JP3732618B2 - 直交周波数分割多重変調信号受信装置 - Google Patents
直交周波数分割多重変調信号受信装置 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重変調信号を用いた伝送方式に係り、特に、受信した搬送波周波数のずれに自動的に復調動作が追従してゆくようにした直交周波数分割多重変調信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、移動体や地上系のディジタル無線通信用の多重伝送方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特長を有する直交周波数分割多重方式(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ方式)が注目されているが、この方式は、図７に示すように、互いに同じ周波数ｆsの間隔を持って配置された数１０種類ないしは数１００種類の多数本の搬送波を、それぞれシンボル周波数ｆsy(＝１／Ｔsy)でディジタル変調した信号、すなわち、ＯＦＤＭ信号(直交周波数分割多重変調信号)を用いて情報符号を伝送する方式である。
ここで、時間間隔Ｔsyは、ディジタル信号のシンボル周期のことである。
【０００３】
そして、このＯＦＤＭ方式における各搬送波のディジタル変調方式としては、ＱＰＳＫ方式(４相位相偏移変調方式)や１６ＱＡＭ方式(１６値直交振幅変調方式)などが検討されている。
図８は、各搬送波をＱＰＳＫ方式でディジタル変調するようにした、従来技術によるＯＦＤＭ伝送方式の一例をブロック図により示したもので、図の上側が送信装置側で、下側が受信装置側である。
【０００４】
送信装置では、伝送すべき情報符号をＱＰＳＫ変調回路１でＱＰＳＫ方式の複素ベクトル信号(以下、ＱＰＳＫ信号と記す)に変調する。
変調して得たＱＰＳＫ信号は、分配回路２で各搬送波に分配した後、ＩＦＦＴ回路３で逆離散フーリエ変換(ＩＦＦＴ)する。
【０００５】
このＩＦＦＴ処理により、ＱＰＳＫ信号は、シンボル周期Ｔsyで、互いに周波数間隔ｆs 離れ、且つ互いに直交するＮs 本の搬送波からなる直交周波数分割多重変調方式により多重化された、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換される。
【０００６】
次いで、このＯＦＤＭ信号は、ミキサ４に入力され、高周波の送信側局部発振器５から供給される周波数ｆr の送信側局発信号により、例えば数百ＭＨｚ帯、或いは数ＧＨｚ帯の高周波信号に周波数変換され、電力増幅されて送信アンテナ６から送信される。
【０００７】
一方、受信装置側では、受信アンテナ７で受信した受信信号は増幅された後、ミキサ８に入力され、ここで受信側局部発振器９から供給される周波数ｆr の受信側局発信号により周波数変換されて、多重化されたベースバンドのＯＦＤＭ信号が再生される。
【０００８】
次いで、このＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ回路１０に供給され、ここで離散フーリエ変換(ＦＦＴ)し、各搬送波のベースバンドの複素ベクトル信号Ｚ(n)に分離する。ここで、ｎは分離した搬送波の番号を表す。
【０００９】
こうして分離された各搬送波の複素ベクトル信号Ｚ(n)は結合回路１１に入力され、ここで送信側での分配回路２と逆の手順により、元の時間順序に並べ替えられ、これにより、時間的に連続したＱＰＳＫ信号に戻され、ＱＰＳＫ復調回路１２で復調され、情報符号として出力される。
【００１０】
ところで、このようにして受信信号を復調するためには、受信装置で発生しているシンボル周期とそのタイミング及び搬送波周波数の各同期と、受信信号が持つ同じ各同期のずれ量を検出し、そのずれを補正して正しく同期を引き込む必要がある。
【００１１】
つまり、受信側局部発振器９から得られる周波数ｆrの信号とミキサ８による同期検波が正しく得られた結果として、ベースバンドのＯＦＤＭ信号が再生されるようにする必要がある。
なお、このため、上記したずれ量が残っている状態でのミキサ８による動作のことを準同期検波と呼ぶことがある。
【００１２】
そこで、このずれを検出するため、従来から、例えば特表平５−５０４０３７号公報では、予め用意してある２本の特別な搬送波によるパイロット信号を、送信側から、伝送すべき信号と一緒に連続的に送信するようにしておき、受信側では、受信されたパイロット信号の位相変動位置からシンボル周期とタイミング及び搬送波周波数のずれを検出する方法(第１の従来技術)について提案しており、特表平６−５０１３５７号公報では、受信した複素ベクトル信号の位相回転からシンボル周期のずれを検出する方法(第２の従来技術)について提案している。
【００１３】
例えば、図８の方式は、上記第１の従来技術を適用したもので、送信装置側にパイロット挿入回路１３を設け、これにより送信信号に連続的にパイロット信号を挿入して送信し、受信装置側では、パイロット検出回路１４により、受信信号の中からパイロット信号を抜き出して搬送波周波数ずれを検出するようになっている。
【００１４】
これら従来のずれ検出方式は、いずれも精度が高く、送受信装置の移動に伴うドップラー効果などによる小さな周波数の変動には良く追随し、誤り率の小さい良質な情報符号を復調することができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、追従可能な周波数変動幅にかなり小さな限度がある点について配慮がされておらず、実用上起こり得る周波数変動においても、対応できなくなってしまうという問題があった。
以下、この従来技術の問題点について説明する。
【００１６】
まず、この周波数分割多重変調方式では、多重化すべき搬送波の本数が多いほど周波数帯域の利用効率が上がり、方式の特長を活かすことができる。
そこで、通常のＯＦＤＭ伝送方式では、搬送波の本数を多くするため、搬送波の周波数間隔ｆs を数１０ＫＨｚ、例えば２０ｋＨｚ程度以下の狭い周波数に設定している。
【００１７】
一方、これに対して、空間を伝送経路とする装置での搬送波の中心周波数は、例えばテレビジョン中継などで用いるＦＰＵ(Field PickUp)の場合、８００ＭＨｚ、或いは７ＧＨｚ程度で、極めて高い周波数である。
ここで、通常の水晶発振器の発振周波数は、恒温漕付きの発振子を用いた場合でも、±２ｐｐｍ(発振周波数の±２×１０-6倍)程度の周波数変動が残ってしまう。
【００１８】
この結果、例えば７ＧＨｚの搬送波を用いた場合、送信装置側の発振器と、受信装置側の発振器の周波数変動幅を合算すると、ほぼ±２８ＫＨｚ、搬送波の本数で約±１.５本分の周波数変動が生じてしまう。
また、周波数変換して中間周波数を使用するスーパーヘテロダイン方式を用いた場合には、この変動幅は更に広がり、搬送波の本数で約±２本分の周波数変動幅にも達してしまう。
【００１９】
従って、受信を開始した当初の時点では、周波数変換して得たベースバンドのＯＦＤＭ信号の搬送波周波数には、これだけの幅の周波数ずれが生じてしまう場合があることを想定しておかなければならない。
しかしながら、従来技術では、パイロット搬送波(パイロット信号を伝送する搬送波のこと)と、情報搬送波(情報符号を伝送する他の搬送波のこと)の間が搬送波の周波数間隔ｆs しか離れていない。
【００２０】
そのため、このような搬送波の数本分に及ぶ周波数ずれがあると、図９(a)に太線で示すパイロット搬送波の位置が、図９(b)に示すように、隣の情報搬送波の位置にまで、更には隣の情報搬送波の位置を越えてまで移動してしまい、どの搬送波の信号がパイロット信号なのか区別できなくなってしまう。
従って、従来技術では、搬送波の数本分に及ぶ周波数変動があると、その搬送波周波数のずれ量を検出できず、搬送波を再生して同期を引き込むことができない。
【００２１】
一方、上記第２の方法の場合は、情報符号がほぼ正しく復調できていることを前提にしており、従って、搬送波周波数間隔ｆs の数％から数１０％程度の小さな周波数変動、例えばドップラー効果などによる周波数変動であれば、そのずれ量を検出し、追随させることができる。
しかし、この第２の方法でも、上記のように、搬送波の数本分にも及ぶ周波数変動があった場合には、やはり搬送波周波数のずれ量を検出できず、搬送波を再生して同期を引き込むことができなくなってしまう。
【００２２】
ここで、このような問題に対処するためには、送信装置と受信装置の局部発振器として、例えば周波数安定度が±０.５ｐｐｍ以下の高精度の発振器を用い、周波数変動幅が搬送波の周波数間隔ｆs よりも充分に小さく抑えられるようにしてやればよい。
