JPH07327382A - 交流モータの制御方式 - Google Patents
交流モータの制御方式Info
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- JPH07327382A JPH07327382A JP6137867A JP13786794A JPH07327382A JP H07327382 A JPH07327382 A JP H07327382A JP 6137867 A JP6137867 A JP 6137867A JP 13786794 A JP13786794 A JP 13786794A JP H07327382 A JPH07327382 A JP H07327382A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電流ループへの状態フィードバックゲインを
改善した交流モータの制御方式を提供する。 【構成】 交流モータの電流ループへの電流指令に対し
て、交流モータに接続される負荷の状態量をフィードバ
ックを行う交流モータの制御において、フィードバック
を行う状態量として交流モータに流れる有効電流を用い
る。
改善した交流モータの制御方式を提供する。 【構成】 交流モータの電流ループへの電流指令に対し
て、交流モータに接続される負荷の状態量をフィードバ
ックを行う交流モータの制御において、フィードバック
を行う状態量として交流モータに流れる有効電流を用い
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流モータの制御方式
に関し、特に工作機械やロボット等の駆動源として使用
される交流モータの制御方式に関する。
に関し、特に工作機械やロボット等の駆動源として使用
される交流モータの制御方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】工作機械の送り軸やロボットのアーム等
はサーボ機構により制御されている。このサーボ機構に
おける制御では、交流モータの速度ループ制御や位置ル
ープ制御が行われており、例えば、速度ループのゲイン
を一定に保ち、機械的な共振を引き起こすゲインレベル
に対してある程度のマージンを持った値に設定し、ま
た、位置指令から位置検出器等で検出される位置を減じ
て位置偏差を求め、該位置偏差に位置ループゲインを乗
じて速度指令を求め、該速度指令から速度検出器等で検
出される実速度を減じて速度偏差を求め、その速度偏差
に速度ループゲインを乗じトルク指令（電流指令）を求
め、このトルク指令に基づいて交流モータを駆動するこ
とが、一般に行われている。また、この位置ループ制御
や速度ループに加えて、トルク指令に何らかの状態量を
フィードバックすることによって、モータに接続される
機械系の制御に状態フィードバック制御を用いて外乱抑
制性や振動抑制性を向上させることも行われている。こ
のトルク指令への状態フィードバック制御としては、例
えば、速度検出器によって検出したモータ速度を微分し
て機械系のイナーシャ項を乗ずることによってアーム等
の機械系に加えられたトルクを求め、そのトルク値とト
ルク指令との差を外乱としてトルク指令に戻す制御方式
や、オブザーバによってアーム等の機械系における速度
成分を求め、その値とモータ速度との差を捩れ量として
トルク指令に戻す制御方式が知られている。
はサーボ機構により制御されている。このサーボ機構に
おける制御では、交流モータの速度ループ制御や位置ル
ープ制御が行われており、例えば、速度ループのゲイン
を一定に保ち、機械的な共振を引き起こすゲインレベル
に対してある程度のマージンを持った値に設定し、ま
た、位置指令から位置検出器等で検出される位置を減じ
て位置偏差を求め、該位置偏差に位置ループゲインを乗
じて速度指令を求め、該速度指令から速度検出器等で検
出される実速度を減じて速度偏差を求め、その速度偏差
に速度ループゲインを乗じトルク指令（電流指令）を求
め、このトルク指令に基づいて交流モータを駆動するこ
とが、一般に行われている。また、この位置ループ制御
や速度ループに加えて、トルク指令に何らかの状態量を
フィードバックすることによって、モータに接続される
機械系の制御に状態フィードバック制御を用いて外乱抑
制性や振動抑制性を向上させることも行われている。こ
のトルク指令への状態フィードバック制御としては、例
えば、速度検出器によって検出したモータ速度を微分し
て機械系のイナーシャ項を乗ずることによってアーム等
の機械系に加えられたトルクを求め、そのトルク値とト
ルク指令との差を外乱としてトルク指令に戻す制御方式
や、オブザーバによってアーム等の機械系における速度
成分を求め、その値とモータ速度との差を捩れ量として
トルク指令に戻す制御方式が知られている。
【０００３】図５は、サーボモータの制御系の構成図で
あり、電流ループ、及び速度ループを示している。図５
において、Ｋ１は速度制御部における積分ゲイン、Ｋ２
は比例ゲイン、Ｋｔはモータのトルク定数、Ｊｍはモー
タのイナーシャ、Ｊｌはバネ・ダンパを介してモータに
接続される負荷のイナーシャ、Ｄｍはダンピング定数、
Ｋｍはバネ定数であり、モータと負荷の間の捩れ量，捩
れ速度を状態フィードバック量とし電流ループのトルク
指令（電流指令）にフィードバックしている。この状態
フィードバック量としては、オブザーバにより求めた捩
