JP3732618B2 - 直交周波数分割多重変調信号受信装置 - Google Patents
直交周波数分割多重変調信号受信装置 Download PDFInfo
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重変調信号を用いた伝送方式に係り、特に、受信した搬送波周波数のずれに自動的に復調動作が追従してゆくようにした直交周波数分割多重変調信号受信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
現在、移動体や地上系のディジタル無線通信用の多重伝送方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特長を有する直交周波数分割多重方式(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:OFDM方式)が注目されているが、この方式は、図7に示すように、互いに同じ周波数fsの間隔を持って配置された数10種類ないしは数100種類の多数本の搬送波を、それぞれシンボル周波数fsy(=1/Tsy)でディジタル変調した信号、すなわち、OFDM信号(直交周波数分割多重変調信号)を用いて情報符号を伝送する方式である。
ここで、時間間隔Tsyは、ディジタル信号のシンボル周期のことである。
【0003】
そして、このOFDM方式における各搬送波のディジタル変調方式としては、QPSK方式(4相位相偏移変調方式)や16QAM方式(16値直交振幅変調方式)などが検討されている。
図8は、各搬送波をQPSK方式でディジタル変調するようにした、従来技術によるOFDM伝送方式の一例をブロック図により示したもので、図の上側が送信装置側で、下側が受信装置側である。
【0004】
送信装置では、伝送すべき情報符号をQPSK変調回路1でQPSK方式の複素ベクトル信号(以下、QPSK信号と記す)に変調する。
変調して得たQPSK信号は、分配回路2で各搬送波に分配した後、IFFT回路3で逆離散フーリエ変換(IFFT)する。
【0005】
このIFFT処理により、QPSK信号は、シンボル周期Tsyで、互いに周波数間隔fs 離れ、且つ互いに直交するNs 本の搬送波からなる直交周波数分割多重変調方式により多重化された、ベースバンドのOFDM信号に変換される。
【0006】
次いで、このOFDM信号は、ミキサ4に入力され、高周波の送信側局部発振器5から供給される周波数fr の送信側局発信号により、例えば数百MHz帯、或いは数GHz帯の高周波信号に周波数変換され、電力増幅されて送信アンテナ6から送信される。
【0007】
一方、受信装置側では、受信アンテナ7で受信した受信信号は増幅された後、ミキサ8に入力され、ここで受信側局部発振器9から供給される周波数fr の受信側局発信号により周波数変換されて、多重化されたベースバンドのOFDM信号が再生される。
【0008】
次いで、このOFDM信号は、FFT回路10に供給され、ここで離散フーリエ変換(FFT)し、各搬送波のベースバンドの複素ベクトル信号Z(n)に分離する。ここで、nは分離した搬送波の番号を表す。
【0009】
こうして分離された各搬送波の複素ベクトル信号Z(n)は結合回路11に入力され、ここで送信側での分配回路2と逆の手順により、元の時間順序に並べ替えられ、これにより、時間的に連続したQPSK信号に戻され、QPSK復調回路12で復調され、情報符号として出力される。
【0010】
ところで、このようにして受信信号を復調するためには、受信装置で発生しているシンボル周期とそのタイミング及び搬送波周波数の各同期と、受信信号が持つ同じ各同期のずれ量を検出し、そのずれを補正して正しく同期を引き込む必要がある。
【0011】
つまり、受信側局部発振器9から得られる周波数frの信号とミキサ8による同期検波が正しく得られた結果として、ベースバンドのOFDM信号が再生されるようにする必要がある。
なお、このため、上記したずれ量が残っている状態でのミキサ8による動作のことを準同期検波と呼ぶことがある。
【0012】