【００２３】
しかし、このような高精度の発振器は、それ自体、極めて高価になるだけでなく、大きな恒温漕が必要になり、加熱のための電力も必要になるため、装置の小型化が困難になってしまうという問題が残る。
【００２４】
本発明の目的は、搬送波の周波数間隔を越える周波数変動があっても、搬送波周波数のずれ量を正しく検出して同期に引き込むことができる直交周波数分割多重変調信号伝送方式を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上記目的は、互いに等しい周波数ｆs、或いは周波数ｆs の整数倍の周波数の間隔を有し、且つ互いに直交したＮs 本の搬送波を用いて時間間隔Ｔsy をシンボル周期としてディジタル変調された情報信号のシンボルに、Ｎf シンボル(Ｎf は２以上の正の整数)に１シンボルの割合で、Ｎs 本の搬送波の中の所定の１本の搬送波にしか信号成分を含まない信号からなる所定のシンボル(ＣＷシンボル)が挿入された信号を受信する受信装置であって、局部発振信号により周波数変換して得られるベースバンドの直交周波数分割多重変調信号に現れる搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを、該信号に挿入されているＣＷシンボル信号を離散フーリエ変換して得た複数の搬送波の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎ)(ｎは分離した搬送波の番号)に基づいて算出する手段と、この算出したずれ量ΔＦＬに基づいて前記局部発振信号の周波数を制御する手段を具備し、前記搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを算出するための手段が、第１の手段と第２の手段とで構成され、前記第１の手段が、前記周波数ｆ s と、前記挿入されたＣＷシンボルの搬送波の番号ｎ０と、該ＣＷシンボル部分の複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ ) の絶対値レベルが最も大きく、且つ搬送波の番号が前記番号ｎ０に最も近い搬送波の番号ｎ max と、前記複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ max) の絶対値レベルＲ max と、番号ｎ max の搬送波の両隣の搬送波の内、複素ベクトル信号の絶対値レベルが大きい方の搬送波の番号ｎ next と、該番号ｎ next の搬送波の複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ next) の絶対値レベルＲ next から、搬送波周波数のずれ量を算出するものであり、前記第２の手段が、前記周波数ｆ s と、前記挿入されたＣＷシンボルの搬送波の番号ｎ０と、該ＣＷシンボル部分の複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ ) の絶対値レベルが最も大きく、且つ搬送波の番号が前記番号ｎ０に最も近い搬送波の番号ｎ max と、前記複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ max) と、該複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ max) の絶対値レベルＲ max と、番号ｎ max の搬送波より周波数が低い隣の搬送波の複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ max −１ ) の大きさと、番号ｎ max の搬送波より周波数が高い隣の搬送波の複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ max ＋１ ) の大きさから、搬送波周波数のずれ量を算出するものであり、前記第１の手段によるずれ量ΔＦＬの算出精度よりも、前記第２の手段によるずれ量ΔＦＬの算出精度が高くなるように構成され、
前記第１の手段に基づく局部発振信号の周波数の制御が実行された後に、前記第２の手段に基づく局部発振信号の周波数の制御が実行され、前記ずれ量ΔＦＬが収斂して行く制御が得られるようにして達成される。
【００３１】
第１の本発明では、受信装置で得られるベースバンドのＯＦＤＭ信号が有する搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを、ＣＷシンボル部分を離散フーリエ変換して得た複数の搬送波の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎ)を用いて算出している。
【００３２】
上記した様に、周波数のずれ幅は搬送波の数本分の周波数幅に及ぶ可能性があり、この場合、例えば番号ｎ０の搬送波を用いて送信した信号は、受信装置のＦＦＴ回路からは、番号ｎ０の搬送波より数本ずれた搬送波位置に出力されることになる。
【００３３】
しかして、本発明で用いているＣＷシンボルは、番号ｎ０の搬送波の信号しか持たず、番号ｎ０の搬送波の近傍の搬送波は信号を持っていない。
このため、上記した第１の従来技術の場合と異なり、他の情報信号と混同して間違えることがなく、確実に搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを算出することができる。
そして、このとき、本発明で検出可能な周波数ずれの幅は、番号ｎ０の搬送波を伝送周波数帯域の中心に設定した場合、伝送帯域の半分程度の周波数幅にもなる。
【００３８】
ここで、誤り率が低い情報符号を復調するには、搬送波の周波数のずれ量を搬送波周波数間隔ｆsの数％以下まで低減する必要がある。
ところで、第１の従来技術によるずれ検出方法や第２の従来技術によるずれ検出方法でも、この条件を満たすことができる。
しかしながら、これら従来技術では、最初に搬送波数本分に及ぶ周波数ずれがあると動作を開始できないため、上記したように、大型で高価な発振周波数安定度の高い発振器を用いる必要があった。
【００３９】
しかし、本発明によれば、上記したように、最初に大きなずれがあっても充分にずれ量の低減ができ、搬送波周波数のずれ量を少なくとも搬送波の周波数間隔ｆsの１／２以下に低減できる。
【００４０】
従って、本発明と、第１の従来技術によるずれ検出方法、或いは第２の従来技術によるずれ検出方法など、精度の高い検出方法を併用することにより、搬送波数本分に及ぶ周波数ずれがあっても、確実に同期を引き込み、良質の情報符号を復調することができるようになる。
【００４１】
そのため、高価で形状が大きな高性能の発振器の代わりに小型で安価な発振器を用い、伝送装置自身も小型で安価に構成することができるようになる。
【００４８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による直交周波数分割多重変調信号伝送方式について、図示の実施形態により詳細に説明する。
図１は、各搬送波に対するディジタル変調方式として、図８に示した従来技術と同じＱＰＳＫ方式を適用した場合の本発明の一実施形態で、この実施形態が、図８の従来技術と異なる点は、送信側でのパイロット挿入回路１３に代えてＣＷ挿入場所確保回路１５とＣＷ挿入回路１６を設けた点と、受信側でのパイロット検出回路１４に代えて、ＣＷ抜き出し回路１７と、粗調整回路１８、準微調整回路１９とからなる調整回路２０を設けた点にあり、従って、この図１の実施形態においても、情報符号に対する基本的な信号処理手順は、図８の従来技術と同様である。
【００４９】
まず、ＣＷ挿入場所確保回路１５は、分配回路２を制御し、この分配回路２からＩＦＦＴ回路３に信号を入力する際、ＣＷシンボルを挿入するのに必要な１シンボル時間、情報信号の分配を一時的に止め、代りにダミー信号を挿入する信号処理を施し、図２(a)に示すように、ＣＷシンボルを挿入する時間を確保する働きをする。
【００５０】
この図２は、横軸に時間をとり、シンボル周期Ｔsyで順次並んで現れるＯＦＤＭ信号の各搬送波を番号ｎで示したもので、このとき、ダミー信号、つまりＣＷシンボルを挿入する頻度は、Ｎf シンボル毎に１シンボルの割合にする。
ここで、このＮf の値は、２以上の正の整数で、５００〜１０００に設定されるのが通例であり、従って、ＣＷシンボルは５００回〜１０００回に１回の割合で挿入されることになる。
【００５１】
