JPH1156837A - 超音波イメージング・システム及び超音波イメージング・システムの開口をアポダイズする方法 - Google Patents

超音波イメージング・システム及び超音波イメージング・システムの開口をアポダイズする方法

Info

Publication number
JPH1156837A
JPH1156837A JP10128838A JP12883898A JPH1156837A JP H1156837 A JPH1156837 A JP H1156837A JP 10128838 A JP10128838 A JP 10128838A JP 12883898 A JP12883898 A JP 12883898A JP H1156837 A JPH1156837 A JP H1156837A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
window function
array
imaging system
address
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP10128838A
Other languages
English (en)
Inventor
Daft Christopher Mark William
クリストファー・マーク・ウィリアム・ダフト
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
General Electric Co
Original Assignee
General Electric Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by General Electric Co filed Critical General Electric Co
Publication of JPH1156837A publication Critical patent/JPH1156837A/ja
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10K—SOUND-PRODUCING DEVICES; METHODS OR DEVICES FOR PROTECTING AGAINST, OR FOR DAMPING, NOISE OR OTHER ACOUSTIC WAVES IN GENERAL; ACOUSTICS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G10K11/00—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound in general; Methods or devices for protecting against, or for damping, noise or other acoustic waves in general
    • G10K11/18—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound
    • G10K11/26—Sound-focusing or directing, e.g. scanning
    • G10K11/34—Sound-focusing or directing, e.g. scanning using electrical steering of transducer arrays, e.g. beam steering
    • G10K11/341—Circuits therefor
    • G10K11/346—Circuits therefor using phase variation
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
    • G01S15/88—Sonar systems specially adapted for specific applications
    • G01S15/89—Sonar systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging
    • G01S15/8906—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques
    • G01S15/8909—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques using a static transducer configuration
    • G01S15/8915—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques using a static transducer configuration using a transducer array
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
    • G01S15/88—Sonar systems specially adapted for specific applications
    • G01S15/89—Sonar systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging
    • G01S15/8906—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques
    • G01S15/8909—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques using a static transducer configuration
    • G01S15/8915—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques using a static transducer configuration using a transducer array
    • G01S15/8927—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques using a static transducer configuration using a transducer array using simultaneously or sequentially two or more subarrays or subapertures
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/52—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00
    • G01S7/52017—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00 particularly adapted to short-range imaging
    • G01S7/52046—Techniques for image enhancement involving transmitter or receiver
    • G01S7/52047—Techniques for image enhancement involving transmitter or receiver for elimination of side lobes or of grating lobes; for increasing resolving power

