JPH1185211A - 周期性信号の適応制御方法 - Google Patents
周期性信号の適応制御方法Info
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- JPH1185211A JPH1185211A JP9243625A JP24362597A JPH1185211A JP H1185211 A JPH1185211 A JP H1185211A JP 9243625 A JP9243625 A JP 9243625A JP 24362597 A JP24362597 A JP 24362597A JP H1185211 A JPH1185211 A JP H1185211A
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Abstract
してロバストな周期性信号の適応制御方法を提供するこ
と。 【解決手段】 本発明の周期性信号の適応制御方法は、
観測点24に影響を及ぼす周期性信号f(n)に対し適
応信号y(n)を逆位相で加えることによって、周期性
信号f(n)の特定成分の影響を能動的に除去し、誤差
信号e(n)を抑制する。本方法は、直交表現の適応信
号y(n)を発生させる適応信号発生アルゴリズム11
と、適応信号y(n)の両振幅αj (n),βj (n)
および角振動数ωj (n)を成分とする適応係数ベクト
ルW(n)=[・・αj (n)・・,・・βj (n)・
・,・・ωj (n)・・]T を適応的に更新する適応係
数ベクトル更新アルゴリズム12とを有する。角振動数
ωj (n)も推定されるので、周期性信号f(n)の角
振動数の変動に対してロバスト性が発揮される。
Description
抑制技術の技術分野に属する。たとえば、周期性信号が
振動であれば能動制振の技術分野に属し、周期性信号が
雑音であればアクティヴ・ノイズ・サプレッションの技
術分野に属するなど、周期性信号の種類によって応用範
囲は広く拡がっている。
DXHSアルゴリズム(従来技術1)においては、その
観測点への影響を及ぼす周期性信号f(n)は、次の数
16で表される一次以上の調和振動であるものとする。
第k次成分の位相(1≦k≦K’、kおよびK’は自然
数)であり、K’は高調波成分の最高次数を示す自然
数、Tはサンプリング周期、ω* 0は周期性信号f(n)
の基本角振動数である。なお、*は真値を表す記号とし
て使用されている。一方、この周期性信号f(n)と相
殺し合って上記観測点での誤差信号e(n)のレベルを
抑制すべき適応信号y(n)は、次の数17(適応信号
発生アルゴリズム)に従って適応制御システムにより生
成される。
第k次成分の位相(1≦k≦K≦K’、Kも自然数)で
あり、Kは高調波成分の最高次数を示す自然数、Tはサ
ンプリング周期、ω0 は周期性信号f(n)の基本角振
動数である。観測点では前述の周期性信号f(n)と適
応信号y(n)とが合成され、誤差信号e(n)=f
(n)+y(n)が得られる。誤差信号e(n)のレベ
ルの評価には、最小二乗法を適用するために次の数18
で定義される瞬時誤差関数(評価関数)I(n)が採用
されている。
(n)}2 ここで、評価関数I(n)を最小化するように適応更新
が行われるべき適応係数ベクトルW(n)は、離散時刻
nにおいて次の数19の如く定義されている。
(n)・・]T このとき、勾配ベクトル∇(n)=∂I(n)/∂W
(n)は、次の数20の如く展開される。
ータμa ,μφを設定して最小二乗法を適用すると、適
応係数ベクトルW(n)は、次の数21(適応係数ベク
トル更新アルゴリズム)に従って更新される。
分および位相成分に関する適応処理のステップサイズパ
ラメータである。しかしながら、この基本DXHSアル
ゴリズムを実際の物理システムへの適用する際には、第
k調波のそれぞれについて伝達系の位相遅れ成分を考慮
する必要がある。そこで、適正な値の位相調整パラメー
タψk を導入して上記数21を次の数22のように変更
し、基本DXHSアルゴリズム(従来技術1)の適応係
数ベクトル更新アルゴリズムとする。
ム) 次に、以上の基本DXHSアルゴリズムに伝達系の遅延
成分(位相遅れ)ψkの推定機能を加えたもの想定し、
これを拡張DXHSアルゴリズム(従来技術2)と本文
中では呼ぶことにする。拡張DXHSアルゴリズムで
は、周期性信号f(n)の各次成分に伝達系の位相遅れ
ψ* kが加わり、周期性信号f(n)は次の数23のよう
に定義される。
分に伝達系の位相遅れψk が加わり、適応信号y(n)
は次の数23(適応信号発生アルゴリズム)に従って生
成される。
は、同様に次の数25で定義される。
(n)+y(n)}2 ここで、評価関数I(n)を最小化するように適応的に
更新されるべき適応係数ベクトルW(n)は、離散時刻
nにおいて次の数26の如く定義されている。
k(n)・・,・・ψk(n)・・]T すなわち、適応係数ベクトルW(n)には、各次成分に
伝達系の位相遅れの推定値ψk (n)が加えられている
点が、前述の従来技術1と異なっている。このとき、勾
配ベクトル∇(n)=∂I(n)/∂W(n)は、次の
数27の如く展開される。
に、各次数の調波成分において位相成分φk (n)と遅
延成分ψk (n)とが同次元であるゆえに更新式が互い
に同一になってしまい、遅延成分ψk (n)の推定に不
都合が生じる。そこで、以下に説明する直交型拡張DX
HSアルゴリズムへ移行してこの不都合を回避する。 (従来技術2’:直交型拡張DXHSアルゴリズム)そ
の影響を抑制すべき周期性信号f(n)を上記数16か
ら直交型に展開すると、周期性信号f(n)は次の数2
8で定式化される。
{α* k 2(n)+β* k 2(n)}1/2、第k次成分の位相
はφ* k=tan-1{β* k(n)/α* k(n)}であり、
K’は高調波の最高次数(1≦k≦K’、kおよびK’
は自然数)、Tはサンプリング周期、ω* 0は周期性信号
f(n)の基本角振動数である。同様に、適応信号y
(n)を上記数17から直交型に展開すると、適応信号
y(n)は次の数29で表記される。
{αk 2(n)+βk 2(n)}1/2、第k次成第k次成分
の位相はφk=tan-1{βk(n)/αk(n)}であ
り、Kは高調波の最高次数(1≦k≦K≦K’、Kも自
然数)、Tはサンプリング周期、ω0 は適応信号y
(n)の基本角振動数である。誤差の評価には、次の数
30で定義されているように、前述の各従来技術と同様
に瞬時誤差の二乗である評価関数I(n)が用いられ
る。
(n)}2 この評価関数I(n)が最小二乗法で最小化されるよう
に適応更新を行うものとし、離散時刻nにおける適応係
数ベクトルW(n)を次の数31の如く定義する。
k(n)・・,・・ψk(n)・・]T すると、最小二乗法に用いる勾配ベクトル∇(n)=∂
I(n)/∂W(n)は、次の数32の如くに展開され
る。
ータμ,μd を設定して最小二乗法を適用すると、適応
係数ベクトルW(n)は、次の数33(適応係数ベクト
ル更新アルゴリズム)に従って更新される。
応信号y(n)の正弦波を直交化表現に改めることによ
って、振幅ak (n)、位相φk (n)および遅延成分
(位相遅れ)ψk (n)を、それぞれ別の更新式で適応
更新していることが可能になる。この直交型拡張DXH
Sアルゴリズム(従来技術2’)を適応制御系として用
いたシステムでは、図9に示すように、周期性信号源2
1から観測点24に周期性信号f(n)が加えられる。
この周期性信号f(n)に対し、適応信号発生アルゴリ
ズム11から適応信号y(n)が観測点24加えられ
て、周期性信号f(n)の影響が相殺され、誤差信号e
(n)のレベルが抑制される。周期性信号f(n)を相
殺しうる適応信号y(n)を発生させるために、適応信
号発生アルゴリズム11の変数αk (n),β
k (n),ψk (n)が、適応係数ベクトル更新アルゴ
リズム12で誤差信号e(n)に基づき適応的に更新さ
れる。
[・・αk(n)・・,・・βk(n)・・,・・ψ
k(n)・・]Tの各要素が上記数33に従って更新さ
れ、遅延要素(位相遅れ)ψk (n)も含めて適応的に