れ量及び捩れ速度にそれぞれ係数Ｋ３，Ｋ４を乗算した
ものを用いている。
あり、電流ループ、及び速度ループを示している。図５
において、Ｋ１は速度制御部における積分ゲイン、Ｋ２
は比例ゲイン、Ｋｔはモータのトルク定数、Ｊｍはモー
タのイナーシャ、Ｊｌはバネ・ダンパを介してモータに
接続される負荷のイナーシャ、Ｄｍはダンピング定数、
Ｋｍはバネ定数であり、モータと負荷の間の捩れ量，捩
れ速度を状態フィードバック量とし電流ループのトルク
指令（電流指令）にフィードバックしている。この状態
フィードバック量としては、オブザーバにより求めた捩
れ量及び捩れ速度にそれぞれ係数Ｋ３，Ｋ４を乗算した
ものを用いている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
交流モータの制御方式では、電流ループの位相特性等に
問題点がある。従来の交流モータの制御方式は、電流ル
ープの帯域を充分に高いものと見なし、電流ループへの
電流指令Ｉｒ’の分だけモータへ電流が流れるものと仮
定して状態フィードバックを行っているが、実際にはこ
の電流ループの帯域には限度があり、電流ループを経て
出力される電流Ｉｙは電流指令Ｉｒ’に対して電流ルー
プの遅れの分だけ状態量の位相も遅れる。そのため状態
フィードバックゲインを大きく取るほど狙った極配置か
らのずれも大きくなるのでその大きさにも限度があり、
制御対象の帯域向上が制限されることにもなる。
交流モータの制御方式では、電流ループの位相特性等に
問題点がある。従来の交流モータの制御方式は、電流ル
ープの帯域を充分に高いものと見なし、電流ループへの
電流指令Ｉｒ’の分だけモータへ電流が流れるものと仮
定して状態フィードバックを行っているが、実際にはこ
の電流ループの帯域には限度があり、電流ループを経て
出力される電流Ｉｙは電流指令Ｉｒ’に対して電流ルー
プの遅れの分だけ状態量の位相も遅れる。そのため状態
フィードバックゲインを大きく取るほど狙った極配置か
らのずれも大きくなるのでその大きさにも限度があり、
制御対象の帯域向上が制限されることにもなる。
【０００５】例えば、電流ループへの電流指令をＩ
ｒ’、出力をＩｙとおき、電流ループの伝達関数Ｉｙ／
Ｉｒ’をほぼ１と見なせる場合には、電流指令Ｉｒ’か
らモータの加速度ａｙまでの伝達関数ａｙ／Ｉｒ’は、 ａｙ／Ｉｒ’≒ａｙ／Ｉｙ ＝｛Ｋｔ／（Ｊｍ＋Ｊｌ）｝・ 〔（Ｊｌｓ2 ＋Ｄｍｓ＋Ｋｍ）／｛（Ｊｍ・Ｊｌ）ｓ2 ／ （Ｊｍ＋Ｊ）＋Ｄｍｓ＋Ｋｍ｝〕 …（１） で表される。これに対して、実際の電流ループの伝達関
数Ｉｙ／Ｉｒ’は、例えば、 Ｉｙ／Ｉｒ’＝Ｂ／（ｓ2 ＋Ａｓ＋Ｂ） …（２） により表され、このときには電流指令Ｉｒ’からモータ
の加速度ａｙまでの伝達関数ａｙ／Ｉｒは、 ａｙ／Ｉｒ’＝｛Ｋｔ／（Ｊｍ＋Ｊｌ）｝・ ｛Ｂ／（ｓ2 ＋Ａｓ＋Ｂ）｝・ 〔（Ｊｌｓ2 ＋Ｄｍｓ＋Ｋｍ）／｛（Ｊｍ・Ｊｌ）ｓ2 ／ （Ｊｍ＋Ｊ）＋Ｄｍｓ＋Ｋｍ｝〕 …（３） となり、電流ループによる１／（ｓ2 ＋Ａｓ＋Ｂ）の項
によって位相遅れが生じる。そこで、本発明は前記した
従来の問題点を解決して、電流指令への状態フィードバ
ックゲインを改善した交流モータの制御方式を提供する
ことを目的とする。
ｒ’、出力をＩｙとおき、電流ループの伝達関数Ｉｙ／
Ｉｒ’をほぼ１と見なせる場合には、電流指令Ｉｒ’か
らモータの加速度ａｙまでの伝達関数ａｙ／Ｉｒ’は、 ａｙ／Ｉｒ’≒ａｙ／Ｉｙ ＝｛Ｋｔ／（Ｊｍ＋Ｊｌ）｝・ 〔（Ｊｌｓ2 ＋Ｄｍｓ＋Ｋｍ）／｛（Ｊｍ・Ｊｌ）ｓ2 ／ （Ｊｍ＋Ｊ）＋Ｄｍｓ＋Ｋｍ｝〕 …（１） で表される。これに対して、実際の電流ループの伝達関
数Ｉｙ／Ｉｒ’は、例えば、 Ｉｙ／Ｉｒ’＝Ｂ／（ｓ2 ＋Ａｓ＋Ｂ） …（２） により表され、このときには電流指令Ｉｒ’からモータ
の加速度ａｙまでの伝達関数ａｙ／Ｉｒは、 ａｙ／Ｉｒ’＝｛Ｋｔ／（Ｊｍ＋Ｊｌ）｝・ ｛Ｂ／（ｓ2 ＋Ａｓ＋Ｂ）｝・ 〔（Ｊｌｓ2 ＋Ｄｍｓ＋Ｋｍ）／｛（Ｊｍ・Ｊｌ）ｓ2 ／ （Ｊｍ＋Ｊ）＋Ｄｍｓ＋Ｋｍ｝〕 …（３） となり、電流ループによる１／（ｓ2 ＋Ａｓ＋Ｂ）の項
によって位相遅れが生じる。そこで、本発明は前記した
従来の問題点を解決して、電流指令への状態フィードバ
ックゲインを改善した交流モータの制御方式を提供する
ことを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、交流モータの
電流ループへの電流指令に対して交流モータに接続され
る負荷の状態量をフィードバックを行うことにより交流
モータを制御する制御方式において、フィードバックを
行う状態量として交流モータに流れる有効電流を付加す
ることにより、前記目的を達成するものである。本発明
の制御方式において、交流モータの電流ループへの電流
指令に対してフィードバックする負荷の状態量として、
例えばモータと負荷の間の捩れ量，捩れ速度を用いるこ
とができる。この場合には、電流とモータ速度からオブ
ザーバを介して捩れ量，捩れ速度等を求め、この値をフ
ィードバック量として電流ループの電流指令に戻すフィ
ードバック制御を行う交流モータにを適用することがで
きるものである。そして、本発明の特徴はこの電流ルー
プにおいて、電流ループの電流指令へのフィードバック
量として、前記した状態量に加えて交流モータに流れる
有効電流を付加するものであり、該有効電流は、交流モ
