JPS58116084A - 誘導電動機駆動装置 - Google Patents
誘導電動機駆動装置Info
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- JPS58116084A JPS58116084A JP56213935A JP21393581A JPS58116084A JP S58116084 A JPS58116084 A JP S58116084A JP 56213935 A JP56213935 A JP 56213935A JP 21393581 A JP21393581 A JP 21393581A JP S58116084 A JPS58116084 A JP S58116084A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- speed
- current
- circuit
- signals
- speed deviation
- Prior art date
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- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は一導電動機駆動装置に係り、特に発生トルク或
いは指令トルクと速度偏差の関係に直線性を持たせた一
導電動機駆動装置に関する。
いは指令トルクと速度偏差の関係に直線性を持たせた一
導電動機駆動装置に関する。
−場電動嶺の制御方法としてはベクトル制御法、或いは
磁界加速形制御法が提案されている。か\る制御方法に
よれば誘導電動機の1次電流を瞬時値制御でき、比較的
即応性ある木目細かい制御ができる。しかしながら、パ
ルス幅変調制御を採用している関係上誘導電IEtI機
の運転中にかなりの励磁音が発生する。そして、この励
磁音はアイドリンク運転などの軽負荷時に目立ち、周囲
の操作者に不快感を与え、しかも発熱の増加も生じてい
た。
磁界加速形制御法が提案されている。か\る制御方法に
よれば誘導電動機の1次電流を瞬時値制御でき、比較的
即応性ある木目細かい制御ができる。しかしながら、パ
ルス幅変調制御を採用している関係上誘導電IEtI機
の運転中にかなりの励磁音が発生する。そして、この励
磁音はアイドリンク運転などの軽負荷時に目立ち、周囲
の操作者に不快感を与え、しかも発熱の増加も生じてい
た。
従って、本発明は軽負荷時の励磁音を低減し、発熱を減
少せしめるとともに高速回転時における三相電流出力の
歪を減少せしめる誘導電動I!1IIA動装置を提供す
ることを目的とする。
少せしめるとともに高速回転時における三相電流出力の
歪を減少せしめる誘導電動I!1IIA動装置を提供す
ることを目的とする。
以下、本発明を図面に従って詳細に説明する。
第1図はベクトル制御法における誘導電動機の等価回路
図であり、図中1tt’11次電流、■oは励磁電流、
I、#′12次電流、4は励磁リアクタンス、rlは等
価抵抗、易はすべりである。このように誘導電動機の等
価回路を考察すると発生トルクTは■3と$ωSが比−
例するものとすればトルクTは2次電流■!に比例し直
流電#機と同様なトルク発生メカニズムを有することに
なる。ところで第1図から へ4I・=−−1゜ $ が成り立つから、■3と誇、を比例させるためには励磁
電fileを一定にしなくてはならない。
図であり、図中1tt’11次電流、■oは励磁電流、
I、#′12次電流、4は励磁リアクタンス、rlは等
価抵抗、易はすべりである。このように誘導電動機の等
価回路を考察すると発生トルクTは■3と$ωSが比−
例するものとすればトルクTは2次電流■!に比例し直
流電#機と同様なトルク発生メカニズムを有することに
なる。ところで第1図から へ4I・=−−1゜ $ が成り立つから、■3と誇、を比例させるためには励磁
電fileを一定にしなくてはならない。
以上から、ベクトル制御法は、励磁電流1.と2次電流
1.の直交性を保証しながら、励磁電流1.を一定に維
持し、且つ2次電流■3のみを負荷トルクに比例させて
変化させる制御方法である。そして、従来のベクトル制
御法においては指令速度と実速度の偏差(速度偏差IE
Rをトルク指令とみなしているから、上Cベクトル制御
