JPH1151977A

JPH1151977A - インバータ回路

Info

Publication number: JPH1151977A
Application number: JP9205876A
Authority: JP
Inventors: Kimihiko Furukawa; 公彦古川
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1997-07-31
Filing date: 1997-07-31
Publication date: 1999-02-26
Anticipated expiration: 2017-07-31
Also published as: JP3423196B2

Abstract

(57)【要約】【課題】インバータ主回路の出力電流に含まれる直流
分を簡易な構成で精度良く検出して、直流分の制御を行
なう。【解決手段】直流電力を交流電力に変換して交流出力
線路７に出力するインバータ主回路と、インバータ主回
路の動作を制御するインバータ制御回路とから構成さ
れ、インバータ制御回路は、交流出力線路７に流れる直
流分を零に抑制する制御機能を有しているインバータ回
路において、インバータ制御回路は、交流出力線路７に
装備された電流センサー８を含む電流制御回路13と、交
流出力線路７に介在するシャント抵抗９を含む高精度検
出回路14とを具え、高精度検出回路14は、シャント抵抗
９の両端電圧に基づいて直流分を検出すると共に、該検
出値を１或いは複数ビットのデジタル値に変換して電流
制御回路13へ供給し、電流制御回路13は、該デジタル値
の供給を受けて、電流センサー８の零点を補正する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、太陽電池等の直流
電源から得られる直流電力を交流電力に変換して、交流
電力系統等へ出力するインバータ回路に関し、特に、イ
ンバータ回路が出力する交流電流に含まれる直流分を高
精度に検出して、該直流分の発生を抑制することが出来
るインバータ回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】太陽光発電システムは、図１１に示す様
に太陽電池から構成される直流電源(１)の出力電力を、
インバータ主回路(２)によって交流電力に変換して、交
流電力系統(４)やモータ等の負荷へ供給するものであっ
て、インバータ主回路(２)の動作はインバータ制御回路
(３)によって制御されている。

【０００３】インバータ主回路(２)は図１２に示す如
く、太陽電池のＰ相−Ｖ相間に発生する直流出力をＰＷ
Ｍ変調する複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４からなる
スイッチング回路(５)と、スイッチング回路(５)から得
られるパルス状の交流波形をサイン波形に整形するフィ
ルター回路(６)とを具え、フィルター回路(６)から得ら
れるサイン波形の交流出力が線路(７)を経て交流電力系
統(４)へ供給される。

【０００４】ところで、スイッチング回路(５)が直流を
交流に変換する際、交流出力電流Ｉ１に直流分が重畳す
ることがあり、この場合、同じ系統に接続されているト
ランス、特に柱上トランスが偏磁、飽和して、トランス
として正常に機能しなくなって、系統に障害が発生す
る。またモータ等の負荷に交流電力を供給する場合、モ
ータに通電すべき電流に直流分が重畳すると、モータが
偏磁してトルクリップルが発生し、滑らかな回転が得ら
れない等の障害が発生する。

【０００５】そこで、従来は、交流出力電流のＩ１の直
流分を検出して、該直流分を抑制する様にスイッチング
回路(５)をスイッチング制御し、過大な直流分が発生し
たときには、インバータを停止させることが行なわれて
いる。

【０００６】出力電流の直流分を検出する際、出力電流
の変化を検出する方法として、従来より次の２つの方法
が採用されている。第１の方法は、図１３に示す様に、
交流出力線路(７)を包囲して電流センサー(８)を設置
し、交流出力線路(７)に電流が流れたときに発生する磁
界に基づいて、電流を検出するものである。第２の方法
は、図１４に示す様に、交流出力線路(７)にシャント抵
抗(９)を介在させて、該シャント抵抗(９)の両端電圧を
検出することによって、出力電流Ｉ１を検出するもので
ある。尚、シャント抵抗(９)に電流が流れることによる
損失を抑えるため、シャント抵抗(９)としては、通常は
数十ｍΩ程度の抵抗が採用される。

【０００７】何れの検出方法を採用した場合において
も、図１５に示す如き電流制御回路が必要となる。電流
センサー(８)或いはシャント抵抗(９)から得られる電流
検出信号は、信号処理回路(10)にて増幅やローパスフィ
ルター処理が施されることによって、直流分が検出され
る。該直流分検出信号は、アイソレーションアンプ等の
信号絶縁伝達器(11)を経て、ＰＷＭ制御回路へ供給さ
れ、直流分を抑制するための制御に供せられる。又、信
号絶縁伝達器(11)から得られる直流分検出信号は値判定
回路(12)へ供給され、直流分の大きさが判定される。そ
して、直流分が所定の基準レベルを超えているときは、
ＰＷＭ制御回路へオフ指令が発せられ、インバータの運
転が停止される。但し、電流センサー(８)を採用した場
合は、信号絶縁伝達器(11)の装備は不要である。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、電流セ
ンサー(８)を用いた方法によれば、交流出力線路(７)と
は電気的に絶縁された状態で、非接触で電流を検出する
ことが出来るので、直流分を制御するための制御信号を
容易に得ることが可能であるが、電流センサー(８)の零
点が不安定で、電流の検出精度は高々１％程度と低い問
題がある。