適応信号y(n)が調整される。この際、周期性信号f
(n)の基本角振動数ω* 0の計測値ω0 は、周期性信号
源21に付設された角振動数計測手段22により計測さ
れ、適応信号発生アルゴリズム11および適応係数ベク
トル更新アルゴリズム12に供給されるものとする。
zでK’=K=1(基本振動のみ、すなわちk=1の
み)の周期性信号f(n)の観測点24への影響を抑制
する数値シミュレーションを行った。その際の設定条件
は、サンプリング周波数が3.6kHzであり、α
k (n)およびβk (n)のステップサイズパラメータ
はいずれもμ=0.005、位相遅れψk (n)のステ
ップサイズパラメータはμd=1.7×10-9であっ
た。
ψk (n)の初期値に真値を設定した場合には、約20
00回のイタレーションで誤差信号e(n)はほぼ完全
に収束した。一方、上記真値から90°の誤差を与えて
位相遅れψk (n)の初期値を設定した場合には、約3
000回のイタレーションで誤差信号e(n)はほぼ完
全に収束した。すなわち、いずれの場合にも一秒以内に
誤差信号e(n)の低減レベルは70dB程度に達して
おり、この直交型拡張DXHSアルゴリズム(従来技術
2’)は、良好な遅延(位相遅れ)ψk (n)の推定機
能を有することが明示された。
平8−44377号公報および特開平8−272378
号公報などに詳細が公開されている。
ルゴリズム(従来技術1)では、その適応係数ベクトル
更新アルゴリズム(数21)で明らかなように、各次調
波成分の位相φk (n)が直接適応係数ベクトルW
(n)に含まれて更新されている。それゆえ、周期性信
号f(n)の基本角振動数の真値ω* 0に対して、その計
測値ω0 が計測誤差を含んでいる場合にも、位相φ
k (n)を常時変化させることによりある程度のロバス
ト性を有している。すなわち、図11に示すように、誤
差信号e(n)の低減レベルが70dBから20dB程
度に劣化するには、周波数の真値60Hzに対し2〜3
Hzもの計測誤差を要する。
アルゴリズム(従来技術2’)は、良好な遅延(位相遅
れ)の推定機能を有することが明らかになっている。し
かしながら、その適応係数ベクトル更新アルゴリズム
(数33)で明らかなように、各次調波成分の位相φk
(n)が適応係数ベクトルW(n)に直接的には含まれ
ていない。それゆえ、周期性信号f(n)の基本角振動
数の真値ω* 0に対して、その計測値ω0 が計測誤差を含
んでいる場合には、適応性能が劇的に低下するという不
都合が起こりうる。すなわち、図12に示すように、6
0Hzに対しほんの0.2Hz程度の計測誤差で、誤差
信号e(n)の低減レベルが70dBから20dB程度
に劣化し、周期性信号f(n)の基本角振動数の計測誤
差に対するロバスト性が欠落していることが示されてい
る。
ズム(従来技術2’)は、伝達系の位相遅れに対しては
ロバスト性を保持している反面、周期性信号f(n)の
基本角振動数ω* 0の変動やその計測誤差に対してはロバ
スト性を欠いている。それゆえ、従来技術1と従来技術
2’とには一長一短があるので、両従来技術は、伝達系
の位相遅れの変動および測定誤差と、周期性信号f
(n)の基本角振動数ω* 0の変動やその計測誤差との両
方に対して、ロバストな周期性信号の適応制御方法では
ない。
(n)のうち抑制すべき成分の各角振動数ω* kまたは基
本振動数ω* 0の変動およびその計測誤差に対してロバス
トな周期性信号の適応制御方法を提供することを、第1
の解決すべき課題とする。次に本発明は、伝達系の位相
遅れの変動および測定誤差と、周期性信号f(n)のう
ち抑制すべき成分の各振動数ω* kまたは基本振動数ω* 0
の変動およびその計測誤差との両方に対して、ロバスト
な周期性信号の適応制御方法を提供することを第2の解
決すべき課題とする。
記課題を解決するために、発明者は以下の手段を発明し
た。 (第1手段)本発明の第1手段は、請求項1記載の周期
性信号の適応制御方法である。本手段では、周期性信号
f(n)のうち抑制すべき成分に複数の角振動数ω* jの
成分がある場合には、同成分は必ずしも基本振動
(ω* 0)とその高調波成分(kω* 0)の関係にあること
を要しない。すなわち、本手段での周期性信号f(n)
のうち抑制すべき成分の各角振動数ω* jは、互いに独立
に設定されうるものであるとする。
において、適応信号発生アルゴリズムが適応信号y
(n)を次の数34に従って発生させる。この際、伝達
系の遅延(位相遅れ)ψj は、予め周波数を掃引しなが
ら伝達系に正弦波を入力して行うスウィープテスト等に
より計測されている値が、テーブルデータ等から所定の
周期毎に与えられるものとする。
信号f(n)と合成されて周期性信号f(n)と相殺し
合い、両者の合成である誤差信号e(n)=f(n)+
y(n)のレベルを低減するように調整されなければな
らない。そこで、適応信号y(n)の両振幅α
j (n),βj (n)および角振動数ωj (n)を成分
とする適応係数ベクトルW(n)=[・・αj (n)・
・,・・βj (n)・・,・・ωj (n)・・]T を定
義する。そして、適応係数ベクトル更新アルゴリズム
は、最小二乗法に基づく次の数35に従って上記適応係
数ベクトルW(n)の各要素を更新する。
ストの計測データに基づいて予め用意されたテーブルデ
ータ等から、基本角振動数の推定値ω0 に応じて上記更
新式(数35)に与えられるものとする。そして本手段
では、更新された該適応係数ベクトルW(n)の成分を
もって、適応信号y(n)の各正弦波信号および各余弦
波信号の両振幅αj (n),βj(n)および角振動数
ωj (n)が更新される。すると、適応係数ベクトルW
(n)の要素に各角振動数ωj (n)が含まれており、
各角振動数ωj (n)に関する推定ないし適応的な調整
が行われるので、周期性信号f(n)の各角振動数ωj
(n)の変動に対してロバスト性が発揮される。一方、
各角振動数ωj (n)の計測誤差に関しては、そもそも
直接的な計測が行われないので完全に影響を受けること
がなく、ロバストである。
(n)の特定成分の角振動数ω* jの変動およびその計測
誤差に対して、ロバストな周期性信号の適応制御方法を
提供することができるという効果がある。 (第2手段)本発明の第2手段は、請求項2記載の周期
性信号の適応制御方法である。
のうち抑制すべき成分は、各角振動数ω* jが互いに独立
に設定されうるものであった。しかし本手段では、周期
性信号f(n)のうち抑制すべき成分は、角振動数がk
ω0 と表記されるK次の調和振動(基本振動のみ、また
は基本振動およびその高調波)である。それゆえ本手段
では、適応信号y(n)も角振動数kω0 (n)のK次
の調和振動であって、次の数36で表記される適応信号
発生アルゴリズムに従って生成される。
する適応係数ベクトルW(n)は、適応信号y(n)の
全ての次数の角振動数kω0 を推定すべき要素とするの
ではなく、適応信号y(n)の基本角振動数ω0 (n)
だけを取り上げている。すなわち、適応係数ベクトルW
(n)は、適応信号y(n)の両振幅αk (n),β k
(n)および推定基本角振動数ω0 (n)を成分とし、
W(n)=[・・αk(n)・・,・・βk (n)・
・,ω0 (n)]T と定義される。この適応係数ベクト
ルW(n)は、最小二乗法に基づき、適応係数ベクトル
更新アルゴリズムである次の数37に従って更新され
る。
め用意されたテーブルデータ等から基本角振動数の推定
値ω0 に応じて上記更新式(数37)に与えられるもの
とする。上記更新式(数37)においては、全ての周波
数成分が動員されて基本角振動数ω0 (n)が推定され
るところに特徴がある。それゆえ、周期性信号f(n)
の基本角振動数ω* 0に変動があった場合にも、基本角振
動数ω0 (n)は速やかにかつ正確に周期性信号f
(n)の基本角振動数ω* 0に収束する。また、本手段で
は前述の第1手段と同様に、周期性信号f(n)の基本
角振動数ω* 0の直接的な計測を行っていないので、その
計測誤差に関しては完全にロバストである。
W(n)の成分をもって、適応信号y(n)の各正弦波
信号および各余弦波信号の両振幅αk (n),β