ータの各相の実電流及びロータの位相からｄ−ｑ変換し
て求められるｑ相電流を用いることができる。
電流ループへの電流指令に対して交流モータに接続され
る負荷の状態量をフィードバックを行うことにより交流
モータを制御する制御方式において、フィードバックを
行う状態量として交流モータに流れる有効電流を付加す
ることにより、前記目的を達成するものである。本発明
の制御方式において、交流モータの電流ループへの電流
指令に対してフィードバックする負荷の状態量として、
例えばモータと負荷の間の捩れ量，捩れ速度を用いるこ
とができる。この場合には、電流とモータ速度からオブ
ザーバを介して捩れ量，捩れ速度等を求め、この値をフ
ィードバック量として電流ループの電流指令に戻すフィ
ードバック制御を行う交流モータにを適用することがで
きるものである。そして、本発明の特徴はこの電流ルー
プにおいて、電流ループの電流指令へのフィードバック
量として、前記した状態量に加えて交流モータに流れる
有効電流を付加するものであり、該有効電流は、交流モ
ータの各相の実電流及びロータの位相からｄ−ｑ変換し
て求められるｑ相電流を用いることができる。
【０００７】
【作用】本発明によれば、交流モータのフィードバック
制御方式において、交流モータの負荷側の速度を検出
し、その速度と電流指令とからオブザーバを介して得ら
れる捩れ量，捩れ速度等の状態量をフィードバックする
とともに、交流モータの各相の実電流及びロータの位相
からｄ−ｑ変換して求められるｑ相電流を交流モータの
有効電流成分として電流ループへの電流指令にフィード
バックすることにより、電流ループによる状態フィード
バックの位相遅れを減少させ、これによって、状態フィ
ードバックのゲインを向上させる。この、状態フィード
バックのゲイン向上は、交流モータによる制御対象にお
ける周波数応答の帯域を延ばすことができる。
制御方式において、交流モータの負荷側の速度を検出
し、その速度と電流指令とからオブザーバを介して得ら
れる捩れ量，捩れ速度等の状態量をフィードバックする
とともに、交流モータの各相の実電流及びロータの位相
からｄ−ｑ変換して求められるｑ相電流を交流モータの
有効電流成分として電流ループへの電流指令にフィード
バックすることにより、電流ループによる状態フィード
バックの位相遅れを減少させ、これによって、状態フィ
ードバックのゲインを向上させる。この、状態フィード
バックのゲイン向上は、交流モータによる制御対象にお
ける周波数応答の帯域を延ばすことができる。
【０００８】
【実施例】以下、本発明の実施例を図を参照しながら詳
細に説明するが、本発明は実施例に限定されるものでは
ない。 （本発明を適用する交流モータの構成例）はじめに、本
発明を適用する交流モータの構成例を図３を用いて説明
する。図３は、本発明の一実施例を実施する交流モータ
のデジタルサーボ系の要部ブロック図であり、符号１０
はコンピータ内蔵の数値制御装置（ＣＮＣ）、符号１１
はＲＡＭで構成され、ＣＮＣ１０及びデジタルサーボ回
路１２のプロセッサから共にアクセスできる共有メモリ
である。符号１２はプロセッサ、ＲＡＭ，ＲＯＭ等で構
成されサーボ処理を行うデジタルサーボ回路である。ま
た、符号１３はサーボモータを構成する交流モータで、
符号１４は該交流モータに取り付けられ速度等の状態量
を検出するパルスコーダ等の検出器である。なお、この
図３に示すデジタルサーボ系の構成は、従来から周知で
あるのでその詳細は省略する。ＣＮＣ１０は位置、速度
処理周期毎、移動指令を共有ＲＡＭ１１に出力し、デジ
タルサーボ回路１２のプロセッサは、共有ＲＡＭ１１か
らこの移動指令を読み取り、読み取った移動指令とパル
スコーダ１４からのフィードバックパルスに基づいて位
置、速度制御周期毎にサーボ制御処理を行う。
細に説明するが、本発明は実施例に限定されるものでは
ない。 （本発明を適用する交流モータの構成例）はじめに、本
発明を適用する交流モータの構成例を図３を用いて説明
する。図３は、本発明の一実施例を実施する交流モータ
のデジタルサーボ系の要部ブロック図であり、符号１０
はコンピータ内蔵の数値制御装置（ＣＮＣ）、符号１１
はＲＡＭで構成され、ＣＮＣ１０及びデジタルサーボ回
路１２のプロセッサから共にアクセスできる共有メモリ
である。符号１２はプロセッサ、ＲＡＭ，ＲＯＭ等で構
成されサーボ処理を行うデジタルサーボ回路である。ま
た、符号１３はサーボモータを構成する交流モータで、
符号１４は該交流モータに取り付けられ速度等の状態量
を検出するパルスコーダ等の検出器である。なお、この
図３に示すデジタルサーボ系の構成は、従来から周知で
あるのでその詳細は省略する。ＣＮＣ１０は位置、速度
処理周期毎、移動指令を共有ＲＡＭ１１に出力し、デジ
タルサーボ回路１２のプロセッサは、共有ＲＡＭ１１か
らこの移動指令を読み取り、読み取った移動指令とパル
スコーダ１４からのフィードバックパルスに基づいて位
置、速度制御周期毎にサーボ制御処理を行う。
【０００９】（本発明の構成例）次に、前記構成の交流
モータの制御系において、本発明の電流ループを主とす
る制御系の構成について、図１及び図２を用いて説明す
る。図１は電流ループを主とする制御系の概略図であ
り、図２は該制御系のブロック構成図である。図１は、
電流指令Ｉｒを受ける電流ループ１から交流モータ２
（以下、モータという）及び機械系３までの構成を示し
ている。電流ループ１は電流指令Ｉｒ’を受け、モータ