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 受信信号の振幅を正確に制御することのでき
る超音波イメージング・システムを提供する。 【解決手段】 各々の素子によって形成され各々の受信
チャンネルによって遅延されたエコー信号は加算され
て、方向付けされ、動的に集束されると共に動的にウィ
ンドウ設定された受信ビームを形成する。受信器内の複
数のチャンネルは、エコー信号が受信されている際に、
トランスデューサ・アレイ素子によって形成されサンプ
リングされたエコー信号を、ウィンドウ関数加重ファク
タに従ってアポダイズする。各々の受信チャンネル制御
回路が、メモリ２４０内の連続したアドレス位置に１組
のウィンドウ関数加重ファクタを記憶していると共に、
アドレス決定回路を含んでおり、記憶されている上述の
組から各々の受信チャンネルに対してウィンドウ関数加
重ファクタを供給する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、振動エネルギによるイ
メージングに関し、具体的には、動的ウィンドウ設定機
能を備えたフェイズド・アレイ（整相列型）超音波イメ
ージング・システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】超音波を用いて物体の画像を形成するこ
とが可能な１つの方式は、物体の一方の側に超音波送信
器を配置し、他方の側に配置されている超音波受信器に
向かって物体を介して音波を送信することを含んでいる
（「送信モード」）。送信モード法を用いると、各々の
ピクセルの輝度が、受信器に到達する超音波の振幅の関
数であるような画像（「減衰」モード）か、又は各々の
ピクセルの輝度が、音波が受信器に到達するのに必要な
時間の関数であるような画像（「タイム・オブ・フライ
ト」若しくは「音速」モード）かのいずれかの画像が形
成される。代替的には、受信器は、物体に対して送信器
と同じ側に配置されていてもよく、このときには、各々
のピクセルの輝度が、物体から反射して受信器に戻る超
音波の振幅の関数であるような画像が形成される（「屈
折」、「後方散乱」又は「エコー」モード）。本発明
は、超音波画像を形成するための後方散乱法に関するも
のである。
【０００３】超音波データを収集するための周知の後方
散乱法は多数存在する。元来の「Ａスキャン」法では、
超音波パルスがトランスデューサによって物体内に導か
れ、反射した音波の振幅が時間に対して記録される。エ
コー信号の振幅は、物体内の反射体（又は「散乱体」
（scatterer））の散乱強度に比例しており、時間遅延
は、散乱体におけるトランスデューサからのレンジ（到
達距離範囲）に比例している。元来のいわゆる「Ｂスキ
ャン」法では、トランスデューサは、一連の超音波パル
スを送信しながら、単一の移動軸に沿って物体を走査す
る。結果として得られるエコー信号は、Ａスキャン法の
場合と同様に記録され、これらのエコー信号の振幅を用
いて、表示装置上のピクセルの輝度を変調させる。Ｂス
キャン法の場合には、屈折体の画像を再構成し得る十分
なデータが収集される。
【０００４】医療用途の超音波トランスデューサは、一
対の電極の間に挟まれた（サンドウィッチされた１つ又
は複数の圧電素子で構成されている。このような圧電素
子は典型的には、ジルコン酸チタン酸鉛（ＰＺＴ）、ポ
リ二フッ化ビニリデン（ＰＶＤＦ）又はＰＺＴセラミッ
ク／ポリマー複合材で構成されている。電極は電圧源に
接続されており、電圧波形が印加されると、各々の圧電
素子は、その素子が結合されている媒体内に、励起波形
内に含められた周波数で超音波を放出する。逆に、超音
波が圧電素子に衝突すると、素子は対応する電圧をその
電極間に発生する。典型的には、素子の前面は音響マッ
チング層で被覆されており、超音波が伝播する媒体との
結合性を向上させている。加えて、圧電素子の後面には
バッキング材が結合されており、素子の後方側から発生
する超音波が干渉しないように、これらの超音波を吸収
している。
【０００５】超音波イメージングに用いられるときに
は、トランスデューサは典型的には、列を成して配置さ
れていると共に個別の電圧で駆動されている（アポダイ
ジング）多数の圧電素子を有している。印加される電圧
の時間遅延（又は位相）及び振幅を制御することによ
り、圧電素子によって発生される超音波（送信モード）
を合計して、好ましいビーム方向に沿って走行している
と共にビームに沿った選択された点で集束されているよ
うな正味の超音波が形成される。印加される電圧を次々
に印加する際の時間遅延及び振幅を制御することによ
り、ビーム及びその焦点を、物体の走査平面内で移動さ
せることができる。
【０００６】トランスデューサを用いて反射音波を受信
するとき（受信モード）には、アレイ（・アレイ）内の
トランスデューサ素子に電圧が発生され、この電圧を合
計して、正味の信号が被検体内の単一の焦点から反射さ
れる音波を表示するようにする。送信モードの場合と同
様に、各々のトランスデューサ・アレイ素子からの信号
に対して、個別の時間遅延（及び／又は位相シフト）並
びに個別のゲインを付与することにより、上述のような
超音波エネルギの集束された受信が行えるようになる。
加えて、受信ビームのサイド・ローブを減少させるため
に、各々のトランスデューサ素子の信号の振幅は、合計
して集束されたビームとする前に、ウィンドウ関数に従
って修正される。
【０００７】超音波走査は、方向付け（steer）された
超音波が送信されると、システムが短時間の後に受信モ
ードに切り替わり、反射した超音波が受信されて記憶さ
れるといった一連の測定で構成されている。典型的に
は、送受信は、各々の測定中には同一の方向（θ）に方
向付けされており、音響ビーム又は走査線に沿った一連
の点からデータを収集している。受信器は、反射した超
音波が受信されている際には、走査線に沿った一連のレ
ンジ（Ｒ）に動的に集束されている。全走査を実行する
ための所要時間は、各々の測定を行うための所要時間
と、関心領域の全体を所望の分解能及び所望の信号対雑
音比で網羅するのに必要な測定の数との関数である。例
えば、９０°のセクタ（扇形）では、各々の走査線を
０．７０°の増分で方向付けして、全部で１２８の走査
線を収集すればよい。
【０００８】方向付けされ集束されている受信ビームを
発生するために、各々のトランスデューサ・アレイ素子
によって受信される信号に対して適用される時間遅延及
び位相シフトは、反射した超音波が受信されるにつれて
変化する。加えて、各々のトランスデューサ素子信号の
振幅は、集束された受信ビームのサイド・ローブを減少
させるためにウィンドウ関数に従って修正される。振幅
に加重するこの滑らかなウィンドウ関数は、任意の瞬間
に作動状態でエコー信号を受信しているトランスデュー
サ素子のアレイ全体にわたって適用されるものであり、
作動状態にあるトランスデューサ素子の数は時間の関数
として変化するので、ウィンドウ関数の適用の仕方も
又、同様に変化する。即ち、受信ビームに対して滑らか
なウィンドウ関数を適用するために、各々のトランスデ
ューサ素子によって受信されるエコー信号に対して適用
される振幅に加重するファクタは、時間の関数として変
化するので、受信工程中に絶えず計算し直されなければ
ならない。
【０００９】任意のトランスデューサ素子用のウィンド
ウ関数加重ファクタの計算は、セクタ走査が行われてい
ると共にビームがトランスデューサ・アレイの中心付近
に形成されているときには比較的単純である。この場合
には、アレイの受信開口（アパーチャ）は、受信ビーム
にトランスデューサ素子信号を中心の素子の両側で対称
に次々に加算することにより、均一な速度で開放され
る。その結果、ウィンドウ関数の広がりは均一になり、
すべてのトランスデューサ素子が受信ビームに寄与する
ようになるまで、ウィンドウ関数の中心がトランスデュ
ーサ・アレイの中心に配置されている状態にある。
【００１０】アレイがリニア走査モード又はオフセット
・セクタ走査モードで動作しているときには、これらの
モードは従来、位相中心がθ＝０°（イメージング用）
又はθ＝２０°（ドップラ用）のいずれかを目標として
トランスデューサ・アレイの長さに沿って横方向に移動
するようにしてビームを形成しているので、ウィンドウ
関数加重ファクタの算出が複雑になる。コンベクス又は
曲線型（curvilinear）のトランスデューサの場合にも
同じ問題が起こる。結果的に、ウィンドウ関数は、第１
の受信時間中には、（アレイの中心軸ではなく）ビーム
の原点又は位相中心に関して対称に広がっているが、第
２の受信時間中には、異なる速度で広がり続け、ビーム
の原点を中心としなくなる。第１の受信時間は、ビーム
原点に対して一方の側にあるトランスデューサ素子のす
べてが受信開口内に含まれたときに終了し、第２の受信
時間は、他方の側にあるすべてのトランスデューサ素子
が含まれたときに終了する。続いて、受信開口は完全に
開いて、ウィンドウ関数はすべてのトランスデューサ素
子に対して一定に適用されて、素子の信号を適正に加重
する。
【００１１】本出願の譲受人に譲渡されたEngeler等の
米国特許第５，３４５，９３９号は、超音波イメージン
グ・システムにおいて各々の受信チャンネルに適用され
るウィンドウ関数加重ファクタの動的な調節法を開示し
ている。このシステムは、各々の受信チャンネルについ
て、ディジタル回路によってエコー信号を受信している
間に動的に変化するようなウィンドウ加重ファクタを供
給する。これにより、この回路を、他のディジタル受信
チャンネル回路と共に１つのディジタル集積回路の一部
として含めることが可能になる。この従来のシステム
は、アレイを成している各々のトランスデューサ素子の
エコー信号のための動的なウィンドウ加重ファクタを提
供し、アレイ内の任意の位置から発しているビームを形
成する。ビームの中心が、トランスデューサ・アレイの
物理的な中心以外の位置から発しているときには、ウィ
ンドウ関数は、３つの個別の段階で受信開口と共に開
く。動的演算回路が、いつ、これらの段階の各々が適用
されるのかを決定して、その段階にある間に、対応する
ウィンドウ加重ファクタを動的に算出する。
【００１２】米国特許第５，３４５，９３５号に開示さ
れたシステムは更に、受信ビームに対して様々なウィン
ドウ関数を適用するように構成することのできる動的デ
ィジタル回路を提供している。この回路は、アレイ内の
どのトランスデューサ素子にも適用可能であり、アレイ
内のどの位置から発するビームにも適合する。各々のビ
ーム発射の前に、各々の受信チャンネル付属の集積回路
に対して初期条件がダウンロードされ、アレイ内の受信
チャンネル・トランスデューサの位置に応じて、且つビ
ームの中心が発している位置に応じて決定された１組の
パラメータを用いて、その発射のための動的な計算回路
が構築される。
【００１３】
【課題を解決するための手段】超音波イメージング・シ
ステムにおいては、アレイ内の各々の素子によって受信
される信号の振幅を正確に制御することが必要である。
本発明は、ディジタル集積回路で効率的に実現され得る
開口の「シェーディング」又は「アポダイジング」を提
供する方法である。
【００１４】超音波イメージング装置内にウィンドウ、
シェード又はテーパを備えた開口が必要であることは、
開口の関数と超音波ビームの形状との間の近似的なフー
リエ変換関係を考察することによりわかる。音波が生体
内のより深い位置から受信されるのに応じて、作動状態
にある開口を拡大していくことが必要なので、ウィンド
ウ関数は時間と共に変化する必要がある。
【００１５】本発明の目的は、リニア・アレイ及び曲線
型アレイのような複雑な開口に対するウィンドウ関数を
算出することにある。セクタ・アレイも又、この方法で
テーパを備えることができる。形成する必要のある開口