k (n)および推定基本角振動数ω0 (n)が更新され
る。その結果、上記数36の適応信号発生アルゴリズム
は、周期性信号f(n)と正確に相殺して誤差信号e
(n)を低レベルに抑制する適応信号y(n)を発生す
るに至る。
る周期性信号f(n)のk次までの特定成分の基本角振
動数ω* 0の変動およびその計測誤差に対して、ロバスト
な周期性信号の適応制御方法を提供することができると
いう効果がある。 (第3手段)本発明の第3手段は、請求項3記載の周期
性信号の適応制御方法である。
前述の第2手段の適応信号発生アルゴリズムと同一であ
り、適応係数ベクトルW(n)も第2手段と共通であっ
て、適応係数ベクトル更新アルゴリズムだけが前述の第
2手段と異なっている。しかも、次の数38に示す適応
係数ベクトル更新アルゴリズムの各要素の更新式のう
ち、αk (n)およびβk (n)に関する部分は第2手
段と共通であり、推定基本角振動数ω(n)の更新に関
する一要素の分だけが異なっている。
うに、推定基本角振動数ω0 (n)の更新に使用される
成分は、誤差信号e(n)と適応信号y(n)の一次振
動成分との組み合わせだけである。それゆえ、本手段で
は適応信号y(n)の最高次数Kが大きい場合にも、推
定基本角振動数ω0 (n)の更新式の計算量が増えるこ
とはないので、計算量の節減になり、限定された能力の
プロセッサでの制御計算の実施が容易になる。
段に準ずる効果に加えて、適応制御演算機の計算量の節
減になるという効果もある。 (第4手段)本発明の第4手段は、請求項4記載の周期
性信号の適応制御方法である。本手段では、適応係数ベ
クトルW(n)がW(n)=[・・αj (n)・・,・
・βj (n)・・,・・ψj (n)・・,・・ω
j (n)・・]T と定義されている。すなわち、本手段
の適応係数ベクトルW(n)は、前述の第1手段の適応
係数ベクトルW(n)に比べて、遅延成分(伝達系の位
相遅れ)ψj (n)が適応的に更新されるべき変数に新
たに加わっている。
ズムは、αj (n),βj (n),ψj (n),ω
j (n)の四種類の要素を更新することになる。ところ
が、勾配ベクトル∇(n)の各要素うち、ψj (n)に
関する要素とωj (n)に関する要素とが同一になって
しまうので、ψj (n)に関する更新式とωj (n)に
関する更新式とが本質的に同一になってしまう。これで
はたいていの場合、ψj (n)に関する更新式とω
j (n)に関する更新式とが互いに干渉し合って適応的
な調整が適正に行われず、誤差信号e(n)は低レベル
に収束することが難しくなる。
アルゴリズムを、次に示すように、数39で表記される
第1適応係数ベクトル更新アルゴリズムと、数40で表
記される第2適応係数ベクトル更新アルゴリズムとに分
けた。
応係数ベクトル更新アルゴリズムでは、ψj (n)とω
j (n)とのうちψj (n)のみが更新され、ω
j (n)の成分は全く更新されずに値が保存される。逆
に、上記数40で表記される第2適応係数ベクトル更新
アルゴリズムでは、ωj (n)のみが更新され、ψ
j (n)の成分は全く更新されずに値が保存される。
分は、第1適応係数ベクトル更新アルゴリズムと第2適
応係数ベクトル更新アルゴリズムとがそれぞれ所定回数
ずつ交互に繰り返されて更新されていく。こうすれば、
ψj (n)に関する更新式とωj (n)に関する更新式
とが所定回数毎に交代で行われるので、互いに干渉する
ことがなくなり、適応係数ベクトルW(n)の全ての要
素は適正な値へと収束していく。
る次の数41に従って演算される適応信号y(n)は、
観測点において周期性信号f(n)と逆位相で同振幅と
なり、周期性信号f(n)と相殺するに至る。この際、
もちろん適応信号y(n)の各次数の角振動数ω
j (n)は、周期性信号f(n)の各次数の角振動数ω
* j(n)に収束している。
従って生成される適応信号y(n)のJ次までの各正弦
波信号および各余弦波信号の両振幅αj (n),β
j (n)、遅延成分ψj (n)および角振動数ω
j (n)が適正に更新される。その結果、本手段によれ
ば、伝達系の位相遅れの変動および測定誤差と、周期性
信号f(n)のJ次までの特定成分の振動数ω* jの変動
およびその計測誤差との両方に対して、ロバストな周期
性信号の適応制御方法を提供することができるという効
果がある。
5記載の周期性信号の適応制御方法である。本手段で
は、第1手段に対する第2手段と同様に、前述の第4手
段において必ずしも調和関数ではなかった周期性信号f
(n)および適応信号y(n)を調和関数であるものと
している。そして、J個の角振動数ωj を推定する代わ
りに、周期性信号f(n)の基本角振動数ω* 0の推定値
として、適応信号y(n)の基本角振動数ω0 (n)の
推定が行われる。
W(n)=[・・αk (n)・・,・・βk (n)・
・,・・ψk (n)・・,ω0 (n)]T と定義されて
おり、推定すべき角振動数の成分は基本角振動数ω
0 (n)ただ一つである。それゆえ、適応係数ベクトル
更新アルゴリズムは、次の数42で表記される第1適応
係数ベクトル更新アルゴリズムと、数43で表記される
第2適応係数ベクトル更新アルゴリズムとに分かれてお
り、両者が所定回数ずつ交互に演算される。
次数の位相遅れψk (n)が更新され、数43において
は、全ての周波数成分が動員されて基本角振動数ω
(n)が推定される。それゆえ、伝達系の位相遅れ特性
が変動しても、上記数42の更新式で適応的に各次数の
位相遅れψk (n)が調整され、適正な値に収束してい
く。また、周期性信号f(n)の基本角振動数ω* 0に変
動があった場合にも、適応信号y(n)の推定基本角振
動数ω0 (n)は、速やかにかつ正確に周期性信号f
(n)の基本角振動数ω* 0に収束する。
に、伝達系の位相遅れ特性に関する予備計測等を必要と
せず、適応的に各次数の位相遅れψk (n)が調整され
るので、伝達系の位相遅れ特性の変動や計測誤差に対し
てロバストである。同様に、基本角振動数ω0 (n)の
推定が全ての周波数成分が動員されて行われているの
で、基本角振動数ω0 (n)の変動に対してロバスト性
を有する。また、本手段では前述の第3手段と同様に、
周期性信号f(n)の基本角振動数ω* 0の計測を行って
いないので、その計測誤差に関しては完全にロバストで
ある。
W(n)の成分をもって、適応信号y(n)のK次まで
の各正弦波信号および各余弦波信号の両振幅α
k (n),β k (n)、位相遅れψk (n)および推定
基本角振動数ω0 (n)が更新される。その結果、次の
数44で定義される適応信号発生アルゴリズムは、周期
性信号f(n)のk次までの特定成分と正確に相殺して
誤差信号e(n)を低レベルに抑制する適応信号y
(n)を発生するに至る。
(n)が調和関数である場合に、伝達系の位相遅れの変
動および測定誤差と、周期性信号f(n)の振動数ω* k
の変動およびその計測誤差との両方に対して、ロバスト
な周期性信号の適応制御方法を提供することができると
いう効果がある。 (第6手段)本発明の第6手段は、請求項6記載の周期
性信号の適応制御方法である。
手段と同様に、第2適応係数ベクトル更新アルゴリズム
において、適応信号y(n)の基本角振動数ω(n)の
更新式が基本振動成分に基づいて行われる点が、前述の
第5手段と異なっている。すなわち、適応係数ベクトル
W(n)は、第5手段と同様に、W(n)=[・・α k
(n)・・,・・βk (n)・・,・・ψk (n)・
・,ω0 (n)]T と定義されている。適応係数ベクト
ル更新アルゴリズムは、数45に示す第1適応係数ベク
トル更新アルゴリズムと、数46に示す第2適応係数ベ
クトル更新アルゴリズムとに分かれており、交互に所定
回数ずつ演算される。
W(n)の成分をもって、適応信号y(n)の各正弦波
信号および各余弦波信号の両振幅αk (n),β
k (n)、位相遅れψk (n)および推定基本角振動数
ω0 (n)が更新される。その結果、前述の第5手段と
同一の適応信号発生アルゴリズム(上記数44)は、周
期性信号f(n)のk次までの特性成分と正確に相殺し
て誤差信号e(n)を低レベルに抑制する適応信号y
(n)を発生するに至る。
