JPH1169862A - 干渉型機構の同期制御方法 - Google Patents
干渉型機構の同期制御方法Info
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- JPH1169862A JPH1169862A JP9231690A JP23169097A JPH1169862A JP H1169862 A JPH1169862 A JP H1169862A JP 9231690 A JP9231690 A JP 9231690A JP 23169097 A JP23169097 A JP 23169097A JP H1169862 A JPH1169862 A JP H1169862A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】相互の非干渉を実現させつつ目標軌跡応答を任
意に実現できる干渉型機構の同期制御方法を提供する。 【解決手段】２軸以上の駆動系が相互反力が作用し合う
関係で関連付けられた干渉型機構の同期制御方法であっ
て、目標応答軌跡を最適制御指標を用いて伝達関数にて
設計し、その伝達関数へ単軸毎に極配置制御手法を用い
て軌跡を合わせ込むとともに、伝達関数の極の最も高周
波の極ｐ３を低周波側に修正して、制御系のループゲイ
ンＦａを小さくする。
意に実現できる干渉型機構の同期制御方法を提供する。 【解決手段】２軸以上の駆動系が相互反力が作用し合う
関係で関連付けられた干渉型機構の同期制御方法であっ
て、目標応答軌跡を最適制御指標を用いて伝達関数にて
設計し、その伝達関数へ単軸毎に極配置制御手法を用い
て軌跡を合わせ込むとともに、伝達関数の極の最も高周
波の極ｐ３を低周波側に修正して、制御系のループゲイ
ンＦａを小さくする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、２軸以上の駆動系
が比較的高い剛性を持つ連結機構などによって相互反力
が作用し合う関係で関連付けられた干渉型機構の同期制
御方法に関するものである。
が比較的高い剛性を持つ連結機構などによって相互反力
が作用し合う関係で関連付けられた干渉型機構の同期制
御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、２軸以上の駆動系が相互反力が作
用し合う関係で関連付けられた干渉型機構を同期制御す
る場合、複数の駆動系の応答の違いを吸収するために、
機構的なストレスを回避する部分（例えばロストモーシ
ョン機構や低剛性機構など）を設ける方法、非干渉化理
論を用いて制御を行なう方法（例えば「入門現代制御理
論」白石昌武著（啓学出版））、マスタースレーブ式に
２軸の相対偏差を０にして同期させる方法などが提案さ
れている。
用し合う関係で関連付けられた干渉型機構を同期制御す
る場合、複数の駆動系の応答の違いを吸収するために、
機構的なストレスを回避する部分（例えばロストモーシ
ョン機構や低剛性機構など）を設ける方法、非干渉化理
論を用いて制御を行なう方法（例えば「入門現代制御理
論」白石昌武著（啓学出版））、マスタースレーブ式に
２軸の相対偏差を０にして同期させる方法などが提案さ
れている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、第１の
方法では、ストレスを回避する部分が機構系のガタや振
動の要因となり、精度への悪影響が残るという問題があ
る。第２の方法では、理論的に目標応答を高速化設計で
きないという欠点があり、ゲインバランスが悪く、指令
電圧が小さ過ぎる等、実用例があまりない。また、第３
の方法では、マスターの応答を目標にスレーブが動作す
るため、必ず遅れ時間が発生する。しかも、干渉トルク
そのものを積極的に低減化する方法ではない。
方法では、ストレスを回避する部分が機構系のガタや振
動の要因となり、精度への悪影響が残るという問題があ