は、以下のように表現することができる。 ａ（ｘ，ｔ）＝ｆ［（ｘ＋ｃ（ｔ））／ｗ（ｔ）］ （１） 式（１）において、ｆはウィンドウ関数であり、ｗ
（ｔ）はその幅であり、ｃ（ｔ）は開口の中心からのそ
のオフセットである。動的シェーディング又は動的アポ
ダイジングは、リニア・トランスデューサ及び曲線型ト
ランスデューサの場合には、位相の中心及び開口の物理
的な中心が一致していないので、複雑になる。従属関数
ｆは、ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）を用いて
実現される。従来技術とは対照的に、このＲＡＭは、Ｒ
ＡＭの大きさを最小化するために、補間装置（interpol
ator）なしで用いられる。本発明では、制御構造は、Ｒ
ＡＭのように設計効率上好ましいより単純な回路機構で
置き換えられている。
【００１６】本発明の回路機構は更に、ＲＡＭアドレス
を発生する手段を含んでいる。オフセットｃ（ｔ）及び
ウィンドウ関数幅ｗ（ｔ）は、開口全体の観点から見る
と、単純な関数形態を有している。即ち、 ｗ（ｔ）＝ｋ1 ｔ （２） ｎ≦ｎe ならば、 ｃ（ｔ）＝ｐ ｎe ＜ｎ≦ｎm ならば、ｃ（ｔ）＝ｐ＋ｋ2 ｔ ｎ＞ｎm ならば、 ｃ（ｔ）＝ｘmax ／２ （３） ここで、ｘmax は開口の広さの２分の１であり、ｐはそ
の位相中心であり、ｎはレンジ・クロック・カウント
（本発明では、１０ＭＨｚ）であり、ｋ1 及びｋ2は定
数である。しかしながら、この集積回路は、１つのチャ
ンネルの振幅の時間の関数としての展開を扱っているの
みである。この不便な単一チャンネルの形態に対して良
好な近似を行うために、振幅を区分型双曲線関数として
取り扱う。
【００１７】 ｎ≦ｎs ならば、 ｙ（ｎ）＝０ ｎs ＜ｎ≦ｎe ならば、ｙ（ｎ）＝ｇs ｎs −ｇs ｎs 2／ｎ ｎe ＜ｎ≦ｎm ならば、ｙ（ｎ）＝ｇe ｎe −ｇe ｎe 2／ｎ ｎ＞ｎm ならば、 ｙ（ｎ）＝ｇm ｎm −ｇm ｎm 2／ｎ （４） ここでｇs 、ｇe 及びｇm は、ｎe の前、ｎe とｎm と
の間、及びｎm の後での動的シェーディング勾配であ
り、ここで、ｎs は、所与のチャンネルがデータを受信
し始めたときのレンジ・クロック・カウントであり、ｎ
e は、開口の近い方のエッジについてのカウントｎであ
り、ｎm は、開口の遠い方のエッジについてのカウント
ｎである。式（４）は、アドレスｙ（ｎ）の最も複雑な
形態を記述しており、これは、開口内でのチャンネルの
位置を特定するパラメータｎs 、ｎe及びｎm がｎs ≦
ｎe ≦ｎm によって関係付けられているときに起こるも
のである。式（４）の符号と異なる可能性のある符号を
有している３つまでの双曲線を発生させる必要がある
が、関数ｙ（ｎ）は、連続であるものと仮定することが
できる。その理由は、動的シェーディングの目的が、開
口の開放の最中のどの時刻においても振幅の一切の不連
続性を回避することにあるからである。米国特許第５，
３４５，９３９の従来のシステムは、臨界時刻ｎs 、ｎ
e 及びｎm において、回路が複雑なリセット動作を実行
することを要求している。従来のシステムにおいてｎ
s 、ｎe 及びｎm において生ずるこれらのリセットを回
避するために、本発明の方法は、関数ｙ（ｎ）自体では
なく、所望の関数の導関数ｄｙ／ｄｎを計算する。本発
明のルック・アップ・テーブル駆動式設計の背景があれ
ば、ウィンドウ関数が記憶されるＲＡＭアドレスを唐突
に変更する必要はない。これにより、回路の実現が単純
になる。
【００１８】
【実施例】図１は、トランスデューサ・アレイ（配列）
１１を含んでいる超音波イメージング・システムを示し
ている。トランスデューサ・アレイ１１は、個別に駆動
される複数の素子１２で構成されており、素子１２はそ
れぞれ、送信器１３によって形成されるパルス型の波形
によってエネルギを与えられたときに１単位の超音波エ
ネルギのバーストを発生する。被検体からトランスデュ
ーサ・アレイ１１へ反射して戻る超音波エネルギは、各
々のトランスデューサ素子１２によって電気信号に変換
されて、１組の送受信（Ｔ／Ｒ）スイッチ１５を介して
受信器１４に個別に印加される。送信器１３、受信器１
４及びスイッチ１５は、ディジタル制御器及びシステム
・メモリ１６の制御下で、操作者の命令に応答して動作
している。１回の完全な走査は、スイッチ１５が送信位
置に設定され、送信器１３が瞬間的にゲート・オンされ
て各々のトランスデューサ素子１２にエネルギを与え、
次いで、スイッチ１５が受信位置に設定されて、各々の
トランスデューサ素子１２によって発生される順次的な
エコー信号が受信器１４に印加されるといった一連のエ
コーの収集によって実行される。各々のトランスデュー
サ素子１２からの個別のエコー信号は、受信器１４内で
合計されて、単一のエコー信号を形成し、この単一のエ
コー信号を用いて、表示システム１７上の画像内の１つ
の線が形成される。
【００１９】送信器１３は、発生される超音波エネルギ
がビームとして方向付けされるようにトランスデューサ
・アレイ１１を駆動している。従って、トランスデュー
サ・アレイ１１を物理的に移動させるのではなく、この
ビームを、１組の角度にわたって点から点へ移動させる
ことにより、Ｂスキャンを実行することができる。これ
を行うために、送信器１３は、連続したトランスデュー
サ素子１２に印加されるそれぞれのパルス型波形２０に
対して時間遅延（Ｔi ）を付与する。時間遅延がゼロ
（Ｔi ＝０）であれば、すべてのトランスデューサ素子
１２は同時にエネルギを与えられて、結果として得られ
る超音波ビームは、トランスデューサの表面に垂直で且
つトランスデューサ・アレイ１１の中心を起点とした軸
２１に沿って方向付けされる。図１に示すように時間遅
延（Ｔi ）が増大するにつれて、超音波ビームは、中心
軸１２から角度θだけ下方に方向付けされる。トランス
デューサ・アレイの一方の端部（ｉ＝１）から他方の端
部（ｉ＝ｎ）に向かって各々のｉ番目の信号に次々に加
算される時間遅延の増分Ｔi の間の関係は、以下の関係
式によって表される。
【００２０】 Ｔi ＝ＲT ／Ｃ− ［（ＲT ／Ｃ）2 ＋（ｘ／Ｃ）2 ＋２ｘＲT ｓｉｎθ／Ｃ2 ］1/2 （５） ここで、ｘはトランスデューサ・アレイの位相中心から
の素子ｉの中心の距離、θは送信ビームの角度、Ｃは被
検体内での音速、ＲT は送信ビームが集束するレンジで
ある。
【００２１】式（５）の時間遅延Ｔi は、ビームを所望
の角度に方向付けして、固定したレンジＲT の所でビー
ムを集束する効果を有している。セクタ走査は、順次的
な励起の際に時間遅延Ｔi を漸進的に変更することによ
り実行される。従って、角度θは、送信されるビームを
一連の方向に方向付けするような増分で変化する。ビー
ムの方向が中心軸２１の上方にあるときには、パルス２
０のタイミングは反転するが、式（５）はこのときにも
適用することができる。
【００２２】各々の超音波エネルギのバーストによって
発生されるエコー信号は、超音波ビームに沿った連続し
た位置（Ｒ）に位置している反射物体から発している。
これらのエコー信号は、トランスデューサ１１の各々の
素子１２によって個別に感知され、特定の時間点におけ
るエコー信号の振幅の１つのサンプルは、特定のレンジ
（Ｒ）において生じた反射の量を表している。しかしな
がら、反射点Ｐと、各々のトランスデューサ素子１２と
の間の伝播経路にはそれぞれ差があるので、これらのエ
コー信号は同時には生じないし、又、エコー信号の振幅
は等しくない。受信器１４の作用は、これらの個別のエ
コー信号を増幅すると共に復調し、適正な時間遅延及び
位相シフトをそれぞれのエコー信号に対して付与すると
共に、これらを合計して、角度θで配向した超音波ビー
ムに沿ったレンジＲに位置している点Ｐから反射する全
体の超音波エネルギを正確に示す単一のエコー信号を形
成することにある。受信器１４は又、適用しなければビ
ームのコントラスト分解能を低減させることにより集束
受信ビームの質を劣化させたであろうサイド・ローブ信
号を抑制するために、滑らかなウィンドウ関数を適用す
るように、個別のエコー信号に対して加重ファクタを適
用する。
【００２３】表示システム１７は、受信器１４によって
発生された一連のデータ点を受け取って、このデータ
を、所望の画像を形成するような形態に変換する。例え
ば、Ａスキャンが望ましい場合には、この一連のデータ
点の大きさを時間の関数として単にグラフ化するのみで
ある。Ｂスキャンが望ましい場合には、連鎖内の各々の
データ点を用いて画像内のピクセルの輝度を制御するの
で、表示に必要なデータを形成するために、連続した方
向角度（θ）での一連の測定値で構成されている走査を
実行する。
【００２４】各々のトランスデューサ素子１２において
受信されたエコーによって形成される電気信号を位相を
合わせて（コヒーレントに）合計するために、受信器１
４の各々の個別のトランスデューサ素子チャンネルに対
して時間遅延及び位相シフトを導入する。受信のための
ビームの時間遅延は、上述の送信時の遅延と同じ遅延
（Ｔi ）である。但し、受信ビームを動的に集束するた
めに、各々の受信用チャンネルの時間遅延及び位相シフ
トはエコーの受信中に絶えず変更され、エコー信号が発
しているレンジＲにおける受信ビームの動的な集束を可
能にしている。各々のトランスデューサ素子によって受
信される信号に付与される時間遅延についての方程式
は、以下のとおりである。
【００２５】 Ｔd ＝ｔ／２− ［（ｔ／２）2 ＋（ｘ／Ｃ）2 −（ｘｔ／Ｃ）ｓｉｎθ］1/2 （６） ここで、ｔは、音波がトランスデューサ・アレイの中心
から送信された後の満了時間である（即ち、ＳＴＡＲ
Ｔ）。同じ計算を適切にスケーリングして、正しい位相
シフトも得ることができる。
【００２６】ディジタル制御器１６の指令下で、受信器
１４は、受信器１４の方向付けが送信器１３によって方
向付けされたビームの方向を追跡するように走査中に遅
延を提供し、一連のレンジにおいてエコー信号をサンプ
リングすると共に、適正な遅延と位相シフトとを与えて
ビームに沿った各点Ｐにおいて動的な集束を行う。この
ように、超音波パルス波形の各々を射出することによ
り、超音波ビームに沿って位置している対応する一連の
Ｐからの反射した音波の量を表す一連のデータ点が収集
される。
【００２７】適正な受信アポダイゼーションを行うため
に、受信開口は、受信器がスイッチ・オンされていると
きにトランスデューサの位相中心を起点として動的に開
放され、時間の関数として拡大される。この動作を行わ
せるために、作動させられるトランスデューサ素子の数
及び選択されるｆ−ストップの寸法が設計上の選択肢と
なっている。トランスデューサ素子の数の好都合な選択
は１２８である。好ましい実施例では、ｆストップＦと
して「２」が提供されており、これは、エコー信号の受
信時の任意の時点において、作動状態にあるアレイ素子
の実効幅が、動的に変化している焦点までの距離Ｒの２
分の１であることを意味している。ｆストップは、レン
ジＲに対する作動状態にあるアレイの長さの比として定
義してもよい。目的は、ｆストップの数Ｆを、受信開口
が開く際に一定に維持することにある。図１と併せて図
７（Ａ）を参照すると、同図は、エコー信号の受信時
に、ビーム方向２１に隣接した少数のトランスデューサ
素子１２のみが当初にイネーブルとされて（時刻ｔ＝ｔ
1 又は同等の意味でｎ＝ｎs ）、受信ビームに寄与して
いるが、時間が経過し（時刻ｔ＝ｔ2 又はｎ＝ｎe ）、
エコー信号がより長いレンジにわたって受信されるする
につれて、イネーブル状態にある受信用チャンネルの数
が増大して、受信開口を増大させることを表している。
最終的に（時刻ｔ＝ｔ3 又はｎ＝ｎm において）、開口
は完全に開放されて、１２８のトランスデューサ・アレ
イ素子１２のすべてを含むようになる。ビームの位相中
