JPH118600A - 直交周波数分割多重変調信号伝送方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 第０キャリアで伝送される符号に対する符号
誤り率の増加を防止することができる同期符号の構築と
これを用いたＯＦＤＭ伝送方式を提供する。 【解決手段】 ＯＦＤＭ伝送方式において、受信装置の
局部発振器の周波数とタイミングを受信信号の周波数と
タイミングに同期させるために挿入する同期信号とし
て、該同期信号の第０キャリア成分の長時間平均値が、
伝送される情報符号のシンボル群における信号成分の長
時間平均値(直流レベル)と一致するようになした同期信
号を用いるようにしたもので、これにより第０キャリア
の符号誤りの原因になる受信回路の直流レベルのずれが
低減できるため、伝送による符号誤り率を大幅に低減す
ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重変調信号を用いた伝送方式に係り、特に、伝送信号に
挿入される同期信号の影響を受けて生じる受信信号の直
流レベルのずれに起因する符号誤り率の増加を低減した
直交周波数分割多重変調信号伝送方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】現在、移動体や地上系のディジタル無線
通信用の多重伝送方式として、マルチパスフェージング
やゴーストに強いという特徴を有する直交周波数分割多
重方式(Orthogonal Frequency Division Multiplexin
g：ＯＦＤＭ方式)が、注目されている。このＯＦＤＭ方
式は、図４に示す様に、互いに所定の周波数間隔ｆp を
有する数十種類乃至は数百種類からなる多数本(例え
ば、Ｎs 本)の搬送波を、それぞれシンボル周波数ｆs
(＝１／Ｔs)でディジタル変調した信号、即ち、ＯＦＤ
Ｍ信号(直交周波数分割多重変調信号)を用いて情報符号
を伝送する方式である。ここで、時間間隔Ｔs は、ディ
ジタル信号のシンボル周期のことである。そして、この
ＯＦＤＭ方式における各搬送波のディジタル変調方式と
しては、ＱＰＳＫ方式(４相位相偏移変調方式)や 、１
６ＱＡＭ方式(１６値直交振幅変調方式)などが検討され
ている。

【０００３】各搬送波をＱＰＳＫ方式でディジタル変調
する場合の、従来のＯＦＤＭ方式の伝送装置のブロック
回路構成を図５に示す。 図の上側が送信装置側で、下
側が受信装置側である。送信装置では、伝送する情報符
号をＱＰＳＫ変調回路１でＱＰＳＫ方式の複素ベクトル
信号(以下、ＱＰＳＫ信号と記す)に変調する。変調して
得たＱＰＳＫ信号は、分配回路２で各搬送波に分配され
割り当てられた後、ＩＦＦＴ回路３で逆離散フーリエ変
換(ＩＦＦＴ)される。このＩＦＦＴ処理により、ＱＰＳ
Ｋ信号は、時間間隔Ｔs をシンボル周期とし、互いに周
波数間隔ｆp 離れ、かつ互いに直交するＮs 本の搬送波
から成る直交周波数分割多重変調方式により多重化され
たベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換される。次いで、
このＯＦＤＭ信号はミキサ４に入力され、高周波の送信
側局部発振器５から供給される周波数ｆr の送信側局発
信号により、図４に示す高周波数帯の信号に周波数変換
され、電力増幅されて送信アンテナ６から送信される。
なお、図４に示す高周波の周波数帯に周波数変換された
搬送波と、周波数変換前のベースバンドのＯＦＤＭ信号
が持つ搬送波を区別するため、ベースバンドのＯＦＤＭ
信号で多重化されている搬送波を、以下、キャリアとも
記す。

【０００４】一方、受信装置側では、受信アンテナ７で
受信した受信信号は、増幅された後ミキサ８に入力され
る。そして、受信側局部発振器９から供給される周波数
ｆr の受信側局発信号により周波数変換され、多重化さ
れたベースバンドのＯＦＤＭ信号が再生される。更に、
このＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ回路１０に供給され、ここ
で離散フーリエ変換(ＦＦＴ)されて、ベースバンドのＯ
ＦＤＭ信号の各キャリアの複素ベクトル信号Ｚ(ｎ)に分
離される。 ここで、ｎは分離したキャリアの番号を表
す。こうして分離された各キャリアの複素ベクトル信号
Ｚ(ｎ)は、結合回路１１に供給され、ここで送信側での
分配回路２と逆の手順により、元の時間順序に並べ替え
られ、これにより、時間的に連続したＱＰＳＫ信号に戻
され、ＱＰＳＫ復調回路１２で復調され、情報符号とし
て出力される。ところで、このようにして受信信号を復
調するためには、受信装置で発生しているシンボル周期
とそのタイミングおよび搬送波周波数の各同期と、受信
信号が持つ同じ各同期のずれ量を検出し、そのずれを補
正して、正しく同期を引き込む必要がある。