段に準ずる効果に加えて、第2適応係数ベクトル更新ア
ルゴリズム(上記数46)での演算量が減るので、演算
負荷が低減されるという効果がある。 (効果のまとめ)以上をまとめると、第1手段から第3
手段のうちいずれによっても前述の解決すべき課題のう
ち第1の課題が達成され、第4手段から第6手段のうち
いずれによっても前述の解決すべき課題のうち第2の課
題が達成される。
ば、周期性信号f(n)の角振動数ω* jまたは基本角振
動数ω* 0の変動およびその計測誤差に対して、ロバスト
な周期性信号の適応制御方法を提供することができると
いう効果がある。一方、第4手段ないし第6手段によれ
ば、伝達系の位相遅れの変動および測定誤差と、周期性
信号f(n)の振動数ω* jまたは基本角振動数ω* 0の変
動およびその計測誤差との両方に対して、ロバストな周
期性信号の適応制御方法を提供することができるという
効果がある。
の適応制御方法の実施の形態については、当業者に実施
可能な理解が得られるよう、以下の実施例で明確かつ十
分に説明する。 [実施例1] (実施例1の導出)本発明の実施例1としての周期性信
号の適応制御方法は、以下のようにして理論的に導出さ
れる。
の関係にある各角振動数ω* j(1≦j≦J’、jおよび
J’は自然数)の正弦波成分からなるものとし、直交表
現で次の数47のように表記されるものとする。
幅はa* j=(α* j 2+β* j 2)1/2 、第j次成分の位相は
φ* j=tan-1(β* j/α* j)であり、J’は角振動数
ω* jの数(1≦j≦J’)、Tはサンプリング周期、ψ
* jは伝達系の遅延成分(位相遅れ)、ω* jは上記各正弦
波成分の角振動数である。この周期性信号f(n)は観
測点に加えられるので、適応制御アルゴリズムを内蔵し
ている制御装置は、周期性信号f(n)の各周波数成分
に対し同一の振幅で逆位相の周波数成分を含む適応信号
y(n)を観測点に加える。そうすれば、観測点におい
て周期性信号f(n)の特定成分(適応信号y(n)に
含まれている成分)と適応信号y(n)とが相殺し合
い、観測点で観測される誤差信号e(n)=f(n)+
y(n)が低レベルに抑制されるであろうと目論んでの
ことである。適応信号y(n)は、次の数48に示す適
応信号発生アルゴリズムに従って生成される。
って1≦j≦J≦J’の範囲にあり、適応信号y(n)
は、必ずしも周期性信号f(n)の全ての成分(J’
個)を含んでいるわけではない。すなわち、通常は少な
からずある周期性信号f(n)の各周波数成分のうち、
抑制すべき主要なJ個の周波数成分だけを選定して、適
応信号y(n)により相殺することを図るものとする。
(n)=f(n)+y(n)の評価には、瞬時誤差の二
乗である評価関数I(n)=e2 (n)= {f(n)
+y(n)} 2 を使用することにする。そして、適応
的に更新されて調整される適応係数ベクトルW(n)に
は、角振動数ωk 成分の推定も加え、W(n)=[・・
αj (n)・・,・・βj (n)・・、・・ωj (n)
・・]T と定義する。
ベクトル∇(n)=∂I(n)/∂W(n)は、次の数
49に示すように展開される。
μ,μf を設定すれば、適応係数ベクトルW(n)は、
次の数50で表記される適応係数ベクトル更新アルゴリ
ズムにより更新されていくものとする。
数48)と適応係数ベクトル更新アルゴリズム(上記数
50)とが導き出され、本実施例の周期性信号の適応制
御方法の実施が可能になった。 (実施例1の構成)本発明の実施例1としての周期性信
号の適応制御方法は、図1に示すように、周期性信号源
21から発生する周期性信号f(n)の観測点24への
影響を能動的に抑制する制御方法である。
(1≦j≦J’、jおよびJ’は自然数)の信号成分を
含み観測点24に影響を及ぼす周期性信号f(n)が周
期性信号源21から発生する。この周期性信号f(n)
に対し、角振動数ω* jのうちJ個の推定値である推定角
振動数ωj (n)(1≦j≦J≦J’、Jも自然数)を
角振動数とする正弦波信号からなる適応信号y(n)
が、観測点24に逆位相で直接、加えられる。本実施例
は、この適応信号y(n)によって周期性信号f(n)
の特定成分の観測点24への影響を能動的に除去し、観
測点24で検知される誤差信号e(n)を抑制する周期
性信号の適応制御方法である。
適応信号発生アルゴリズム11と適応係数ベクトル更新
アルゴリズム12とを、適応制御アルゴリズム1として
有する。適応信号発生アルゴリズム11は、離散時間に
おける時刻nにおいて、適応信号y(n)を次の数51
に従って発生させるアルゴリズムである。
12は、この適応信号y(n)の両振幅αj (n),β
j (n)および角振動数ωj (n)を成分とする適応係
数ベクトルW(n)=[・・αj (n)・・,・・βj
(n)・・,・・ωj (n)・・]T を、次の数52に
従って更新するアルゴリズムである。
ム12によって更新された適応係数ベクトルW(n)の
成分をもって、適応信号y(n)の各正弦波信号および
各余弦波信号の両振幅αj (n),βj (n)および角
振動数ωj (n)が更新される。なお、位相遅れψ
k は、別途行われた予備試験により予め用意されている
テーブルデータ等から、推定角振動数ωj (n)に対応
して所定の周期毎に適正な値に更新されるものとする。
信号の適応制御方法は、以上のように構成されているの
で、以下のような作用効果を発揮する。本実施例の周期
性信号の適応制御方法は、離散時間における時刻nにお
いて、適応信号発生アルゴリズム11が適応信号y
(n)を上記数51に従って発生させる。この際、伝達
系の遅延(位相遅れ)ψj は、予め周波数を掃引しなが
ら伝達系に正弦波を入力して行うスウィープテスト等に
より計測されている値がテーブルデータ等から与えられ
るものとする。
信号f(n)と合成されて周期性信号f(n)と相殺し
合い、両者の合成である誤差信号e(n)=f(n)+
y(n)のレベルを低減するように調整されなければな
らない。そこで、適応信号y(n)の両振幅α
j (n),βj (n)および角振動数ωj (n)を成分
とする適応係数ベクトルW(n)=[・・αj (n)・
・,・・βj (n)・・,・・ωj (n)・・]T が適
応的に更新されて調整される。すなわち、適応係数ベク
トル更新アルゴリズム12は、最小二乗法に基づく上記
数52に従って上記適応係数ベクトルW(n)の各要素
を更新する。
数ベクトルW(n)の成分をもって、適応信号y(n)
の各正弦波信号および各余弦波信号の両振幅α
j (n),β j (n)および角振動数ωj (n)が更新
される。すると、適応係数ベクトルW(n)の要素に各
角振動数ωj (n)が含まれており、各角振動数ω
j (n)に関する推定ないし適応的な調整が行われるの
で、周期性信号f(n)の特定成分の各角振動数ω
j (n)の変動に対してロバスト性が発揮される。
ω* jが比較的安定している場合には、各角振動数ω
j (n)の計測誤差に関しては、そもそも計測が行われ
ないので完全に影響を受けることがなく、ロバストであ
る。一方、周期性信号f(n)の角振動数ωj *の変動や
ノイズが大きい場合には、これらが小さい場合のように
は誤差信号e(n)の収束特性は速やかではない。しか
しこの場合にも、角振動数ωj *を計測してその計測値を
利用し、計測誤差を動的に補正するなどの処置を取れ
ば、より高い精度での適応制御が可能になる。
f(n)の抑制すべき特定成分の角振動数ω* jの変動お
よびその計測誤差に対して、ロバストな周期性信号の適
応制御方法を提供することができるという効果がある。 (実施例1の数値シミュレーション)以上の本実施例の
周期性信号の適応制御方法の作用効果を確認するため
に、発明者らは数値シミュレーションをいくつか行った
ので、その結果の一部をここに紹介する。
能を確認する数値シミュレーションを行った。同数値シ
ミュレーションでは、周期性信号f(n)として60H
zの単一正弦波を入力とした。その際の条件としては、
サンプリング周波数は3.6kHzであり、振幅a
(n)および位相φ(n)の直交成分であるα(n),
β(n)の更新用ステップサイズパラメータはμ=0.