る。第２の方法では、理論的に目標応答を高速化設計で
きないという欠点があり、ゲインバランスが悪く、指令
電圧が小さ過ぎる等、実用例があまりない。また、第３
の方法では、マスターの応答を目標にスレーブが動作す
るため、必ず遅れ時間が発生する。しかも、干渉トルク
そのものを積極的に低減化する方法ではない。
【０００４】そこで、本発明の目的は、相互の非干渉を
実現させつつ目標軌跡応答を任意に実現できる干渉型機
構の同期制御方法を提供することにある。
実現させつつ目標軌跡応答を任意に実現できる干渉型機
構の同期制御方法を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、２軸以上の駆動系が相互反力が作用し合
う関係で関連付けられた干渉型機構の同期制御方法であ
って、目標応答軌跡を最適制御指標を用いて伝達関数ま
たは状態方程式にて設計し、その伝達関数または状態方
程式へ単軸毎に極配置制御手法を用いて軌跡を合わせ込
むとともに、伝達関数または状態方程式の極の最も高周
波の極を低周波側に修正して、制御系のループゲインを
小さくしたものである。
め、本発明は、２軸以上の駆動系が相互反力が作用し合
う関係で関連付けられた干渉型機構の同期制御方法であ
って、目標応答軌跡を最適制御指標を用いて伝達関数ま
たは状態方程式にて設計し、その伝達関数または状態方
程式へ単軸毎に極配置制御手法を用いて軌跡を合わせ込
むとともに、伝達関数または状態方程式の極の最も高周
波の極を低周波側に修正して、制御系のループゲインを
小さくしたものである。
【０００６】本発明は次のような知見に基づいて達成さ
れたものである。すなわち、２軸の駆動系からなる干渉
型機構の場合、一般には両者の目標軌跡誤差が小さいこ
とが干渉トルクを小さくすることと考えられている。し
かしながら、実際には両者に相関関係はない。むしろ、
干渉トルクは２軸の指令信号（例えば電圧）の偏差と相
関していることを発見した。そこで、干渉トルクを低減
化するには、２軸の指令信号の偏差を小さくすること、
つまりシステムのゲインを下げる方法が有効であること
に着目し、本発明を完成したものである。
れたものである。すなわち、２軸の駆動系からなる干渉
型機構の場合、一般には両者の目標軌跡誤差が小さいこ
とが干渉トルクを小さくすることと考えられている。し
かしながら、実際には両者に相関関係はない。むしろ、
干渉トルクは２軸の指令信号（例えば電圧）の偏差と相
関していることを発見した。そこで、干渉トルクを低減
化するには、２軸の指令信号の偏差を小さくすること、
つまりシステムのゲインを下げる方法が有効であること
に着目し、本発明を完成したものである。
【０００７】まず、干渉型機構の目標伝達関数または目
標状態方程式を目的の軌跡応答に合わせて設計する。例
えば、ＬＱ（最適制御指標）を用いたＱ（非負定の対象
行列），Ｒ（正定なる対象行列）の重みを設定し、目標
伝達関数の極とすることで、目標応答への一致度を高め
た制御系の設計が可能となる。また、ＬＱ以外にも、例
えば参照モデルを用いたモデルマッチング法においても
適用可能である。上記の方法では、個々の軸を目標軌跡
に合わせ込むことはできるが、干渉トルクについては考
慮されていない。そこで、伝達関数の極の最も高周波の
極を低周波側に修正して、制御系のループゲインが小さ
くなるようにすれば、低ゲイン化を考慮した「柔らかい
制御」に改良され、干渉トルクを低減化できる。
標状態方程式を目的の軌跡応答に合わせて設計する。例
えば、ＬＱ（最適制御指標）を用いたＱ（非負定の対象
行列），Ｒ（正定なる対象行列）の重みを設定し、目標
伝達関数の極とすることで、目標応答への一致度を高め
た制御系の設計が可能となる。また、ＬＱ以外にも、例
えば参照モデルを用いたモデルマッチング法においても
適用可能である。上記の方法では、個々の軸を目標軌跡
に合わせ込むことはできるが、干渉トルクについては考