【０００５】そこで従来は、２本の特別な搬送波による
パイロット信号を用いて、その位相変動からシンボル周
期とタイミング及び搬送波周波数のずれを検出し、シン
ボル周期とタイミング及び搬送波周波数の制御を行う方
法（特表平５−５０４０３７号公報）や、受信した複素
ベクトル信号の位相回転からシンボル周期とタイミング
及び搬送波周波数のずれを検出し、シンボル周期とタイ
ミング及び搬送波周波数の制御を行う方法（特表平６−
５０１３５７号公報）が知られている。例えば、図５の
方式は、上記第１の従来技術を適用したもので、送信装
置側にパイロット挿入回路１３を設け、これにより送信
信号に連続的にパイロット信号を挿入して送信し、受信
装置側では、パイロット検出回路１４により、受信信号
の中からパイロット信号を抜き出して搬送波周波数ずれ
を検出し、これに基づき受信側局部発振器９の搬送波周
波数ｆr を制御するようになっている。これら従来のず
れ検出・制御方式は、いずれも精度が高く、送受信装置
の移動に伴うドップラー効果などによる小さな周波数の
変動には良く追随し、誤り率の小さい良質な情報符号を
復調することができる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、追随
可能な周波数変動幅にかなり小さな限度がある点につい
て配慮がされておらず、実用上起こり得る周波数変動に
おいても、対応できなくなってしまうという問題があっ
た。ところで、上記周波数分割多重変調方式では多重化
する搬送波の本数が多い程周波数帯域の利用効率が上が
り、該方式の特徴を生かすことができる。そこで、通常
のＯＦＤＭ方式の伝送装置では搬送波の本数を多くする
ため、搬送波の周波数間隔ｆp を数十ｋＨｚ、例えば２
０ｋＨｚ程度以下の狭い周波数に設定する。これに対
し、空中を伝送する信号の搬送波の中心周波数は、例え
ば、テレビ中継等で用いるＦＰＵ(Field Pick-Up Unit)
の場合、８００ＭＨｚあるいは７ＧＨｚ程度であり、非
常に高い周波数である。一方、通常の水晶発振器の発振
周波数は、恒温漕付きの発振子を用いても、約±２ｐｐ
ｍ(発振周波数の±２×１／１０⁶倍)程度の周波数変動
が生じる。その結果、例えば７ＧＨｚの搬送波を用いた
場合、送信装置側の発振器と受信装置側の発振器の周波
数変動幅を合わせると、約±２８ｋＨｚ、搬送波の本数
で約±１．５本分の周波数変動幅になる。

【０００７】従って、受信を開始した当初は、周波数変
換して得たベースバンドのＯＦＤＭ信号の搬送波周波数
には、これだけの幅の周波数ずれが生じる可能性があ
る。しかし、上記従来のずれ検出・制御方式では、パイ
ロット信号を伝送する搬送波(以下、パイロット搬送波
と記す）と、情報符号を伝送する他の搬送波(以下、情
報搬送波と記す）の間が搬送波の周波数間隔ｆp しか離
れていない。そのため、上記の様に搬送波の数本分に及
ぶ周波数ずれがあると、パイロット搬送波の位置が、隣
の情報搬送波の位置、更には隣の情報搬送波の位置を越
えて移動してしまい、どの搬送波の信号がパイロット信
号なのか区別できなくなる。そのため、上記の様に搬送
波の数本分に及ぶ周波数変動があると、その搬送波周波
数のずれ量を検出できず、搬送波を再生して同期を引き
込むことができない。このような問題に対処するために
は、送信装置と受信装置の局部発振器として周波数変動
幅が搬送波の周波数間隔ｆp より充分小さい、例えば、
±０.5ｐｐｍ以下程度の高精度な発振器を用いればよ
い。 しかし、この様な高精度の発振器は高価になるだ
けでなく、大きな恒温漕が必要になるため装置の小型化
のネックになる問題が残る。