次に、ＣＷ挿入回路１６は、図２(b)に示すように、ＩＦＦＴ回路３から出力される信号の中のダミー信号を、図３(a)に示すＣＷシンボルの信号で置き換える。ここで、このＣＷシンボル信号は、搬送波それ自体だけを情報としてもち、他の情報は一切含まない信号である。
そして、このＣＷ挿入回路１６の出力信号を、従来技術の送信装置と同様に、高周波数帯の信号に周波数変換して送信アンテナ６から送信するのである。
【００５２】
一方、受信装置側では、やはり従来の受信装置と同様にして受信アンテナ７で受信した受信信号からベースバンドのＯＦＤＭ信号を再生した後、更にＦＦＴ回路１０で各搬送波毎に分離する。
そして、このＦＦＴ回路１０で分離された搬送波は、ＣＷ抜き出し回路１７にも供給され、そのなからＣＷシンボルが抜き出される。
【００５３】
このＣＷ抜き出し回路１７によるＣＷシンボルの検出は、各搬送波の中でのＣＷシンボル部分と情報シンボル部分の波形の違いを利用して検出するようになっている。
すなわち、各搬送波の内で、情報シンボルは種々の周波数成分を含んでいるため、ランダム雑音の波形に類似した波形になるのに対して、ＣＷシンボルは単一周波数成分からなる搬送波信号なので、正弦波形、又は一定値の直流になる。 そこで、この波形の違いを利用することにより、ＣＷシンボルの位置を求めることができるのである。
【００５４】
なお、このＣＷシンボルの検出を更に確実に得られるようにするためには、図２(c)に示すように、ＣＷシンボルとは別に同期用となるシンボル、例えば信号が全く無いＮＵＬＬシンボルを挿入しておき、このＮＵＬＬシンボルを検出してＣＷシンボルの位置を求めるようにしてやればよい。
【００５５】
次に、このＣＷシンボルを用いた周波数ずれの検出方法について説明する。 既に説明したように、送信装置と受信装置の局部発振器の発振精度や、その温度変化、或いは装置の移動に伴うドップラー効果などにより、受信信号の搬送波周波数は受信装置のＦＦＴ回路１０の出力信号としてあるべき本来の搬送波周波数(受信側搬送波周波数という)から大きくずれてしまう。
【００５６】
ここで、ＦＦＴ回路１０による信号処理は離散フーリエ変換なので、図３(b)に点で示す離散的な周波数点の成分に分離される。
このため、例えば、再生したベースバンドのＯＦＤＭ信号におけるＣＷシンボル付近の周波数分布は、図３(b)に示すようになり、このときには、受信信号のＣＷシンボル位置は、送信の際に用いた搬送波の位置、すなわち図３(a)に示された番号ｎ０位置から周波数ΔＦＬ分もずれてしまう。
【００５７】
そこで、この図３(b)のように、受信した搬送波の周波数位置が、上記の離散的な周波数点(以下単に周波数点と記す)からずれていたときは、図３(c)に示すように、搬送波の周波数に最も近い周波数点だけではなく、その周波数点に隣接する周波数点にも小レベルの成分が現れる。
【００５８】
このとき得られる成分の大きさは、図３(c)に、破線からなる包絡線Ｅで示すように、本来の搬送波周波数を中心としたｓｉｎｃ関数(ｓｉｎ(ｘ)／ｘ)で規定される大きさになる。すなわち、各搬送波で得られる成分の大きさは、受信した信号周波数の周波数点からのずれ量によって変化する。
【００５９】
そこで、本発明では、搬送波周波数のずれを、この性質を用いて検出するようにした点を特徴とし、図１の実施形態では、調整回路２０がこのための回路で、これには、粗調整回路１８と準微調整回路１９が分けて設けられている。
【００６０】
まず、粗調整回路１８は、再生したＯＦＤＭ信号のＣＷシンボル部分の搬送波周波数と、ＦＦＴ回路１０が定める周波数点とのずれ量ΔＦＬを粗い精度で検出する働きをするもので、図４に示すように、ＭＡＸ番号検出回路１８１とＮＥＸＴ番号検出回路１８２、それにずれ量演算回路１８３とで構成されている。
【００６１】
そして、ＣＷ抜き出し回路１７で抜き出されたＣＷシンボル信号は、まずＭＡＸ番号検出回路１８１に入力され、図３(c)に示す各周波数点ｎの複素ベクトル信号Ｚcw(n)の中から、送信装置側で挿入されているＣＷシンボルの搬送波番号ｎ０の近傍にあって、その複素ベクトル信号Ｚcw(n)の絶対値レベルが最大になる周波数点の番号ｎmaxを求める。
【００６２】
次に、ＮＥＸＴ番号検出回路１８２では、ＭＡＸ番号検出回路１８１で検出した番号ｎmaxの周波数点の両隣の周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax−１)とＺcw(ｎmax＋１)の内、絶対値レベルが大きい方の周波数点の番号ｎnextを検出する。
【００６３】
さらに、ずれ量演算回路１８３では、送信装置でＣＷシンボルとして挿入した搬送波の番号ｎ０と、ＭＡＸ番号検出回路１８１で検出した周波数点番号ｎmaxと、その周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)の絶対値レベルＲmaxと、ＮＥＸＴ番号検出回路１８２で検出した周波数点の番号ｎnextと、その周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎnext)の絶対値レベルＲnextから、次の(1)式により、搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを演算する。
【００６４】
そして、この粗調整回路１８により算出されたずれ量ΔＦＬが、ＶＣＯ(電圧制御発振器)などからなる局部発振器９に供給され、これにより、ずれ量ΔＦＬが減少し、収斂してゆく方向に局部発振周波数ｆr が制御されることになる。
【００６５】
この粗調整回路１８によるずれ量ΔＦＬの算出は、かなり簡略化した演算処理にしてあるので、粗い精度しか得られないが、その分、早い応答が得られ、この結果、再生したＯＦＤＭ信号のＣＷシンボル部分の搬送波周波数を、受信装置側のＦＦＴ回路１０で規定される番号ｎ０の周波数点に対して、搬送波の約１／４本分以下の周波数にまで、速やかに近づけることができる。
【００６６】
次に、準微調整回路１９は、再生したＯＦＤＭ信号のＣＷシンボル部分の搬送波周波数と、ＦＦＴ回路１０が定める周波数点とのずれ量ΔＦＬを、上記の粗調整回路１８より高い精度で検出する働きをするもので、図５に示すように、ＭＡＸ番号検出回路１９１と、ずれ量検出回路１９２で構成されている。
【００６７】
ＣＷ抜き出し回路１７で抜き出したＣＷシンボルの信号は、粗調整回路１８と同様に、まずＭＡＸ番号検出回路１９１に入力され、ここで複素ベクトル信号の絶対値レベルが最大になる周波数点の番号ｎmaxを求める。
【００６８】
次に、ずれ量演算回路１９２では、送信装置側でＣＷシンボルとして挿入された搬送波の番号ｎ０と、ＭＡＸ番号検出回路１９１で検出された周波数点の番号ｎmaxと、複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)及び共役複素ベクトル信号Ｚcw*(ｎmax)と、複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)の絶対値レベルＲmax(ｎmax)と、番号ｎmaxの周波数点(受信装置の搬送波)より周波数が低い隣の周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax−１)の大きさと、番号ｎmaxの周波数点より周波数が高い隣の周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax＋１)の大きさから、次の(2)式により、搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを演算する。
【００６９】
この準微調整回路１９による搬送波周波数のずれの検出は、上記した粗い周波数の調整が実行された後、実行されるように構成してあり、検出結果により再び局部発振器９の発振周波数が制御されることになる。
【００７０】
ここで、この準微調整回路１９での演算処理は、粗調整回路１８で実行されている演算処理よりも高度な演算処理になっているので、長い演算時間が必要になるが、しかし、粗い調整が実行された後なので、この準微調整回路１９による調整に際しては、その周波数点番号ｎmaxは、既に送信装置側で挿入されたＣＷシンボルの搬送波番号ｎ０に一致している。
【００７１】
そこで、準微調整回路１９は、この予め搬送波番号ｎ０＝ｎmaxにされている両側の周波数点の複素ベクトル信号を用いれば良いので、直ちに上記の演算を実行することができ、この結果、短時間で搬送波１／１６本分以下の高い精度で周波数ずれを検出することができ、このかなり精度の高い検出値を用い、再び局部発振器９の発振周波数が制御されるので、高い精度による制御を容易に得ることができる。