慮されていない。そこで、伝達関数の極の最も高周波の
極を低周波側に修正して、制御系のループゲインが小さ
くなるようにすれば、低ゲイン化を考慮した「柔らかい
制御」に改良され、干渉トルクを低減化できる。
【０００８】上記のように、ゲインを下げることで干渉
トルクを低減することができるが、制御系のループゲイ
ンを小さくし過ぎると、応答軌跡への合わせ込み精度が
低下する。そこで、応答軌跡への合わせ込み精度の確保
と干渉トルクの低減化とを両立させるため、請求項２の
ように極配置計算にて算出される状態量１または状態量
２のループゲインの符号の反転を指針として、高周波の
極を最適値に修正操作するのが望ましい。
トルクを低減することができるが、制御系のループゲイ
ンを小さくし過ぎると、応答軌跡への合わせ込み精度が
低下する。そこで、応答軌跡への合わせ込み精度の確保
と干渉トルクの低減化とを両立させるため、請求項２の
ように極配置計算にて算出される状態量１または状態量
２のループゲインの符号の反転を指針として、高周波の
極を最適値に修正操作するのが望ましい。
【０００９】
【発明の実施の形態】図１に示されるようなシステムを
例にとって、本発明の原理を説明する。図１では、２個
のサーボモータ１，２がトルク計３および慣性負荷４を
介して相互に連結され、干渉機構を構成している。モー
タ２には慣性負荷４を持たせて、モータ１と制御対象の
挙動が明らかに異なるようにしている。各モータ１，２
の速度はタコジェネレータなどの検出器５，６によって
検出され、各モータ１，２の位置はロータリエンコーダ
やリニアスケールなどの検出器７，８で検出され、その
検出信号がコントローラ９へ送られている。また、干渉
トルクを測定するトルク計３の出力もコントローラ９へ
送られている。なお、トルク系３は干渉トルクを測定す
るために用いたものであり、実際のシステムでは不要で
ある。コントローラ５の指令信号は、電流検出器を兼ね
るサーボアンプ１０，１１を介して各モータ１，２へ出
力されている。
例にとって、本発明の原理を説明する。図１では、２個
のサーボモータ１，２がトルク計３および慣性負荷４を
介して相互に連結され、干渉機構を構成している。モー
タ２には慣性負荷４を持たせて、モータ１と制御対象の
挙動が明らかに異なるようにしている。各モータ１，２
の速度はタコジェネレータなどの検出器５，６によって
検出され、各モータ１，２の位置はロータリエンコーダ
やリニアスケールなどの検出器７，８で検出され、その
検出信号がコントローラ９へ送られている。また、干渉
トルクを測定するトルク計３の出力もコントローラ９へ
送られている。なお、トルク系３は干渉トルクを測定す
るために用いたものであり、実際のシステムでは不要で
ある。コントローラ５の指令信号は、電流検出器を兼ね
るサーボアンプ１０，１１を介して各モータ１，２へ出
力されている。
【００１０】今回の目的は、モータ１，２の目標となる
応答軌跡を設計し、それを実現させた上で、トルク計３
からの出力（干渉トルク）を０にすることである。ま
ず、サーボモータ１，２の個々について、一般的なシス
テム同定の手順で制御対象の数式モデル（伝達関数また
は状態方程式）を作成する。
応答軌跡を設計し、それを実現させた上で、トルク計３
からの出力（干渉トルク）を０にすることである。ま
ず、サーボモータ１，２の個々について、一般的なシス
テム同定の手順で制御対象の数式モデル（伝達関数また
は状態方程式）を作成する。
【数１】 ここで、Ａ：システム行列（ｎ×ｎ） Ｂ：制御行列（ｎ×ｍ） Ｘ：ｎ次元状態行列 Ｕ：制御入力である。 今回制御対象モデルを２次に近似した場合（ｎ＝２，ｍ
＝１）の実施方法について説明する。上記の可制御なシ
ステムに対して、最適レギュレータの一般的な設計指針
である次のＬＱ（線形２次形式）評価関数をとる。
＝１）の実施方法について説明する。上記の可制御なシ
ステムに対して、最適レギュレータの一般的な設計指針