【０００８】そこで、これらの問題を解決するため、互
いに周波数間隔ｆp あるいはその整数倍離れ、しかも互
いに直交しているＮs 本の搬送波を用いて情報符号を伝
送する直交周波数分割多重変調方式(ＯＦＤＭ方式)の伝
送装置において、送信側では時間間隔Ｔs をシンボル周
期としてディジタル変調した伝送信号のＮf シンボル
(Ｎf は２以上の整数)に１シンボルの割合で、Ｎs 本の
搬送波の中の搬送波周波数が０Ｈｚの１本の搬送波(以
下、第０キャリアと記す)にしか信号成分を含まない、
特殊なシンボル(以下、ＣＷシンボルと記す)を同期用信
号として挿入し、受信側では、局部発振信号(以下、局
発信号と記す)により周波数変換して得られるベースバ
ンドのＯＦＤＭ信号に現れる搬送波周波数のずれ量ΔＦ
Ｌを、該ＯＦＤＭ信号のＣＷシンボル部分を離散フーリ
エ変換して得た複数の搬送波の複素ベクトル信号Ｚcw
(ｎ)(ｎは分離した搬送波の番号を表す)に基づき算出
し、この算出したずれ量ΔＦＬに基づいて上記局発信号
の周波数を制御する伝送装置が考えられる。

【０００９】この伝送装置の構成を図１０に示し、以下
簡単に動作説明をする。図１０の送信装置側には、図５
のパイロット挿入回路１３の代わりに、同期信号(ＣＷ)
挿入場所確保回路１５と、同期信号(ＣＷ)挿入回路１
６，同期信号(ＣＷ)発生回路１７を、新たに設けてい
る。 また、受信装置側には、パイロット検出回路１４
の代わりに、同期信号(ＣＷ)再生回路１８を新たに設け
ている。なお、図１０の送信装置において、情報符号に
対する基本的な信号処理手順は、従来と同様であるの
で、説明を省略する。まず、分配回路２からＩＦＦＴ回
路３に信号を入力する際、ＣＷ挿入場所確保回路１５の
指示に従い、ＣＷシンボルを挿入するために必要な１シ
ンボル期間、情報符号の分配を一時的に止め、代わりに
ダミー信号を挿入する信号処理を施し、図１１（ａ）に
示す様に、ＣＷシンボルを挿入する時間を確保する。次
に、同期信号挿入回路１６では、図１１（ｂ）に示す様
に、ＩＦＦＴ回路３から出力されるＯＦＤＭ信号の中の
ダミー信号を、１本の搬送波にしか信号成分を持たない
図６のＣＷシンボルの信号で置き換える。 そして、従
来の送信装置と同様に、高周波数帯の信号に周波数変換
して送信アンテナ６から送信する。

【００１０】一方、受信装置側では、やはり従来の受信
装置と同様にして受信アンテナ７で受信した受信信号か
らベースバンドのＯＦＤＭ信号を再生した後、さらにＦ
ＦＴ回路１０で各搬送波毎に分離する。ＣＷ再生回路１
８は、ＦＦＴ回路１０の出力信号の中からＣＷシンボル
の部分を抜き出し、上記の搬送波周波数ずれを検出し、
これに基づき受信側局部発振器９の搬送波周波数ｆr を
制御する働きをする回路である。ここで、ＣＷシンボル
位置は、ＣＷシンボル部と情報符号を伝送するシンボル
部(以下、情報シンボルと記す)の波形の違い、すなわ
ち、情報シンボルは種々の周波数成分を含んだランダム
雑音の波形に類似した信号で、ＣＷシンボルは１本の搬
送波にしか信号成分を持たない、正弦波あるいは一定の
直流値になる信号であるという違いを利用して検出する
ことができる。そのため、従来のずれ検出・制御方法と
異なり、上記の様に搬送波の数本分に及ぶ周波数ずれが
あったとしても、検出したＣＷシンボルには、第０キャ
リアの信号成分しか持たず、近傍のキャリアは信号成分
を持っていないため、他の情報信号と混同して間違える
ことがなく、確実に搬送波周波数のずれ量を検出・制御
することができる。