【００７２】
従って、この実施形態によれば、再生したＯＦＤＭ信号の搬送波周波数と、ＦＦＴ回路１０で定められる周波数点との間に、搬送波の周波数間隔ｆs を越える周波数ずれが有っても、搬送波周波数のずれ量ΔＦＬが正しく検出でき、これにより同期を引き込み、情報符号を正しく復調することができる。
【００７３】
また、こうして局部発振器９の準微調整を行なうことにより、ベースバンドのＯＦＤＭ信号の各搬送波周波数のずれは、上記した第２の従来技術によるずれ検出方法の適用限界である搬送波１／１６本分以下の精度まで抑えることができ、従って、この実施形態によれば、従来の第２のずれ検出方法との併用が可能になり、こうすることにより、起動時の搬送波周波数ずれが搬送波間隔ｆs より大きくても、確実に同期を引き込んで符号誤り率が低い良質な情報符号を復調することができる。
【００７４】
なお、以上の説明から明らかなように、図５に示した準微調整回路１９のＭＡＸ番号検出回路１９１は、ｎmaxとｎ０が一致していることを確認する働きをするだけであり、従って、必ずしも必要とはしないので、省略してもよく、或いは図４の粗調整回路１８のＭＡＸ番号検出回路１８１と共用するようにしても良いのは明らかである。
【００７５】
ところで、ＣＷシンボルの平均送信電力は、他の情報シンボルの平均送信電力と等しくしておくのが好ましい。
受信装置では、ＦＦＴ回路１０の入力信号レベルをほぼ一定にするため、受信信号の包絡線レベルの変動量で制御されるＡＧＣ回路を前段に用いるのが通例であるが、このとき、ＣＷシンボルの送信電力を上記のように設定しておけば、受信信号の包絡線波形がシンボル位置によらずほぼ一定になるため、ＡＧＣ回路のゲインが、ＣＷシンボルの様な特殊なシンボルの影響を受けて変動して不安定になるのを防止することができる。
【００７６】
また、多重化すべき搬送波の本数を例えば１０００本にすると、情報シンボル部分の１本の搬送波の送信電力は、全送信電力の１／１０００にしかならないのに対して、ＣＷシンボルではその全送信電力を１本の搬送波信号に集中させることができるため、情報シンボルの１本の搬送波信号のＳ／Ｎより３０ｄＢ改善されたＣＷシンボルの信号を得ることができ、この結果、雑音の影響が少ない精度の高い検出値を得ることができる。
【００７７】
ところで、図１の実施形態では、送信装置側では、ＣＷ挿入場所確保回路１５により、ＩＦＦＴ回路３の前段でＣＷシンボルを挿入する時間を確保し、ＩＦＦＴ回路３で信号処理した後でＣＷシンボルを挿入しているが、この代りに、ＣＷシンボルで伝送する番号ｎ０の搬送波にだけ信号を入力し、他の搬送波には信号を入力しない方法により、直接ＣＷシンボルを挿入するようにしても良い。
【００７８】
ただし、このとき、上記したように、ＣＷシンボルの信号レベルを情報シンボルの１本の搬送波信号レベルより大きな値に設定して伝送する方法を適用した場合には、ＩＦＦＴ回路３内で実行する演算処理に際して、回路のダイナミックレンジを越えないように注意する必要がある。
【００７９】
次に、粗調整回路１８の他の実施形態について、図６により説明する。
この図６の実施形態による粗調整回路１８'は、図４に示した粗調整回路１８におけるＮＥＸＴ番号検出回路１８２を省略し、更に、ずれ量演算回路１８３に代えて、以下に示す演算処理によりずれ量を演算する方式のずれ量演算回路１８４を用いたものである。
【００８０】
すなわち、このずれ量演算回路１８４では、次の(3)式に示すように、送信装置側でＣＷシンボルとして挿入した搬送波の番号ｎ０と、ＭＡＸ番号検出回路１８１で検出した周波数点の番号ｎmaxの差から、搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを演算するようにしたものである。
ΔＦＬ＝ｆs×(ｎmax−ｎ０) …… ……(3)
【００８１】
この図６に示した粗調整回路１８による搬送波周波数ずれの検出精度は、搬送波で約１／２本分程度になり、このため、搬送波周波数のずれ量が、丁度、搬送波の１／２本分になったときは、微妙な雑音の影響により搬送波１／２本分を越えて誤って検出してしまうことがある。
しかしながら、この場合でも、粗調整は繰り返し実行されるので、この図６の粗調整回路１８’によっても、図４の実施形態と比較して、あまり遜色のない効果を得ることができ、演算処理量が少なく抑えられるという利点が得られる。
【００８２】
なお、以上の実施形態では、粗調整回路１８と準微調整回路１９の２種の回路を併用しているが、この場合、図４の回路と図５の回路の組合わせに限らず、図６の回路を組合わせて実施してもよく、或いは一方の回路だけを用いて実施しても良いことはいうまでもない。
【００８３】
【発明の効果】
本発明によれば、受信信号から再生したＯＦＤＭ信号の搬送波周波数と受信装置がわのＦＦＴ回路が定める周波数点の間に、搬送波の周波数間隔を越える周波数ずれが有っても、この搬送波周波数ずれを正しく検出して同期を引き込み、情報符号を正しく復調することができる。
【００８４】
従って、本発明によれば、高価で形状が大きな高性能の発振器の代りに、小型で安価な発振器を用いることができ、この結果、伝送装置自身も小型で安価に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による直交周波数分割多重変調信号伝送方式の一実施形態を示すブロック回路図である。
【図２】本発明の一実施形態におけるＣＷシンボルの挿入方法を示す説明図である。
【図３】本発明の一実施形態におけるＣＷシンボル信号の周波数分布を示す説明図である。
【図４】本発明の一実施形態における粗調整回路のブロック図である。
【図５】本発明の一実施形態における準微調整回路のブロック図である。
【図６】本発明の一実施形態における粗調整回路の他の例を示すブロック図である。
【図７】直交周波数分割多重変調信号伝送方式における搬送波の配列を説明する図である。
【図８】従来技術による直交周波数分割多重変調信号伝送方式の一例を示すブロック回路図である。
【図９】従来技術による搬送波周波数ずれ検出方法の問題点を説明する図である。
【符号の説明】
１ ＱＰＳＫ変調回路
２ 分配回路
３ ＩＦＦＴ回路
４、８ ミキサ
５ 送信側局部発振器
６ 送信アンテナ
７ 受信アンテナ
９ 受信側局部発振器
１０ ＦＦＴ回路
１１ 結合回路
１２ ＱＰＳＫ復調回路
１３ パイロット挿入回路
１４ パイロット検出回路
１５ ＣＷ挿入場所確保回路
１６ ＣＷ挿入回路
１７ ＣＷ抜き出し回路
１８ 粗調整回路
１９ 準微調整回路
２０ 調整回路
２１ ＭＡＸ番号検出回路
２２ ＮＥＸＴ番号検出回路
２３、２４、２５ ずれ量演算回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重変調信号を用いた伝送方式に係り、特に、受信した搬送波周波数のずれに自動的に復調動作が追従してゆくようにした直交周波数分割多重変調信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、移動体や地上系のディジタル無線通信用の多重伝送方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特長を有する直交周波数分割多重方式(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ方式)が注目されているが、この方式は、図７に示すように、互いに同じ周波数ｆsの間隔を持って配置された数１０種類ないしは数１００種類の多数本の搬送波を、それぞれシンボル周波数ｆsy(＝１／Ｔsy)でディジタル変調した信号、すなわち、ＯＦＤＭ信号(直交周波数分割多重変調信号)を用いて情報符号を伝送する方式である。
ここで、時間間隔Ｔsyは、ディジタル信号のシンボル周期のことである。
【０００３】
そして、このＯＦＤＭ方式における各搬送波のディジタル変調方式としては、ＱＰＳＫ方式(４相位相偏移変調方式)や１６ＱＡＭ方式(１６値直交振幅変調方式)などが検討されている。
図８は、各搬送波をＱＰＳＫ方式でディジタル変調するようにした、従来技術によるＯＦＤＭ伝送方式の一例をブロック図により示したもので、図の上側が送信装置側で、下側が受信装置側である。
【０００４】
送信装置では、伝送すべき情報符号をＱＰＳＫ変調回路１でＱＰＳＫ方式の複素ベクトル信号(以下、ＱＰＳＫ信号と記す)に変調する。
変調して得たＱＰＳＫ信号は、分配回路２で各搬送波に分配した後、ＩＦＦＴ回路３で逆離散フーリエ変換(ＩＦＦＴ)する。