である次のＬＱ（線形２次形式）評価関数をとる。
【数２】 ここで、Ｑは非負定、Ｒは正定なる対象行列である。こ
のとき、Ｊを最小とする最適入力Ｕを求めればよい。サ
ーボ設計の際には、速応性パラメータとなる上記のＱの
重みを大きくすれば、応答の速応性を増すことがわかっ
ているため、応答軌跡の設計が可能である。この時の最
適制御入力は、 Ｕ0 ＝−ＫＸ ＝−Ｒ-1ＢT ＰＸ 但し、Ｋはフィードバック係数行列であり、Ｋ＝−Ｒ-1
ＢT Ｐである。また、Ｐは任意の２×２の対象行列でリ
カッチ方程式の解として求まることが一般的に知られて
いる。
のとき、Ｊを最小とする最適入力Ｕを求めればよい。サ
ーボ設計の際には、速応性パラメータとなる上記のＱの
重みを大きくすれば、応答の速応性を増すことがわかっ
ているため、応答軌跡の設計が可能である。この時の最
適制御入力は、 Ｕ0 ＝−ＫＸ ＝−Ｒ-1ＢT ＰＸ 但し、Ｋはフィードバック係数行列であり、Ｋ＝−Ｒ-1
ＢT Ｐである。また、Ｐは任意の２×２の対象行列でリ
カッチ方程式の解として求まることが一般的に知られて
いる。
【００１１】上記の設計手法を図２に記載の拡大１型サ
ーボ系に適用する。そして、前述のＫを図２の積分ゲイ
ンＧａおよびフィードバックゲインＦａに適用する。次
に、図２のシステムの極、つまり伝達関数の極を算出す
る。求めた極をｐ１，ｐ２，ｐ３とすると、これら極の
位置を複素平面で表すと、図３のようになる。低周波の
極ｐ１，ｐ２の周波数は例えば１０0 〜１０1 オーダー
であり、高周波の極ｐ３の周波数は例えば１０4 オーダ
ーである。この高周波の極ｐ３の値を虚軸に近づける、
つまり、図３の右側にシフトする操作を行ない、ｐ３’
とする。このとき、ｐ１，ｐ２，ｐ３’に極配置するた
めの状態フィードバック行列を図２の拡大系にて求め
る。極配置のためのコントローラのゲインＧａ，Ｆａの
算出は、伝達関数の係数比較や、Kausky.J等の方法、Ac
kermann 等の方法などを用いればよい。
ーボ系に適用する。そして、前述のＫを図２の積分ゲイ
ンＧａおよびフィードバックゲインＦａに適用する。次
に、図２のシステムの極、つまり伝達関数の極を算出す
る。求めた極をｐ１，ｐ２，ｐ３とすると、これら極の
位置を複素平面で表すと、図３のようになる。低周波の
極ｐ１，ｐ２の周波数は例えば１０0 〜１０1 オーダー
であり、高周波の極ｐ３の周波数は例えば１０4 オーダ
ーである。この高周波の極ｐ３の値を虚軸に近づける、
つまり、図３の右側にシフトする操作を行ない、ｐ３’
とする。このとき、ｐ１，ｐ２，ｐ３’に極配置するた
めの状態フィードバック行列を図２の拡大系にて求め
る。極配置のためのコントローラのゲインＧａ，Ｆａの
算出は、伝達関数の係数比較や、Kausky.J等の方法、Ac
kermann 等の方法などを用いればよい。
【００１２】極を操作した時のゲインＧａ，Ｆａの変化
の例を図４に示す。図４から明らかなように、極操作に
比例してコントローラのゲインＧａおよびＦａが小さく
なることがわかる。これは干渉トルクを低減するうえで
非常に重要な意味を持つ。図５は極と干渉トルクおよび
目標応答軌跡に対する誤差との関係を示したものであ
る。すなわち、極ｐ３の位置を低周波側にシフトする
と、干渉トルクが減少することが判る。したがって、ゲ
インＧａおよびＦａを小さくすることで、干渉トルクを
小さくすることができる。しかし、極の位置を低周波側
にシフトし過ぎる（ゲインＧａおよびＦａを小さくし過
ぎる）と、目標応答軌跡に対する誤差が大きくなる。こ
の現象は、極ｐ３が２００ｒａｄ／ｓｅｃ以下、つまり
フィードバックゲインＦａの符号の反転後に顕著とな
る。これは、フィードバックループが負帰還から正帰還
に推移するためである。そこで、この付近の極を最適値
として採用し、ＤＳＰ等のハードウエアを用いて実装す
れば、干渉トルクの低減化と目標応答軌跡精度とを両立