２に供給する電流指令Ｉｙを出力するループであり、モ
ータ２から電流ループ１に対して３相電流のフィードバ
ックが行われている。モータ２はトルク定数Ｋｔを持
ち、電流指令Ｉｙによるトルクτを機械系３に供給す
る。機械系３は、例えばバネ要素・ダンパ要素を含む振
動系により構成することができる。上記構成の機械系に
接続された交流モータにおいて、機械系３からの状態フ
ィードバックは、その速度ｖｙを状態フィードバックブ
ロック４を介して電流指令Ｉｒに戻すことによってフィ
ードバック制御を行っている。この状態フィードバック
ブロック４における状態量の検出ではオブザーバ４−１
を用いている。このオブザーバは、有効電流Ｉｑと機械
系３からの速度ｖｙを入力とする従来と同様のオブザー
バにより構成することができる。状態フィードバックブ
ロック４においては、このオブザーバ４−１から求めた
捩れ量、及び捩れ速度にそれぞれゲイン項４−２，４−
３の係数Ｋ３，及びＫ４を乗じ、電流指令Ｉｒに符号を
逆転して戻すことによりフィードバックを行っている。
モータの制御系において、本発明の電流ループを主とす
る制御系の構成について、図１及び図２を用いて説明す
る。図１は電流ループを主とする制御系の概略図であ
り、図２は該制御系のブロック構成図である。図１は、
電流指令Ｉｒを受ける電流ループ１から交流モータ２
（以下、モータという）及び機械系３までの構成を示し
ている。電流ループ１は電流指令Ｉｒ’を受け、モータ
２に供給する電流指令Ｉｙを出力するループであり、モ
ータ２から電流ループ１に対して３相電流のフィードバ
ックが行われている。モータ２はトルク定数Ｋｔを持
ち、電流指令Ｉｙによるトルクτを機械系３に供給す
る。機械系３は、例えばバネ要素・ダンパ要素を含む振
動系により構成することができる。上記構成の機械系に
接続された交流モータにおいて、機械系３からの状態フ
ィードバックは、その速度ｖｙを状態フィードバックブ
ロック４を介して電流指令Ｉｒに戻すことによってフィ
ードバック制御を行っている。この状態フィードバック
ブロック４における状態量の検出ではオブザーバ４−１
を用いている。このオブザーバは、有効電流Ｉｑと機械
系３からの速度ｖｙを入力とする従来と同様のオブザー
バにより構成することができる。状態フィードバックブ
ロック４においては、このオブザーバ４−１から求めた
捩れ量、及び捩れ速度にそれぞれゲイン項４−２，４−
３の係数Ｋ３，及びＫ４を乗じ、電流指令Ｉｒに符号を
逆転して戻すことによりフィードバックを行っている。
【００１０】本発明の制御においては、前記状態フィー
ドバックとともに補償フィードバックブロック５を有し
ている。この補償フィードバックブロック５は、電流１
の持つ遅れ特性による状態フィードバックに生じる遅れ
特性を補償するものであり、図１に示す実施例の構成で
はｄ−ｑ変換を用いた有効電流Ｉｑの電流ループへのフ
ィードバックを行うものである。補償フィードバックブ
ロック５は、モータ２から電流ループ１への３相電流の
フィードバック値を入力とし有効電流Ｉｑを出力するｄ
−ｑ変換５−１と、この有効電流Ｉｑに係数Ｋ５を乗ず
るゲイン項５−２と、有効電流Ｉｑを微分する微分項５
−４と、該微分項５−４の出力に係数Ｋ６を乗ずるゲイ
ン項５−３とを備え、ゲイン項５−２，及び５−３から
の出力の加算値を電流指令Ｉｒに符号を逆転して戻すこ
とにより補償フィードバックを行っている。
ドバックとともに補償フィードバックブロック５を有し
ている。この補償フィードバックブロック５は、電流１
の持つ遅れ特性による状態フィードバックに生じる遅れ
特性を補償するものであり、図１に示す実施例の構成で
はｄ−ｑ変換を用いた有効電流Ｉｑの電流ループへのフ
ィードバックを行うものである。補償フィードバックブ
ロック５は、モータ２から電流ループ１への３相電流の
フィードバック値を入力とし有効電流Ｉｑを出力するｄ
−ｑ変換５−１と、この有効電流Ｉｑに係数Ｋ５を乗ず
るゲイン項５−２と、有効電流Ｉｑを微分する微分項５
−４と、該微分項５−４の出力に係数Ｋ６を乗ずるゲイ
ン項５−３とを備え、ゲイン項５−２，及び５−３から
の出力の加算値を電流指令Ｉｒに符号を逆転して戻すこ
とにより補償フィードバックを行っている。
【００１１】前記補償フィードバックにおけるｄ−ｑ変
換は、３相交流座標系から２相交流座標系を経て回転座
標系に変換するものであり、一般にｄ軸を磁界の作る磁
束の方向にとっている。ここで、例えば、θをロータの
電気角とし交流モータの各相の電流の内の２相の電流を
Ｉｕ，Ｉｖとすると、ｄ−ｑ変換５−１は、以下に示す
式（４）により有効電流Ｉｑを出力する。
換は、３相交流座標系から２相交流座標系を経て回転座
標系に変換するものであり、一般にｄ軸を磁界の作る磁
束の方向にとっている。ここで、例えば、θをロータの
電気角とし交流モータの各相の電流の内の２相の電流を
Ｉｕ，Ｉｖとすると、ｄ−ｑ変換５−１は、以下に示す
式（４）により有効電流Ｉｑを出力する。
【００１２】 Ｉｑ＝Ｉｕ・ｃｏｓ（θ＋π／３）＋Ｉｖ・ｃｏｓθ …（４） このｄ−ｑ変換による有効電流Ｉｑの演算，ゲイン項５
−２による該有効電流Ｉｑに対する係数Ｋ５の乗算，微
分項５−４による該有効電流Ｉｑの微分，及びゲイン項
５−３による該微分値に対する係数Ｋ６の乗算は図示し
ない演算処理回路により行うことができ、該演算処理回
路は交流モータを制御するデジタル制御回路１２中のＣ