心は、トランスデューサ・アレイ１１の中心に位置して
いるので、図７（Ａ）から、受信開口は、開口が１２８
の素子において完全に開放されるまで均一の速度で中心
軸２１に関して対称に開いていることがわかる。
【００２８】現時点で作動状態にある受信開口内の各々
のトランスデューサ素子１２からのエコー信号が同等に
加重されるならば（すべてのチャンネルｘについてＷ
（ｘ）＝１）、受信ビームに高いサイド・ローブ・レベ
ルが発生される。その原因は、当業界で公知のようにフ
ェイズド・アレイ（整相列型）システムの物理的要因に
あり、このことは、両方の側のビーム角度θの位置から
のエコー信号が、受信器１４によって発生される集束さ
れたビーム信号に寄与していることを意味している。受
信信号に対するこの寄与は、信号の解読を困難にし、
又、例えば、嚢胞のように小さく低信号の構造の画像を
探ったり、これらの構造が高反射性の構造によって包囲
されていたりする場合に特に厄介である。均一に加重さ
れている開口を用いると、受信器の感度パターンは、ビ
ームがアレイに対して垂直（broadside）に方向付けさ
れているときには、ｓｉｎｃ［（πＮΔｘ／λ）ｓｉｎ
θ］で近似される。ここで、Ｎは素子の数であり、Δｘ
はビーム間隔であり、λは波長である。
【００２９】上述のサイド・ローブの問題に対する解決
法は、受信開口内の個別のトランスデューサ素子からの
信号を非均一の方式で加重するものである。このような
開口加重ファクタは当業界では、ウィンドウ関数、アポ
ダイジング関数又はシェーディング関数Ｗ（ｘ）と呼ば
れている。本発明のシステムは、設計時の選択によって
選択される様々なウィンドウ関数の任意の１つと共に動
作することが可能である。ウィンドウ関数は、受信開口
の中心では値「１」を有しており、開口の各々の端部に
おいて小さな値又はゼロになるまで、値は滑らかに且つ
対称に低下する。このようなウィンドウ関数は、図７
（Ａ）では、時刻ｔ＝ｔ1 における開口については曲線
２５によって、時刻ｔ＝ｔ2 においては曲線２６によっ
て、又、時刻ｔ＝ｔ3 においては曲線２７によって示さ
れている。図７（Ａ）に示すように、ビームの方向がト
ランスデューサ・アレイの中心を横切っているときに
は、ウィンドウ関数Ｗ（ｘ）は、受信開口が開放される
速度によって決定される均一な速度でその幅が拡大し、
ビームの軸に関する対称性を常に維持している。従っ
て、任意の受信チャンネルについて、関連するトランス
デューサ素子によって発生されるエコー信号に印加され
るべきウィンドウ関数加重ファクタの値を算出すること
ができる。
【００３０】ビームの中心がトランスデューサ・アレイ
１１の中心と対応しない可能性のあるようなリニア・ト
ランスデューサ・アレイと共にシステムが動作するとき
には、演算はより複雑化する。図７（Ｂ）を参照する
と、ビーム３０が中心軸２１の所のアレイの中心から発
していないときに、受信開口は２段階で開く。時刻ｔ＝
ｔ1 の第１段階では、受信開口は、ビーム３０の軸に関
して対称であり、曲線３１によって示すように、ウィン
ドウ関数も又、対称である。この第１段階は、受信開口
が時刻ｔ＝ｔe において、関連するトランスデューサ１
１の近い方の端部（図７（Ｂ）の右手の端部）に到達す
る点まで開放されるまで継続する。このことが生じたと
きに第２段階が開始し、第２段階においては、受信開口
は開き続けているが、ビーム軸の一方の側（図７（Ｂ）
の左手の側）についてのみ開き、且つ２分の１の速度で
開く。その結果、時刻ｔ＝ｔ2 におけるウィンドウ関数
３２が採用されるが、この関数３２は、図７（Ａ）の中
心に位置するビームにおける対応するウィンドウ関数２
６ほど広くもなく、又、ビーム３０の軸に関して対称で
もない。最終的には勿論、受信開口は時刻ｔ＝ｔm にお
いて完全に開放され、得られるウィンドウ関数３３は、
図７（Ａ）の中心に位置するビームについてのウィンド
ウ関数２７と同一になる。本発明の主な目的は、開いて
いる受信開口に対して適正なウィンドウ関数を発生する
ように、受信用チャンネルの各々についてのウィンドウ
加重ファクタを提供することにある。これを実現する方
法を、以下に詳述する。
【００３１】図１と共に図２（Ａ）〜図２（Ｃ）を参照
すると、送信器１３は、メモリ５０として集合的に示さ
れている１組のチャンネル・パルス・コード・メモリを
含んでいる。好ましい実施例では、１２８の個別のトラ
ンスデューサ素子１２が存在しているおり、従って、１
２８の個別のチャンネル・パルス・コード・メモリ５０
が存在している。各々のパルス・コード・メモリ５０は
典型的には、２ビット×５１２ビットのメモリであり、
発生されるべき超音波パルス５２（図２（Ｃ）を見よ）
の周波数を決定するビット・パターン５１（図２（Ｂ）
を見よ）を記憶している。好ましい実施例では、このビ
ット・パターンは、各々のパルス・コード・メモリ５０
から４０ＭＨｚのマスタ・クロック（MASTER CLOCK）に
よって読み出されて、それぞれのドライバ５３に印加さ
れる。ドライバ５３は、それぞれのトランスデューサ素
子１２（図１）を駆動するのに適した出力レベルまで信
号を増幅する。図２（Ｂ）に示す実施例では、このビッ
ト・パターンは、４つの「１」ビットが４つの「０」ビ
ットと交番しているシーケンスであり、５ＭＨｚの超音
波パルス５２を形成している。但し、他の搬送周波数
（Ｆ0 ）、例えば、２．５ＭＨｚ、３．７５ＭＨｚ、
６．２５ＭＨｚ、７．５ＭＨｚ、８．７５ＭＨｚ及び１
０ＭＨｚ等を、好ましい実施例において代替的に採用し
てもよい。これらの超音波パルス５２が印加されるトラ
ンスデューサ素子１１（図１）は、超音波エネルギを発
生することにより応答する。
【００３２】前述のように、超音波エネルギの送信され
るビームを所望の方向（θ）に方向付けするために、ｎ
個のチャンネルの各々のためのパルス５２は、適正な量
だけ遅延されなければならない。これらの遅延は、送信
制御部５４がディジタル制御器１６（図１）から４つの
制御信号（ＳＴＡＲＴ、ＭＡＳＴＥＲ ＣＬＯＣＫ、Ｒ
T 及びθ）を受け取ることにより提供される。入力制御
信号θ、固定された送信焦点ＲT 及び式（５）を用い
て、送信制御部５４は、連続した送信チャンネルの間に
要求される遅延増分Ｔi を算出する。ＳＴＡＲＴ制御信
号を受け取ると、送信制御器５４は、第１の送信チャン
ネル（チャンネル＃１）に対して４０ＭＨｚのＭＡＳＴ
ＥＲ ＣＬＯＣＫ信号の４つの可能な位相のうちの１つ
をゲート通過させる。その後の各々の順次的な遅延時間
間隔（Ｔi ）において、ｎ＝１２８のチャンネルのすべ
てが各自の超音波パルス５２（図２（Ｃ））を発生する
まで、４０ＭＨｚのＭＡＳＴＥＲ ＣＬＯＣＫ信号が次
のチャンネル・パルス・コード・メモリ５０へゲート通
過する。各々の送信チャンネル５０は、そのビット・パ
ターン５１（図２（Ｂ））の全体が送信された後にリセ
ットされ、次いで、送信器１３は、ディジタル制御器１
６からの次のθ制御信号及び次のＳＴＡＲＴ制御信号を
待つ。上述のように、本発明の好ましい実施例では、完
全なＢスキャンは、トランスデューサ１１の中心軸２１
（図１）を中心とする９０°のセクタの全体にわたって
Δθ増分を０．７０°として方向付けされた１２８の超
音波パルスで構成されている。図１と共に図３を参照す
ると、受信器１４は、時間−ゲイン制御部１００、ビー
ム形成部１０１及びミッド・プロセッサ１０２の３つの
部分で構成されている。時間−ゲイン制御部１００は、
ｎ＝１２８の受信用チャンネルの各々のための増幅器１
０５と、時間−ゲイン制御回路１０６とを含んでいる。
各々の増幅器１０５への入力は、トランスデューサ素子
１２の各々と結合されており、トランスデューサ素子１
２が受け取るエコー信号を増幅している。増幅器１０５
によって提供される増幅の量は、時間−ゲイン制御回路
１０６によって制御されている。エコー信号のレンジが
増大するにつれて、その振幅は小さくなる。その結果、
より遠隔の反射体から放出されているエコー信号を、近
接の反射体からのエコー信号よりも大きく増幅しない限
り、画像の輝度は、レンジ（Ｒ）の関数として急速に小
さくなる。この増幅は、操作者が（典型的には）８つの
線形ポテンシオメータ１０８を、セクタ走査のレンジの
全体にわたって比較的均一な輝度を提供するような値に
手動で設定することにより制御される。エコー信号が収
集される時間間隔は、エコー信号が放出されるレンジを
決定しており、この時間間隔は、時間−ゲイン制御回路
１０６によって８つのセグメントに分割されている。８
つのポテンシオメータの設定を用いて、収集時間の全体
にわたってエコー信号が常に増大する量として増幅され
るように、８つのそれぞれの時間間隔の各々の間の増幅
器１０５のゲインを設定する。
【００３３】受信器１４のビーム形成部１０１は、ｎ＝
１２８の個別の受信用チャンネル１１０を含んでいる。
各々の受信用チャンネル１１０は、入力１１１で増幅器
１０５の１つからのアナログのエコー信号を受け取り、
Ｉバス１１２及びＱバス１１３上にディジタル化された
出力値のストリームを発生する。これらのＩ値及びＱ値
の各々は、特定のレンジ（Ｒ）におけるエコー信号の包
絡線のサンプルに相当する。これらのサンプルは、合計
点１１４及び１１５において他の受信用チャンネル１１
０の各々からのＩサンプル及びＱサンプルと合計される
ときにこれらのサンプルが方向付けされたビーム（θ）
上のレンジＲに位置している点Ｐから反射したエコー信
号の振幅及び位相を示すように、遅延されると共に位相
シフトされている。好ましい実施例では、各々のエコー
信号は、走査線（典型的には、４０ｍｍ〜２００ｍｍ）
のレンジ全体にわたって約１５０μｍの等分の間隔でサ
ンプリングされる。
【００３４】ミッド・プロセッサ部１０２は、合計点１
１４及び１１５からのビームのサンプルを受け取る。各
々のビーム・サンプルのＩ値及びＱ値は、点（Ｒ，θ）
から反射した音波の振幅の同相成分及び直交成分を表す
２０ビットのディジタル数である。ミッド・プロセッサ
１０２は、これらのビーム・サンプルに対して様々な演
算を行うことができ、その選択の仕方は、再構成される
べき画像の種類によって決まる。例えば、通常の振幅の
画像を形成したければ、検出プロセッサ１２０が、以下
の式 Ｍ＝（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）1/2 （７） に従って、各々のビーム・サンプルからディジタルの振
幅Ｍが算出されると共に出力１２１に発生されるような
検出処理を実行する。
【００３５】図１と共に図４を参照すると、受信器１４
は、その出力１２１において８ビットのディジタル数の
ストリームを発生しており、このストリームが表示シス
テム１７の入力へ印加されている。この「走査データ」
は、アレイとしてメモリ１５０に記憶されており、走査
データ・アレイ１５０の行は、収集されたそれぞれのビ
ーム角度（θ）に対応しており、走査データ・アレイ１
５０の列は、各々のビームに沿ってサンプルが収集され
た位置であるそれぞれのレンジ（Ｒ）に対応している。
受信器１４からのＲ制御信号１５１及びθ制御信号１５
２は、各々の入力値がアレイ１５０のどこに記憶される
べきかを示しており、メモリ制御回路１５３が、アレイ
１５０内の適正なメモリ位置にその値を書き込む。走査
は、連続して繰り返されることが可能であるので、受信
器１４からの値の流れは、走査データ・アレイ１５０を
連続して更新し続ける。
【００３６】アレイ１５０内の走査データは、ディジタ
ル・スキャン・コンバータ１５４によって読み出され
て、所望の画像を形成するような形態に変換される。従
来のＢスキャン画像を形成しようとしているならば、例
えば、走査データ・アレイ１５０に記憶されている振幅
の値Ｍ（Ｒ，θ）を、画像内のピクセル位置（ｘ，ｙ）
における大きさを示す大きさの値Ｍ（ｘ，ｙ）に変換す
る。
【００３７】ディジタル・スキャン・コンバータ１５４