法においては速度偏差ERに応じて1次電流irを 1、 = I圃+jkER(3) を満足するように決定している。
1.の直交性を保証しながら、励磁電流1.を一定に維
持し、且つ2次電流■3のみを負荷トルクに比例させて
変化させる制御方法である。そして、従来のベクトル制
御法においては指令速度と実速度の偏差(速度偏差IE
Rをトルク指令とみなしているから、上Cベクトル制御
法においては速度偏差ERに応じて1次電流irを 1、 = I圃+jkER(3) を満足するように決定している。
このようにベクトル制御法においては軽負荷時において
4励出電fil@は一定に維持される九め励磁音が目立
ち、又、何等補正することなく速度偏差をトルク指令と
みなしている友め確実な制御ができない欠点がある。
4励出電fil@は一定に維持される九め励磁音が目立
ち、又、何等補正することなく速度偏差をトルク指令と
みなしている友め確実な制御ができない欠点がある。
それ故、本発明においては励磁111 tN、I oを
負荷に応じて変化させ、これにより軽負荷時の励磁音を
減小させている。更に、本発明では速度偏差がそのま\
トルク指令となるように補正手段を設けている。そして
、励磁電流!6を負荷に応じて変化させるために、次式
が満足されるように1次電流I。
負荷に応じて変化させ、これにより軽負荷時の励磁音を
減小させている。更に、本発明では速度偏差がそのま\
トルク指令となるように補正手段を設けている。そして
、励磁電流!6を負荷に応じて変化させるために、次式
が満足されるように1次電流I。
を変化させている。
1+ = ER−11L41
この(4)式はベクトル制御により決定される1仄電t
it 値L ((3t 式)のER倍となるよりに1次
電流■1を制御することを意味している。
it 値L ((3t 式)のER倍となるよりに1次
電流■1を制御することを意味している。
−万、(31,(41式から
11 =Iam−ER+ j k−ER” (51
が41!出される。そして(5)式から1次電流の伽暢
11、励磁電流1o、 2次電流I、はそれぞれtl−
> ”’ (ERIo、、l”+(k−ER”l”
(ellIs =E R−1om
(711鵞=にmER”
(8Jと表現され、(7)(3)式から ER= 1./1. (9)が導出さ
れる。同、01式の■。と■、の関係を第2図に示す。
が41!出される。そして(5)式から1次電流の伽暢
11、励磁電流1o、 2次電流I、はそれぞれtl−
> ”’ (ERIo、、l”+(k−ER”l”
(ellIs =E R−1om
(711鵞=にmER”
(8Jと表現され、(7)(3)式から ER= 1./1. (9)が導出さ
れる。同、01式の■。と■、の関係を第2図に示す。
ところで、トルクTは
T = kl + I意
二に意1o1m 01)となるから
、(9)、(ト)、OX)式からT = k、 I・=
に、・ER03 が成立し、トルクはERの5乗に比例する。
、(9)、(ト)、OX)式からT = k、 I・=
に、・ER03 が成立し、トルクはERの5乗に比例する。
以よ、ERt−速度偏差として説明してきたがここで真
の速度偏差上ε、とし、次式 %式%( が成立するものとすれば、O2式から T c(g、mER” となる。即ち、真の速度偏差6.とするとき03式よ#
)ERl−求め、とのERに対しく31. (4)式が
満たされるように制御すれば−1がそのままトルク指令
となり、又励磁電流IOは(Q)、 0.1式からI・
=3v′i″;弓Omとなり、速度偏差Cr、換言すれ
ば負荷トルクに応じて変化し軽負荷時の励磁音を抑制さ
せることができる。
の速度偏差上ε、とし、次式 %式%( が成立するものとすれば、O2式から T c(g、mER” となる。即ち、真の速度偏差6.とするとき03式よ#
)ERl−求め、とのERに対しく31. (4)式が
満たされるように制御すれば−1がそのままトルク指令
となり、又励磁電流IOは(Q)、 0.1式からI・
=3v′i″;弓Omとなり、速度偏差Cr、換言すれ
ば負荷トルクに応じて変化し軽負荷時の励磁音を抑制さ
せることができる。
第3図は、本発明に係る実施例ブロック図である。図中
101は三相誘導電動機、102はレゾルバなどのパル
スジェネレータで回転速度に比例した互いに90°位相
のづれた2つの正弦波信号Pa、Pbを発生する。10