そこで、このずれを検出するため、従来から、例えば特表平5−504037号公報では、予め用意してある2本の特別な搬送波によるパイロット信号を、送信側から、伝送すべき信号と一緒に連続的に送信するようにしておき、受信側では、受信されたパイロット信号の位相変動位置からシンボル周期とタイミング及び搬送波周波数のずれを検出する方法(第1の従来技術)について提案しており、特表平6−501357号公報では、受信した複素ベクトル信号の位相回転からシンボル周期のずれを検出する方法(第2の従来技術)について提案している。
【0013】
例えば、図8の方式は、上記第1の従来技術を適用したもので、送信装置側にパイロット挿入回路13を設け、これにより送信信号に連続的にパイロット信号を挿入して送信し、受信装置側では、パイロット検出回路14により、受信信号の中からパイロット信号を抜き出して搬送波周波数ずれを検出するようになっている。
【0014】
これら従来のずれ検出方式は、いずれも精度が高く、送受信装置の移動に伴うドップラー効果などによる小さな周波数の変動には良く追随し、誤り率の小さい良質な情報符号を復調することができる。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、追従可能な周波数変動幅にかなり小さな限度がある点について配慮がされておらず、実用上起こり得る周波数変動においても、対応できなくなってしまうという問題があった。
以下、この従来技術の問題点について説明する。
【0016】
まず、この周波数分割多重変調方式では、多重化すべき搬送波の本数が多いほど周波数帯域の利用効率が上がり、方式の特長を活かすことができる。
そこで、通常のOFDM伝送方式では、搬送波の本数を多くするため、搬送波の周波数間隔fs を数10KHz、例えば20kHz程度以下の狭い周波数に設定している。
【0017】
一方、これに対して、空間を伝送経路とする装置での搬送波の中心周波数は、例えばテレビジョン中継などで用いるFPU(Field PickUp)の場合、800MHz、或いは7GHz程度で、極めて高い周波数である。
ここで、通常の水晶発振器の発振周波数は、恒温漕付きの発振子を用いた場合でも、±2ppm(発振周波数の±2×10-6倍)程度の周波数変動が残ってしまう。
【0018】
この結果、例えば7GHzの搬送波を用いた場合、送信装置側の発振器と、受信装置側の発振器の周波数変動幅を合算すると、ほぼ±28KHz、搬送波の本数で約±1.5本分の周波数変動が生じてしまう。
また、周波数変換して中間周波数を使用するスーパーヘテロダイン方式を用いた場合には、この変動幅は更に広がり、搬送波の本数で約±2本分の周波数変動幅にも達してしまう。
【0019】
従って、受信を開始した当初の時点では、周波数変換して得たベースバンドのOFDM信号の搬送波周波数には、これだけの幅の周波数ずれが生じてしまう場合があることを想定しておかなければならない。
しかしながら、従来技術では、パイロット搬送波(パイロット信号を伝送する搬送波のこと)と、情報搬送波(情報符号を伝送する他の搬送波のこと)の間が搬送波の周波数間隔fs しか離れていない。
【0020】
そのため、このような搬送波の数本分に及ぶ周波数ずれがあると、図9(a)に太線で示すパイロット搬送波の位置が、図9(b)に示すように、隣の情報搬送波の位置にまで、更には隣の情報搬送波の位置を越えてまで移動してしまい、どの搬送波の信号がパイロット信号なのか区別できなくなってしまう。
従って、従来技術では、搬送波の数本分に及ぶ周波数変動があると、その搬送波周波数のずれ量を検出できず、搬送波を再生して同期を引き込むことができない。
【0021】
一方、上記第2の方法の場合は、情報符号がほぼ正しく復調できていることを前提にしており、従って、搬送波周波数間隔fs の数%から数10%程度の小さな周波数変動、例えばドップラー効果などによる周波数変動であれば、そのずれ量を検出し、追随させることができる。
しかし、この第2の方法でも、上記のように、搬送波の数本分にも及ぶ周波数変動があった場合には、やはり搬送波周波数のずれ量を検出できず、搬送波を再生して同期を引き込むことができなくなってしまう。
【0022】