できる同期制御が可能となる。
の例を図４に示す。図４から明らかなように、極操作に
比例してコントローラのゲインＧａおよびＦａが小さく
なることがわかる。これは干渉トルクを低減するうえで
非常に重要な意味を持つ。図５は極と干渉トルクおよび
目標応答軌跡に対する誤差との関係を示したものであ
る。すなわち、極ｐ３の位置を低周波側にシフトする
と、干渉トルクが減少することが判る。したがって、ゲ
インＧａおよびＦａを小さくすることで、干渉トルクを
小さくすることができる。しかし、極の位置を低周波側
にシフトし過ぎる（ゲインＧａおよびＦａを小さくし過
ぎる）と、目標応答軌跡に対する誤差が大きくなる。こ
の現象は、極ｐ３が２００ｒａｄ／ｓｅｃ以下、つまり
フィードバックゲインＦａの符号の反転後に顕著とな
る。これは、フィードバックループが負帰還から正帰還
に推移するためである。そこで、この付近の極を最適値
として採用し、ＤＳＰ等のハードウエアを用いて実装す
れば、干渉トルクの低減化と目標応答軌跡精度とを両立
できる同期制御が可能となる。
【００１３】ここで、上記同期制御における最適パラメ
ータの決定方法を、図６にしたがって次に説明する。ま
ず、対象となる単軸システムへＭ系列信号を入力する
（ステップＳ１）。入力信号としては、この他に正弦
波，ランダム信号，ステップ信号，インパルス信号など
他の信号を用いてもよい。次に、単軸システムの状態方
程式（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）を算出する（ステップＳ２）。
次に、システムを拡大系に変換する（ステップＳ３）。
次に、Ｑ，Ｒパラメータを決定する（ステップＳ４）。
このパラメータは仕様の応答性により任意に設定すれば
よい。次に、ＬＱを用いて第１軸のコントローラの最適
パラメータ（Ｇａ，Ｆａ1 ，Ｆａ2 ）を決定する（ステ
ップＳ５）。次に、決定した系の極ｐ１，ｐ２，ｐ３を
算出する（ステップＳ６）。この時、負に最大の極（ｐ
max ) の値を調べる。次に、Ｎｅｗｔｏｎ法もしくは二
分法より、コントローラのフィードバックゲインＦａ1
またはＦａ2 が負帰還の範囲で小さい値を持つように、
最大の極（ｐmax ）の値を設定する（ステップＳ７）。
つまり、フィードバックゲインＦａ1またはＦａ2 の零
点を探すことで、ｐmax の値を決定する。次に、ステッ
プ６で求めた極指針にステップ７のｐmax 値を用いるこ
とにより、同期システムの極指針を完成する（ステップ
Ｓ８）。次に、ステップ８の極指針に対して、第２軸に
も同一の極ｐ１，ｐ２，ｐ３を極配置し、第２軸コント
ローラのパラメータ（Ｇａ，Ｆａ1 ，Ｆａ2 ）を決定す
る（ステップＳ９）。以上のようにして、第１軸と第２
軸の最適パラメータ（Ｇａ，Ｆａ1 ，Ｆａ2）の決定を
終了する。
ータの決定方法を、図６にしたがって次に説明する。ま
ず、対象となる単軸システムへＭ系列信号を入力する
（ステップＳ１）。入力信号としては、この他に正弦
波，ランダム信号，ステップ信号，インパルス信号など
他の信号を用いてもよい。次に、単軸システムの状態方
程式（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）を算出する（ステップＳ２）。
次に、システムを拡大系に変換する（ステップＳ３）。
次に、Ｑ，Ｒパラメータを決定する（ステップＳ４）。
このパラメータは仕様の応答性により任意に設定すれば
よい。次に、ＬＱを用いて第１軸のコントローラの最適
パラメータ（Ｇａ，Ｆａ1 ，Ｆａ2 ）を決定する（ステ
ップＳ５）。次に、決定した系の極ｐ１，ｐ２，ｐ３を
算出する（ステップＳ６）。この時、負に最大の極（ｐ
max ) の値を調べる。次に、Ｎｅｗｔｏｎ法もしくは二
分法より、コントローラのフィードバックゲインＦａ1
またはＦａ2 が負帰還の範囲で小さい値を持つように、
最大の極（ｐmax ）の値を設定する（ステップＳ７）。