ＰＵあるいは専用の処理回路により行うことができる。
−２による該有効電流Ｉｑに対する係数Ｋ５の乗算，微
分項５−４による該有効電流Ｉｑの微分，及びゲイン項
５−３による該微分値に対する係数Ｋ６の乗算は図示し
ない演算処理回路により行うことができ、該演算処理回
路は交流モータを制御するデジタル制御回路１２中のＣ
ＰＵあるいは専用の処理回路により行うことができる。
【００１３】図１に示す制御系の概略図に従って該制御
系のブロック構成図を図２に示す。図２においては、速
度ループ及び電流ループについて示し、位置ループにつ
いては省略して示している。図２において、符号１は電
流ループ、符号２はトルク係数Ｋｔのモータ、符号３−
１及び符号３−２は機械系３のイナーシャ，及び積分項
であり、符号６は速度ループの積分ゲインＫ１、符号７
は速度ループの比例ゲインである。そして、図１と同様
にオブザーバ４，係数Ｋ３のゲイン項４−２，係数Ｋ４
のゲイン項４−３により状態フィードバックブロック４
を構成し、ｄ−ｑ変換５−１，係数Ｋ５のゲイン項５−
２，係数Ｋ６のゲイン項５−３，及び微分項５−４によ
り補償フィードバックブロック５を構成している。図２
のブロック構成図において、電流ループの伝達関数Ｉｙ
／Ｉｒ’が前記式（２）に示すようにＩｙ／Ｉｒ’＝Ｂ
／（ｓ2 ＋Ａｓ＋Ｂ）で表されるとすると、このときの
電流指令Ｉｒから負荷の加速度ａｗまでの伝達関数ａｗ
／Ｉｒは以下の式（５）により表される。
系のブロック構成図を図２に示す。図２においては、速
度ループ及び電流ループについて示し、位置ループにつ
いては省略して示している。図２において、符号１は電
流ループ、符号２はトルク係数Ｋｔのモータ、符号３−
１及び符号３−２は機械系３のイナーシャ，及び積分項
であり、符号６は速度ループの積分ゲインＫ１、符号７
は速度ループの比例ゲインである。そして、図１と同様
にオブザーバ４，係数Ｋ３のゲイン項４−２，係数Ｋ４
のゲイン項４−３により状態フィードバックブロック４
を構成し、ｄ−ｑ変換５−１，係数Ｋ５のゲイン項５−
２，係数Ｋ６のゲイン項５−３，及び微分項５−４によ
り補償フィードバックブロック５を構成している。図２
のブロック構成図において、電流ループの伝達関数Ｉｙ
／Ｉｒ’が前記式（２）に示すようにＩｙ／Ｉｒ’＝Ｂ
／（ｓ2 ＋Ａｓ＋Ｂ）で表されるとすると、このときの
電流指令Ｉｒから負荷の加速度ａｗまでの伝達関数ａｗ
／Ｉｒは以下の式（５）により表される。
【００１４】 ａｗ／Ｉｒ＝｛Ｋｔ／（Ｊｍ＋Ｊｌ）｝・ ［Ｂ・（Ｄｍｓ＋Ｋｍ）／ 〔｛ｓ2 ＋（Ａ＋Ｋ６・Ｂ）ｓ＋（Ｂ＋Ｋ５・Ｂ）｝・ ｛Ｊｍ・Ｊｌｓ2 ／（Ｊｍ＋Ｊｌ）＋Ｄｍｓ＋Ｋｍ｝ ＋Ｊｌ・（Ｋ４・Ｋｔ・Ｂｓ＋Ｋ３・Ｋｔ・Ｂ）／（Ｊｍ＋Ｊｌ） …（５） （本発明の作用例１）次に、本発明の実施例の作用例１
について説明する。本発明の実施例においては、制御系
の構成上においてこの補償フィードバックブロック５を
付加することにより、フィードバックする状態量に有効
電流を付加し、この有効電流の付加によって伝達関数中
の分母を補正して電流ループの持つ伝達関数の遅れ分を
補償するものである。この補償フィードバックブロック
５による電流ループの持つ伝達関数の遅れ分の補償は、
例えば、補償フィードバックブロック５中のフィードバ
ックゲインＫ５及びＫ６の値を定めることにより行うこ
とができる。以下、図４のフローチャートに従って、式
（５）で表される伝達関数中のフィードバックゲインＫ
５，Ｋ６を求める手順について説明する。なお、図４フ
ローチャートにおいては、ステップＳの符号を用いて説
明する。
について説明する。本発明の実施例においては、制御系
の構成上においてこの補償フィードバックブロック５を
付加することにより、フィードバックする状態量に有効
電流を付加し、この有効電流の付加によって伝達関数中
の分母を補正して電流ループの持つ伝達関数の遅れ分を
補償するものである。この補償フィードバックブロック
５による電流ループの持つ伝達関数の遅れ分の補償は、
例えば、補償フィードバックブロック５中のフィードバ
ックゲインＫ５及びＫ６の値を定めることにより行うこ
とができる。以下、図４のフローチャートに従って、式
（５）で表される伝達関数中のフィードバックゲインＫ
５，Ｋ６を求める手順について説明する。なお、図４フ
ローチャートにおいては、ステップＳの符号を用いて説
明する。
【００１５】ステップＳ１：はじめに、図１，図２に示
す交流モータの制御系において、電流ループ、ブロック
５を無視して決めたゲインを用いて周波数応答を求め、
その周波数特性及び系の安定性を検討する。周波数特性
及び系の安定性が電流ループの遅れにもかかわらず許容
範囲にある場合には、本発明による補償フィードバック
ブロック５中のフィードバックゲインＫ５及びＫ６の値
を定める必要がない。一方、周波数特性及び系の安定性
が電流ループの遅れにより許容範囲を満足しない場合に
は、以下に示す工程によってフィードバックゲインＫ５
及びＫ６の値を定める。 ステップＳ２：実際の電流ループの伝達関数Ｉｙ／Ｉ
ｒ’を求め、その伝達関数が前記式（２）によって表さ
れる場合の各係数Ａ，Ｂを求める。 ステップＳ３：交流モータ及び機械系を含む系におい
て、電流指令Ｉｒから加速度ａｗまでの伝達関数ａｗ／
Ｉｒにおいて、所望の特性のものを定める。 ステップＳ４：周波数特性において、特にその系の安定