によって実行される特定の変換に拘わらず、結果として
得られる画像データはメモリ１５５に書き込まれ、メモ
リ１５５は、変換された走査データの２次元アレイ（配
列）を記憶する。表示プロセッサ１５７が更新されたデ
ータを読み込んでいるときにディジタル・スキャン・コ
ンバータ１５４がメモリ１５５内の値を新たな値に連続
して更新することができるように、メモリ制御器１５６
がメモリ１５５へのデュアル・ポート・アクセスを提供
している。表示プロセッサ１５７は、制御パネル１５８
から受け取った操作者のコマンドに応答して、メモリ１
５５内の変換された走査データに対して従来の画像処理
作用を実行する。例えば、メモリ１５５内の変換された
走査データが示す輝度レベルの範囲が、表示装置１６０
の輝度範囲を大幅に超過しているかもしれない。実際、
メモリ１５５内の変換された走査データの輝度分解能
は、人間の目の輝度分解能を大幅に超過している可能性
があるので、操作者が、最大の画像コントラストが達成
されるような輝度値のウィンドウを選択することができ
るように、手動操作可能な制御手段が典型的には設けら
れている。表示プロセッサは、メモリ１５５から変換さ
れた走査データを読み込み、所望の画像強調を行うと共
に、強調後の輝度値を表示メモリ１６１に書き込む。
【００３８】表示メモリ１６１は、メモリ制御回路１６
３を介して表示制御用回路１６２と共有されており、メ
モリ１６１の輝度値はマップされて、表示装置１６０の
対応するピクセルの輝度を制御する。表示制御器１６２
は、用いられている特定の表示装置１６０の種類を動作
させるように設計された市販の集積回路である。例え
ば、表示装置１６０はＣＲＴ（陰極線管）であってもよ
く、この場合には、表示制御器１６２は、水平及び垂直
の掃引回路に要求される同期パルスを供給して掃引中の
適当な時刻にＣＲＴに表示データをマップするＣＲＴ制
御用チップである。
【００３９】表示システム１７は、特定の超音波システ
ムの能力及び柔軟性に応じて、多くの形態のうちの１つ
を採ることができる。好ましい実施例では、プログラム
されたマイクロプロセッサを採用して、ディジタル・ス
キャン・コンバータ及び表示プロセッサの作用を実現す
る。図３と関連して前述したように、受信器１４のビー
ム形成部１０１は、トランスデューサ１１の各々の素子
１２（図１）に対して１つずつ設けられている受信用チ
ャンネル１１０の組で構成されている。図５に示すよう
に、各々の受信用チャンネル１１０は、ディジタル制御
器１６（図１）からのＳＴＡＲＴコマンド、４０ＭＨｚ
ＭＡＳＴＥＲ ＣＬＯＣＫ（マスタ・クロック）及びビ
ーム角度信号（θ）に応答して、ディジタル・ビーム形
成作用を実行する。これらの作用は、アナログ−ディジ
タル（アナログからディジタルへの）コンバータ２００
内でアナログの入力信号をサンプリングし、復調器２０
１内でサンプリングされた信号を復調し、復調器２０１
によって発生された高周波数の和信号をロウ・パス・フ
ィルタ２０２によってフィルタ除去し、デシメータ２０
３内でデータ速度を低下させ、遅延ＦＩＦＯ（即ち、先
入れ先出しメモリ）２０４及び位相回転器２０５におい
て、結果として得られたディジタル・データ・ストリー
ムを、それぞれ時間遅延させると共に位相調節すること
を含んでいる。これらの素子はすべて、受信チャンネル
制御器２０６によって制御されており、この受信チャン
ネル制御器２０６は、ディジタル制御器１６（図１）か
らのコマンドに応答して、要求されるクロック信号及び
制御信号を発生する。好ましい実施例では、これらの素
子のすべては、単一の集積回路に収容されている。
【００４０】アナログ−ディジタル変換器２００は、受
信チャンネル制御器２０６からのサンプル・クロック信
号の前方エッジによって決定される規則的な間隔でアナ
ログ信号をサンプリングする。好ましい実施例では、サ
ンプル・クロック信号は、４０ＭＨｚである。これによ
り、ナイキスト・サンプリング規準に抵触しないで２０
ＭＨｚまでの超音波周波数を用いることが可能になる。
例えば、５ＭＨｚの超音波搬送周波数が採用されている
ときには、搬送波サイクル当たり８回のサンプリングが
行われて、アナログ−ディジタル変換器の出力の所で４
０ＭＨｚの速度で１０ビットのディジタル・サンプルが
形成される。これらのサンプルは、復調器２０１に供給
され、復調器２０１は、各々のサンプルを、送信された
超音波搬送波に対して同相の基準信号、及び送信された
搬送波に対して直交する基準信号の両者と混成する。復
調器の基準信号は、記憶されているＳＩＮＥテーブル及
びＣＯＳＩＮＥテーブルから形成されており、これらの
テーブルは、受信チャンネル制御器２０６からの４０Ｍ
Ｈｚ基準クロック信号によって、それぞれのＲＯＭ（リ
ード・オンリ・メモリ）から読み出されている。ＣＯＳ
ＩＮＥ値は、サンプリングされた入力信号とディジタル
で乗算されて、復調された同相値（Ｉ）信号を形成し、
この信号はロウ・パス・フィルタ２０２に供給される。
一方、ＳＩＮＥ値は、同じサンプリングされた入力信号
とディジタルで乗算されて、復調された直交位相値Ｑ信
号を形成し、この信号は他のロウ・パス・フィルタ２０
２に供給される。ロウ・パス・フィルタ２０２は、復調
器２０１によって供給される差周波数を通過させるが、
より高い和周波数はブロックするように調節された有限
インパルス応答フィルタである。各々のロウ・パス・フ
ィルタからの出力信号は、エコー信号の包絡線のＩ成分
又はＱ成分の大きさを示す４０ＭＨｚのディジタル値の
ストリームである。
【００４１】復調されたエコー信号のＩ成分及びＱ成分
がサンプリングされる速度は、デシメータ２０３によっ
て低下させられる。１２ビットのディジタル・サンプル
が４０ＭＨｚの速度でデシメータに供給されるが、この
速度は、精度の観点からは不必要に高く、又、システム
全体で維持するには難しいデータ速度である。従って、
デシメータ２０３は、８つのディジタル・サンプルごと
に１つを選択して、データ速度を５ＭＨｚの速度に低下
させる。これは、受信チャンネル制御器２０６によって
発生され、受信用チャンネル内の残りの素子を動作させ
るのに採用されているベースバンド・クロック信号の周
波数に対応している。このようにして、デシメータ２０
３のＩ出力信号及びＱ出力信号は、ディジタル化された
エコー信号の包絡線のサンプル２１９となる。デシメー
ションの比及びベースバンド・クロック信号の周波数
は、８：１及び５ＭＨｚ以外の値に変更することができ
る。
【００４２】次いで、復調されデシメートされたディジ
タル・サンプルによって表されているエコー信号の包絡
線は、遅延ＦＩＦＯ２０４によって遅延されると共に位
相回転器２０５によって位相シフトされて、所望のビー
ム方向付け及び所望のビーム集束を行う。位相回転器２
０５からのＩ出力信号及びＱ出力信号は、一対の乗算器
２２５の入力へ印加される。乗算器２２５の各々への他
方の入力は、受信チャンネル制御器２０６から、０から
１．０の範囲の値にわたっている８ビットのウィンドウ
加重ファクタを受け取る。乗算器２２５からのＩ出力及
びＱ出力は、加重後の受信チャンネル出力信号を構成し
ており、これらの信号を合計して受信ビームを形成す
る。
【００４３】本発明は、図１に示すように、そのトラン
スデューサ素子１２がトランスデューサ・アレイ１１の
中心から距離ｕi に位置しているような特定の受信チャ
ンネルについて、ウィンドウ加重ファクタＬ（ａ）の値
を算出するものである。この値は、０から１．０の範囲
にわたっており、図８の曲線２５０によって示すよう
に、変数ａの関数である。ウィンドウ関数曲線２５０の
データは、図６に示すように、受信チャンネル制御器２
０６のランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）２４０内
に、ａの１６の等間隔の値における１６の値として記憶
されており、ウィンドウ関数の値は、０から１．０にわ
たっている。好ましい実施例では、ａの値は、受信チャ
ンネル制御器２０６（図５）によって、エコー信号が受
信チャンネルで処理されているときに実時間で算出さ
れ、その値を用いて、図８のウィンドウ関数曲線２５０
についての記憶されているデータから適正なウィンドウ
加重ファクタＷ（ａ）を決定する。ウィンドウ加重ファ
クタＬ（ａ）は、乗算器２２５（図５）に供給されて、
発生されているエコー信号サンプルを加重する。例え
ば、トランスデューサ・アレイの中心から距離ｕi に位
置しているトランスデューサ素子が、エコー信号受信の
初期には受信開口より外側に位置しているかもしれな
い。このときの加重ファクタＬ（ａ）はゼロとなる。受
信開口が、トランスデューサ・アレイの中心から距離ｕ
i に位置しているトランスデューサ素子を含むように開
放されているときには、ａの値は１．０であり、受信開
口が更に開放されると、ａの値は小さくなり、加重ファ
クタＬ（ａ）は図８のウィンドウ関数曲線２５０に沿っ
て増大する。
【００４４】図９に示すように、任意の瞬間に図８のウ
ィンドウ関数曲線２５０上で適正な加重ファクタＬ
（ａ）の位置を突き止めるのに要求されるａの値は、時
刻（ｔ）及びビーム角度（θ）を含めたいくつかの変数
の関数として算出される。トランスデューサ・アレイ１
１の位相中心（ｕp ）は、ｕ＝−Ｄからｕ＝Ｄまでのそ
の長さに沿った任意の位置に配置され得る。受信開口の
中心（ｕa ）は、位相の中心（ｕp ）から開始して、時
刻ｔ＝ｔe にアレイ１１の近い方の端部に到達するまで
の対称開放段階中は位相中心に留まっている。受信開口
の中心ｕa は、次の受信開口の非対称開放中には移動
し、開口が時刻ｔ＝ｔm に完全に開放されたときにトラ
ンスデューサ・アレイの中心（ｕ＝０）において終了す
る。非対称段階中の開口中心の移動は、フリー・エッジ
（エッジに到達していない）の際の速度の２分の１で生
ずる。開口の半幅は、ｕhw（θ，ｔ）として定義するこ
とができ、開口の中心の位置は、ｕa （θ，ｔ）として
定義することができる。開口を中心とするウィンドウ
は、開口方程式として以下の式を用いることにより発生
されることになる。
【００４５】 Ｗ（ａ）＝Ｗ［｜ｕi −ｕa （θ，ｔ）｜／ｕhw（θ，ｔ）］ （８） この開口方程式を展開するために、いくつかの重要な変
数が必要であるが、これらの変数は容易に算出される。
先ず行われるのは、実効速度Ｃa 、近い方のエッジに衝
突する時刻ｔe 、遠い方のエッジに衝突する時刻ｔm 、
及び「ターン・オン（開始）」時刻ｔ0 を用いることに
より、以下の式（９）〜（１２）に定義されるようにし
て幾何項の単純化を行うことである。
【００４６】 Ｃa ＝（Ｃ／２）／２Ｆｃｏｓθ （９） ｔe ＝（Ｄ−｜ｕp ｜）／Ｃa （１０） ｔm ＝（Ｄ＋｜ｕp ｜）／Ｃa （１１） ｔ0 ＝（ｕ−｜ｕp ｜）／Ｃa （１２） アレイの位相中心に中心（ｘ＝０）を有している座標系
を用いるとより簡便である。ウィンドウがメモリ内のア
レイとなるように定義されているならば、引数（ａ）
を、何らかの最大テーブル・アドレスＭにおいて開始し
てゼロまで変化するテーブル・アドレス関数Ａｄｄ
（ｔ，ｘ）であるものと考えることができる。次いで、
アドレス関数をこの表記法に照らして定義することがで
きる。トランスデューサ・アレイ内の各々の素子につい
て個別のＡｄｄ（ｔ，ｘ）の値が存在する。これらが一
緒に作用して、所望の時間変化する開口が得られる。
【００４７】図１０に示す各領域について、ウィンドウ
関数のアドレスＡｄｄ（ｔ，ｘ）の動的な算出について
最も利用し易い形態が、米国特許第５，３４５，９３９
号で以下のように定式化されている。領域１について