つまり、フィードバックゲインＦａ1またはＦａ2 の零
点を探すことで、ｐmax の値を決定する。次に、ステッ
プ６で求めた極指針にステップ７のｐmax 値を用いるこ
とにより、同期システムの極指針を完成する（ステップ
Ｓ８）。次に、ステップ８の極指針に対して、第２軸に
も同一の極ｐ１，ｐ２，ｐ３を極配置し、第２軸コント
ローラのパラメータ（Ｇａ，Ｆａ1 ，Ｆａ2 ）を決定す
る（ステップＳ９）。以上のようにして、第１軸と第２
軸の最適パラメータ（Ｇａ，Ｆａ1 ，Ｆａ2）の決定を
終了する。
【００１４】図７は本発明をハードウエアに構成した具
体例を示し、図８は計算機上に実現されたサーボアルゴ
リズムを示す。なお、図１に示された干渉系機構と同一
部品には同一符号を付して説明を省略する。図７におい
て、コントローラ９は、ＤＳＰやマイコン等からなる計
算機本体１２と、計算機本体１２の指令信号をアナログ
信号に変換するＤ／Ａコンバータ１３，１４と、検出さ
れた電流値をデジタル信号に変換するＡ／コンバータ１
５，１６と、検出された速度値をデジタル信号に変換す
るＡ／コンバータ１７，１８と、検出された位置を計算
するカウンタ１９，２０とで構成されている。コントロ
ーラ９からの速度指令電圧がサーボアンプ１０，１１を
経てモータ１，２に送られる。モータ１，２の速度は検
出器５，６によって検出され、状態量１（速度）として
コントローラ９へ送られる。また、モータ１，２の位置
は検出器７，８で検出され、状態量２（位置）としてコ
ントローラ９へ送られる。
体例を示し、図８は計算機上に実現されたサーボアルゴ
リズムを示す。なお、図１に示された干渉系機構と同一
部品には同一符号を付して説明を省略する。図７におい
て、コントローラ９は、ＤＳＰやマイコン等からなる計
算機本体１２と、計算機本体１２の指令信号をアナログ
信号に変換するＤ／Ａコンバータ１３，１４と、検出さ
れた電流値をデジタル信号に変換するＡ／コンバータ１
５，１６と、検出された速度値をデジタル信号に変換す
るＡ／コンバータ１７，１８と、検出された位置を計算
するカウンタ１９，２０とで構成されている。コントロ
ーラ９からの速度指令電圧がサーボアンプ１０，１１を
経てモータ１，２に送られる。モータ１，２の速度は検
出器５，６によって検出され、状態量１（速度）として
コントローラ９へ送られる。また、モータ１，２の位置
は検出器７，８で検出され、状態量２（位置）としてコ
ントローラ９へ送られる。
【００１５】図８において、ステップ入力は、モータ１
側の引算器２１で位置信号と引算され、積分器２２、積
分ゲインＧａを経て、引算器２３に入力される。引算器
２３は積分出力からフィードバック信号を引算し、さら
に引算器２４で位置信号を引算したあと、制御対象へ出
力される。制御対象の位置信号は、換算係数２５を乗算
された後、引算器２１へ戻されるとともに、ベクトル化
手段２６へ入力される。また、制御対象の速度信号は、
換算係数２７を乗算された後、ベクトル化手段２６へ入
力される。位置信号と速度信号はベクトル化手段２６で
ベクトル化された後、フォードバックゲインＦａを乗算
されて引算器２３へ入力される。
側の引算器２１で位置信号と引算され、積分器２２、積
分ゲインＧａを経て、引算器２３に入力される。引算器
２３は積分出力からフィードバック信号を引算し、さら
に引算器２４で位置信号を引算したあと、制御対象へ出
力される。制御対象の位置信号は、換算係数２５を乗算
された後、引算器２１へ戻されるとともに、ベクトル化
手段２６へ入力される。また、制御対象の速度信号は、
換算係数２７を乗算された後、ベクトル化手段２６へ入
力される。位置信号と速度信号はベクトル化手段２６で
ベクトル化された後、フォードバックゲインＦａを乗算
されて引算器２３へ入力される。
【００１６】また、ステップ入力は、同じ方向に回転さ
せるための乗算器３０を経て、モータ２側の引算器３１