【０００５】
このＩＦＦＴ処理により、ＱＰＳＫ信号は、シンボル周期Ｔsyで、互いに周波数間隔ｆs 離れ、且つ互いに直交するＮs 本の搬送波からなる直交周波数分割多重変調方式により多重化された、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換される。
【０００６】
次いで、このＯＦＤＭ信号は、ミキサ４に入力され、高周波の送信側局部発振器５から供給される周波数ｆr の送信側局発信号により、例えば数百ＭＨｚ帯、或いは数ＧＨｚ帯の高周波信号に周波数変換され、電力増幅されて送信アンテナ６から送信される。
【０００７】
一方、受信装置側では、受信アンテナ７で受信した受信信号は増幅された後、ミキサ８に入力され、ここで受信側局部発振器９から供給される周波数ｆr の受信側局発信号により周波数変換されて、多重化されたベースバンドのＯＦＤＭ信号が再生される。
【０００８】
次いで、このＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ回路１０に供給され、ここで離散フーリエ変換(ＦＦＴ)し、各搬送波のベースバンドの複素ベクトル信号Ｚ(n)に分離する。ここで、ｎは分離した搬送波の番号を表す。
【０００９】
こうして分離された各搬送波の複素ベクトル信号Ｚ(n)は結合回路１１に入力され、ここで送信側での分配回路２と逆の手順により、元の時間順序に並べ替えられ、これにより、時間的に連続したＱＰＳＫ信号に戻され、ＱＰＳＫ復調回路１２で復調され、情報符号として出力される。
【００１０】
ところで、このようにして受信信号を復調するためには、受信装置で発生しているシンボル周期とそのタイミング及び搬送波周波数の各同期と、受信信号が持つ同じ各同期のずれ量を検出し、そのずれを補正して正しく同期を引き込む必要がある。
【００１１】
つまり、受信側局部発振器９から得られる周波数ｆrの信号とミキサ８による同期検波が正しく得られた結果として、ベースバンドのＯＦＤＭ信号が再生されるようにする必要がある。
なお、このため、上記したずれ量が残っている状態でのミキサ８による動作のことを準同期検波と呼ぶことがある。
【００１２】
そこで、このずれを検出するため、従来から、例えば特表平５−５０４０３７号公報では、予め用意してある２本の特別な搬送波によるパイロット信号を、送信側から、伝送すべき信号と一緒に連続的に送信するようにしておき、受信側では、受信されたパイロット信号の位相変動位置からシンボル周期とタイミング及び搬送波周波数のずれを検出する方法(第１の従来技術)について提案しており、特表平６−５０１３５７号公報では、受信した複素ベクトル信号の位相回転からシンボル周期のずれを検出する方法(第２の従来技術)について提案している。
【００１３】
例えば、図８の方式は、上記第１の従来技術を適用したもので、送信装置側にパイロット挿入回路１３を設け、これにより送信信号に連続的にパイロット信号を挿入して送信し、受信装置側では、パイロット検出回路１４により、受信信号の中からパイロット信号を抜き出して搬送波周波数ずれを検出するようになっている。
【００１４】
これら従来のずれ検出方式は、いずれも精度が高く、送受信装置の移動に伴うドップラー効果などによる小さな周波数の変動には良く追随し、誤り率の小さい良質な情報符号を復調することができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、追従可能な周波数変動幅にかなり小さな限度がある点について配慮がされておらず、実用上起こり得る周波数変動においても、対応できなくなってしまうという問題があった。
以下、この従来技術の問題点について説明する。
【００１６】
まず、この周波数分割多重変調方式では、多重化すべき搬送波の本数が多いほど周波数帯域の利用効率が上がり、方式の特長を活かすことができる。
そこで、通常のＯＦＤＭ伝送方式では、搬送波の本数を多くするため、搬送波の周波数間隔ｆs を数１０ＫＨｚ、例えば２０ｋＨｚ程度以下の狭い周波数に設定している。
【００１７】
一方、これに対して、空間を伝送経路とする装置での搬送波の中心周波数は、例えばテレビジョン中継などで用いるＦＰＵ(Field PickUp)の場合、８００ＭＨｚ、或いは７ＧＨｚ程度で、極めて高い周波数である。
ここで、通常の水晶発振器の発振周波数は、恒温漕付きの発振子を用いた場合でも、±２ｐｐｍ(発振周波数の±２×１０-6倍)程度の周波数変動が残ってしまう。
【００１８】
この結果、例えば７ＧＨｚの搬送波を用いた場合、送信装置側の発振器と、受信装置側の発振器の周波数変動幅を合算すると、ほぼ±２８ＫＨｚ、搬送波の本数で約±１.５本分の周波数変動が生じてしまう。
また、周波数変換して中間周波数を使用するスーパーヘテロダイン方式を用いた場合には、この変動幅は更に広がり、搬送波の本数で約±２本分の周波数変動幅にも達してしまう。
【００１９】
従って、受信を開始した当初の時点では、周波数変換して得たベースバンドのＯＦＤＭ信号の搬送波周波数には、これだけの幅の周波数ずれが生じてしまう場合があることを想定しておかなければならない。
しかしながら、従来技術では、パイロット搬送波(パイロット信号を伝送する搬送波のこと)と、情報搬送波(情報符号を伝送する他の搬送波のこと)の間が搬送波の周波数間隔ｆs しか離れていない。
【００２０】
そのため、このような搬送波の数本分に及ぶ周波数ずれがあると、図９(a)に太線で示すパイロット搬送波の位置が、図９(b)に示すように、隣の情報搬送波の位置にまで、更には隣の情報搬送波の位置を越えてまで移動してしまい、どの搬送波の信号がパイロット信号なのか区別できなくなってしまう。
従って、従来技術では、搬送波の数本分に及ぶ周波数変動があると、その搬送波周波数のずれ量を検出できず、搬送波を再生して同期を引き込むことができない。
【００２１】
一方、上記第２の方法の場合は、情報符号がほぼ正しく復調できていることを前提にしており、従って、搬送波周波数間隔ｆs の数％から数１０％程度の小さな周波数変動、例えばドップラー効果などによる周波数変動であれば、そのずれ量を検出し、追随させることができる。
しかし、この第２の方法でも、上記のように、搬送波の数本分にも及ぶ周波数変動があった場合には、やはり搬送波周波数のずれ量を検出できず、搬送波を再生して同期を引き込むことができなくなってしまう。
【００２２】
ここで、このような問題に対処するためには、送信装置と受信装置の局部発振器として、例えば周波数安定度が±０.５ｐｐｍ以下の高精度の発振器を用い、周波数変動幅が搬送波の周波数間隔ｆs よりも充分に小さく抑えられるようにしてやればよい。
【００２３】
しかし、このような高精度の発振器は、それ自体、極めて高価になるだけでなく、大きな恒温漕が必要になり、加熱のための電力も必要になるため、装置の小型化が困難になってしまうという問題が残る。
【００２４】
本発明の目的は、搬送波の周波数間隔を越える周波数変動があっても、搬送波周波数のずれ量を正しく検出して同期に引き込むことができる直交周波数分割多重変調信号伝送方式を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上記目的は、互いに等しい周波数ｆs、或いは周波数ｆs の整数倍の周波数の間隔を有し、且つ互いに直交したＮs 本の搬送波を用いて時間間隔Ｔsy をシンボル周期としてディジタル変調された情報信号のシンボルに、Ｎf シンボル(Ｎf は２以上の正の整数)に１シンボルの割合で、Ｎs 本の搬送波の中の所定の１本の搬送波にしか信号成分を含まない信号からなる所定のシンボル(ＣＷシンボル)が挿入された信号を受信する受信装置であって、局部発振信号により周波数変換して得られるベースバンドの直交周波数分割多重変調信号に現れる搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを、該信号に挿入されているＣＷシンボル信号を離散フーリエ変換して得た複数の搬送波の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎ)(ｎは分離した搬送波の番号)に基づいて算出する手段と、この算出したずれ量ΔＦＬに基づいて前記局部発振信号の周波数を制御する手段を具備し、前記搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを算出するための手段が、第１の手段と第２の手段とで構成され、前記第１の手段が、前記周波数ｆ s