05、角振動数ω(n)の更新用ステップサイズパラメ
ータはμf =1.7×10-2であった。
スが設定された。第1のケースでは、適応制御アルゴリ
ズム1での適応係数ベクトルW(n)の初期値を、α
(0)=0,β(0)=0とし、角振動数の初期値ω
(0)を真値である60Hz相当に設定して数値シミュ
レーションを行った。第2のケースでは、適応係数ベク
トルW(n)の初期値のうち、α(0)=0,β(0)
=0である点は第1のケースと同様であるが、角振動数
の初期値ω(0)を50Hz相当として10Hz相当の
初期誤差を与えて数値シミュレーションを行った。
初期値ω(0)に真値を与えた場合には約1000回弱
のイタレーションで収束し、角振動数の初期値ω(0)
に10Hz分の誤差を与えた場合には約1400回のイ
タレーションで収束した。すなわち、いずれのケースに
おいても、0.4秒以内に適応動作が完了しており、そ
の際の誤差信号e(n)の低減レベルは70dB程度で
あって極めて優れた収束特性が明示されている。
(n)の角振動数ω(n)は、約1000回強のイタレ
ーションで真値に収束している。以上の数値シミュレー
ションから、本実施例の周期性信号の適応制御方法は、
周期性信号f(n)の角振動数ω* の変動や計測誤差に
対して、ロバスト性を有することが明らかになった。
(n)が一次から三次の調和振動である場合の数値シミ
ュレーションを行い、三つの角振動数成分に対して本実
施例の周期性信号の適応制御方法がいかに適応するかを
確認した。本数値シミュレーションでは、周期性信号f
(n)の一次から三次の周波数は、それぞれ60Hz,
120Hz,180Hzに設定されていた。これに対
し、三成分の適応信号y(n)の角振動数の初期値ωk
(n)(k=1,2,3)は、それぞれ50Hz,10
0Hz,150Hz相当に設定されていた。その他の条
件は、前述の数値試験1と同様である。
回強のイタレーションで適応制御アルゴリズム1は収束
し、70dBを超える誤差信号e(n)の低減レベルが
発揮された。その際、図5に示すように、各角振動数ω
j (n)の推定値は2000回未満のイタレーションで
収束しており、それ以後は2000回強のイタレーショ
ンに至るまで、各次数のαj (n)およびβj (n)の
微調整に費やされているものと推測される。ここで、各
角振動数ωj (n)の収束波形がそれぞれ異なっている
ことから、各角振動数ωj (n)は、互いに関連がある
調和振動(基本振動およびその高調波)としてではな
く、それぞれ互いに独立に更新されていることが明らか
である。
号の適応制御方法は、複数の周波数成分からなる周期性
信号f(n)の角振動数ω* jの変動や計測誤差に対して
も、ロバスト性を有して速やかに適応することができる
ことが明らかになった。本実施例ではさらに、数値試験
3として、推定されるべき周期性信号f(n)の周波数
を60Hzとしたまま、適応係数ベクトルW(n)中の
角振動数の初期値ω(0)を20〜180Hzの範囲で
変更して数値シミュレーションを行った。この際、サン
プリング周期は同じく3.6kHzであるが、適応制御
に許されるイタレーションを5000回(約1.4秒の
短時間)に限定し、この間にどの程度誤差信号e(n)
の抑制機能を発揮できるかを検討した。
初期値ω(0)が20Hzから170Hz強に至るま
で、上記短時間の間に適応制御に成功している。この結
果から、適正な角振動数の初期値ω(0)の設定範囲
は、比較的この面でのロバスト性が高かった従来技術1
と比較しても、かなり広く許容されることが分かる。そ
れゆえ、本実施例の周期性信号の適応制御方法は、角振
動数の初期値ω(0)の設定範囲についても、極めて高
いロバスト性を有することが明らかになった。
が、前述の数値シミュレーションのいずれにおいても、
離散時刻nがオーバーフローしないように、適当な周期
をおいて剰余が取られている。具体的には、本実施例の
数値シミュレーションでは、毎秒に一度、サンプリング
周期Tの逆数1/Tに関して離散時刻nの剰余n mod
(1/T)を取っている。別法として、適当な周期毎に
離散時刻nの剰余n mod{2π/ω0 (n)T}が取ら
れても良い。
るプログラミング技法は、本実施例の数値シミュレーシ
ョンだけではなく、後述の実施例の数値シミュレーショ
ンにおいても同様に採用されている。 (実施例1の変形態様1)本実施例の変形態様1とし
て、周期性信号f(n)のうちその影響を抑制すべき成
分が調和関数(基本振動のみ、または基本振動およびそ
の高調波)である場合に限っては、推定する角振動数を
基本角振動数のみに絞った周期性信号の適応制御方法の
実施が可能である。
次までの高次角振動数kω* 0(1≦k≦K’、kおよび
K’は自然数)の信号成分を含み観測点24(図1参
照)に影響を及ぼす周期性信号f(n)を想定する。こ
の周期性信号f(n)に対し、基本角振動数ω* 0の推定
値である推定基本角振動数ω0 (n)から推定基本角振
動数ω0 (n)のK次までの推定高次角振動数kω
0 (n)(1≦k≦K≦K’、Kも自然数)の信号成分
からなる適応信号y(n)を発生させる。そしてこの適
応信号y(n)を、逆位相で直接または間接的に加える
ことによって、周期性信号f(n)のK次までの信号成
分の観測点への影響を能動的に除去し、観測点24で検
知される誤差信号e(n)を抑制することができる。
1は、離散時間における時刻nにおいて、適応信号y
(n)を次の数53に従って発生させるアルゴリズムで
あり、適応信号y(n)が調和関数で構成されている点
が実施例1と異なる。
クトルW(n)は、適応信号y(n)の両振幅α
k (n),βk (n)および前記推定基本角振動数ω
(n)を成分とし、適応係数ベクトルW(n)=[・・
αk (n)・・,・・βk (n)・・,ω0 (n)]T
と定義される。本変形態様の適応係数ベクトルW(n)
は、角振動数の要素が基本角振動数ω0 (n)ただ一つ
になっている点が、実施例1と異なっている。
リズム12は、適応係数ベクトルW(n)を次の数54
に従って更新するアルゴリズムである。
数ベクトルW(n)の成分をもって、適応信号y(n)
の各正弦波信号および各余弦波信号の両振幅α
k (n),β k (n)および推定基本角振動数ω
0 (n)が、離散時刻nの経過毎に更新される。上記更
新式(数54)においては、全ての周波数成分が動員さ
れて基本角振動数ω0 (n)が推定されるところに特徴
がある。それゆえ、周期性信号f(n)の基本角振動数
ω* 0に変動があった場合にも、基本角振動数ω0 (n)
は、速やかにかつ正確に周期性信号f(n)のK次まで
の特定成分の基本角振動数ω* 0に収束する。また、本変
形態様では、前述の実施例1と同様に、周期性信号f
(n)の基本角振動数ω* 0の計測を行っていないので、
その計測誤差に関してはロバストである。
トルW(n)の成分をもって、適応信号y(n)の各正
弦波信号および各余弦波信号の両振幅αk (n),βk
(n)および推定基本角振動数ω0 (n)が更新され
る。その結果、上記数53の適応信号発生アルゴリズム
は、周期性信号f(n)のK次までの特定成分と正確に
相殺して誤差信号e(n)を低レベルに抑制する適応信
号y(n)を発生するに至る。
である周期性信号f(n)の基本角振動数ω* 0の変動お
よびその計測誤差に対して、ロバストな周期性信号の適
応制御方法を提供することができるという効果がある。 (実施例1の変形態様2)本実施例の変形態様2とし
て、以上の変形態様1において、適応係数ベクトル更新
アルゴリズム12の基本角振動数ω(n)の更新式のみ
を簡略化した適応係数ベクトル更新アルゴリズム12を
使用する周期性信号の適応制御方法の実施が可能であ
る。
1は、前述の変形態様1の適応信号発生アルゴリズムと
同一であって、次の数55に示すように、適応信号y
(n)はK次の調和関数である(Kは自然数)。
様1と共通であって、適応係数ベクトル更新アルゴリズ
ム12だけが前述の変形態様1と異なっている。しか
も、次の数56に示す適応係数ベクトル更新アルゴリズ
ムの各要素の更新式のうち、α k (n)およびβ