【００１１】ところで、同期信号として、上記のような
ＣＷシンボルを用いる場合、ベースバンドのＯＦＤＭ信
号波形は、図７のように表される。ここで、横軸は時間
軸、縦軸は複素ベクトル信号（複素ベクトルの２軸をそ
れぞれＩ，Ｑと記す）である、ＯＦＤＭ信号のＩ軸成分
のレベルを表す。上記のように、情報符号を伝送する情
報シンボルは、数百本のキャリアの信号の集合体であ
り、雑音波形に近い波形になる。 図７では、簡単のた
め、この雑音波形を四角い枠で模式的に示してある。こ
こで、四角い枠の上下位置がシンボル毎に微妙にずれて
いるのは、ＯＦＤＭ信号の第０キャリア成分(キャリア
周波数が０Ｈｚの直流成分)の影響によるものである。
該情報シンボルの第０キャリアレベルは、個々の情報符
号によってランダムに変化するが、情報シンボル部５０
の長時間平均値では、図７に示すように、ほぼその中心
にある零レベル５１になる。 これに対しＣＷシンボル
５２は、上記のように、周波数０Ｈｚの第０キャリアに
しか信号成分を含まないため、ＣＷシンボル期間、一定
値の直流レベルの波形になる。その結果、該ＣＷシンボ
ル５２を含むシンボル全体の波形の長時間平均値は、こ
のＣＷシンボル５２の直流レベルの影響を受け、零レベ
ル５１よりやや大きな直流レベル５３(図中に一点鎖線
で示す)になる。

【００１２】一方、図１０の受信装置側のＦＦＴ回路１
０は、通常、ディジタル回路で構成されており、その前
段部には、以下に示すＡ／Ｄ変換回路が設けられてい
る。このＡ／Ｄ変換回路部分の代表的な回路構成例を図
８に示し、説明する。配線５４から入力された各シンボ
ルのアナログ信号は、一旦、静電容量５５で直流成分が
カットされ、改めて、Ａ／Ｄ変換回路５６におけるディ
ジタル変換の基準として用いられる基準直流レベル５７
が電源５８で再生されて、Ａ／Ｄ変換回路５６に入力す
る。 ここで、該基準直流レベル５７は、例えば、Ａ／
Ｄ変換回路５６が２の補数表示の場合は、通常、"００
０…００"となるディジタル基準レベル、自然２進数表
示の場合は、通常、"１００…００"となるディジタル基
準レベルが得られる電圧レベルである。すなわち、この
Ａ／Ｄ変換回路５６により、上記シンボル全体の波形の
長時間平均値である直流レベル５３が、上記の基準直流
レベル５７に等しくなるように直流レベルが再生され
る。 その結果、Ａ／Ｄ変換回路５６の入力信号波形
は、図９に示す様なレベル関係になる。

