチング制
御素子）、３４９３１００．共振コンテン−リ買第６の
コンチン→ノ）、３６　、、、、、、ダンパーダイオー
ド（第１のダイオード）、３６　、、、、、、共４辰コ
ンテンザ（第３のコンデンサ）、３７　、、、、、、フ
ライバンクトランス、３８０１０００．−次巻線、３９
　、、、、、、コンデンサ（第２のコンデンサ）、４０
　、、、、、、水平偏向コイル、４１０１００１．コン
デンサ（第１のコンデンサ）、４２゜６１９０１．検出
用トランス、４４　、、、、、、ダンパーダイオード（
第２のダイオード）、４５　、、、、、、共振コンチン
−＋ｊ（ｉ５のコンデンサ）　、４６　、、、、、、コ
ンデンサ（第４のコンデンサ）、４７　、、、、、、変
調用コイル、４８　、、、、、、コイノペ４９　、、、
、、、サイリスタ（第１のスイッチング制御素子）、５
１　、、、、、。制御回路、５２、、、、、．１．リカートランス。代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図入７７寛７Ｅ（）第３図第５図ｔａノ第６図　　　　第７図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）水平偏向コイルと第１のコンデンサとを直列接続
した第１の直列回路と、フライバックトランスと第２の
コンデンサとを直列接続した第２の直列回路と、第１の
ダイオードと、第３のコンデンサを並列に接続して構成
した第１ののこぎり波型流発生回路を設け、変調用コイ
ルと第４のコンデンサとを直列接続した第３の直列回路
と、第２のダイオードと、第５のコンデンサとを並列に
接続し、かつ上記第３の直列回路中の変調用コイルと並
列に第１のスイッチング制御素子とコイルとの直列回路
を接続して構成した第２ののこぎり波型流発生回路を設
け、上記第１．第２ののこぎり波型流発生回路を直列に
接続し、上記第１．第２のダイオードは同一極性方向に
し、帰線期間中しゃ断する第２のスイッチング制御素子
と第６のコンデンサを上記第１．第２ののこきり波型流
発生回路の直列１「ｊ１路と並列に接続し、直流電圧源
を上記第２のスイッチング制御素子の一端に供給するよ
うにし、上記第１ののこきり波型流発生回路の電流寸た
け帰線パルスを検出する検出回路を設け、その検出出力
に応じて上記第１スイツチング制御素子導通期間を制御
することにより水・Ｖ偏向電流および帰線パルスを安定
化する制御回路を設けたことを特徴とする水平偏向回路
。