にも入力される。この引算器３１で位置信号と引算さ
れ、積分器３２、積分ゲインＧａを経て、引算器３３に
入力される。引算器３３は積分出力からフィードバック
信号を引算し、さらに引算器３４で位置信号を引算した
あと、制御対象へ出力される。制御対象の位置信号は、
換算係数３５を乗算された後、引算器３１へ戻されると
ともに、ベクトル化手段３６へ入力される。また、制御
対象の速度信号は、換算係数３７を乗算された後、ベク
トル化手段３６へ入力される。位置信号と速度信号はベ
クトル化手段３６でベクトル化された後、フォードバッ
クゲインＦａを乗算されて引算器３３へ入力される。
せるための乗算器３０を経て、モータ２側の引算器３１
にも入力される。この引算器３１で位置信号と引算さ
れ、積分器３２、積分ゲインＧａを経て、引算器３３に
入力される。引算器３３は積分出力からフィードバック
信号を引算し、さらに引算器３４で位置信号を引算した
あと、制御対象へ出力される。制御対象の位置信号は、
換算係数３５を乗算された後、引算器３１へ戻されると
ともに、ベクトル化手段３６へ入力される。また、制御
対象の速度信号は、換算係数３７を乗算された後、ベク
トル化手段３６へ入力される。位置信号と速度信号はベ
クトル化手段３６でベクトル化された後、フォードバッ
クゲインＦａを乗算されて引算器３３へ入力される。
【００１７】図９は本発明が適用される具体的な干渉型
機構の一例を示す。図において、４０，４１はモータで
あり、その回転軸にはボールネジ４２，４３が設けられ
ている。ボールネジ４２，４３はステージ４４に固定さ
れたナット４５，４６とそれぞれ螺合している。このよ
うな干渉型機構の場合、モータを２個使用することで高
推力による高速駆動が可能となるが、その反面、相互の
干渉トルクが内在するため、機構部（ボールネジ，ナッ
ト）へのストレスが大きく、寿命が短くなる。そこで、
モータ４０，４１の制御に本発明の同期制御を適用する
ことで、干渉トルクを低減しつつ高い目標軌跡応答を実
現できる。その他、本発明は任意の干渉型機構に適用で
きるものである。
機構の一例を示す。図において、４０，４１はモータで
あり、その回転軸にはボールネジ４２，４３が設けられ
ている。ボールネジ４２，４３はステージ４４に固定さ
れたナット４５，４６とそれぞれ螺合している。このよ
うな干渉型機構の場合、モータを２個使用することで高
推力による高速駆動が可能となるが、その反面、相互の
干渉トルクが内在するため、機構部（ボールネジ，ナッ
ト）へのストレスが大きく、寿命が短くなる。そこで、
モータ４０，４１の制御に本発明の同期制御を適用する
ことで、干渉トルクを低減しつつ高い目標軌跡応答を実
現できる。その他、本発明は任意の干渉型機構に適用で
きるものである。
【００１８】
【発明の効果】以上の説明で明らかなように、本発明に
よれば、目標応答軌跡を最適制御指標を用いて伝達関数
または状態方程式にて設計し、その伝達関数または状態
方程式へ単軸毎に極配置制御手法を用いて軌跡を合わせ
込むとともに、伝達関数の極の最も高周波の極を低周波
側に修正して、制御系のループゲインを小さくしたの
で、相互の干渉トルクを低減しつつ目標軌跡応答を任意
に実現できる。
よれば、目標応答軌跡を最適制御指標を用いて伝達関数
または状態方程式にて設計し、その伝達関数または状態
方程式へ単軸毎に極配置制御手法を用いて軌跡を合わせ
込むとともに、伝達関数の極の最も高周波の極を低周波
側に修正して、制御系のループゲインを小さくしたの
で、相互の干渉トルクを低減しつつ目標軌跡応答を任意
に実現できる。
【図１】本発明の原理を説明する干渉型機構の模擬装置
の一例である。
の一例である。
【図２】拡大１型サーボ系のブロック図である。
【図３】３次元モデルの極の位置を複素平面で表した図
である。
である。
【図４】極ｐ３を操作した時のゲインＧａ，Ｆａの変化
を示す表である。
を示す表である。