ここで、このような問題に対処するためには、送信装置と受信装置の局部発振器として、例えば周波数安定度が±0.5ppm以下の高精度の発振器を用い、周波数変動幅が搬送波の周波数間隔fs よりも充分に小さく抑えられるようにしてやればよい。
【0023】
しかし、このような高精度の発振器は、それ自体、極めて高価になるだけでなく、大きな恒温漕が必要になり、加熱のための電力も必要になるため、装置の小型化が困難になってしまうという問題が残る。
【0024】
本発明の目的は、搬送波の周波数間隔を越える周波数変動があっても、搬送波周波数のずれ量を正しく検出して同期に引き込むことができる直交周波数分割多重変調信号伝送方式を提供することにある。
【0025】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上記目的は、互いに等しい周波数fs、或いは周波数fs の整数倍の周波数の間隔を有し、且つ互いに直交したNs 本の搬送波を用いて時間間隔Tsy をシンボル周期としてディジタル変調された情報信号のシンボルに、Nf シンボル(Nf は2以上の正の整数)に1シンボルの割合で、Ns 本の搬送波の中の所定の1本の搬送波にしか信号成分を含まない信号からなる所定のシンボル(CWシンボル)が挿入された信号を受信する受信装置であって、局部発振信号により周波数変換して得られるベースバンドの直交周波数分割多重変調信号に現れる搬送波周波数のずれ量ΔFLを、該信号に挿入されているCWシンボル信号を離散フーリエ変換して得た複数の搬送波の複素ベクトル信号Zcw(n)(nは分離した搬送波の番号)に基づいて算出する手段と、この算出したずれ量ΔFLに基づいて前記局部発振信号の周波数を制御する手段を具備し、前記搬送波周波数のずれ量ΔFLを算出するための手段が、第1の手段と第2の手段とで構成され、前記第1の手段が、前記周波数f s と、前記挿入されたCWシンボルの搬送波の番号n0と、該CWシンボル部分の複素ベクトル信号Z cw( n ) の絶対値レベルが最も大きく、且つ搬送波の番号が前記番号n0に最も近い搬送波の番号n max と、前記複素ベクトル信号Z cw( n max) の絶対値レベルR max と、番号n max の搬送波の両隣の搬送波の内、複素ベクトル信号の絶対値レベルが大きい方の搬送波の番号n next と、該番号n next の搬送波の複素ベクトル信号Z cw( n next) の絶対値レベルR next から、搬送波周波数のずれ量を算出するものであり、前記第2の手段が、前記周波数f s と、前記挿入されたCWシンボルの搬送波の番号n0と、該CWシンボル部分の複素ベクトル信号Z cw( n ) の絶対値レベルが最も大きく、且つ搬送波の番号が前記番号n0に最も近い搬送波の番号n max と、前記複素ベクトル信号Z cw( n max) と、該複素ベクトル信号Z cw( n max) の絶対値レベルR max と、番号n max の搬送波より周波数が低い隣の搬送波の複素ベクトル信号Z cw( n max −1 ) の大きさと、番号n max の搬送波より周波数が高い隣の搬送波の複素ベクトル信号Z cw( n max +1 ) の大きさから、搬送波周波数のずれ量を算出するものであり、前記第1の手段によるずれ量ΔFLの算出精度よりも、前記第2の手段によるずれ量ΔFLの算出精度が高くなるように構成され、
前記第1の手段に基づく局部発振信号の周波数の制御が実行された後に、前記第2の手段に基づく局部発振信号の周波数の制御が実行され、前記ずれ量ΔFLが収斂して行く制御が得られるようにして達成される。
【0031】
第1の本発明では、受信装置で得られるベースバンドのOFDM信号が有する搬送波周波数のずれ量ΔFLを、CWシンボル部分を離散フーリエ変換して得た複数の搬送波の複素ベクトル信号Zcw(n)を用いて算出している。
【0032】
上記した様に、周波数のずれ幅は搬送波の数本分の周波数幅に及ぶ可能性があり、この場合、例えば番号n0の搬送波を用いて送信した信号は、受信装置のFFT回路からは、番号n0の搬送波より数本ずれた搬送波位置に出力されることになる。
【0033】