3Fi4倍回路であり、正弦波信号Pa、Pbをパルス
列Pa、 Pb (図示せず)に変換すると共にその
周波数を4倍する。父、4倍回路105はパルス列〆a
、phの位相を監視し正転している場合には% 114
に正転パルスPnを、逆転している場合には?#jt意
に逆転パルスPrをそれぞれ出力する。104tj正転
又は逆転パルスPn、 Prの周波数を電圧に変換する
周波数電圧変換器(F/V変僕器という)、105は微
分回路、106it同期整流回路、107+1〜107
bはFETなどの電子スイッチであり、所定速度以上で
はFVz換! 104の出力電圧を、所定速度以上では
同期整流回路106の出力電圧をII Amに出力する
。108は図示しない速f指令回路から指令される速度
指令電圧VCMDと実速度電圧TSAO差g、(以後速
度偏差という)を演算する演算回路、109は速度偏差
crt−比例積分する比例積分回路、110は速度偏差
C1を絶対値化する絶対値回路、111は立方根関数発
生回路であり、(至)式に示す ER−V’ゴ「 の演算を行ない速度偏u grの立方根を出力する。
101は三相誘導電動機、102はレゾルバなどのパル
スジェネレータで回転速度に比例した互いに90°位相
のづれた2つの正弦波信号Pa、Pbを発生する。10
3Fi4倍回路であり、正弦波信号Pa、Pbをパルス
列Pa、 Pb (図示せず)に変換すると共にその
周波数を4倍する。父、4倍回路105はパルス列〆a
、phの位相を監視し正転している場合には% 114
に正転パルスPnを、逆転している場合には?#jt意
に逆転パルスPrをそれぞれ出力する。104tj正転
又は逆転パルスPn、 Prの周波数を電圧に変換する
周波数電圧変換器(F/V変僕器という)、105は微
分回路、106it同期整流回路、107+1〜107
bはFETなどの電子スイッチであり、所定速度以上で
はFVz換! 104の出力電圧を、所定速度以上では
同期整流回路106の出力電圧をII Amに出力する
。108は図示しない速f指令回路から指令される速度
指令電圧VCMDと実速度電圧TSAO差g、(以後速
度偏差という)を演算する演算回路、109は速度偏差
crt−比例積分する比例積分回路、110は速度偏差
C1を絶対値化する絶対値回路、111は立方根関数発
生回路であり、(至)式に示す ER−V’ゴ「 の演算を行ない速度偏u grの立方根を出力する。
112ij電圧周波数変換器(V/F変換器という)で
あり、ERの大きさに比例し次局波数のパルス列reを
出力する。113はマイクロコンビエータであ抄、処理
装置115aと、コントロールプログラムメモリ11s
bと、データメモリ115C’i有している。データメ
モリ11se/riトルク対振幅特性(T−1;’It
性)、トルク対位相特性(T−ψ特性)、回転角対正弦
値特性(サインパターン)などをティジタル的に関数テ
ーブルとして記憶している。
あり、ERの大きさに比例し次局波数のパルス列reを
出力する。113はマイクロコンビエータであ抄、処理
装置115aと、コントロールプログラムメモリ11s
bと、データメモリ115C’i有している。データメ
モリ11se/riトルク対振幅特性(T−1;’It
性)、トルク対位相特性(T−ψ特性)、回転角対正弦
値特性(サインパターン)などをティジタル的に関数テ
ーブルとして記憶している。
T −1t41件の関数テーブルは、入力される偏差E
Ri)ルクTとみなし、第(3)式によって得た1次電
流の振巾値Lt、各トルクT(即ちER)対応に記憶し
友ものである。又、T−ψ特性の関数テーブルは、第2
図より−ψ=kERシ1.−であるから、これ管用いて
位相角9を各トルクT対応に同様に求め、各トルクT対
応に記憶し友ものである。
Ri)ルクTとみなし、第(3)式によって得た1次電
流の振巾値Lt、各トルクT(即ちER)対応に記憶し
友ものである。又、T−ψ特性の関数テーブルは、第2
図より−ψ=kERシ1.−であるから、これ管用いて
位相角9を各トルクT対応に同様に求め、各トルクT対
応に記憶し友ものである。
処理装置1115mはコントロールプログラムの制御に
よりV/F変換器112から発生するパルス列Peを所
定時間計数し、該計数値NとT−1;特性を用いてディ
ジタルの電流振幅Ist出力する。即ち、計数値Nをト