性は伝達関数の分母により定められる。そこで、所望と
する周波数特性を表す伝達関数の分母をあらかじめ求め
ておき、その分母と電流ループ・ブロック５を考慮に入
れた場合の伝達関数の分母とを比較する。この分母の比
較によって係数Ｋ３，Ｋ４，Ｋ５，及びＫ６の値を定め
ることになる。
す交流モータの制御系において、電流ループ、ブロック
５を無視して決めたゲインを用いて周波数応答を求め、
その周波数特性及び系の安定性を検討する。周波数特性
及び系の安定性が電流ループの遅れにもかかわらず許容
範囲にある場合には、本発明による補償フィードバック
ブロック５中のフィードバックゲインＫ５及びＫ６の値
を定める必要がない。一方、周波数特性及び系の安定性
が電流ループの遅れにより許容範囲を満足しない場合に
は、以下に示す工程によってフィードバックゲインＫ５
及びＫ６の値を定める。 ステップＳ２：実際の電流ループの伝達関数Ｉｙ／Ｉ
ｒ’を求め、その伝達関数が前記式（２）によって表さ
れる場合の各係数Ａ，Ｂを求める。 ステップＳ３：交流モータ及び機械系を含む系におい
て、電流指令Ｉｒから加速度ａｗまでの伝達関数ａｗ／
Ｉｒにおいて、所望の特性のものを定める。 ステップＳ４：周波数特性において、特にその系の安定
性は伝達関数の分母により定められる。そこで、所望と
する周波数特性を表す伝達関数の分母をあらかじめ求め
ておき、その分母と電流ループ・ブロック５を考慮に入
れた場合の伝達関数の分母とを比較する。この分母の比
較によって係数Ｋ３，Ｋ４，Ｋ５，及びＫ６の値を定め
ることになる。
【００１６】ステップＳ４：前記工程における伝達関数
の分母の比較によって、補償フィードバックゲインの係
数Ｋ３，Ｋ４，Ｋ５，及びＫ６の値を求める。ここで、
電流指令から加速度までの所望とする伝達関数の分母と
して、例えば、時定数δ＝４．５５×１０-3として、電
流ループへの電流指令から制御対象の作業端の分母を
（１＋δｓ＋０．５δ2 ｓ2 ＋０．１５δ3 ｓ3 ＋０．
０３δ4ｓ4 ・・・）を用いると、この分母と式（５）
の分母｛ｓ2 ＋（Ａ＋Ｋ６・Ｂ）ｓ＋（Ｂ＋Ｋ５・
Ｂ）｝・｛Ｊｍ・Ｊｌｓ2 ＋（Ｊｍ＋Ｊｌ）・（Ｄｍｓ
＋Ｋｍ）｝＋Ｊｌ・Ｋｔ・Ｂ・（Ｋ４ｓ＋Ｋ３）との係
数を比較して得られる。 １／０．０３δ4 ＝｛（Ｊｍ＋Ｊｌ）・Ｋｍ・（Ｂ＋Ｋ５・Ｂ）＋ Ｊｌ・Ｋｔ・Ｂ・Ｋ３｝／（Ｊｍ・Ｊｌ） …（６） １／０．０３δ3 ＝｛（Ｊｍ＋Ｊｌ）・Ｋｍ・（Ａ＋Ｋ６・Ｂ）＋ （Ｊｍ＋Ｊｌ）・Ｄｍ・（Ｂ＋Ｋ５・Ｂ）＋ Ｊｌ・Ｋｔ・Ｂ・Ｋ４｝／（Ｊｍ・Ｊｌ）…（７） １／０．０６δ2 ＝｛（Ｊｍ＋Ｊｌ）・Ｋｍ＋（Ｊｍ＋Ｊｌ）・Ｄｍ・ （Ａ＋Ｋ６・Ｂ）＋Ｊｍ・Ｊｌ・（Ｂ＋Ｋ５・Ｂ）／ （Ｊｍ・Ｊｌ） …（８） ５／δ＝｛（Ｊｍ＋Ｊｌ）・Ｄｍ＋Ｊｍ・Ｊｌ・Ａ＋ Ｊｍ・Ｊｌ・Ｂ・Ｋ６／（Ｊｍ・Ｊｌ） …（９） 等の連立方程式を解くことにより、Ｋ３，Ｋ４，Ｋ５，
及びＫ６の値を求めることができる。
の分母の比較によって、補償フィードバックゲインの係
数Ｋ３，Ｋ４，Ｋ５，及びＫ６の値を求める。ここで、
電流指令から加速度までの所望とする伝達関数の分母と
して、例えば、時定数δ＝４．５５×１０-3として、電
流ループへの電流指令から制御対象の作業端の分母を
（１＋δｓ＋０．５δ2 ｓ2 ＋０．１５δ3 ｓ3 ＋０．
０３δ4ｓ4 ・・・）を用いると、この分母と式（５）
の分母｛ｓ2 ＋（Ａ＋Ｋ６・Ｂ）ｓ＋（Ｂ＋Ｋ５・
Ｂ）｝・｛Ｊｍ・Ｊｌｓ2 ＋（Ｊｍ＋Ｊｌ）・（Ｄｍｓ
＋Ｋｍ）｝＋Ｊｌ・Ｋｔ・Ｂ・（Ｋ４ｓ＋Ｋ３）との係
数を比較して得られる。 １／０．０３δ4 ＝｛（Ｊｍ＋Ｊｌ）・Ｋｍ・（Ｂ＋Ｋ５・Ｂ）＋ Ｊｌ・Ｋｔ・Ｂ・Ｋ３｝／（Ｊｍ・Ｊｌ） …（６） １／０．０３δ3 ＝｛（Ｊｍ＋Ｊｌ）・Ｋｍ・（Ａ＋Ｋ６・Ｂ）＋ （Ｊｍ＋Ｊｌ）・Ｄｍ・（Ｂ＋Ｋ５・Ｂ）＋ Ｊｌ・Ｋｔ・Ｂ・Ｋ４｝／（Ｊｍ・Ｊｌ）…（７） １／０．０６δ2 ＝｛（Ｊｍ＋Ｊｌ）・Ｋｍ＋（Ｊｍ＋Ｊｌ）・Ｄｍ・ （Ａ＋Ｋ６・Ｂ）＋Ｊｍ・Ｊｌ・（Ｂ＋Ｋ５・Ｂ）／ （Ｊｍ・Ｊｌ） …（８） ５／δ＝｛（Ｊｍ＋Ｊｌ）・Ｄｍ＋Ｊｍ・Ｊｌ・Ａ＋ Ｊｍ・Ｊｌ・Ｂ・Ｋ６／（Ｊｍ・Ｊｌ） …（９） 等の連立方程式を解くことにより、Ｋ３，Ｋ４，Ｋ５，
及びＫ６の値を求めることができる。
【００１７】そして、この求めた補償フィードバックゲ
インの係数Ｋ５及びＫ６の値を、補償フィードバックブ
ロック５中に設定する。これにより、有効電流をフィー
ドバックする状態量として電流ループによる位相遅れの
分を補償することができる。
インの係数Ｋ５及びＫ６の値を、補償フィードバックブ
ロック５中に設定する。これにより、有効電流をフィー
ドバックする状態量として電流ループによる位相遅れの
分を補償することができる。
【００１８】図６の（ａ），（ｂ）は本発明の制御方式
である交流モータに流れる有効電流を付加した状態フィ
ードバックを行わない場合における、電流指令から状態
フィードバックまでの開回路でのゲインと位相を示す図
であり、また、図７の（ａ），（ｂ）は本発明の制御方
式である交流モータに流れる有効電流を付加した状態フ
ィードバックを行う場合における、電流指令から状態フ
ィードバックまでの開回路でのゲインと位相を示す図で
ある。図６と図７の比較から、本発明の交流モータの制
御方式によれば、ゲインが１以上のときの位相遅れを１
８０°内に収めることができる。つまり、従来の方法に