k (n)に関する部分は変形態様1と共通であり、推定
基本角振動数ω0 (n)の更新に関する一要素の分だけ
が変形態様1と異なっている。
うに、推定基本角振動数ω0 (n)の更新に使用される
成分は、適応信号y(n)の一次振動成分(基本振動成
分)と誤差信号e(n)との組み合わせだけである。そ
れゆえ本変形態様では、適応信号y(n)の最高次数K
が大きい場合にも、推定基本角振動数ω0 (n)の更新
式の計算量が増えることはないので、計算量の節減にな
り、限定された能力のプロセッサでの制御計算の実施が
容易になる。
形態様1に準ずる効果に加えて、適応制御演算機の計算
量の節減になるという効果もある。それゆえ、本変形態
様の方が前述の変形態様1よりも実用性に富んでいる。 [実施例2] (実施例2の必要性)本発明の実施例2としての周期性
信号の適応制御方法は、各振動成分の角振動数の推定機
能に加えて、伝達系の遅延成分(位相遅れ)の推定機能
をもつことを特徴としている。
数の推定機能については満足すべき性能が得られている
旨の説明があったが、伝達系の遅延成分の変動や計測誤
差についての評価はなされていない。実施例1では、伝
達系の遅延成分(位相遅れ)については、予めスウィー
プテスト等で準備されており角振動数の変動に応じて与
えられるものとしていたので、伝達系の遅延成分につい
てのロバスト性は評価の対象にされていない。
型拡張DXHSアルゴリズム(従来技術2’)では、伝
達系の遅延成分(位相遅れ)の変動にはロバスト性が発
揮される反面、角振動数の計測誤差や変動に対してはロ
バスト性が欠如していることが明らかになっている。そ
こで、本実施例では、各振動成分の角振動数の推定機能
に加えて、伝達系の遅延成分(位相遅れ)の推定機能を
も有する周期性信号の適応制御方法を提供することにす
る。
周期性信号の適応制御方法は、以下のような特徴を備え
ている。図7に示すように、本実施例では、周期性信号
源21が、少なくとも一つの角振動数ω* j(1≦j≦
J’、jおよびJ’は自然数)の信号成分を含み観測点
24に影響を及ぼす周期性信号f(n)を発生させる。
そして、周期性信号f(n)は、観測点24に加えられ
る。ここで、周期性信号f(n)の角振動数ω* jは基本
振動とその高調波とであることを要せず、これらの角振
動数ω* jの互いの関係は任意に設定され得るものとす
る。
ω* jのうちJ個の推定値である推定角振動数ωj (n)
(1≦j≦J≦J’、Jも自然数)を角振動数とする正
弦波信号からなる適応信号y(n)が、適応信号発生ア
ルゴリズム11によって生成され、観測点24に加えら
れる。その結果、周期性信号f(n)と適応信号y
(n)とが互いに相殺し合えば、周期性信号f(n)の
特定成分の観測点24への影響は能動的に除去され、観
測点24で検知される誤差信号e(n)は低レベルに抑
制される。
間における時刻nにおいて、適応信号y(n)を次の数
57に従って発生させるアルゴリズムである。
応信号y(n)の両振幅αj (n),βj (n)、遅延
成分ψj (n)および角振動数ωj (n)を成分とし、
W(n)=[・・αj (n)・・,・・βj (n)・
・,・・ψj (n)・・,・・ωj (n)・・]T と定
義されている。適応係数ベクトルW(n)を更新するの
は適応係数ベクトル更新アルゴリズム12であるが、本
実施例では適応係数ベクトル更新アルゴリズム12が二
種類のアルゴリズムに分かれている。すなわち、適応係
数ベクトル更新アルゴリズム12は、次の数58に示す
第1適応係数ベクトル更新アルゴリズム12’と、次の
数59に示す第2適応係数ベクトル更新アルゴリズム1
2”との二つがある。
2’と第2適応係数ベクトル更新アルゴリズム12”と
は、それぞれ所定回数ずつ交互に繰り返して演算され
る。同所定回数は、両アルゴリズム12’,12”で同
一である必要はなく、またシステムの状態によって適宜
変更されても良い。両アルゴリズム12’,12”がそ
れぞれ繰り返して演算されるうちに、適応係数ベクトル
W(n)は適応的に更新されていく。そして、適応係数
ベクトルW(n)の成分をもって、適応信号y(n)の
各正弦波信号および各余弦波信号の両振幅αj (n),
βj (n)、遅延成分ψj (n)および角振動数ω
j (n)が更新される。
応係数ベクトルW(n)が、W(n)=[・・α
j (n)・・,・・βj (n)・・,・・ψj (n)・
・,・・ωj (n)・・]T と定義されている。すなわ
ち、適応係数ベクトルW(n)は、前述の実施例1の適
応係数ベクトルW(n)に比べて、新たに遅延成分(伝
達系の位相遅れ)ψj (n)が、適応的に更新されるべ
き変数に加わっている。
ズム12は、αj (n),βj (n),ψj (n),ω
j (n)の四種類の要素を更新することになる。ところ
が、勾配ベクトル∇(n)=∂I(n)/∂W(n)を
展開してみると、次の数60に示すように、その各要素
うちψj (n)に関する要素とωj (n)に関する要素
とが同一になってしまう。
(n)に基づいて適応係数ベクトル更新アルゴリズム1
2を定めると、伝達系の位相遅れψj (n)に関する更
新式と角振動数ωj (n)に関する更新式とが、本質的
に同一になってしまう。これではたいていの場合に、位
相遅れψj (n)に関する更新式とωj (n)に関する
更新式とが互いに干渉し合ってしまう。その結果、適応
的な調整が適正に行われず、誤差信号e(n)は低レベ
ルに収束することが難しくなる。
新アルゴリズム12を、第1適応係数ベクトル更新アル
ゴリズム12’(上記数58)と、第2適応係数ベクト
ル更新アルゴリズム12”(上記数59)とに分けた。
すなわち、第1適応係数ベクトル更新アルゴリズム1
2’(上記数58)では、ψj (n)とωj (n)との
うちψj (n)のみが更新され、ωj (n)の成分は全
く更新されずに値が保存される。逆に、第2適応係数ベ
クトル更新アルゴリズム12”(上記数59)では、ω
j (n)のみが更新され、ψj (n)の成分は全く更新
されずに値が保存される。
分は、第1適応係数ベクトル更新アルゴリズム12’と
第2適応係数ベクトル更新アルゴリズム12”とが、そ
れぞれ所定回数ずつ交互に繰り返されていく間に更新さ
れていく。こうすれば、ψj(n)に関する更新式とω
j (n)に関する更新式とが同時には作用せず、所定回
数毎に交代で行われるので、互いに干渉することが防止
される。その結果、適応係数ベクトルW(n)の全ての
要素は、適応的に調整されて適正な値へと収束していく
ようになる。
(上記数57)によって生成される適応信号y(n)
は、観測点24において周期性信号f(n)と逆位相で
同振幅となり、周期性信号f(n)と相殺するに至る。
この際、もちろん適応信号y(n)の各次数の角振動数
ωj (n)は、周期性信号f(n)の抑制すべき特定成
分の角振動数ω* j(n)に収束している。
生アルゴリズム11(上記数57)により生成される適
応信号y(n)の各正弦波信号および各余弦波信号の両
振幅αj (n),βj (n)、遅延成分ψj (n)およ
び角振動数ωj (n)が適正に更新される。その結果、
本実施例によれば、伝達系の位相遅れψ* jの変動および
測定誤差と、周期性信号f(n)の角振動数ω* jの変動
およびその計測誤差との両方に対して、ロバストな周期
性信号の適応制御方法を提供することができるという効
果がある。
施例の周期性信号の適応制御方法の効果を確認する目的
で、数値試験(数値シミュレーション)を行ったので、
ここに簡潔に報告する。その際に設定された条件は、以
下の通りである。先ず、周期性信号f(n)は単一成分
の正弦波関数であり、サンプリング周期は実施例1の各
数値試験と同じ3.6kHzである。また、αj (n)
およびβ j (n)のステップサイズパラメータは、遅延
時間推定時(適応係数ベクトル更新アルゴリズム1
2’)にはμ1 =0.005であり、角振動数推定時
(適応係数ベクトル更新アルゴリズム12”)にはμ2
=0.05である。さらに、伝達系の遅延成分(位相遅
れ)ψ(n)のステップサイズパラメータはμd =1.