【０００９】シャント抵抗(９)を用いた方法によれば、
１％以下の高い検出精度が得られるが、交流出力線路
(７)から直接に検出信号を得るため、制御回路へこの検
出信号を伝達するためには、何らかの方法で信号の電気
的絶縁を行なう必要がある。一般には、アナログ値を絶
縁して伝達するために、アイソレーションアンプ等の信
号絶縁伝達器が装備され、これによって部品点数の増加
とコスト上昇を招く問題がある。

【００１０】特に、太陽光発電用インバータにおいて
は、定格電流の１％以下の直流分に抑えることが必要で
あり、電流センサによる直流成分検出では、精度が不十
分であるため、従来は、シャント抵抗による直流分検出
方法を採用せざるを得ず、部品点数の増加とコスト上昇
を避けることが出来なかった。

【００１１】そこで本発明の目的は、インバータ主回路
の出力電流に含まれる直流分を簡易な構成で精度良く検
出して、直流分の制御を行なうことが出来るインバータ
回路を提供することである。

【００１２】

【課題を解決する為の手段】本発明は、電流センサーに
よる直流分の検出精度がセンサー自体の零点の精度に依
存していることに着目し、シャント抵抗による直流分検
出と組み合わせることによって、電流センサーの零点を
補正する新規な方式を採用し、全体として簡易な構成を
有すると共に、精度の高い直流分の検出が可能なインバ
ータ回路を実現した。

【００１３】本発明に係るインバータ回路は、直流電源
(１)から得られる直流電力を交流電力に変換して交流出
力線路(７)に出力するインバータ主回路(２)と、インバ
ータ主回路(２)の動作を制御するインバータ制御回路
(３)とから構成され、インバータ制御回路(３)は、交流
出力線路(７)に流れる電流に含まれる直流分を零に抑制
する制御機能を有している。ここで、インバータ制御回
路(３)は、交流出力線路(７)に装備された電流センサー
(８)を含む電流制御回路(13)と、交流出力線路(７)に介
在するシャント抵抗(９)を含む高精度検出回路(14)とを
具え、高精度検出回路(14)は、シャント抵抗(９)の両端
電圧に基づいてインバータ主回路(２)の出力電流に含ま
れる直流分を検出すると共に、該検出値を１或いは複数
ビットのデジタル値に変換して電流制御回路(13)へ供給
し、電流制御回路(13)は、該デジタル値の供給を受け
て、電流センサー(８)による電流検出信号の零点を補正
する。

【００１４】上記本発明のインバータ回路において、高
精度検出回路(14)はシャント抵抗(９)の両端電圧に基づ
いてインバータ主回路(２)の出力電流に含まれる直流分
を検出するものであるから、高い検出精度が得られる。
該直流分の検出値は、そのままデジタル化するのではな
く、所定の基準レベルと比較してその大小を１ビットで
表わす等のビット幅縮小処理によって、１〜３ビット程
度のデジタルデータに変換し、電流制御回路(13)へ供給
する。該デジタルデータは、直流分の大きさを表わすも
のではないが、直流分がある基準レベルを超えた時点を
表わすデータとしては精度の高いものである。一方、電
流制御回路(13)は電流センサー(８)による検出信号に基
づいてインバータ主回路(２)の出力電流に含まれる直流
分を検出するものであるから、その検出精度は低いもの
となるが、高精度検出回路(14)から送られてくるデジタ
ルデータの供給を受けることによって、電流センサー
(８)による電流検出信号の零点を精度良く補正すること
が可能である。該補正の施された電流検出信号は精度の
高いものとなる。

【００１５】この結果、インバータ主回路(２)の出力電
流に含まれる直流分が高い精度で検出され、該検出結果
に基づいてインバータ制御回路(３)が所定の制御機能を
発揮して、直流分を零に抑制する。尚、高精度検出回路
(14)から交流出力線路(７)へ供給すべき信号はビット幅
の小さなデジタルデータであるから、信号を電気的に絶
縁して伝達するために、フォトカプラ等の簡易な構成の
信号絶縁伝達器を採用することが出来る。

【００１６】より具体的には、インバータ制御回路(３)
は、交流出力線路(７)に介在するシャント抵抗(９)と、
シャント抵抗(９)の両端電圧に基づいて、インバータ主
回路(２)の出力電流に含まれる直流分を検出する第１の
直流分検出手段と、第１の直流分検出手段によって検出
された直流分が、プラス側及びマイナス側に設定された
少なくとも２つの基準レベルの内、何れか一方の基準レ
ベルを超えたか否かを判定するレベル判定手段と、レベ
ル判定手段による判定結果を１或いは複数ビットのデジ
タル値に変換し、該デジタル値を電気的に絶縁して出力
する信号絶縁伝達手段と、交流出力線路(７)に装備され
た電流センサー(８)と、電流センサー(８)による電流検
出信号にオフセット量を付加するオフセット付加手段
と、オフセット量が付加された電流検出信号に基づい
て、インバータ主回路(２)の出力電流に含まれる直流分
を検出する第２の直流分検出手段と第２の直流分検出手
段によって検出される直流分に基づいて、該直流分を零
に抑制するための制御を行なう電流制御手段とを具え、
オフセット付加手段は、前記信号絶縁伝達手段から出力
されるデジタル値を用いた所定のオフセット量調整動作
を実行して、電流センサー(８)による電流検出信号の零
点を補正する。