【００１３】ところで、送信装置側における情報シンボ
ルの第０キャリア成分のレベルは、その零レベル５１と
各シンボルの直流レベル５９Ｔ（図７の各シンボルの枠
の中心に破線で示すレベル）の差に等しくなる。これに
対して、受信装置側では、上記のように、シンボル全体
の波形の長時間平均値である直流レベル５３が、受信側
の基準直流レベル５７に等しくなるよう再生されるた
め、受信信号の第０キャリア成分のレベルは、図９のよ
うに、基準直流レベル５７と各シンボルの直流レベル５
９Ｒとの差として検出される。従って、挿入したＣＷシ
ンボルの影響により、受信信号のシンボル全体の波形の
長時間平均値である直流レベル５３が、図９のように送
信装置の零レベル５１からずれると、該零レベル５１と
各シンボルの直流レベル５９Ｒの差ではなく、上記の基
準直流レベル５７と各シンボルの直流レベル５９Ｒの差
が、受信信号の第０キャリア成分のレベルとして検出さ
れることになる。そのため、受信した第０キャリア成分
のレベルは、送信した第０キャリア成分のレベルと異な
ったレベルとして検出されてしまうこととなり、ディジ
タル復調における符号誤り率が著しく増加する問題が生
じる。本発明の目的は、上記の第０キャリアで伝送され
る符号に対する符号誤り率の増加を防止することができ
る同期符号の構築とこれを用いた直交周波数分割多重変
調信号伝送方式を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、互いに周波数間隔ｆp 或いはその整数倍の周
波数間隔を有し、かつ互いに直交するＮs 本の搬送波を
用いて情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調信号
伝送方式において、時間間隔Ｔs をシンボル周期として
ディジタル変調した直交周波数分割多重変調信号のＮf
シンボル(Ｎfは２以上の整数 )毎に、少なくとも１シン
ボルからなる所定の同期信号を挿入し、かつ当該同期信
号を、上記Ｎs 本の搬送波の内の搬送波周波数が０Ｈｚ
である搬送波(第０キャリア)の信号成分の長時間平均値
が、上記伝送される情報符号のシンボル群における信号
成分の長時間平均値(直流レベル)と一致するようになし
た同期信号としたものである。また、上記所定の同期信
号を、ベースバンドで多重化される上記Ｎs 本の搬送波
(キャリア)の内の上記第０キャリアの信号成分が挿入さ
れる毎にその極性が反転する値をとり、かつ当該第０キ
ャリアに隣接する少なくとも１本のキャリアには信号成
分を含まない同期信号としたものである。その結果、本
発明の直交周波数分割多重変調信号伝送方式では、同期
信号の第０キャリア成分のレベルの長時間平均値が、情
報シンボル部分のレベルの中心である零レベルに一致す
るため、受信した第０キャリア成分のレベルは、送信し
た第０キャリア成分のレベルと差が生じない。 そのた
め、同期信号の形態が原因で生じる第０キャリア成分の
レベルの誤検出が生じず、第０キャリアで伝送した符号
に対する符号誤り率の増加を防止することができる。

【００１５】

【発明の実施の形態】本発明の伝送方式で適用する回路
構成は、同期信号発生回路１７にて発生する同期信号の
形態が異なる以外、図１０の回路構成と同じである。
ここで、同期信号の形態を変える方法としては、論理回
路の構成を変えたり、内蔵するＲＯＭに記録するデータ
を変更するなど、各種の方法が考えられ、説明が煩雑に
なる。そのため、ここでは発生する同期信号の形態につ
いてのみ説明する。本発明の一実施例で用いる同期信号
(ＣＷシンボル)を含む信号波形を、図１，図２に示す。
図１に示すＣＷシンボル５２ａは、前述のＣＷシンボル
５２(図７)と同様に、周波数０Ｈｚの第０キャリアにし
か信号成分を含まず、ＣＷシンボル期間、所定値の直流
レベルの波形となるものである。 但し、このＣＷシン
ボル５２ａは、これが挿入される一周期毎に、その極性
が反転するものである。この様に、ＣＷシンボルの極性
を交互に反転すると、図７のＣＷシンボル５２と異な
り、ＣＷシンボル５２ａの第０キャリア成分のレベルの
長時間平均値は、情報シンボル部５０の長時間平均値で
ある零レベル５１に等しくなる。従って、このＣＷシン
ボル５２ａを含むシンボル全体の波形の長時間平均値で
ある直流レベル５３ａも、零レベル５１に等しくなる。

【００１６】その結果、図２に示すように、受信装置の
Ａ／Ｄ変換回路５６（図８）では、シンボル全体の波形
の長時間平均値である直流レベル５３ａ(零レベル５１)
が、Ａ／Ｄ変換回路５６でのディジタル変換の基準とし
て用いられる基準直流レベル５７になるように直流再生
される。そのため、受信装置で検出される情報シンボル
の第０キャリア成分のレベルである直流レベル５９Ｒａ
と基準直流レベル５７との差は、送信した第０キャリア
成分のレベルの直流レベル５９Ｔａと零レベル５１の差
に等しくなる。従って、第０キャリアで伝送した情報符
号を正しく復調することができ、ディジタル復調におけ
る情報符号の符号誤り率の増加を低減することができ
る。