ルク指令とみなし、T −I’%性から■1′を求め出
力する。冑、この電流指令lI′は(3)式に示す1次
電流の振幅となっている。又、処理装置1151は誘導
電動機101の回転速度に比例した角周波数ω、1−有
するパルス列Pn又はPr、T−ψ特性などt用いて ER−s+鳳 (ωat + ωSt + ψ )
α4ER−Sll(
ωnt+ωst+9’+2π15)(至)をディジタル
で出力する。同、ω易はすべり角周波数、ψは位相差で
ある。114はディジタルの電流振幅I+’((3)式
)をアナログに変換するDA変換器、116、117は ■;−ER−湘(ωat+ω魯t+ψ) ば11
′−ER−31臘(ωnt+ω*t+q+2x7s )
adをアナログに変換し、U相及び■相のアナログ
電流指令iu、 iマに出力するDA変換器、118は
iu+iマ→iw (ト)の加算演
算を行ないW相の電流指令1wを出力する演算回路、1
19.120は誘導電動機のU相、■相を流れる相電流
iua、 1マ暑を検出する変流器、121は ima + iva 41va
Qf)の加算演算を行ないW相を流れる摺電fil
1vaを出力する演算回路、122U、 122V、
122Wはそれぞれ各相毎に設けられ、電流差(iu
−iua )、 (1v−1マ1)。
よりV/F変換器112から発生するパルス列Peを所
定時間計数し、該計数値NとT−1;特性を用いてディ
ジタルの電流振幅Ist出力する。即ち、計数値Nをト
ルク指令とみなし、T −I’%性から■1′を求め出
力する。冑、この電流指令lI′は(3)式に示す1次
電流の振幅となっている。又、処理装置1151は誘導
電動機101の回転速度に比例した角周波数ω、1−有
するパルス列Pn又はPr、T−ψ特性などt用いて ER−s+鳳 (ωat + ωSt + ψ )
α4ER−Sll(
ωnt+ωst+9’+2π15)(至)をディジタル
で出力する。同、ω易はすべり角周波数、ψは位相差で
ある。114はディジタルの電流振幅I+’((3)式
)をアナログに変換するDA変換器、116、117は ■;−ER−湘(ωat+ω魯t+ψ) ば11
′−ER−31臘(ωnt+ω*t+q+2x7s )
adをアナログに変換し、U相及び■相のアナログ
電流指令iu、 iマに出力するDA変換器、118は
iu+iマ→iw (ト)の加算演
算を行ないW相の電流指令1wを出力する演算回路、1
19.120は誘導電動機のU相、■相を流れる相電流
iua、 1マ暑を検出する変流器、121は ima + iva 41va
Qf)の加算演算を行ないW相を流れる摺電fil
1vaを出力する演算回路、122U、 122V、
122Wはそれぞれ各相毎に設けられ、電流差(iu
−iua )、 (1v−1マ1)。
(iw iwa )を演算して増幅する電流制御回路
、125はパルス幅変調回路であ抄、それぞれ各相毎に
般社られた5つのパルス幅変調回路12!IU、 12
J$V。
、125はパルス幅変調回路であ抄、それぞれ各相毎に
般社られた5つのパルス幅変調回路12!IU、 12
J$V。
123Wを有し前記各電流差をパルス幅変調する。
124はトランジスタよりなるインバータ回路、125
は5相交流を直流に変換する整流器である。
は5相交流を直流に変換する整流器である。
これらパルス幅変−回路125、インバータ124、整
流回路125は第4図に示す如く構成されている。
流回路125は第4図に示す如く構成されている。
整流回路125はダイオード群DGとコンデンサCND
ft有し、パルス幅変調器125は鋸歯状波信号STS
を発生する鋸歯状波発生口jli35TSG 、比較器
COMU、 COMV、 COMW、 / ットゲー)
NOT、〜NOT、、ドライバDV、 % DV、を
有し、インバータ124は6個のパワートランジスタQ
1〜Q・とターイオードD1〜D墨を有している。パル
ス幅変調回路125の各比較器COMU、 COMV、
COMwfl−tレ−t’fL鋸歯状波信号STSと
三相交流信号iuc (=iu −lua ) 、iv
c (= iv −Iva l、1−C(= 1− 1
va )の振幅を比較し、luc。
ft有し、パルス幅変調器125は鋸歯状波信号STS
を発生する鋸歯状波発生口jli35TSG 、比較器
COMU、 COMV、 COMW、 / ットゲー)