しかして、本発明で用いているCWシンボルは、番号n0の搬送波の信号しか持たず、番号n0の搬送波の近傍の搬送波は信号を持っていない。
このため、上記した第1の従来技術の場合と異なり、他の情報信号と混同して間違えることがなく、確実に搬送波周波数のずれ量ΔFLを算出することができる。
そして、このとき、本発明で検出可能な周波数ずれの幅は、番号n0の搬送波を伝送周波数帯域の中心に設定した場合、伝送帯域の半分程度の周波数幅にもなる。
【0038】
ここで、誤り率が低い情報符号を復調するには、搬送波の周波数のずれ量を搬送波周波数間隔fsの数%以下まで低減する必要がある。
ところで、第1の従来技術によるずれ検出方法や第2の従来技術によるずれ検出方法でも、この条件を満たすことができる。
しかしながら、これら従来技術では、最初に搬送波数本分に及ぶ周波数ずれがあると動作を開始できないため、上記したように、大型で高価な発振周波数安定度の高い発振器を用いる必要があった。
【0039】
しかし、本発明によれば、上記したように、最初に大きなずれがあっても充分にずれ量の低減ができ、搬送波周波数のずれ量を少なくとも搬送波の周波数間隔fsの1/2以下に低減できる。
【0040】
従って、本発明と、第1の従来技術によるずれ検出方法、或いは第2の従来技術によるずれ検出方法など、精度の高い検出方法を併用することにより、搬送波数本分に及ぶ周波数ずれがあっても、確実に同期を引き込み、良質の情報符号を復調することができるようになる。
【0041】
そのため、高価で形状が大きな高性能の発振器の代わりに小型で安価な発振器を用い、伝送装置自身も小型で安価に構成することができるようになる。
【0048】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による直交周波数分割多重変調信号伝送方式について、図示の実施形態により詳細に説明する。
図1は、各搬送波に対するディジタル変調方式として、図8に示した従来技術と同じQPSK方式を適用した場合の本発明の一実施形態で、この実施形態が、図8の従来技術と異なる点は、送信側でのパイロット挿入回路13に代えてCW挿入場所確保回路15とCW挿入回路16を設けた点と、受信側でのパイロット検出回路14に代えて、CW抜き出し回路17と、粗調整回路18、準微調整回路19とからなる調整回路20を設けた点にあり、従って、この図1の実施形態においても、情報符号に対する基本的な信号処理手順は、図8の従来技術と同様である。
【0049】
まず、CW挿入場所確保回路15は、分配回路2を制御し、この分配回路2からIFFT回路3に信号を入力する際、CWシンボルを挿入するのに必要な1シンボル時間、情報信号の分配を一時的に止め、代りにダミー信号を挿入する信号処理を施し、図2(a)に示すように、CWシンボルを挿入する時間を確保する働きをする。
【0050】
この図2は、横軸に時間をとり、シンボル周期Tsyで順次並んで現れるOFDM信号の各搬送波を番号nで示したもので、このとき、ダミー信号、つまりCWシンボルを挿入する頻度は、Nf シンボル毎に1シンボルの割合にする。
ここで、このNf の値は、2以上の正の整数で、500〜1000に設定されるのが通例であり、従って、CWシンボルは500回〜1000回に1回の割合で挿入されることになる。
【0051】
次に、CW挿入回路16は、図2(b)に示すように、IFFT回路3から出力される信号の中のダミー信号を、図3(a)に示すCWシンボルの信号で置き換える。ここで、このCWシンボル信号は、搬送波それ自体だけを情報としてもち、他の情報は一切含まない信号である。
そして、このCW挿入回路16の出力信号を、従来技術の送信装置と同様に、高周波数帯の信号に周波数変換して送信アンテナ6から送信するのである。
【0052】
一方、受信装置側では、やはり従来の受信装置と同様にして受信アンテナ7で受信した受信信号からベースバンドのOFDM信号を再生した後、更にFFT回路10で各搬送波毎に分離する。
そして、このFFT回路10で分離された搬送波は、CW抜き出し回路17にも供給され、そのなからCWシンボルが抜き出される。
【0053】