【００１７】以上説明したように、本実施例のＣＷシン
ボルを同期信号として用いることにより、受信信号の零
レベルは正しく基準直流レベル５７になるように再生さ
れるため、ディジタル復調における符号誤り率の増加を
低減することができる。なお、上記実施例では、同期信
号として、上記のようなＣＷシンボルを用いた場合を例
にして説明したが、本発明はこれに限定されるものでは
ない。すなわち、他の任意の同期信号に対しても、その
極性を反転する、あるいは図３に示すように、そのＩＱ
座標面上での位相角を順次回転させる等の方法で、長時
間平均値が零レベルになる同期信号を用いることによ
り、同様の効果が得られるのは明らかである。また、上
記の説明では同期信号がＣＷシンボルの１シンボルしか
含まない例を用いて説明した。 しかし、一般に同期信
号は複数のシンボルを１組にして構成してもよい。 こ
の場合においても、同期信号として、その第０キャリア
成分のレベルの長時間平均値が零レベルになる同期信号
を用いることにより、同様の効果が得られるのは明らか
である。

【００１８】

【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によるＯＦＤ
Ｍ伝送方式では、第０キャリア成分のレベルの長時間平
均値が、伝送される情報符号のシンボル群における信号
成分の長時間平均値(直流レベル)と一致するようになし
た同期信号を用いており、当該同期信号の挿入による受
信信号の直流レベルのずれが発生しないため、所定周期
で挿入される同期信号に起因する符号誤り率の増加を低
減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明で用いる同期信号を含むシンボル群の送
信側の信号形態を示す模式図

【図２】本発明で用いる同期信号を含むシンボル群の受
信側の信号形態を示す模式図

【図３】本発明で用いる同期信号の構成方法の応用例を
説明する図

【図４】ＯＦＤＭ方式における搬送波の配列を説明する
図

【図５】従来のＯＦＤＭ伝送方式の回路構成の一例を示
すブロック図

【図６】同期信号の一つであるＣＷシンボルを説明する
図

【図７】従来の同期信号を含むシンボル群の送信側の信
号形態を示す模式図

【図８】代表的なＡ／Ｄ変換回路の回路構成を示すブロ
ック図

【図９】従来の同期信号を含むシンボル群の受信側の信
号形態を示す模式図

【図１０】改良したＯＦＤＭ伝送方式の回路構成の一例
を示すブロック図

【図１１】同期信号の一つであるＣＷシンボルの挿入方
法を説明する図

【符号の説明】

１：ＱＰＳＫ変調回路、２：分配回路、３：ＩＦＦＴ回
路、４，８：ミキサ、５：送信側局部発振器、６：送信
アンテナ、７：受信アンテナ、９：受信側局部発振器、
１０：ＦＦＴ回路、１１結合回路、１２：ＱＰＳＫ復調
回路、１６：同期信号挿入回路、１７：同期信号発生回
路、１８：同期信号再生回路、５１：零レベル、５２
ａ：ＣＷシンボル、５３ａ：直流レベル、５７：基準直
流レベル。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 塚本 信夫 東京都小平市御幸町32番地 日立電子株式 会社小金井工場内

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 互いに周波数間隔ｆp あるいはその整数
   倍の周波数間隔を有し、かつ互いに直交するＮs 本の搬
   送波を用いて情報符号を伝送する直交周波数分割多重変
   調信号伝送方式において、時間間隔Ｔs をシンボル周期
   としてディジタル変調した直交周波数分割多重変調信号
   のＮf シンボル(Ｎf は２以上の整数)毎に、少なくとも
   １シンボルからなる所定の同期信号を挿入し、かつ当該
   同期信号を、上記Ｎs 本の搬送波の内の搬送波周波数が
   ０Ｈｚである搬送波の信号成分の長時間平均値が、上記
   伝送される情報符号のシンボル群における信号成分の長
   時間平均値と一致するようになした同期信号としたこと
   を特徴とする直交周波数分割多重変調信号伝送方式。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の直交周波数分割多重変
   調信号伝送方式において、上記同期信号を、ベースバン
   ドで多重化される上記Ｎs 本の搬送波の内の搬送波周波
   数が０Ｈｚである搬送波(以下、第０キャリアと記す)の
   信号成分が、挿入される毎にその極性が反転する値をと
   り、かつ当該第０キャリアに隣接する少なくとも１本の
   搬送波には信号成分を含まない同期信号としたことを特
   徴とする直交周波数分割多重変調信号伝送方式。