は、 ｔ0 ≦ｔ≦ｔe について、 Ａｄｄ（ｔ，ｘ）＝Ｍ（ｔ0 ／ｔ） （１３ａ） 領域２及び領域３については、 ｔe ≦ｔ≦ｔm について、 Ａｄｄ（ｔ，ｘ） ＝Ｍ｜［２（ｔe −Ｒｔ0 ）／（ｔe ＋ｔ）］−１｜ （１３ｂ） 並びに領域４については、 ｔm ≦ｔについて、 Ａｄｄ（ｔ，ｘ） ＝Ｍ｜ｔ0 ＋Ｒ（ｔm −ｔe ）／２｜ ／［ｔ＋（ｔe −ｔm ）／２］ （１３ｃ） ここで、図１０の領域ＡについてはＲ＝＋１であり、領
域Ｂ及び領域Ｃについては、Ｒ＝−１である。対称的な
開口開放である第１段階では、テーブル・アドレスは、
Ｍｔ0 ／ｔに従って変化する。非対称的な開放段階であ
る第２段階では、アドレスは１／ｔの関数として変化す
るが、遅延を伴っている。この遅延は、解にオフセット
・バイアスを加算することにより調節され得る。最後
に、開口が全開した後の第３段階では、仮想的な開口が
トランスデューサ・アレイの物理的な中心を中心として
対称に開き続けている可能性がある。非対称的な開放段
階及び仮想的開口の開放段階における解は、変数Ｒに依
存している。
【００４８】図１０に示すところによれば、トランスデ
ューサ・アレイは、アレイの物理的な中心ｕの左方に位
置している位相中心ｕp を有している。この形状では、
トランスデューサ・アレイの近い方のエッジは、開放さ
れている開口の左側によって「衝突」され、時刻ｔe を
画定する。開口の開放が続行するにつれて、トランスデ
ューサ・アレイの遠い方のエッジが衝突され、時刻ｔm
を画定する。右方の位相中心については、図１０の鏡像
が適用される。
【００４９】式（１３ａ）〜式（１３ｃ）は、各々の受
信チャンネル制御器２０６（図５）によってエコー信号
を受信している最中に動的に計算される。これらの動的
な演算は、図６に示す動的ウィンドウ関数発生器２０２
によって実行され、発生器２０２が形成する結果のウィ
ンドウ加重関数は、前述のように乗算器２２５に印加さ
れる。各々の受信チャンネルについて、そのトランスデ
ューサ素子の位置ｘは固定されており、且つ各々の発射
についての位相中心（ｕp ）は固定されているので、演
算の多くは、発射に先立ってディジタル制御器１６（図
１）によって実行され、その後、動的ウィンドウ関数発
生器にダウンロードされる。
【００５０】本発明の改良された動的ウィンドウ関数発
生器を図６に示す。図６の回路は、各々のビーム発射の
開始時に、ディジタル制御器１６（図１）からダウンロ
ードされた値に初期化される。これらの値は、値ｎ0 、
ｎe 及びｎm を含んでおり、値ｎ0 、ｎe 及びｎm は、
それぞれの時刻ｔ0 、ｔe 及びｔm を５ＭＨｚのレンジ
・クロックのカウントとして測定したもの表している。
これらの値は、カウンタ２０６、２０８及び２１０にそ
れぞれ記憶されており、開口の開放の様々な段階の指標
となる。
【００５１】３つのアキュムレータ２１２、２１４及び
２１６は、各々の１０ＭＨｚレンジ・クロックに対して
勾配パラメータ（ｒs 、ｒe 及びｒm ）を繰り返し加算
する。これらの勾配パラメータは、以下の式に従って決
定されている。 ｒs ＝（Ｓ／ｃs Ｗｎs ）1/2 （１４ａ） ｒe ＝［｛Ｓ（１−ｎe ／ｎm ）｝／｛Ｗ（ｃe −ｃm ）ｎe ｝］1/2 （１４ｂ） ｒm ＝（Ｓ／ｃm Ｗｎm ）1/2 （１４ｃ） ここで、Ｗはシェーディング除数（典型的な値として、
５１２を有している）であり、ｃs はＲＡＭ２４０内の
最大のアドレス（典型的には、１２７）であり、ｃe は
ｎe における動的シェーディング・アドレスであり、ｃ
m はｎm における動的シェーディング・アドレスであ
る。本発明によれば、勾配パラメータの値が異なれば、
Ｓの異なる選択が要求される。Ｓ-1/2は、３つの勾配す
べてについてのスケーリング・パラメータとして作用す
る。この値は、丸め誤差を最小化することにのみ関わっ
ており、最終的な結果のスケーリングには影響を及ぼさ
ない。Ｓは、式（３）と式（４）との間の差を最小化す
るように計算機シミュレーションによって決定され、
又、回路が実際には何を発生するのかによって決定され
る。Ｓの典型的な値は、１０9 〜１０10の範囲にある。
【００５２】アキュムレータ２１２、２１４及び２１６
からの出力信号は、マルチプレクサ２２０のそれぞれの
入力へ印加される。マルチプレクサは、ｎ0 、ｎe 及び
ｎmのそれぞれのカウントに応じてスイッチし、これに
より、それぞれの勾配パラメータをエンコーダ２２２へ
選択的に通過させる。これらのアキュムレータからの出
力信号は、エンコーダ２２２への入力信号が以下のよう
になるように多重化されている。
【００５３】 ｎ≦ｎs ならば、 ｒ（ｎ）＝０ ｎs ＜ｎ≦ｎe ならば、ｒ（ｎ）＝ｒs ｎ ｎe ＜ｎ≦ｎm ならば、ｒ（ｎ）＝ｒe ｎ ｎ＞ｎm ならば、 ｒ（ｎ）＝ｒm ｎ （１５） エンコーダは、式（１５）のスイッチされている勾配波
形を対数圧縮する。この圧縮は、式（４）で与えられた
ｙ（ｎ）の導関数のダイナミック・レンジが区分型１／
ｎ2 関数であるので必要となる。エンコーダによって計
算される実際の関数は、４ｌｏｇ2 ｒ（ｎ）である。こ
れは、ＲＡＭ２２４のアドレスを形成し、このアドレス
は、最も単純な形態では、アドレスの−２倍に比例する
出力信号を有している。整数計算が実行されるので、ス
ケーリング・ファクタ４ｌｏｇ2 ＳがＲＡＭ２２４内の
データに加算される。従って、ＲＡＭ２２４からの出力
信号は、−８ｌｏｇ2 ｛ｒ（ｎ）／Ｓ-1/2｝に従って時
間と共に変化する。数値的条件を改善するために、ビッ
ト・シフタ２２６がデータを２ビット左にシフトさせる
（４を乗じる）。その後に、デコーダ２２８が関数２
x/16を計算して、１／［Ｓｒ2 （ｎ）］の出力信号を発
生する。次いで、この出力信号を、ビット・シフタ２３
０を用いてＷ（典型的には、５１２に等しい）で除算す
る。ビット・シフタ２３０からの出力信号は、インバー
タ２３２によって反転される。マルチプレクサ２３４に
対して、反転されたビット・シフタ出力信号及び反転さ
れていないビット・シフタ出力信号の両方が入力され、
マルチプレクサ２３４は、必要ならば（これが必要か否
かは、ｎs とｎe との相対的な大きさに依存する。）信
号を反転させる。式（４）によって記述された例では、
マルチプレクサ２３４からの出力信号は、以下のような
導関数となる。
【００５４】 ｎ≦ｎs ならば、 ｄ（ｎ）＝０ ｎs ＜ｎ≦ｎe ならば、ｄ（ｎ）＝Ｓ／［ｒs 2ｎ2 ］ ｎe ＜ｎ≦ｎm ならば、ｄ（ｎ）＝−Ｓ／［ｒe 2ｎ2 ］ ｎ＞ｎm ならば、 ｄ（ｎ）＝Ｓ／［ｒm 2ｎ2 ］ （１６） アキュムレータ２３６がこの関数を積分して、導関数を
所望のアドレスｙ（ｎ）へ変換する。
【００５５】 ｎ≦ｎs ならば、 ｙ（ｎ）＝０ ｎs ＜ｎ≦ｎe ならば、 ｙ（ｎ）＝−Ｓ／［ｒs 2ｎ］ ｎe ＜ｎ≦ｎm ならば、 ｙ（ｎ）＝−Ｓ／［ｒs 2ｎe ］＋Ｓ／［ｒe 2ｎ］ ｎ＞ｎm ならば、 ｙ（ｎ）＝−Ｓ／［ｒs 2ｎe ］＋Ｓ／［ｒe 2ｎm ］−Ｓ／［ｒm 2ｎ］ （１７） 勾配パラメータ（ｒs 、ｒe 及びｒm ）を適切に選択す
れば、式（１７）は式（４）に等しくなる。アキュムレ
ータ２３６の後方に設けられている絶対値関数２３８が
単純な手法を実行して、ＲＡＭ２４０内で必要とされる
メモリの大きさを２分の１にする。要求されるウィンド
ウ関数は、式（３）のシェーディング関数の中心に関し
て常に対称であるので、アキュムレータ２３６によって
発生されるアドレスの大きさに完全に応答するために
は、ウィンドウ関数の２分の１のみを記憶するだけで済
む。ＲＡＭ２４０に記憶されるデータは、任意の種類の
テーパ型開口用である［例えば、Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ、
第６６巻、第１号、第５１頁〜第８３頁（１９７８年）
のF.J.Harrisの「離散フーリエ変換を用いた調和解析の
ためのウィンドウの使用について」（"On the use of w
indows for harmonic analysis with the discrete Fou
rier transform"）に開示されたようなBlackman-Harris
ウィンドウ］。ＲＡＭ２４０によって発生された加重
ファクタは、超音波音響信号を受信するもう１つの入力
を有している乗算器２２５に供給される。乗算器２２５
は、時間に依存する方式でチャンネルのゲインを変調さ
せ、所望のウィンドウ関数が実現される。
【００５６】本発明のいくつかの好ましい特徴のみを図
示すると共に記載してきたが、当業者には多くの改変及
び変更が想到されよう。従って、特許請求の範囲は、本
発明の要旨の範囲内に包含されるこのようなすべての改
変及び変更を網羅するものと考えられていることを理解
されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を採用している超音波イメージング・シ
ステムのブロック線図である。
【図２】図２（Ａ）は図１のシステムの一部を形成して
いる送信器のブロック線図であり、図２（Ｂ）及び図２
（Ｃ）は図２（Ａ）に示す送信器の任意のチャンネルに
おける信号のグラフ図である。
【図３】図１のシステムの一部を形成している受信器の
ブロック線図である。
【図４】図１のシステムの一部を形成している表示シス
テムのブロック線図である。
【図５】図３の受信器の一部を形成している受信用チャ
ンネルのブロック線図である。
【図６】本発明の好ましい実施例による動的ウィンドウ
回路のブロック線図である。
【図７】図７（Ａ）及び図７（Ｂ）はそれぞれ、中心に
あるビーム及び中心から逸れたビームについて、受信開
口が開放されている際のウィンドウ関数のグラフ図であ
る。
【図８】図５の回路によって記憶されているウィンドウ
関数曲線のグラフ図である。
【図９】受信開口の開き方、及び本発明によるウィンド
ウ関数加重ファクタの決定に関与するパラメータのグラ
フ図である。
【図１０】本発明による動的ウィンドウの決定時に相異
なる考え方を要求する様々な領域を示すと共に、受信開
口の開き方を示すグラフ図である。
【符号の説明】
１１ トランスデューサ・アレイ １２ トランスデューサ素子 １３ 送信器 １４ 受信器 １５ 送受信（Ｔ／Ｒ）スイッチ １６ ディジタル制御器及びシステム・メモリ １７ 表示システム ２０ パルス波形 ２１ トランスデューサ表面に対する垂直軸 ２５、２６、２７、３１ 対称のウィンドウ関数 ３０ ビーム ３２、３３ 非対称のウィンドウ関数 ５０ チャンネル・パルス・コード・メモリ ５１ 超音波パルス周波数決定用ビット・パターン ５２ 超音波パルス ５３ ドライバ ５４ 送信制御器 １００ 時間−ゲイン制御部 １０１ ビーム形成部 １０２ ミッド・プロセッサ １０５ 増幅器 １０６ 時間−ゲイン制御回路 １０８ 線形ポテンシオメータ １１０ 受信用チャンネル １１１ 受信用チャンネルへの入力 １１２ Ｉバス １１３ Ｑバス １１４、１１５ 加算点 １２０ 検波プロセッサ １２１ ミッド・プロセッサからの出力 １５０ 走査データ・メモリ １５１ Ｒ制御信号 １５２ θ制御信号 １５３、１５６、１６３ メモリ制御回路 １５４ ディジタル・スキャン・コンバータ １５５ 変換後の走査データ・メモリ １５７ 表示プロセッサ １５８ 制御パネル １６０ 表示装置 １６１ 表示メモリ １６２ 表示制御用回路 ２００ アナログ−ディジタル変換器 ２０１ 復調器 ２０２（図５） ロウ・パス・フィルタ ２０２（図６） 動的ウィンドウ関数発生器 ２０３ デシメータ ２０４ 遅延用ＦＩＦＯメモリ ２０５ 位相回転器 ２０６（図５） 受信チャンネル制御器 ２０６（図６）、２０８、２１０ カウンタ ２１２、２１４、２１６、２３６ アキュムレータ ２１９ ディジタル化されたサンプル ２２０、２３４ マルチプレクサ ２２２ エンコーダ ２２４、２４０ ＲＡＭ ２２５ 乗算器 ２２６、２３０ ビット・シフタ ２２８ デコーダ ２３２ インバータ ２３８ 絶対値関数 ２５０ ウィンドウ関数加重ファクタ