と、前記挿入されたＣＷシンボルの搬送波の番号ｎ０と、該ＣＷシンボル部分の複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ ) の絶対値レベルが最も大きく、且つ搬送波の番号が前記番号ｎ０に最も近い搬送波の番号ｎ max と、前記複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ max) の絶対値レベルＲ max と、番号ｎ max の搬送波の両隣の搬送波の内、複素ベクトル信号の絶対値レベルが大きい方の搬送波の番号ｎ next と、該番号ｎ next の搬送波の複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ next) の絶対値レベルＲ next から、搬送波周波数のずれ量を算出するものであり、前記第２の手段が、前記周波数ｆ s と、前記挿入されたＣＷシンボルの搬送波の番号ｎ０と、該ＣＷシンボル部分の複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ ) の絶対値レベルが最も大きく、且つ搬送波の番号が前記番号ｎ０に最も近い搬送波の番号ｎ max と、前記複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ max) と、該複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ max) の絶対値レベルＲ max と、番号ｎ max の搬送波より周波数が低い隣の搬送波の複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ max −１ ) の大きさと、番号ｎ max の搬送波より周波数が高い隣の搬送波の複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ max ＋１ ) の大きさから、搬送波周波数のずれ量を算出するものであり、前記第１の手段によるずれ量ΔＦＬの算出精度よりも、前記第２の手段によるずれ量ΔＦＬの算出精度が高くなるように構成され、
前記第１の手段に基づく局部発振信号の周波数の制御が実行された後に、前記第２の手段に基づく局部発振信号の周波数の制御が実行され、前記ずれ量ΔＦＬが収斂して行く制御が得られるようにして達成される。
【００３１】
第１の本発明では、受信装置で得られるベースバンドのＯＦＤＭ信号が有する搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを、ＣＷシンボル部分を離散フーリエ変換して得た複数の搬送波の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎ)を用いて算出している。
【００３２】
上記した様に、周波数のずれ幅は搬送波の数本分の周波数幅に及ぶ可能性があり、この場合、例えば番号ｎ０の搬送波を用いて送信した信号は、受信装置のＦＦＴ回路からは、番号ｎ０の搬送波より数本ずれた搬送波位置に出力されることになる。
【００３３】
しかして、本発明で用いているＣＷシンボルは、番号ｎ０の搬送波の信号しか持たず、番号ｎ０の搬送波の近傍の搬送波は信号を持っていない。
このため、上記した第１の従来技術の場合と異なり、他の情報信号と混同して間違えることがなく、確実に搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを算出することができる。
そして、このとき、本発明で検出可能な周波数ずれの幅は、番号ｎ０の搬送波を伝送周波数帯域の中心に設定した場合、伝送帯域の半分程度の周波数幅にもなる。
【００３８】
ここで、誤り率が低い情報符号を復調するには、搬送波の周波数のずれ量を搬送波周波数間隔ｆsの数％以下まで低減する必要がある。
ところで、第１の従来技術によるずれ検出方法や第２の従来技術によるずれ検出方法でも、この条件を満たすことができる。
しかしながら、これら従来技術では、最初に搬送波数本分に及ぶ周波数ずれがあると動作を開始できないため、上記したように、大型で高価な発振周波数安定度の高い発振器を用いる必要があった。
【００３９】
しかし、本発明によれば、上記したように、最初に大きなずれがあっても充分にずれ量の低減ができ、搬送波周波数のずれ量を少なくとも搬送波の周波数間隔ｆsの１／２以下に低減できる。
【００４０】
従って、本発明と、第１の従来技術によるずれ検出方法、或いは第２の従来技術によるずれ検出方法など、精度の高い検出方法を併用することにより、搬送波数本分に及ぶ周波数ずれがあっても、確実に同期を引き込み、良質の情報符号を復調することができるようになる。
【００４１】
そのため、高価で形状が大きな高性能の発振器の代わりに小型で安価な発振器を用い、伝送装置自身も小型で安価に構成することができるようになる。
【００４８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による直交周波数分割多重変調信号伝送方式について、図示の実施形態により詳細に説明する。
図１は、各搬送波に対するディジタル変調方式として、図８に示した従来技術と同じＱＰＳＫ方式を適用した場合の本発明の一実施形態で、この実施形態が、図８の従来技術と異なる点は、送信側でのパイロット挿入回路１３に代えてＣＷ挿入場所確保回路１５とＣＷ挿入回路１６を設けた点と、受信側でのパイロット検出回路１４に代えて、ＣＷ抜き出し回路１７と、粗調整回路１８、準微調整回路１９とからなる調整回路２０を設けた点にあり、従って、この図１の実施形態においても、情報符号に対する基本的な信号処理手順は、図８の従来技術と同様である。
【００４９】
まず、ＣＷ挿入場所確保回路１５は、分配回路２を制御し、この分配回路２からＩＦＦＴ回路３に信号を入力する際、ＣＷシンボルを挿入するのに必要な１シンボル時間、情報信号の分配を一時的に止め、代りにダミー信号を挿入する信号処理を施し、図２(a)に示すように、ＣＷシンボルを挿入する時間を確保する働きをする。
【００５０】
この図２は、横軸に時間をとり、シンボル周期Ｔsyで順次並んで現れるＯＦＤＭ信号の各搬送波を番号ｎで示したもので、このとき、ダミー信号、つまりＣＷシンボルを挿入する頻度は、Ｎf シンボル毎に１シンボルの割合にする。
ここで、このＮf の値は、２以上の正の整数で、５００〜１０００に設定されるのが通例であり、従って、ＣＷシンボルは５００回〜１０００回に１回の割合で挿入されることになる。
【００５１】
次に、ＣＷ挿入回路１６は、図２(b)に示すように、ＩＦＦＴ回路３から出力される信号の中のダミー信号を、図３(a)に示すＣＷシンボルの信号で置き換える。ここで、このＣＷシンボル信号は、搬送波それ自体だけを情報としてもち、他の情報は一切含まない信号である。
そして、このＣＷ挿入回路１６の出力信号を、従来技術の送信装置と同様に、高周波数帯の信号に周波数変換して送信アンテナ６から送信するのである。
【００５２】
一方、受信装置側では、やはり従来の受信装置と同様にして受信アンテナ７で受信した受信信号からベースバンドのＯＦＤＭ信号を再生した後、更にＦＦＴ回路１０で各搬送波毎に分離する。
そして、このＦＦＴ回路１０で分離された搬送波は、ＣＷ抜き出し回路１７にも供給され、そのなからＣＷシンボルが抜き出される。
【００５３】
このＣＷ抜き出し回路１７によるＣＷシンボルの検出は、各搬送波の中でのＣＷシンボル部分と情報シンボル部分の波形の違いを利用して検出するようになっている。
すなわち、各搬送波の内で、情報シンボルは種々の周波数成分を含んでいるため、ランダム雑音の波形に類似した波形になるのに対して、ＣＷシンボルは単一周波数成分からなる搬送波信号なので、正弦波形、又は一定値の直流になる。 そこで、この波形の違いを利用することにより、ＣＷシンボルの位置を求めることができるのである。
【００５４】
なお、このＣＷシンボルの検出を更に確実に得られるようにするためには、図２(c)に示すように、ＣＷシンボルとは別に同期用となるシンボル、例えば信号が全く無いＮＵＬＬシンボルを挿入しておき、このＮＵＬＬシンボルを検出してＣＷシンボルの位置を求めるようにしてやればよい。
【００５５】
次に、このＣＷシンボルを用いた周波数ずれの検出方法について説明する。 既に説明したように、送信装置と受信装置の局部発振器の発振精度や、その温度変化、或いは装置の移動に伴うドップラー効果などにより、受信信号の搬送波周波数は受信装置のＦＦＴ回路１０の出力信号としてあるべき本来の搬送波周波数(受信側搬送波周波数という)から大きくずれてしまう。