比べて位相遅れを減少させることができ、また、逆に同
様の位相遅れに対して状態フィードバックゲインを高め
ることもできる。
である交流モータに流れる有効電流を付加した状態フィ
ードバックを行わない場合における、電流指令から状態
フィードバックまでの開回路でのゲインと位相を示す図
であり、また、図７の（ａ），（ｂ）は本発明の制御方
式である交流モータに流れる有効電流を付加した状態フ
ィードバックを行う場合における、電流指令から状態フ
ィードバックまでの開回路でのゲインと位相を示す図で
ある。図６と図７の比較から、本発明の交流モータの制
御方式によれば、ゲインが１以上のときの位相遅れを１
８０°内に収めることができる。つまり、従来の方法に
比べて位相遅れを減少させることができ、また、逆に同
様の位相遅れに対して状態フィードバックゲインを高め
ることもできる。
【００１９】なお、有効電流Ｉｑ、及びモータの出力ト
ルクτをそれぞれ以下の式により表し、 Ｉｑ＝Ｃ・Ｉｙ τ＝Ｄ・Ｉｑ また、バネ・ダンパ系のモータ側のイナーシャをＪｍ、
出力端側のイナーシャをＪｌとして外乱を考慮しない場
合には、状態フィードバックは以下の式によって系を充
分に表すことができる。
ルクτをそれぞれ以下の式により表し、 Ｉｑ＝Ｃ・Ｉｙ τ＝Ｄ・Ｉｑ また、バネ・ダンパ系のモータ側のイナーシャをＪｍ、
出力端側のイナーシャをＪｌとして外乱を考慮しない場
合には、状態フィードバックは以下の式によって系を充
分に表すことができる。
【００２０】０＝Ｊｌ・ｄ2 θｌ／ｄｔ2 ＋Ｄｍ（ｄθ
ｌ／ｄｔ−ｄθｍ／ｄｔ）＋Ｋｍ（θｌ−θｍ） τ＝Ｊｍ・ｄ2 θｍ／ｄｔ2 ＋Ｄｍ（ｄθｍ／ｄｔ−ｄ
θｌ／ｄｔ）＋Ｋｍ（θｍ−θｌ） 上記式によって状態フィードバックの外側への電流指令
Ｉｃを用いて、電流ループへの電流指令Ｉｒを表すと以
下の式となる。 Ｉｒ＝Ｉｃ−Ｋ３（θｍ−θｌ）−Ｋ４（ｄθｍ／ｄｔ
−ｄθｌ／ｄｔ）−Ｋ５・Ｉｑ−Ｋ６・ｄＩｑ／ｄｔ ここで、Ｉｃ’＝Ｂ・Ｃ・Ｄ・Ｉｃ，Ｋ３’＝Ｂ・Ｃ・
Ｄ・Ｋ３，Ｋ４’＝Ｂ・Ｃ・Ｄ・Ｋ４，Ｋ５’＝Ｂ・Ｃ
・Ｋ５，Ｋ６’＝Ｂ・Ｃ・Ｋ６とおくと、Ｉｃ’からｄ
2 θｌ／ｄｔ2 までの伝達関数は以下の式によって表す
ことができる。
ｌ／ｄｔ−ｄθｍ／ｄｔ）＋Ｋｍ（θｌ−θｍ） τ＝Ｊｍ・ｄ2 θｍ／ｄｔ2 ＋Ｄｍ（ｄθｍ／ｄｔ−ｄ
θｌ／ｄｔ）＋Ｋｍ（θｍ−θｌ） 上記式によって状態フィードバックの外側への電流指令
Ｉｃを用いて、電流ループへの電流指令Ｉｒを表すと以
下の式となる。 Ｉｒ＝Ｉｃ−Ｋ３（θｍ−θｌ）−Ｋ４（ｄθｍ／ｄｔ
−ｄθｌ／ｄｔ）−Ｋ５・Ｉｑ−Ｋ６・ｄＩｑ／ｄｔ ここで、Ｉｃ’＝Ｂ・Ｃ・Ｄ・Ｉｃ，Ｋ３’＝Ｂ・Ｃ・
Ｄ・Ｋ３，Ｋ４’＝Ｂ・Ｃ・Ｄ・Ｋ４，Ｋ５’＝Ｂ・Ｃ
・Ｋ５，Ｋ６’＝Ｂ・Ｃ・Ｋ６とおくと、Ｉｃ’からｄ
2 θｌ／ｄｔ2 までの伝達関数は以下の式によって表す
ことができる。
【００２１】（ｄ2 θｌ／ｄｔ2 ）／Ｉｃ’＝（Ｄｍｓ
＋Ｋｍ）／〔｛ｓ2 ＋（Ａ＋Ｋ６’）ｓ＋Ｂ＋Ｋ５’｝
・｛ＪｍＪｌｓ2 ＋（Ｊｍ＋Ｊｌ）（Ｄｍｓ＋Ｋｍ）｝
＋Ｊｌ（Ｋ３’＋Ｋ４’ｓ）｝〕 ここで、上記式の分母のみを示すと、 ＪｍＪｌｓ4 ＋｛（Ｊｍ＋Ｊｌ）Ｄｍ＋ＪｍＪｌＡ＋Ｊ
ｍＪｌＫ６’｝ｓ3 ＋｛（Ｊｍ＋Ｊｌ）Ｋｍ＋（Ｊｍ＋
Ｊｌ）Ｄｍ（Ａ＋Ｋ６’）＋ＪｍＪｌ（Ｂ＋Ｋ５’）｝
ｓ2 ＋｛（Ｊｍ＋Ｊｌ）Ｋｍ（Ａ＋Ｋ６’）＋（Ｊｍ＋
Ｊｌ）Ｄｍ（Ｂ＋Ｋ５’）＋ＪｌＫ４’）｝ｓ＋｛（Ｊ
ｍ＋Ｊｌ）Ｋｍ（Ｂ＋Ｋ５’）＋ＪｌＫ３’｝ となる。したがって、このＫ３〜Ｋ６を操作することに
より、所望の極配置を得ることができる。
＋Ｋｍ）／〔｛ｓ2 ＋（Ａ＋Ｋ６’）ｓ＋Ｂ＋Ｋ５’｝
・｛ＪｍＪｌｓ2 ＋（Ｊｍ＋Ｊｌ）（Ｄｍｓ＋Ｋｍ）｝
＋Ｊｌ（Ｋ３’＋Ｋ４’ｓ）｝〕 ここで、上記式の分母のみを示すと、 ＪｍＪｌｓ4 ＋｛（Ｊｍ＋Ｊｌ）Ｄｍ＋ＪｍＪｌＡ＋Ｊ
ｍＪｌＫ６’｝ｓ3 ＋｛（Ｊｍ＋Ｊｌ）Ｋｍ＋（Ｊｍ＋
Ｊｌ）Ｄｍ（Ａ＋Ｋ６’）＋ＪｍＪｌ（Ｂ＋Ｋ５’）｝
ｓ2 ＋｛（Ｊｍ＋Ｊｌ）Ｋｍ（Ａ＋Ｋ６’）＋（Ｊｍ＋
Ｊｌ）Ｄｍ（Ｂ＋Ｋ５’）＋ＪｌＫ４’）｝ｓ＋｛（Ｊ
ｍ＋Ｊｌ）Ｋｍ（Ｂ＋Ｋ５’）＋ＪｌＫ３’｝ となる。したがって、このＫ３〜Ｋ６を操作することに
より、所望の極配置を得ることができる。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電流指令への状態フィードバックゲインを改善した交流
モータの制御方式を提供することができる。
電流指令への状態フィードバックゲインを改善した交流
モータの制御方式を提供することができる。
【図１】本発明の制御方式を実施例する電流ループを主
とする制御系の概略図である。
とする制御系の概略図である。
【図２】本発明の制御方式を実施例する同制御系のブロ
ック構成図である。
ック構成図である。
【図３】本発明の一実施例を実施する交流モータのデジ
タルサーボ系の要部ブロック図である。
タルサーボ系の要部ブロック図である。
【図４】本発明の制御方式による伝達関数のフィードバ
ックゲインを求めるフローチャートである。
ックゲインを求めるフローチャートである。
【図５】サーボモータの制御系の構成図である。
【図６】従来の制御方式による電流ループから加速度ま
での伝達関数の大きさと位相を示す図である。
での伝達関数の大きさと位相を示す図である。
【図７】本発明の制御方式による電流ループから加速度