5×10-9であり、角振動数ω(n)のステップサイズ
パラメータはμf =1.7×10-2である。
値ψ* =1080°に対し、推定値はψ(0)=117
0°と、90°の誤差をもって初期値の設定がなされ
た。同様に、周期性信号f(n)の角振動数ω* が周波
数60Hz相当であるのに対し、推定値ω(0)は周波
数50Hz相当と、10Hz相当の誤差をもって初期値
の設定がなされた。
適応係数ベクトル更新アルゴリズム12’,12”の演
算回数を設定した。すなわち、ψ(n)を更新する適応
係数ベクトル更新アルゴリズム12’(上記数58)を
95回演算した後、ω(n)を更新する適応係数ベクト
ル更新アルゴリズム12”を1回演算し、以後これを繰
り返すように設定した。
のイタレーションで約70dBの誤差信号e(n)レベ
ルの低減効果が得られるという数値試験結果が得られ
た。以上の数値試験から、本実施例の周期性信号の適応
制御方法は、伝達系の位相遅れψ* jの変動および測定誤
差と、周期性信号f(n)の振動数ω* jの変動およびそ
の計測誤差との両方に対して、ロバストであることが明
らかになった。
態様1として、実施例1に対するその変形態様1と同様
に、周期性信号f(n)のうち抑制すべき特定成分が調
和関数(基本振動だけであるか、または基本振動および
その高調波)である場合を想定する。この場合には、適
応係数ベクトルW(n)のうち角振動数の成分を基本角
振動数ω0 (n)のみに限定した周期性信号の適応制御
方法を、実施することが可能になる。
のK’次までの高次角振動数kω* 0(1≦k≦K’)の
信号成分を含み観測点に影響を及ぼす周期性信号f
(n)に対して周期性信号の適応制御方法が適用され
る。この周期性信号f(n)は、周期性信号源21によ
り生成され、観測点24に加えられる。これに対して、
基本角振動数ω* 0の推定値である推定基本角振動数ω0
(n)から推定基本角振動数ω0 (n)のK次までの推
定高次角振動数kω0 (n)(1≦k≦K≦K’)の信
号成分からなる適応信号y(n)が、観測点24加えら
れる。
と適応信号y(n)とが互いに相殺し合うことによっ
て、周期性信号f(n)のK次までの信号成分の観測点
24への影響が能動的に除去される。その結果、観測点
24で検知される誤差信号e(n)のレベルは低く抑制
されるに至る。すなわち、適応信号発生アルゴリズム1
1は、離散時間における時刻nにおいて、適応信号y
(n)を次の数61に従って発生させる。
応信号y(n)の両振幅αk (n),βk (n)、遅延
成分ψk (n)および前記推定基本角振動数ω0 (n)
を成分とし、W(n)=[・・αk (n)・・,・・β
k (n)・・,・・ψk (n)・・,ω0 (n)]T と
定義されている。適応係数ベクトルW(n)のうち、角
振動数の成分は基本角振動数ω(n)のみに限定されて
いる。
は、前述の実施例2と同様の理由で、次の数62に従っ
て更新する第1適応係数ベクトル更新アルゴリズム1
2’と、次の数63に従って更新する第2適応係数ベク
トル更新アルゴリズム12”とに分かれている。
ル更新アルゴリズム12’は、前述の実施例2のものと
同一である。本変形態様でも、第1適応係数ベクトル更
新アルゴリズム12’と該第2適応係数ベクトル更新ア
ルゴリズム12”とが、それぞれ所定回数ずつ交互に繰
り返して演算される。こうして更新されていく適応係数
ベクトルW(n)の成分をもって、適応信号y(n)の
各正弦波信号および各余弦波信号の両振幅αk (n),
βk (n)、遅延成分ψk (n)および該推定基本角振
動数ω0 (n)が更新される。
においては、各次数の位相遅れψk(n)が更新され、
数63においては、全ての周波数成分が動員されて基本
角振動数ω0 (n)が推定される。それゆえ、伝達系の
位相遅れ特性が変動しても、上記数62の更新式で適応
的に各次数の位相遅れψk (n)が調整され、適正な値
に収束していく。また、周期性信号f(n)の基本角振
動数ω* 0に変動があった場合にも、適応信号y(n)の
基本角振動数ω0 (n)は速やかにかつ正確に周期性信
号f(n)の基本角振動数ω* 0に収束する。
様に、伝達系の位相遅れ特性に関する予備計測等を必要
とせず、適応的に各次数の位相遅れψk (n)が調整さ
れるので、伝達系の位相遅れ特性の変動や計測誤差に対
してロバストである。同様に、基本角振動数ω0 (n)
の推定が全ての周波数成分が動員されて速やかに行われ
ているので、基本角振動数ω0 (n)の変動に対してロ
バスト性を有する。また、本手段では前述の実施例2と
同様に、周期性信号f(n)の基本角振動数ω * 0の計測
を行っていないので、その計測誤差に関してはロバスト
である。
トルW(n)の成分をもって、適応信号y(n)の各正
弦波信号および各余弦波信号の両振幅αk (n),βk
(n)、位相遅れψk (n)および推定基本角振動数ω
0 (n)が更新される。その結果、上記数61の適応信
号発生アルゴリズム11は、周期性信号f(n)のK次
までの特定成分と正確に相殺して誤差信号e(n)を低
レベルに抑制する適応信号y(n)を発生するに至る。
号f(n)が調和関数である場合に、伝達系の位相遅れ
の変動および測定誤差と、周期性信号f(n)の各次数
の角振動数kω* 0の変動およびその計測誤差との両方に
対して、ロバストな周期性信号の適応制御方法を提供す
ることができるという効果がある。 (実施例2の変形態様2)本実施例の変形態様2とし
て、実施例1の変形態様1に対する同変形態様2と同様
に、適応係数ベクトル更新アルゴリズム12のうち第2
適応係数ベクトル更新アルゴリズム12”のみが異なる
周期性信号の適応制御方法の実施が可能である。
アルゴリズム11(上記数61)および第1適応係数ベ
クトル更新アルゴリズム12’(上記数62)は、前述
の実施例2の変形態様1のものと同一である。異なるの
は、第2適応係数ベクトル更新アルゴリズム12”のみ
であり、しかもそのうち最後の基本角振動数ω(n)の
成分の更新式が異なっているのみである。すなわち、適
応係数ベクトル更新アルゴリズム12”においては、次
の数64に示すように、基本角振動数ω(n)の成分の
更新式は一次成分(基本振動成分)のみで演算される。
の更新式において、前述の変形態様1の第2適応係数ベ
クトル更新アルゴリズム12”(上記数63)のように
各次数について総和を取ることがないので、演算量が低
減されている。したがって本変形態様によれば、前述の
変形態様1に準ずる効果に加えて、第2適応係数ベクト
ル更新アルゴリズム12”(上記数64)での演算量が
減るので、プロセッサの演算負荷が低減されるという効
果がある。
グラフ
線図
示すグラフ
を示すグラフ
4:観測点
Claims (6)
- 【請求項1】少なくとも一つの角振動数ω* j(1≦j≦
J’、jおよびJ’は自然数)の信号成分を含み観測点
に影響を及ぼす周期性信号f(n)に対し、該角振動数
ω* jのうちJ個の推定値である推定角振動数ωj (n)
(1≦j≦J≦J’、Jも自然数)を角振動数とする正
弦波信号からなる適応信号y(n)を逆位相で直接また
は間接的に加えることによって、該周期性信号f(n)
の特定成分の該観測点への影響を能動的に除去し、該観
測点で検知される誤差信号e(n)を抑制する周期性信
号の適応制御方法において、 離散時間における時刻nにおいて、前記適応信号y
(n)を数1に従って発生させる適応信号発生アルゴリ
ズムと、 該適応信号y(n)の両振幅αj (n),βj (n)お
よび角振動数ωj (n)を成分とする適応係数ベクトル
W(n)=[・・αj (n)・・,・・βj (n)・
・,・・ωj (n)・・]T を、数2に従って更新する
適応係数ベクトル更新アルゴリズムとを有し、 更新された該適応係数ベクトルW(n)の成分をもっ
て、該適応信号y(n)の各正弦波信号および各余弦波
信号の両該振幅αj (n),βj (n)および該角振動
数ωj (n)が更新されることを特徴とする、 周期性信号の適応制御方法。 【数1】 【数2】 - 【請求項2】基本角振動数ω* 0からそのK’次までの高
次角振動数kω* 0(1≦k≦K’、kおよびK’は自然
数)の信号成分を含み観測点に影響を及ぼす周期性信号
f(n)に対し、該基本角振動数ω* 0の推定値である推
定基本角振動数ω0 (n)から該推定基本角振動数ω0
(n)のK次までの推定高次角振動数kω0 (n)(1
≦k≦K≦K’、Kも自然数)の信号成分からなる適応
信号y(n)を逆位相で直接または間接的に加えること
によって、該周期性信号f(n)のK次までの信号成分
の該観測点への影響を能動的に除去し、該観測点で検知
される誤差信号e(n)を抑制する周期性信号の適応制
御方法において、 離散時間における時刻nにおいて、前記適応信号y
(n)を数3に従って発生させる適応信号発生アルゴリ
ズムと、 該適応信号y(n)の両振幅αk (n),βk (n)お
よび前記推定基本角振動数ω0 (n)を成分とする適応
係数ベクトルW(n)=[・・αk (n)・・,・・β