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 パターンを成して設けられており、送信
    モード時に媒体を介して超音波エネルギのパルスを発生
    し、受信モード時に当該アレイ素子に入射した超音波エ
    ネルギに応答してエコー信号を発生するように、それぞ
    れ個別に動作することが可能な１組のアレイ素子を有し
    ている超音波トランスデューサ・アレイと、 該超音波トランスデューサ・アレイに結合されており、
    前記送信モード時に、方向付けされた送信ビームが前記
    アレイにより発生されるように、所定のアレイ素子に対
    して個別の信号を印加するように動作することが可能な
    送信器と、 前記超音波トランスデューサ・アレイに結合されてお
    り、前記受信モード時に、前記超音波エネルギが当該ア
    レイ素子に入射する際に、選択されたアレイ素子により
    発生される前記エコー信号をサンプリングすると共に、
    各々のアレイ素子からサンプリングされたそれぞれの前
    記エコー信号を個別に遅延し、アポダイズして加算する
    ことにより、サンプリングされた前記エコー信号から受
    信ビーム信号を形成するように動作することが可能な受
    信器と、 前記受信ビーム信号を受け取って、該受信ビーム信号か
    ら画像を形成するように結合されている表示システムと
    を備えており、 前記受信器は、前記エコー信号が受信されている際に、
    前記トランスデューサ・アレイ素子により発生された前
    記サンプリングされたエコー信号をそれぞれの選択され
    たウィンドウ関数加重ファクタによりアポダイズするよ
    うに、それぞれの受信チャンネル制御回路により動作す
    ることが可能な複数のチャンネルを有しており、各々の
    受信チャンネル制御回路は、 連続したメモリ・アドレス位置に１組のウィンドウ関数
    加重ファクタを記憶するメモリ手段と、 記憶されている前記１組のウィンドウ関数加重ファクタ
    から各々の受信チャンネルについての所望のウィンドウ
    関数加重ファクタを発生するように、前記メモリ手段に
    より用いることの可能なアドレスを発生するアドレス決
    定手段とを含んでおり、 該アドレス決定手段は、前記アドレスの導関数を表す信
    号を発生する導関数信号発生手段と、前記アドレスの導
    関数を表す前記信号を積分する手段とを含んでいる超音
    波イメージング・システム。
  2. 【請求項２】 前記各々の受信チャンネル制御回路は、 第１、第２及び第３のカウント時にそれぞれのマルチプ
    レクサ・スイッチング信号を発生する第１、第２及び第
    ３のカウンタと、 前記それぞれのマルチプレクサ・スイッチング信号に応
    答してスイッチされるように接続されているマルチプレ
    クサと、 該マルチプレクサのそれぞれの入力に並列に接続された
    それぞれの出力と、第１、第２及び第３の勾配パラメー
    タをそれぞれ受け取るためのそれぞれの入力とを有して
    おり、前記第１、第２及び第３の勾配パラメータをそれ
    ぞれ蓄積する第１、第２及び第３のアキュムレータとを
    更に含んでおり、 前記マルチプレクサは、前記それぞれのマルチプレクサ
    ・スイッチング信号に応答して、蓄積された前記第１、
    第２及び第３の勾配パラメータを多重化してスイッチさ
    れた勾配波形を形成するように構成されている請求項１
    に記載の超音波イメージング・システム。
  3. 【請求項３】 前記各々の受信チャンネル回路は、前記
    マルチプレクサからの出力信号に応答して、前記スイッ
    チされた勾配波形の圧縮形態を形成するエンコーダを更
    に含んでいる請求項２に記載の超音波イメージング・シ
    ステム。
  4. 【請求項４】 前記エンコーダは、関数４ｌｏｇ2 ｒ
    （ｎ）を算出するように構成されており、ここで、ｒ
    （ｎ）は、前記スイッチされた勾配波形を表している請
    求項３に記載の超音波イメージング・システム。
  5. 【請求項５】 前記各々の受信チャンネル回路は、前記
    圧縮されたスイッチされた勾配波形によりアドレス決定
    される第１のランダム・アクセス・メモリを更に含んで
    おり、該ランダム・アクセス・メモリは、該第１のラン
    ダム・アクセス・メモリのアドレスの−２倍に比例した
    出力信号を供給するように、データを記憶するように構
    成されている請求項３に記載の超音波イメージング・シ
    ステム。
  6. 【請求項６】 前記各々の受信チャンネル回路は、前記
    圧縮されたスイッチされた勾配波形によりアドレス決定
    される第１のランダム・アクセス・メモリを更に含んで
    おり、該ランダム・アクセス・メモリは、−８ｌｏｇ2
    ｛ｒ（ｎ）／Ｓ-1/2｝に従って時間と共に変化する出力
    信号を供給するように、データを記憶するよう構成され
    ており、ここで、Ｓは、スケーリング・パラメータであ
    る請求項４に記載の超音波イメージング・システム。
  7. 【請求項７】 前記各々の受信チャンネル回路は、前記
    第１のランダム・アクセス・メモリの出力信号を受け取
    るデコーダを更に含んでおり、該デコーダは、１／［Ｓ
    ｒ2 （ｎ）］により表される出力信号を発生するよう
    に、関数２x/16を算出するように構成されている請求項
    ６に記載の超音波イメージング・システム。
  8. 【請求項８】 前記アドレスの導関数を表す前記信号を
    積分する前記手段は、前記デコーダの出力信号を積分す
    る第４のアキュムレータを含んでおり、前記メモリ手段
    は、第２のランダム・アクセス・メモリと、乗算器とを
    含んでおり、前記第２のランダム・アクセス・メモリ
    は、前記アドレス決定手段からの信号に応答して前記乗
    算器への印加のためのウィンドウ関数加重ファクタを選
    択するように構成されている請求項７に記載の超音波イ
    メージング・システム。
  9. 【請求項９】 パターンを成して設けられている１組の
    アレイ素子を有している超音波トランスデューサ・アレ
    イを備えた超音波イメージング・システムの開口をアポ
    ダイズする方法であって、 前記アレイ素子を個別に動作させて、送信モード時に媒
    体を介して超音波エネルギのパルスを発生し、受信モー
    ド時に前記アレイ素子に入射した超音波エネルギに応答
    してエコー信号を発生する工程であって、前記送信モー
    ドにおける前記パルスは、方向付けされた送信ビームを
    形成しており、前記エコー信号は、前記受信モードにお
    いてサンプリングされて、各々のアレイ素子からサンプ
    リングされたそれぞれの前記エコー信号を個別に遅延さ
    せ、アポダイズして加算することによりサンプリングさ
    れた前記エコー信号から受信ビーム信号を形成する、エ
    コー信号を発生する工程と、 前記受信ビーム信号の関数として画像を形成する工程と
    を備えており、前記アポダイズする工程は、 前記エコー信号が受信されている際に、前記トランスデ
    ューサ・アレイ素子により発生された前記サンプリング
    されたエコー信号に、それぞれの選択されたウィンドウ
    関数加重ファクタを乗算する工程を含んでおり、該ウィ
    ンドウ関数加重ファクタは、アドレス決定関数の導関数
    を先ず算出し、次いで、該導関数を積分して当該ランダ
    ム・アクセス・メモリから所要のウィンドウ関数加重フ
    ァクタを選択するためのアドレスを供給することにより
    ランダム・アクセス・メモリから検索される超音波イメ
    ージング・システムの開口をアポダイズする方法。
JP10128838A 1997-05-12 1998-05-12 超音波イメージング・システム及び超音波イメージング・システムの開口をアポダイズする方法 Withdrawn JPH1156837A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US08/854733 1997-05-12
US08/854,733 US5817023A (en) 1997-05-12 1997-05-12 Ultrasound imaging system with dynamic window function generator