このCW抜き出し回路17によるCWシンボルの検出は、各搬送波の中でのCWシンボル部分と情報シンボル部分の波形の違いを利用して検出するようになっている。
すなわち、各搬送波の内で、情報シンボルは種々の周波数成分を含んでいるため、ランダム雑音の波形に類似した波形になるのに対して、CWシンボルは単一周波数成分からなる搬送波信号なので、正弦波形、又は一定値の直流になる。 そこで、この波形の違いを利用することにより、CWシンボルの位置を求めることができるのである。
【0054】
なお、このCWシンボルの検出を更に確実に得られるようにするためには、図2(c)に示すように、CWシンボルとは別に同期用となるシンボル、例えば信号が全く無いNULLシンボルを挿入しておき、このNULLシンボルを検出してCWシンボルの位置を求めるようにしてやればよい。
【0055】
次に、このCWシンボルを用いた周波数ずれの検出方法について説明する。 既に説明したように、送信装置と受信装置の局部発振器の発振精度や、その温度変化、或いは装置の移動に伴うドップラー効果などにより、受信信号の搬送波周波数は受信装置のFFT回路10の出力信号としてあるべき本来の搬送波周波数(受信側搬送波周波数という)から大きくずれてしまう。
【0056】
ここで、FFT回路10による信号処理は離散フーリエ変換なので、図3(b)に点で示す離散的な周波数点の成分に分離される。
このため、例えば、再生したベースバンドのOFDM信号におけるCWシンボル付近の周波数分布は、図3(b)に示すようになり、このときには、受信信号のCWシンボル位置は、送信の際に用いた搬送波の位置、すなわち図3(a)に示された番号n0位置から周波数ΔFL分もずれてしまう。
【0057】
そこで、この図3(b)のように、受信した搬送波の周波数位置が、上記の離散的な周波数点(以下単に周波数点と記す)からずれていたときは、図3(c)に示すように、搬送波の周波数に最も近い周波数点だけではなく、その周波数点に隣接する周波数点にも小レベルの成分が現れる。
【0058】
このとき得られる成分の大きさは、図3(c)に、破線からなる包絡線Eで示すように、本来の搬送波周波数を中心としたsinc関数(sin(x)/x)で規定される大きさになる。すなわち、各搬送波で得られる成分の大きさは、受信した信号周波数の周波数点からのずれ量によって変化する。
【0059】
そこで、本発明では、搬送波周波数のずれを、この性質を用いて検出するようにした点を特徴とし、図1の実施形態では、調整回路20がこのための回路で、これには、粗調整回路18と準微調整回路19が分けて設けられている。
【0060】
まず、粗調整回路18は、再生したOFDM信号のCWシンボル部分の搬送波周波数と、FFT回路10が定める周波数点とのずれ量ΔFLを粗い精度で検出する働きをするもので、図4に示すように、MAX番号検出回路181とNEXT番号検出回路182、それにずれ量演算回路183とで構成されている。
【0061】
そして、CW抜き出し回路17で抜き出されたCWシンボル信号は、まずMAX番号検出回路181に入力され、図3(c)に示す各周波数点nの複素ベクトル信号Zcw(n)の中から、送信装置側で挿入されているCWシンボルの搬送波番号n0の近傍にあって、その複素ベクトル信号Zcw(n)の絶対値レベルが最大になる周波数点の番号nmaxを求める。
【0062】
次に、NEXT番号検出回路182では、MAX番号検出回路181で検出した番号nmaxの周波数点の両隣の周波数点の複素ベクトル信号Zcw(nmax−1)とZcw(nmax+1)の内、絶対値レベルが大きい方の周波数点の番号nnextを検出する。
【0063】
さらに、ずれ量演算回路183では、送信装置でCWシンボルとして挿入した搬送波の番号n0と、MAX番号検出回路181で検出した周波数点番号nmaxと、その周波数点の複素ベクトル信号Zcw(nmax)の絶対値レベルRmaxと、NEXT番号検出回路182で検出した周波数点の番号nnextと、その周波数点の複素ベクトル信号Zcw(nnext)の絶対値レベルRnextから、次の(1)式により、搬送波周波数のずれ量ΔFLを演算する。
【0064】