【００５６】
ここで、ＦＦＴ回路１０による信号処理は離散フーリエ変換なので、図３(b)に点で示す離散的な周波数点の成分に分離される。
このため、例えば、再生したベースバンドのＯＦＤＭ信号におけるＣＷシンボル付近の周波数分布は、図３(b)に示すようになり、このときには、受信信号のＣＷシンボル位置は、送信の際に用いた搬送波の位置、すなわち図３(a)に示された番号ｎ０位置から周波数ΔＦＬ分もずれてしまう。
【００５７】
そこで、この図３(b)のように、受信した搬送波の周波数位置が、上記の離散的な周波数点(以下単に周波数点と記す)からずれていたときは、図３(c)に示すように、搬送波の周波数に最も近い周波数点だけではなく、その周波数点に隣接する周波数点にも小レベルの成分が現れる。
【００５８】
このとき得られる成分の大きさは、図３(c)に、破線からなる包絡線Ｅで示すように、本来の搬送波周波数を中心としたｓｉｎｃ関数(ｓｉｎ(ｘ)／ｘ)で規定される大きさになる。すなわち、各搬送波で得られる成分の大きさは、受信した信号周波数の周波数点からのずれ量によって変化する。
【００５９】
そこで、本発明では、搬送波周波数のずれを、この性質を用いて検出するようにした点を特徴とし、図１の実施形態では、調整回路２０がこのための回路で、これには、粗調整回路１８と準微調整回路１９が分けて設けられている。
【００６０】
まず、粗調整回路１８は、再生したＯＦＤＭ信号のＣＷシンボル部分の搬送波周波数と、ＦＦＴ回路１０が定める周波数点とのずれ量ΔＦＬを粗い精度で検出する働きをするもので、図４に示すように、ＭＡＸ番号検出回路１８１とＮＥＸＴ番号検出回路１８２、それにずれ量演算回路１８３とで構成されている。
【００６１】
そして、ＣＷ抜き出し回路１７で抜き出されたＣＷシンボル信号は、まずＭＡＸ番号検出回路１８１に入力され、図３(c)に示す各周波数点ｎの複素ベクトル信号Ｚcw(n)の中から、送信装置側で挿入されているＣＷシンボルの搬送波番号ｎ０の近傍にあって、その複素ベクトル信号Ｚcw(n)の絶対値レベルが最大になる周波数点の番号ｎmaxを求める。
【００６２】
次に、ＮＥＸＴ番号検出回路１８２では、ＭＡＸ番号検出回路１８１で検出した番号ｎmaxの周波数点の両隣の周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax−１)とＺcw(ｎmax＋１)の内、絶対値レベルが大きい方の周波数点の番号ｎnextを検出する。
【００６３】
さらに、ずれ量演算回路１８３では、送信装置でＣＷシンボルとして挿入した搬送波の番号ｎ０と、ＭＡＸ番号検出回路１８１で検出した周波数点番号ｎmaxと、その周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)の絶対値レベルＲmaxと、ＮＥＸＴ番号検出回路１８２で検出した周波数点の番号ｎnextと、その周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎnext)の絶対値レベルＲnextから、次の(1)式により、搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを演算する。
そして、この粗調整回路１８により算出されたずれ量ΔＦＬが、ＶＣＯ(電圧制御発振器)などからなる局部発振器９に供給され、これにより、ずれ量ΔＦＬが減少し、収斂してゆく方向に局部発振周波数ｆr が制御されることになる。
【００６５】
この粗調整回路１８によるずれ量ΔＦＬの算出は、かなり簡略化した演算処理にしてあるので、粗い精度しか得られないが、その分、早い応答が得られ、この結果、再生したＯＦＤＭ信号のＣＷシンボル部分の搬送波周波数を、受信装置側のＦＦＴ回路１０で規定される番号ｎ０の周波数点に対して、搬送波の約１／４本分以下の周波数にまで、速やかに近づけることができる。
【００６６】
次に、準微調整回路１９は、再生したＯＦＤＭ信号のＣＷシンボル部分の搬送波周波数と、ＦＦＴ回路１０が定める周波数点とのずれ量ΔＦＬを、上記の粗調整回路１８より高い精度で検出する働きをするもので、図５に示すように、ＭＡＸ番号検出回路１９１と、ずれ量検出回路１９２で構成されている。
【００６７】
ＣＷ抜き出し回路１７で抜き出したＣＷシンボルの信号は、粗調整回路１８と同様に、まずＭＡＸ番号検出回路１９１に入力され、ここで複素ベクトル信号の絶対値レベルが最大になる周波数点の番号ｎmaxを求める。
【００６８】
次に、ずれ量演算回路１９２では、送信装置側でＣＷシンボルとして挿入された搬送波の番号ｎ０と、ＭＡＸ番号検出回路１９１で検出された周波数点の番号ｎmaxと、複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)及び共役複素ベクトル信号Ｚcw*(ｎmax)と、複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)の絶対値レベルＲmax(ｎmax)と、番号ｎmaxの周波数点(受信装置の搬送波)より周波数が低い隣の周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax−１)の大きさと、番号ｎmaxの周波数点より周波数が高い隣の周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax＋１)の大きさから、次の(2)式により、搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを演算する。
この準微調整回路１９による搬送波周波数のずれの検出は、上記した粗い周波数の調整が実行された後、実行されるように構成してあり、検出結果により再び局部発振器９の発振周波数が制御されることになる。
【００７０】
ここで、この準微調整回路１９での演算処理は、粗調整回路１８で実行されている演算処理よりも高度な演算処理になっているので、長い演算時間が必要になるが、しかし、粗い調整が実行された後なので、この準微調整回路１９による調整に際しては、その周波数点番号ｎmaxは、既に送信装置側で挿入されたＣＷシンボルの搬送波番号ｎ０に一致している。
【００７１】
そこで、準微調整回路１９は、この予め搬送波番号ｎ０＝ｎmaxにされている両側の周波数点の複素ベクトル信号を用いれば良いので、直ちに上記の演算を実行することができ、この結果、短時間で搬送波１／１６本分以下の高い精度で周波数ずれを検出することができ、このかなり精度の高い検出値を用い、再び局部発振器９の発振周波数が制御されるので、高い精度による制御を容易に得ることができる。
【００７２】
従って、この実施形態によれば、再生したＯＦＤＭ信号の搬送波周波数と、ＦＦＴ回路１０で定められる周波数点との間に、搬送波の周波数間隔ｆs を越える周波数ずれが有っても、搬送波周波数のずれ量ΔＦＬが正しく検出でき、これにより同期を引き込み、情報符号を正しく復調することができる。
【００７３】
また、こうして局部発振器９の準微調整を行なうことにより、ベースバンドのＯＦＤＭ信号の各搬送波周波数のずれは、上記した第２の従来技術によるずれ検出方法の適用限界である搬送波１／１６本分以下の精度まで抑えることができ、従って、この実施形態によれば、従来の第２のずれ検出方法との併用が可能になり、こうすることにより、起動時の搬送波周波数ずれが搬送波間隔ｆs より大きくても、確実に同期を引き込んで符号誤り率が低い良質な情報符号を復調することができる。
【００７４】
なお、以上の説明から明らかなように、図５に示した準微調整回路１９のＭＡＸ番号検出回路１９１は、ｎmaxとｎ０が一致していることを確認する働きをするだけであり、従って、必ずしも必要とはしないので、省略してもよく、或いは図４の粗調整回路１８のＭＡＸ番号検出回路１８１と共用するようにしても良いのは明らかである。
【００７５】
ところで、ＣＷシンボルの平均送信電力は、他の情報シンボルの平均送信電力と等しくしておくのが好ましい。
受信装置では、ＦＦＴ回路１０の入力信号レベルをほぼ一定にするため、受信信号の包絡線レベルの変動量で制御されるＡＧＣ回路を前段に用いるのが通例であるが、このとき、ＣＷシンボルの送信電力を上記のように設定しておけば、受信信号の包絡線波形がシンボル位置によらずほぼ一定になるため、ＡＧＣ回路のゲインが、ＣＷシンボルの様な特殊なシンボルの影響を受けて変動して不安定になるのを防止することができる。
【００７６】