までの伝達関数の大きさと位相を示す図である。
までの伝達関数の大きさと位相を示す図である。
１ 電流ループ ２ モータ ３ 機械系 ４ 状態フィードバックブロック ４−１ オブザーバ ５ 補償フィードバックブロック ５−１ ｄ−ｑ変換 １０ ＣＮＣ １１ 共有メモリ １２ デジタルサーボ回路 １３ モータ １４ 検出器
Claims (2)
- 【請求項１】 交流モータの電流ループへの電流指令に
対して交流モータに接続される負荷の状態量をフィード
バックを行うことにより交流モータを制御する制御方式
において、前記状態量として交流モータに流れる有効電
流を付加することを特徴とする交流モータの制御方式。 - 【請求項２】 前記有効電流は、交流モータの各相の実
電流及びロータの位相からｄ−ｑ変換して求められるｑ
相電流である請求項１記載の交流モータの制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6137867A JPH07327382A (ja) | 1994-05-30 | 1994-05-30 | 交流モータの制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6137867A JPH07327382A (ja) | 1994-05-30 | 1994-05-30 | 交流モータの制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07327382A true JPH07327382A (ja) | 1995-12-12 |
Family
ID=15208588
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6137867A Withdrawn JPH07327382A (ja) | 1994-05-30 | 1994-05-30 | 交流モータの制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07327382A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997020260A1 (fr) * | 1995-11-28 | 1997-06-05 | Fanuc Ltd | Procede d'estimation de la charge de perturbations sur des servomoteurs |
| US6313593B1 (en) | 1999-07-12 | 2001-11-06 | Fanuc Ltd. | Motor controller |
| WO2008052388A1 (fr) * | 2006-10-31 | 2008-05-08 | Byd Company Limited | Procédé de commande d'un moteur électrique |
| JP2013201803A (ja) * | 2012-03-23 | 2013-10-03 | Mori Seiki Co Ltd | 同期モータの制御装置、同期モータの制御方法 |
| CN113517832A (zh) * | 2021-06-16 | 2021-10-19 | 浙江工业大学 | 一种低压伺服离散线性自抗扰控制方法 |
-
1994
- 1994-05-30 JP JP6137867A patent/JPH07327382A/ja not_active Withdrawn
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997020260A1 (fr) * | 1995-11-28 | 1997-06-05 | Fanuc Ltd | Procede d'estimation de la charge de perturbations sur des servomoteurs |
| US5936369A (en) * | 1995-11-28 | 1999-08-10 | Fanuc, Ltd | Method of estimating disturbance load on servomotor |
| US6313593B1 (en) | 1999-07-12 | 2001-11-06 | Fanuc Ltd. | Motor controller |
| WO2008052388A1 (fr) * | 2006-10-31 | 2008-05-08 | Byd Company Limited | Procédé de commande d'un moteur électrique |
| US8207701B2 (en) | 2006-10-31 | 2012-06-26 | Byd Company, Ltd. | Control method of electromotor |
| JP2013201803A (ja) * | 2012-03-23 | 2013-10-03 | Mori Seiki Co Ltd | 同期モータの制御装置、同期モータの制御方法 |
| CN113517832A (zh) * | 2021-06-16 | 2021-10-19 | 浙江工业大学 | 一种低压伺服离散线性自抗扰控制方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010731 |