そして、この粗調整回路18により算出されたずれ量ΔFLが、VCO(電圧制御発振器)などからなる局部発振器9に供給され、これにより、ずれ量ΔFLが減少し、収斂してゆく方向に局部発振周波数fr が制御されることになる。
【0065】
この粗調整回路18によるずれ量ΔFLの算出は、かなり簡略化した演算処理にしてあるので、粗い精度しか得られないが、その分、早い応答が得られ、この結果、再生したOFDM信号のCWシンボル部分の搬送波周波数を、受信装置側のFFT回路10で規定される番号n0の周波数点に対して、搬送波の約1/4本分以下の周波数にまで、速やかに近づけることができる。
【0066】
次に、準微調整回路19は、再生したOFDM信号のCWシンボル部分の搬送波周波数と、FFT回路10が定める周波数点とのずれ量ΔFLを、上記の粗調整回路18より高い精度で検出する働きをするもので、図5に示すように、MAX番号検出回路191と、ずれ量検出回路192で構成されている。
【0067】
CW抜き出し回路17で抜き出したCWシンボルの信号は、粗調整回路18と同様に、まずMAX番号検出回路191に入力され、ここで複素ベクトル信号の絶対値レベルが最大になる周波数点の番号nmaxを求める。
【0068】
次に、ずれ量演算回路192では、送信装置側でCWシンボルとして挿入された搬送波の番号n0と、MAX番号検出回路191で検出された周波数点の番号nmaxと、複素ベクトル信号Zcw(nmax)及び共役複素ベクトル信号Zcw*(nmax)と、複素ベクトル信号Zcw(nmax)の絶対値レベルRmax(nmax)と、番号nmaxの周波数点(受信装置の搬送波)より周波数が低い隣の周波数点の複素ベクトル信号Zcw(nmax−1)の大きさと、番号nmaxの周波数点より周波数が高い隣の周波数点の複素ベクトル信号Zcw(nmax+1)の大きさから、次の(2)式により、搬送波周波数のずれ量ΔFLを演算する。
【0069】
この準微調整回路19による搬送波周波数のずれの検出は、上記した粗い周波数の調整が実行された後、実行されるように構成してあり、検出結果により再び局部発振器9の発振周波数が制御されることになる。
【0070】
ここで、この準微調整回路19での演算処理は、粗調整回路18で実行されている演算処理よりも高度な演算処理になっているので、長い演算時間が必要になるが、しかし、粗い調整が実行された後なので、この準微調整回路19による調整に際しては、その周波数点番号nmaxは、既に送信装置側で挿入されたCWシンボルの搬送波番号n0に一致している。
【0071】
そこで、準微調整回路19は、この予め搬送波番号n0=nmaxにされている両側の周波数点の複素ベクトル信号を用いれば良いので、直ちに上記の演算を実行することができ、この結果、短時間で搬送波1/16本分以下の高い精度で周波数ずれを検出することができ、このかなり精度の高い検出値を用い、再び局部発振器9の発振周波数が制御されるので、高い精度による制御を容易に得ることができる。
【0072】
従って、この実施形態によれば、再生したOFDM信号の搬送波周波数と、FFT回路10で定められる周波数点との間に、搬送波の周波数間隔fs を越える周波数ずれが有っても、搬送波周波数のずれ量ΔFLが正しく検出でき、これにより同期を引き込み、情報符号を正しく復調することができる。
【0073】
また、こうして局部発振器9の準微調整を行なうことにより、ベースバンドのOFDM信号の各搬送波周波数のずれは、上記した第2の従来技術によるずれ検出方法の適用限界である搬送波1/16本分以下の精度まで抑えることができ、従って、この実施形態によれば、従来の第2のずれ検出方法との併用が可能になり、こうすることにより、起動時の搬送波周波数ずれが搬送波間隔fs より大きくても、確実に同期を引き込んで符号誤り率が低い良質な情報符号を復調することができる。
【0074】
なお、以上の説明から明らかなように、図5に示した準微調整回路19のMAX番号検出回路191は、nmaxとn0が一致していることを確認する働きをするだけであり、従って、必ずしも必要とはしないので、省略してもよく、或いは図4の粗調整回路18のMAX番号検出回路181と共用するようにしても良いのは明らかである。