また、多重化すべき搬送波の本数を例えば１０００本にすると、情報シンボル部分の１本の搬送波の送信電力は、全送信電力の１／１０００にしかならないのに対して、ＣＷシンボルではその全送信電力を１本の搬送波信号に集中させることができるため、情報シンボルの１本の搬送波信号のＳ／Ｎより３０ｄＢ改善されたＣＷシンボルの信号を得ることができ、この結果、雑音の影響が少ない精度の高い検出値を得ることができる。
【００７７】
ところで、図１の実施形態では、送信装置側では、ＣＷ挿入場所確保回路１５により、ＩＦＦＴ回路３の前段でＣＷシンボルを挿入する時間を確保し、ＩＦＦＴ回路３で信号処理した後でＣＷシンボルを挿入しているが、この代りに、ＣＷシンボルで伝送する番号ｎ０の搬送波にだけ信号を入力し、他の搬送波には信号を入力しない方法により、直接ＣＷシンボルを挿入するようにしても良い。
【００７８】
ただし、このとき、上記したように、ＣＷシンボルの信号レベルを情報シンボルの１本の搬送波信号レベルより大きな値に設定して伝送する方法を適用した場合には、ＩＦＦＴ回路３内で実行する演算処理に際して、回路のダイナミックレンジを越えないように注意する必要がある。
【００７９】
次に、粗調整回路１８の他の実施形態について、図６により説明する。
この図６の実施形態による粗調整回路１８'は、図４に示した粗調整回路１８におけるＮＥＸＴ番号検出回路１８２を省略し、更に、ずれ量演算回路１８３に代えて、以下に示す演算処理によりずれ量を演算する方式のずれ量演算回路１８４を用いたものである。
【００８０】
すなわち、このずれ量演算回路１８４では、次の(3)式に示すように、送信装置側でＣＷシンボルとして挿入した搬送波の番号ｎ０と、ＭＡＸ番号検出回路１８１で検出した周波数点の番号ｎmaxの差から、搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを演算するようにしたものである。
ΔＦＬ＝ｆs×(ｎmax−ｎ０) …… ……(3)
【００８１】
この図６に示した粗調整回路１８による搬送波周波数ずれの検出精度は、搬送波で約１／２本分程度になり、このため、搬送波周波数のずれ量が、丁度、搬送波の１／２本分になったときは、微妙な雑音の影響により搬送波１／２本分を越えて誤って検出してしまうことがある。
しかしながら、この場合でも、粗調整は繰り返し実行されるので、この図６の粗調整回路１８’によっても、図４の実施形態と比較して、あまり遜色のない効果を得ることができ、演算処理量が少なく抑えられるという利点が得られる。
【００８２】
なお、以上の実施形態では、粗調整回路１８と準微調整回路１９の２種の回路を併用しているが、この場合、図４の回路と図５の回路の組合わせに限らず、図６の回路を組合わせて実施してもよく、或いは一方の回路だけを用いて実施しても良いことはいうまでもない。
【００８３】
【発明の効果】
本発明によれば、受信信号から再生したＯＦＤＭ信号の搬送波周波数と受信装置がわのＦＦＴ回路が定める周波数点の間に、搬送波の周波数間隔を越える周波数ずれが有っても、この搬送波周波数ずれを正しく検出して同期を引き込み、情報符号を正しく復調することができる。
【００８４】
従って、本発明によれば、高価で形状が大きな高性能の発振器の代りに、小型で安価な発振器を用いることができ、この結果、伝送装置自身も小型で安価に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による直交周波数分割多重変調信号伝送方式の一実施形態を示すブロック回路図である。
【図２】本発明の一実施形態におけるＣＷシンボルの挿入方法を示す説明図である。
【図３】本発明の一実施形態におけるＣＷシンボル信号の周波数分布を示す説明図である。
【図４】本発明の一実施形態における粗調整回路のブロック図である。
【図５】本発明の一実施形態における準微調整回路のブロック図である。
【図６】本発明の一実施形態における粗調整回路の他の例を示すブロック図である。
【図７】直交周波数分割多重変調信号伝送方式における搬送波の配列を説明する図である。
【図８】従来技術による直交周波数分割多重変調信号伝送方式の一例を示すブロック回路図である。
【図９】従来技術による搬送波周波数ずれ検出方法の問題点を説明する図である。
【符号の説明】
１ ＱＰＳＫ変調回路
２ 分配回路
３ ＩＦＦＴ回路
４、８ ミキサ
５ 送信側局部発振器
６ 送信アンテナ
７ 受信アンテナ
９ 受信側局部発振器
１０ ＦＦＴ回路
１１ 結合回路
１２ ＱＰＳＫ復調回路
１３ パイロット挿入回路
１４ パイロット検出回路
１５ ＣＷ挿入場所確保回路
１６ ＣＷ挿入回路
１７ ＣＷ抜き出し回路
１８ 粗調整回路
１９ 準微調整回路
２０ 調整回路
２１ ＭＡＸ番号検出回路
２２ ＮＥＸＴ番号検出回路
２３、２４、２５ ずれ量演算回路
Claims (1)
- 互いに等しい周波数ｆs、或いは周波数ｆs の整数倍の周波数の間隔を有し、且つ互いに直交したＮs 本の搬送波を用いて時間間隔Ｔsy をシンボル周期としてディジタル変調された情報信号のシンボルに、Ｎf シンボル(Ｎf は２以上の正の整数)に１シンボルの割合で、Ｎs 本の搬送波の中の所定の１本の搬送波にしか信号成分を含まない信号からなる所定のシンボル(ＣＷシンボル)が挿入された信号を受信する受信装置であって、
局部発振信号により周波数変換して得られるベースバンドの直交周波数分割多重変調信号に現れる搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを、該信号に挿入されているＣＷシンボル信号を離散フーリエ変換して得た複数の搬送波の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎ)(ｎは分離した搬送波の番号)に基づいて算出する手段と、
この算出したずれ量ΔＦＬに基づいて前記局部発振信号の周波数を制御する手段を具備し、
前記搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを算出するための手段が、第１の手段と第２の手段とで構成され、
前記第１の手段が、前記周波数ｆ s と、前記挿入されたＣＷシンボルの搬送波の番号ｎ０と、該ＣＷシンボル部分の複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ ) の絶対値レベルが最も大きく、且つ搬送波の番号が前記番号ｎ０に最も近い搬送波の番号ｎ max と、前記複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ max) の絶対値レベルＲ max と、番号ｎ max の搬送波の両隣の搬送波の内、複素ベクトル信号の絶対値レベルが大きい方の搬送波の番号ｎ next と、該番号ｎ next の搬送波の複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ next) の絶対値レベルＲ next から、搬送波周波数のずれ量を算出するものであり、
前記第２の手段が、前記周波数ｆ s と、前記挿入されたＣＷシンボルの搬送波の番号ｎ０と、該ＣＷシンボル部分の複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ ) の絶対値レベルが最も大きく、且つ搬送波の番号が前記番号ｎ０に最も近い搬送波の番号ｎ max と、前記複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ max) と、該複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ max) の絶対値レベルＲ max と、番号ｎ max の搬送波より周波数が低い隣の搬送波の複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ max −１ ) の大きさと、番号ｎ max の搬送波より周波数が高い隣の搬送波の複素ベクトル信号Ｚ cw( ｎ max ＋１ ) の大きさから、搬送波周波数のずれ量を算出するものであり、
前記第１の手段によるずれ量ΔＦＬの算出精度よりも、前記第２の手段によるずれ量ΔＦＬの算出精度が高くなるように構成され、
前記第１の手段に基づく局部発振信号の周波数の制御が実行された後に、前記第２の手段に基づく局部発振信号の周波数の制御が実行され、前記ずれ量ΔＦＬが収斂して行く制御が得られるように構成したことを特徴とする直交周波数分割多重変調信号受信装置。
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