NOT、〜NOT、、ドライバDV、 % DV、を
有し、インバータ124は6個のパワートランジスタQ
1〜Q・とターイオードD1〜D墨を有している。パル
ス幅変調回路125の各比較器COMU、 COMV、
COMwfl−tレ−t’fL鋸歯状波信号STSと
三相交流信号iuc (=iu −lua ) 、iv
c (= iv −Iva l、1−C(= 1− 1
va )の振幅を比較し、luc。
ivc、 iwcがSTSの値より大きいときにn’1
”k、小さいときにはlO″を出力する。従って、今i
ucについて着目すると比較器COMUから第5図に示
すパルス幅変調され・九電流指令Ivcが出力される◎
即ち、iuc、ivc、 i’wcの振幅に応じてノく
ルス幅変調された三相の電流指令1 uc 、 ivc
、 Iwcが出力される。ついで、ノットゲー) N
OT、〜NOT、、ドライバ回路DV、〜DV−はこれ
ら電流指令1uc、 Ivc。
”k、小さいときにはlO″を出力する。従って、今i
ucについて着目すると比較器COMUから第5図に示
すパルス幅変調され・九電流指令Ivcが出力される◎
即ち、iuc、ivc、 i’wcの振幅に応じてノく
ルス幅変調された三相の電流指令1 uc 、 ivc
、 Iwcが出力される。ついで、ノットゲー) N
OT、〜NOT、、ドライバ回路DV、〜DV−はこれ
ら電流指令1uc、 Ivc。
Iwcを駆動信号SQ+−5Qsに変換し、インバータ
124を構成する各パワートランジスタQ1〜Qatオ
ン/オフ制御する。
124を構成する各パワートランジスタQ1〜Qatオ
ン/オフ制御する。
次に、1185図に示す実施例の動作について説明する
。
。
誘導電動機101を所望の回転速度で回転せしめるべく
、演算回路108の入力端に所定アナログ値を有する速
度指令回路VCMDが図示しない速度指令回路から与え
られる。又、誘導電動機101は所定の負荷で指令速度
よりすべりSだけ低い回転速lj TSAで回転してい
るとする。誘導電動機101の回転速度は速度検出器と
して作用するレゾルバ102により検出され、該レゾル
バから回転速度に比例する周波数を有する互いにπ/2
位相のすA次2つの正弦波信号PA、pmが発生する。
、演算回路108の入力端に所定アナログ値を有する速
度指令回路VCMDが図示しない速度指令回路から与え
られる。又、誘導電動機101は所定の負荷で指令速度
よりすべりSだけ低い回転速lj TSAで回転してい
るとする。誘導電動機101の回転速度は速度検出器と
して作用するレゾルバ102により検出され、該レゾル
バから回転速度に比例する周波数を有する互いにπ/2
位相のすA次2つの正弦波信号PA、pmが発生する。
この正弦波惰号Pム、 I’Bti共に4倍回路103
に入力され、正転酸い鉱逆転に応じて4倍の周波数を有
するパルスM PII或いはPrK変換される。ついで
、パルス列Pa或いはPr FiF/V変換器104に
よりアナログ化され、その実速度電圧TSAは演算回路
108に加えられる。そして演算回路108にて演算さ
れた実速回路110を通して絶対値回路111に加λら
れる。
に入力され、正転酸い鉱逆転に応じて4倍の周波数を有
するパルスM PII或いはPrK変換される。ついで
、パルス列Pa或いはPr FiF/V変換器104に
よりアナログ化され、その実速度電圧TSAは演算回路
108に加えられる。そして演算回路108にて演算さ
れた実速回路110を通して絶対値回路111に加λら
れる。
伺、誤産増幅器109は次式に示す比例構分演算を行な
う。
う。
Er ;Kx (VCMD TSA ) +に8Σ(
VCMD TSA )Σ(VCMD−TSA)=ΣT
VCMD−TSA )+(VCMD−TSAJ絶対値回
路110は誤差アンプ109の出力を絶対値化し、絶対
値を立方根関数発生回路111に入力する。立方根関数
発生回路111は□□□式に示す立方根の演算を行ない
(E R= y’TT ) 、演算結果ERをV/F変
僕器112に出力する。■β変換!112はERに比例
した周波数のパルス列Pet−出方し、このパルス列P
eはマイクロコンピュータ115にとり込まれ、(3)
弐に示す電流振幅指令1r(=v’面百(kjR)m+
が1114に出力される。この電流振幅b/はDA変換