【0075】
ところで、CWシンボルの平均送信電力は、他の情報シンボルの平均送信電力と等しくしておくのが好ましい。
受信装置では、FFT回路10の入力信号レベルをほぼ一定にするため、受信信号の包絡線レベルの変動量で制御されるAGC回路を前段に用いるのが通例であるが、このとき、CWシンボルの送信電力を上記のように設定しておけば、受信信号の包絡線波形がシンボル位置によらずほぼ一定になるため、AGC回路のゲインが、CWシンボルの様な特殊なシンボルの影響を受けて変動して不安定になるのを防止することができる。
【0076】
また、多重化すべき搬送波の本数を例えば1000本にすると、情報シンボル部分の1本の搬送波の送信電力は、全送信電力の1/1000にしかならないのに対して、CWシンボルではその全送信電力を1本の搬送波信号に集中させることができるため、情報シンボルの1本の搬送波信号のS/Nより30dB改善されたCWシンボルの信号を得ることができ、この結果、雑音の影響が少ない精度の高い検出値を得ることができる。
【0077】
ところで、図1の実施形態では、送信装置側では、CW挿入場所確保回路15により、IFFT回路3の前段でCWシンボルを挿入する時間を確保し、IFFT回路3で信号処理した後でCWシンボルを挿入しているが、この代りに、CWシンボルで伝送する番号n0の搬送波にだけ信号を入力し、他の搬送波には信号を入力しない方法により、直接CWシンボルを挿入するようにしても良い。
【0078】
ただし、このとき、上記したように、CWシンボルの信号レベルを情報シンボルの1本の搬送波信号レベルより大きな値に設定して伝送する方法を適用した場合には、IFFT回路3内で実行する演算処理に際して、回路のダイナミックレンジを越えないように注意する必要がある。
【0079】
次に、粗調整回路18の他の実施形態について、図6により説明する。
この図6の実施形態による粗調整回路18'は、図4に示した粗調整回路18におけるNEXT番号検出回路182を省略し、更に、ずれ量演算回路183に代えて、以下に示す演算処理によりずれ量を演算する方式のずれ量演算回路184を用いたものである。
【0080】
すなわち、このずれ量演算回路184では、次の(3)式に示すように、送信装置側でCWシンボルとして挿入した搬送波の番号n0と、MAX番号検出回路181で検出した周波数点の番号nmaxの差から、搬送波周波数のずれ量ΔFLを演算するようにしたものである。
ΔFL=fs×(nmax−n0) …… ……(3)
【0081】
この図6に示した粗調整回路18による搬送波周波数ずれの検出精度は、搬送波で約1/2本分程度になり、このため、搬送波周波数のずれ量が、丁度、搬送波の1/2本分になったときは、微妙な雑音の影響により搬送波1/2本分を越えて誤って検出してしまうことがある。
しかしながら、この場合でも、粗調整は繰り返し実行されるので、この図6の粗調整回路18’によっても、図4の実施形態と比較して、あまり遜色のない効果を得ることができ、演算処理量が少なく抑えられるという利点が得られる。
【0082】
なお、以上の実施形態では、粗調整回路18と準微調整回路19の2種の回路を併用しているが、この場合、図4の回路と図5の回路の組合わせに限らず、図6の回路を組合わせて実施してもよく、或いは一方の回路だけを用いて実施しても良いことはいうまでもない。
【0083】
【発明の効果】
本発明によれば、受信信号から再生したOFDM信号の搬送波周波数と受信装置がわのFFT回路が定める周波数点の間に、搬送波の周波数間隔を越える周波数ずれが有っても、この搬送波周波数ずれを正しく検出して同期を引き込み、情報符号を正しく復調することができる。
【0084】
従って、本発明によれば、高価で形状が大きな高性能の発振器の代りに、小型で安価な発振器を用いることができ、この結果、伝送装置自身も小型で安価に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による直交周波数分割多重変調信号伝送方式の一実施形態を示すブロック回路図である。
【図2】本発明の一実施形態におけるCWシンボルの挿入方法を示す説明図である。