【図５】極と干渉トルクおよび目標応答軌跡に対する誤
差との関係を示した図である。
差との関係を示した図である。
【図６】本発明の同期制御における最適パラメータの決
定方法を示すフローチャート図である。
定方法を示すフローチャート図である。
【図７】本発明の同期制御方法をハードウエアに構成し
た具体例の回路図である。
た具体例の回路図である。
【図８】図７の計算機上に実現されたサーボアルゴリズ
ムを示すブロック図である。
ムを示すブロック図である。
【図９】本発明が適用される具体的な干渉型機構の一例
の概略平面図である。
の概略平面図である。
１，２ サーボモータ ３ トルク計 ４ 慣性負荷 ５，６ 速度検出器 ７，８ 位置検出器 ９ コントローラ
Claims (2)
- 【請求項１】２軸以上の駆動系が相互反力が作用し合う
関係で関連付けられた干渉型機構の同期制御方法であっ
て、 目標応答軌跡を最適制御指標を用いて伝達関数または状
態方程式にて設計し、 その伝達関数または状態方程式へ単軸毎に極配置制御手
法を用いて軌跡を合わせ込むとともに、 伝達関数または状態方程式の極の最も高周波の極を低周
波側に修正して、制御系のループゲインを小さくしたこ
とを特徴とする干渉型機構の同期制御方法。 - 【請求項２】極配置計算にて算出される状態量１または
状態量２のループゲインの符号の反転を指針として、高
周波の極を最適値に修正操作することを特徴とする請求
項１に記載の干渉型機構の同期制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9231690A JPH1169862A (ja) | 1997-08-12 | 1997-08-12 | 干渉型機構の同期制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9231690A JPH1169862A (ja) | 1997-08-12 | 1997-08-12 | 干渉型機構の同期制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1169862A true JPH1169862A (ja) | 1999-03-09 |
Family
ID=16927481
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9231690A Pending JPH1169862A (ja) | 1997-08-12 | 1997-08-12 | 干渉型機構の同期制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1169862A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106370779A (zh) * | 2015-07-20 | 2017-02-01 | 张殿国 | 基于近性干扰源和环境变化的测量偏差弥合方法 |
-
1997
- 1997-08-12 JP JP9231690A patent/JPH1169862A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106370779A (zh) * | 2015-07-20 | 2017-02-01 | 张殿国 | 基于近性干扰源和环境变化的测量偏差弥合方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040311 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070417 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070615 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20071204 |