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH1156837A true JPH1156837A (ja) 1999-03-02

Family

ID=25319427

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP10128838A Withdrawn JPH1156837A (ja) 1997-05-12 1998-05-12 超音波イメージング・システム及び超音波イメージング・システムの開口をアポダイズする方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5817023A (ja)
JP (1) JPH1156837A (ja)
DE (1) DE19820993A1 (ja)
IL (1) IL124230A (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011522237A (ja) * 2008-05-28 2011-07-28 ジーイー センシング アンド インスペクション テクノロジーズ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング 超音波を用いて対象物を非破壊検査するための方法
KR101237298B1 (ko) * 2011-04-15 2013-02-27 알피니언메디칼시스템 주식회사 초음파 영상 진단장치 및 그 진단방법
WO2014010683A1 (ja) * 2012-07-13 2014-01-16 富士フイルム株式会社 超音波検査装置

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3763924B2 (ja) * 1997-03-17 2006-04-05 フクダ電子株式会社 超音波診断装置
US6789427B2 (en) * 2002-09-16 2004-09-14 General Electric Company Phased array ultrasonic inspection method for industrial applications
JP3808419B2 (ja) * 2002-10-08 2006-08-09 松下電器産業株式会社 超音波診断装置
US7135806B2 (en) * 2002-10-31 2006-11-14 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Transducer-based sensor system with multiple drive signal variants
US6792808B1 (en) 2003-04-30 2004-09-21 General Electric Company Ultrasonic inspection method
US7379769B2 (en) 2003-09-30 2008-05-27 Sunnybrook Health Sciences Center Hybrid imaging method to monitor medical device delivery and patient support for use in the method
US20080077005A1 (en) * 2004-08-12 2008-03-27 Piron Cameron A System and Method for Multimodality Breast Imaging
US8290569B2 (en) 2007-11-23 2012-10-16 Hologic, Inc. Open architecture tabletop patient support and coil system
JP4717109B2 (ja) * 2008-12-04 2011-07-06 日立アロカメディカル株式会社 超音波診断装置
WO2010148503A1 (en) * 2009-06-23 2010-12-29 Sentinelle Medical Inc. Variable angle guide holder for a biopsy guide plug
EP2503934B1 (en) * 2009-11-27 2021-10-20 Hologic, Inc. Systems and methods for tracking positions between imaging modalities and transforming a displayed three-dimensional image corresponding to a position and orientation of a probe
US9913596B2 (en) 2010-11-25 2018-03-13 Invivo Corporation Systems and methods for MRI guided trans-orifice and transperineal intervention apparatus with adjustable biopsy needle insertion
DE102011082479A1 (de) * 2011-09-12 2013-03-14 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum Verstärken eines zur Fahrzeugumfelddetektion geeigneten Echosignals und Vorrichtung zum Durchführen des Verfahrens
EP2785253B1 (en) 2011-12-01 2023-11-15 Maui Imaging, Inc. Motion detection using ping-based and multiple aperture doppler ultrasound
CN104203110B (zh) * 2012-03-26 2017-06-06 毛伊图像公司 用于通过应用加权因子来提高超声图像品质的系统和方法
US9646376B2 (en) 2013-03-15 2017-05-09 Hologic, Inc. System and method for reviewing and analyzing cytological specimens
KR102202600B1 (ko) * 2014-11-10 2021-01-13 한국전자통신연구원 레이더 신호 처리를 위한 빔 형성 장치 및 그 방법
EP3338082B1 (en) * 2015-08-19 2024-04-10 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Ultrasonic measurements for reconstructing an image of an object
CN106199612A (zh) * 2016-06-22 2016-12-07 杨越 无人船监控区域相控阵超声波低频成像方法
JP7008549B2 (ja) * 2018-03-16 2022-01-25 富士フイルムヘルスケア株式会社 超音波診断装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3090718B2 (ja) * 1990-07-11 2000-09-25 株式会社東芝 超音波診断装置
DE9113727U1 (ja) * 1991-11-05 1992-01-02 Filterwerk Mann & Hummel Gmbh, 7140 Ludwigsburg, De
US5345939A (en) * 1993-11-24 1994-09-13 General Electric Company Ultrasound imaging system with dynamic window function
US5520186A (en) * 1994-11-23 1996-05-28 General Electric Company Method and apparatus for controlling transducer multiplexing in ultrasound imaging system

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011522237A (ja) * 2008-05-28 2011-07-28 ジーイー センシング アンド インスペクション テクノロジーズ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング 超音波を用いて対象物を非破壊検査するための方法
KR101237298B1 (ko) * 2011-04-15 2013-02-27 알피니언메디칼시스템 주식회사 초음파 영상 진단장치 및 그 진단방법
WO2014010683A1 (ja) * 2012-07-13 2014-01-16 富士フイルム株式会社 超音波検査装置
JP2014030715A (ja) * 2012-07-13 2014-02-20 Fujifilm Corp 超音波検査装置
CN104487002A (zh) * 2012-07-13 2015-04-01 富士胶片株式会社 超声波检查装置

Also Published As

Publication number Publication date
DE19820993A1 (de) 1998-11-19
US5817023A (en) 1998-10-06
IL124230A (en) 2000-08-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5230340A (en) Ultrasound imaging system with improved dynamic focusing
US5817023A (en) Ultrasound imaging system with dynamic window function generator
US5345939A (en) Ultrasound imaging system with dynamic window function
US5235982A (en) Dynamic transmit focusing of a steered ultrasonic beam
US5142649A (en) Ultrasonic imaging system with multiple, dynamically focused transmit beams
US5172343A (en) Aberration correction using beam data from a phased array ultrasonic scanner
US5291892A (en) Ultrasonic flow imaging
US6123670A (en) Ultrasound imaging with optimal image quality in region of interest
US5349524A (en) Color flow imaging system utilizing a time domain adaptive wall filter
US5113706A (en) Ultrasound system with dynamic transmit focus
US5329930A (en) Phased array sector scanner with multiplexed acoustic transducer elements
US5203335A (en) Phased array ultrasonic beam forming using oversampled A/D converters
US4182173A (en) Duplex ultrasonic imaging system with repetitive excitation of common transducer in doppler modality
US5349525A (en) Color flow imaging system utilizing a frequency domain wall filter
US4582065A (en) Ultrasonic step scanning utilizing unequally spaced curvilinear transducer array
US5415173A (en) Ultrasound diagnosis system
EP1041395A2 (en) Method and apparatus for positioning region of interest in image
JP4424707B2 (ja) Ｂモード超音波イメージングにおける自動送信波形最適化のための方法及び装置
US5121364A (en) Time frequency control filter for an ultrasonic imaging system
JP2001187054A (ja) 超音波ビーム経路の数値的最適化方式
JPH10309276A (ja) 超音波イメージング・システムの作動方法
US6423004B1 (en) Real-time ultrasound spatial compounding using multiple angles of view
US5327894A (en) Wall filter using circular convolution for a color flow imaging system
US5476098A (en) Partially coherent imaging for large-aperture phased arrays
US6740034B2 (en) Three-dimensional ultrasound imaging system for performing receive-focusing at voxels corresponding to display pixels

Legal Events

Date Code Title Description
A300 Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300

Effective date: 20050802