器114にてDA変換される。一方、マイクロコンピュ
ータ115は位相角ψをテーブルからサーチし、偏差E
Rの乗算された正弦波信号(α◆、QS式)1−出力す
る。この1次電流振帳II′はDA変換器116゜11
7において、マイクロコンビエータから別に出力されて
いる正弦波信号((ロ)11と乗算され、Q4I、uに
示すU相、■相のアナログ電流指令1u、ivに変換さ
れる。
VCMD TSA )Σ(VCMD−TSA)=ΣT
VCMD−TSA )+(VCMD−TSAJ絶対値回
路110は誤差アンプ109の出力を絶対値化し、絶対
値を立方根関数発生回路111に入力する。立方根関数
発生回路111は□□□式に示す立方根の演算を行ない
(E R= y’TT ) 、演算結果ERをV/F変
僕器112に出力する。■β変換!112はERに比例
した周波数のパルス列Pet−出方し、このパルス列P
eはマイクロコンピュータ115にとり込まれ、(3)
弐に示す電流振幅指令1r(=v’面百(kjR)m+
が1114に出力される。この電流振幅b/はDA変換
器114にてDA変換される。一方、マイクロコンピュ
ータ115は位相角ψをテーブルからサーチし、偏差E
Rの乗算された正弦波信号(α◆、QS式)1−出力す
る。この1次電流振帳II′はDA変換器116゜11
7において、マイクロコンビエータから別に出力されて
いる正弦波信号((ロ)11と乗算され、Q4I、uに
示すU相、■相のアナログ電流指令1u、ivに変換さ
れる。
父、lu、ivは演算回路118において(2)式の加
算演算セーされW相の電流指令1wが出力される。
算演算セーされW相の電流指令1wが出力される。
しかる後、3相電流指令iu、 iv、1wは電流制御
回路122U、 122V 、 122W4Cて実際の
相電流1u1゜1VIl、iWaと差分がとられ、且つ
増幅され、その差分1uc、ivc、iwc Fiパル
ス幅変11I[!ll!l路125路孔25COMU
、 COMV 、 COMW (第4図)に印加すれる
。各比較II COMU 、 COMV 、 COMW
Fiそれぞれ鋸歯状波信号STSと三相交流信号iuc
、ivc、iwcの振幅を比較し、パルス幅変調され九
三相の電流指令Iuc、lvc。
回路122U、 122V 、 122W4Cて実際の
相電流1u1゜1VIl、iWaと差分がとられ、且つ
増幅され、その差分1uc、ivc、iwc Fiパル
ス幅変11I[!ll!l路125路孔25COMU
、 COMV 、 COMW (第4図)に印加すれる
。各比較II COMU 、 COMV 、 COMW
Fiそれぞれ鋸歯状波信号STSと三相交流信号iuc
、ivc、iwcの振幅を比較し、パルス幅変調され九
三相の電流指令Iuc、lvc。
1wcを出力し、ノートゲートNOT+ −N OTs
及びドライバDV、〜DV−を介してインバータ駆動信
号SQ+〜SQ−を出力する。これらインバータ駆動信
号5Qx=SQ・は士れぞれインバータ124を構成す
る各パワートランジスタQ1〜Q6のベースに入力され
、これら各パワートランジスタ(b−Q@をオン/オフ
制麹し、誘導電動機101に三相電流を供給する。
及びドライバDV、〜DV−を介してインバータ駆動信
号SQ+〜SQ−を出力する。これらインバータ駆動信
号5Qx=SQ・は士れぞれインバータ124を構成す
る各パワートランジスタQ1〜Q6のベースに入力され
、これら各パワートランジスタ(b−Q@をオン/オフ
制麹し、誘導電動機101に三相電流を供給する。
以後、同様な制御が行われて最終的に誘導電動機101
は指令速度で回転することになる。
は指令速度で回転することになる。
以上、本発明によれば励磁電流!0を速度偏差、換言す
ればトルクに応じて変化するようにしたから軽負荷時或
いは低速度における励磁音を抑制することができ、発熱
も低減でき誘導電動機の商品側値を高めることができる
。又、演算手段によって、出来る限りの処理をデジタル
演算で実行し、振幅信号と乗算された正弦波信号とを出
力し、これらによって三相電流指令を発生しているので
、必要最小限のアナログ処理で済み、従って高速回転時
に偏差信号の高周波成分によって出力波形にノイズが乗
る恐れが少なく、特に高速回転時にうねり音が生じるの
を防ぐことが出来る。
ればトルクに応じて変化するようにしたから軽負荷時或