k (n)・・,ω0 (n)]T を、数4に従って更新す
る適応係数ベクトル更新アルゴリズムとを有し、 更新された該適応係数ベクトルW(n)の成分をもっ
て、該適応信号y(n)の各正弦波信号および各余弦波
信号の両該振幅αk (n),βk (n)および該推定基
本角振動数ω0 (n)が更新されることを特徴とする、 周期性信号の適応制御方法。 【数3】 【数4】 - 【請求項3】基本角振動数ω* 0からそのK’次までの高
次角振動数kω* 0(1≦k≦K’、kおよびK’は自然
数)の信号成分を含み観測点に影響を及ぼす周期性信号
f(n)に対し、該基本角振動数ω* 0の推定値である推
定基本角振動数ω0 (n)から該推定基本角振動数ω0
(n)のK次までの推定高次角振動数kω0 (n)(1
≦k≦K≦K’、Kも自然数)の信号成分からなる適応
信号y(n)を逆位相で直接または間接的に加えること
によって、該周期性信号f(n)のK次までの信号成分
の該観測点への影響を能動的に除去し、該観測点で検知
される誤差信号e(n)を抑制する周期性信号の適応制
御方法において、 離散時間における時刻nにおいて、前記適応信号y
(n)を数5に従って発生させる適応信号発生アルゴリ
ズムと、 該適応信号y(n)の両振幅αk (n),βk (n)お
よび前記推定基本角振動数ω0 (n)を成分とする適応
係数ベクトルW(n)=[・・αk (n)・・,・・β
k (n)・・,ω0 (n)]T を、数6に従って更新す
る適応係数ベクトル更新アルゴリズムとを有し、 更新された該適応係数ベクトルW(n)の成分をもっ
て、該適応信号y(n)の各正弦波信号および各余弦波
信号の両該振幅αk (n),βk (n)および該推定基
本角振動数ω0 (n)が更新されることを特徴とする、 周期性信号の適応制御方法。 【数5】 【数6】 - 【請求項4】少なくとも一つの角振動数ω* j(1≦j≦
J’、jおよびJ’は自然数)の信号成分を含み観測点
に影響を及ぼす周期性信号f(n)に対し、該角振動数
ω* jのうちJ個の推定値である推定角振動数ωj (n)
(1≦j≦J≦J’、Jも自然数)を角振動数とする正
弦波信号からなる適応信号y(n)を逆位相で直接また
は間接的に加えることによって、該周期性信号f(n)
の特定成分の該観測点への影響を能動的に除去し、該観
測点で検知される誤差信号e(n)を抑制する周期性信
号の適応制御方法において、 離散時間における時刻nにおいて、前記適応信号y
(n)を数7に従って発生させる適応信号発生アルゴリ
ズムと、 該適応信号y(n)の両振幅αj (n),βj (n)、
遅延成分ψj (n)および角振動数ωj (n)を成分と
する適応係数ベクトルW(n)=[・・αj (n)・
・,・・βj (n)・・,・・ψj (n)・・,・・ω
j (n)・・]Tを、数8に従って更新する第1適応係
数ベクトル更新アルゴリズムと、数9に従って更新する
第2適応係数ベクトル更新アルゴリズムとを有し、 該第1適応係数ベクトル更新アルゴリズムと該第2適応
係数ベクトル更新アルゴリズムとをそれぞれ所定回数ず
つ交互に繰り返して更新されていく該適応係数ベクトル
W(n)の成分をもって、該適応信号y(n)の各正弦
波信号および各余弦波信号の両該振幅αj (n),βj
(n)、該遅延成分ψj (n)および該角振動数ω
j (n)が更新されることを特徴とする、 周期性信号の適応制御方法。 【数7】 【数8】 【数9】 - 【請求項5】基本角振動数ω* 0からそのK’次までの高
次角振動数kω* 0(1≦k≦K’、kおよびK’は自然
数)の信号成分を含み観測点に影響を及ぼす周期性信号
f(n)に対し、該基本角振動数ω* 0の推定値である推
定基本角振動数ω0 (n)から該推定基本角振動数ω0
(n)のK次までの推定高次角振動数kω0 (n)(1
≦k≦K≦K’、Kも自然数)の信号成分からなる適応
信号y(n)を逆位相で直接または間接的に加えること
によって、該周期性信号f(n)のK次までの信号成分
の該観測点への影響を能動的に除去し、該観測点で検知
される誤差信号e(n)を抑制する周期性信号の適応制
御方法において、 離散時間における時刻nにおいて、前記適応信号y
(n)を数10に従って発生させる適応信号発生アルゴ
リズムと、 該適応信号y(n)の両振幅αk (n),βk (n)、
遅延成分ψk (n)および前記推定基本角振動数ω
0 (n)を成分とする適応係数ベクトルW(n)=[・
・αk (n)・・,・・βk (n)・・,・・ψ
k (n)・・,ω0 (n)]T を、数11に従って更新
する第1適応係数ベクトル更新アルゴリズムと、数12
に従って更新する第2適応係数ベクトル更新アルゴリズ
ムとを有し、 該第1適応係数ベクトル更新アルゴリズムと該第2適応
係数ベクトル更新アルゴリズムとをそれぞれ所定回数ず
つ交互に繰り返して更新されていく該適応係数ベクトル
W(n)の成分をもって、該適応信号y(n)の各正弦
波信号および各余弦波信号の両該振幅αk (n),βk
(n)、該遅延成分ψk (n)および該推定基本角振動
数ω0 (n)が更新されることを特徴とする、 周期性信号の適応制御方法。 【数10】 【数11】 【数12】 - 【請求項6】基本角振動数ω* 0からそのK’次までの高
次角振動数kω* 0(1≦k≦K’、kおよびK’は自然
数)の信号成分を含み観測点に影響を及ぼす周期性信号
f(n)に対し、該基本角振動数ω* 0の推定値である推
定基本角振動数ω(n)から該推定基本角振動数ω
0 (n)のK次までの推定高次角振動数kω0 (n)
(1≦k≦K≦K’、Kも自然数)の信号成分からなる
適応信号y(n)を逆位相で直接または間接的に加える
ことによって、該周期性信号f(n)のK次までの信号
成分の該観測点への影響を能動的に除去し、該観測点で
検知される誤差信号e(n)を抑制する周期性信号の適
応制御方法において、 離散時間における時刻nにおいて、前記適応信号y
(n)を数13に従って発生させる適応信号発生アルゴ
リズムと、 該適応信号y(n)の両振幅αk (n),βk (n)、
遅延成分ψk (n)および前記推定基本角振動数ω
0 (n)を成分とする適応係数ベクトルW(n)=[・
・αk (n)・・,・・βk (n)・・,・・ψ
k (n)・・,ω0 (n)]T を、数14に従って更新
する第1適応係数ベクトル更新アルゴリズムと、数15
に従って更新する第2適応係数ベクトル更新アルゴリズ
ムとを有し、 該第1適応係数ベクトル更新アルゴリズムと該第2適応
係数ベクトル更新アルゴリズムとをそれぞれ所定回数ず
つ交互に繰り返して更新されていく該適応係数ベクトル
W(n)の成分をもって、該適応信号y(n)の各正弦
波信号および各余弦波信号の両該振幅αk (n),βk
(n)、該遅延成分ψk (n)および該推定基本角振動
数ω0 (n)が更新されることを特徴とする、 周期性信号の適応制御方法。 【数13】 【数14】 【数15】
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24362597A JP3611168B2 (ja) | 1997-09-09 | 1997-09-09 | 周期性信号の適応制御方法 |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24362597A JP3611168B2 (ja) | 1997-09-09 | 1997-09-09 | 周期性信号の適応制御方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1185211A true JPH1185211A (ja) | 1999-03-30 |
JP3611168B2 JP3611168B2 (ja) | 2005-01-19 |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP24362597A Expired - Fee Related JP3611168B2 (ja) | 1997-09-09 | 1997-09-09 | 周期性信号の適応制御方法 |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2022250066A1 (ja) * | 2021-05-25 | 2022-12-01 | 大学共同利用機関法人情報・システム研究機構 | 情報処理装置、制御設計支援方法およびプログラム |
-
1997
- 1997-09-09 JP JP24362597A patent/JP3611168B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2022250066A1 (ja) * | 2021-05-25 | 2022-12-01 | 大学共同利用機関法人情報・システム研究機構 | 情報処理装置、制御設計支援方法およびプログラム |
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