【図3】本発明の一実施形態におけるCWシンボル信号の周波数分布を示す説明図である。
【図4】本発明の一実施形態における粗調整回路のブロック図である。
【図5】本発明の一実施形態における準微調整回路のブロック図である。
【図6】本発明の一実施形態における粗調整回路の他の例を示すブロック図である。
【図7】直交周波数分割多重変調信号伝送方式における搬送波の配列を説明する図である。
【図8】従来技術による直交周波数分割多重変調信号伝送方式の一例を示すブロック回路図である。
【図9】従来技術による搬送波周波数ずれ検出方法の問題点を説明する図である。
【符号の説明】
1 QPSK変調回路
2 分配回路
3 IFFT回路
4、8 ミキサ
5 送信側局部発振器
6 送信アンテナ
7 受信アンテナ
9 受信側局部発振器
10 FFT回路
11 結合回路
12 QPSK復調回路
13 パイロット挿入回路
14 パイロット検出回路
15 CW挿入場所確保回路
16 CW挿入回路
17 CW抜き出し回路
18 粗調整回路
19 準微調整回路
20 調整回路
21 MAX番号検出回路
22 NEXT番号検出回路
23、24、25 ずれ量演算回路
Claims (1)
- 互いに等しい周波数fs、或いは周波数fs の整数倍の周波数の間隔を有し、且つ互いに直交したNs 本の搬送波を用いて時間間隔Tsy をシンボル周期としてディジタル変調された情報信号のシンボルに、Nf シンボル(Nf は2以上の正の整数)に1シンボルの割合で、Ns 本の搬送波の中の所定の1本の搬送波にしか信号成分を含まない信号からなる所定のシンボル(CWシンボル)が挿入された信号を受信する受信装置であって、
局部発振信号により周波数変換して得られるベースバンドの直交周波数分割多重変調信号に現れる搬送波周波数のずれ量ΔFLを、該信号に挿入されているCWシンボル信号を離散フーリエ変換して得た複数の搬送波の複素ベクトル信号Zcw(n)(nは分離した搬送波の番号)に基づいて算出する手段と、
この算出したずれ量ΔFLに基づいて前記局部発振信号の周波数を制御する手段を具備し、
前記搬送波周波数のずれ量ΔFLを算出するための手段が、第1の手段と第2の手段とで構成され、
前記第1の手段が、前記周波数f s と、前記挿入されたCWシンボルの搬送波の番号n0と、該CWシンボル部分の複素ベクトル信号Z cw( n ) の絶対値レベルが最も大きく、且つ搬送波の番号が前記番号n0に最も近い搬送波の番号n max と、前記複素ベクトル信号Z cw( n max) の絶対値レベルR max と、番号n max の搬送波の両隣の搬送波の内、複素ベクトル信号の絶対値レベルが大きい方の搬送波の番号n next と、該番号n next の搬送波の複素ベクトル信号Z cw( n next) の絶対値レベルR next から、搬送波周波数のずれ量を算出するものであり、
前記第2の手段が、前記周波数f s と、前記挿入されたCWシンボルの搬送波の番号n0と、該CWシンボル部分の複素ベクトル信号Z cw( n ) の絶対値レベルが最も大きく、且つ搬送波の番号が前記番号n0に最も近い搬送波の番号n max と、前記複素ベクトル信号Z cw( n max) と、該複素ベクトル信号Z cw( n max) の絶対値レベルR max と、番号n max の搬送波より周波数が低い隣の搬送波の複素ベクトル信号Z cw( n max −1 ) の大きさと、番号n max の搬送波より周波数が高い隣の搬送波の複素ベクトル信号Z cw( n max +1 ) の大きさから、搬送波周波数のずれ量を算出するものであり、
前記第1の手段によるずれ量ΔFLの算出精度よりも、前記第2の手段によるずれ量ΔFLの算出精度が高くなるように構成され、
前記第1の手段に基づく局部発振信号の周波数の制御が実行された後に、前記第2の手段に基づく局部発振信号の周波数の制御が実行され、前記ずれ量ΔFLが収斂して行く制御が得られるように構成したことを特徴とする直交周波数分割多重変調信号受信装置。
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