いは低速度における励磁音を抑制することができ、発熱
も低減でき誘導電動機の商品側値を高めることができる
。又、演算手段によって、出来る限りの処理をデジタル
演算で実行し、振幅信号と乗算された正弦波信号とを出
力し、これらによって三相電流指令を発生しているので
、必要最小限のアナログ処理で済み、従って高速回転時
に偏差信号の高周波成分によって出力波形にノイズが乗
る恐れが少なく、特に高速回転時にうねり音が生じるの
を防ぐことが出来る。
同、本発明を一実施例によって説明し之が、本発明の主
旨の範囲内で一種々の変形が可能であり、こnらを本発
明の範゛囲から排除する本のではない。
旨の範囲内で一種々の変形が可能であり、こnらを本発
明の範゛囲から排除する本のではない。
第1図はベクトル制御における誘導電動機の等価回−図
、l@2図は本発明に係る■。と■4の関係図、第5図
は本発明の実施例ブロック図、第4図は纂5図実施例に
おけるパルス幅fIJI4回路、インバータ、gI流器
の回路ブロック図、第5図はパルス幅Rfl14動作を
説明する説明図である。 101・・・―導電動機、102・・・レゾルバ、10
5・・・4倍回路、104・・・F/V変換器、109
・・・比例積分回路、110・・・絶対値回路、111
・・・立方根関数発生回路、112・・・V/F f換
器、115・・・マイクロコンピュータ、114・・・
D/A変換器、125・・・パルス幅変調回路、124
・・・インバータ。 特許出願人 富士通ファナック株式会社代理人弁壇
士辻 實 外2名
、l@2図は本発明に係る■。と■4の関係図、第5図
は本発明の実施例ブロック図、第4図は纂5図実施例に
おけるパルス幅fIJI4回路、インバータ、gI流器
の回路ブロック図、第5図はパルス幅Rfl14動作を
説明する説明図である。 101・・・―導電動機、102・・・レゾルバ、10
5・・・4倍回路、104・・・F/V変換器、109
・・・比例積分回路、110・・・絶対値回路、111
・・・立方根関数発生回路、112・・・V/F f換
器、115・・・マイクロコンピュータ、114・・・
D/A変換器、125・・・パルス幅変調回路、124
・・・インバータ。 特許出願人 富士通ファナック株式会社代理人弁壇
士辻 實 外2名
Claims (1)
- 一場電動41に対する指令速度と実速度との速度偏差を
用いて三相の電流指令を出方し、該電流指令に着いて誘
導電動mt駆動する誘導電動機駆動装置において、該指
令速度と実速度から速度偏差信号を発生する手段と、該
速度偏差信号から伽幅信号を発生するとともに該速度偏
差信号と正弦波信号との乗算結果を示す出力信号を発生
する演算手段と、該演算手段の振幅信号と出方信号とを
用いて三相の電流指令を発生する手段とを有することを
特徴とする誘導電動機駆動装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56213935A JPS58116084A (ja) | 1981-12-29 | 1981-12-29 | 誘導電動機駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56213935A JPS58116084A (ja) | 1981-12-29 | 1981-12-29 | 誘導電動機駆動装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58116084A true JPS58116084A (ja) | 1983-07-11 |
Family
ID=16647478
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP56213935A Pending JPS58116084A (ja) | 1981-12-29 | 1981-12-29 | 誘導電動機駆動装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS58116084A (ja) |
-
1981
- 1981-12-29 JP JP56213935A patent/JPS58116084A/ja active Pending
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