【００１７】該具体的構成においては、オフセット付加
手段が、信号絶縁伝達手段から出力されるデジタル値を
用いた所定のオフセット量調整動作を実行して、電流セ
ンサー(８)による電流検出信号に付加すべきオフセット
量を強制的に変化させる。この結果、電流制御手段の動
作により、インバータ主回路(２)の出力電流に含まれる
直流分が変化することになり、この過程で、該直流分が
プラス側及びマイナス側に設定された２つの基準レベル
と等しくなり、これらの状態がレベル判定手段によって
判定される。これらの判定結果は夫々、１或いは複数ビ
ットのデジタル値として、信号絶縁伝達手段からオフセ
ット付加手段へ供給される。前記直流分が２つの基準レ
ベルと等しくなった時点でオフセット付加手段が付加し
た２つのオフセット量は、仮に電流センサー(８)による
電流検出信号に零点のずれがなければ、極性が逆で絶対
値の等しい２つの値となるが、電流センサー(８)による
電流検出信号に零点のずれがある場合、２つのオフセッ
ト量は、零点のずれに応じてプラス側或いはマイナス側
に偏ることになる。従って、２つのオフセット量を平均
すれば、零点のずれに対応するオフセット量が得られる
ことになる。そこでオフセット付加手段は、前記２つの
オフセット量の平均値に基づいて、電流センサー(８)に
よる電流検出信号の零点を補正するのである。尚、零点
補正のためのオフセット量は、原理的には前記２つのオ
フセット量を平均することによって得られるが、必要に
応じ、該平均値に対して所定の修正が施される。

【００１８】

【発明の効果】本発明に係るインバータ回路によれば、
電流センサーの電流検出信号の零点がシャント抵抗によ
る直流分の検出結果によって精度良く補正されるので、
電流センサーによって精度の高い直流分の検出が可能で
あり、これによって直流分の制御を正確に行なうことが
出来る。又、シャント抵抗(９)による直流分の検出結果
を表わす信号はビット幅の小さなデジタルデータである
から、信号を電気的に絶縁して伝達するために、フォト
カプラ等の簡易な構成の信号絶縁伝達器を採用すること
が出来、構成が従来よりも簡易となる。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、本発明を図１１及び図１２
に示す太陽光発電用インバータに実施した形態につき、
図面に沿って具体的に説明する。

【００２０】第１実施例本発明に係るインバータにおいては、図１２に示す交流
出力線路(７)に対し、図１に示す様に、電流センサー
(８)を装備して(図１３参照)、該電流センサー(８)と共
に電流制御回路(13)を構成する一方、交流出力線路(７)
にシャント抵抗(９)を介在せしめて(図１４参照)、該シ
ャント抵抗(９)を含む高精度検出回路(14)を構成する。

【００２１】図１に示す如く電流制御回路(13)の検出部
においては、電流センサー(８)による電流値検出信号を
電流制御に供すると共に、信号処理回路(15)へ供給し
て、増幅、ローパスフィルター処理を施し、直流分を検
出する。又、電流センサー(８)による電流値検出信号に
は、Ｄ／Ａ変換器を具えたマイクロコンピュータ(16)か
ら得られるオフセット信号が付加される。

【００２２】一方、高精度検出回路(14)においては、シ
ャント抵抗(９)から得られる微小検出電圧を信号処理回
路(17)へ供給して、増幅、ローパスフィルター処理を施
し、交流出力線路(７)を流れる交流電流に含まれる直流
分を検出する。検出された直流分はプラス側判定回路(1
8)及びマイナス側判定回路(19)へ供給されて、直流分が
所定のプラス側判定値或いは所定のマイナス側判定値を
越えているか否かが判定され、両判定回路(18)(19)から
得られる二値化データとしての判定結果は更に論理和が
とられて、その結果が、フォトカプラから構成される信
号絶縁伝達器(20)を経て、電流制御回路(13)のマイクロ
コンピュータ(16)の入力ポートへ出力される。

【００２３】これに応じて、電流制御回路(13)のマイク
ロコンピュータ(16)は、電流センサー(８)の直流オフセ
ット値をプラス側、マイナス側の両方にシフトさせるた
めのオフセット調整信号を作成してＤ／Ａ変換器から出
力し、電流センサー(８)による電流値検出信号に付加す
る。尚、オフセット調整信号は、分圧用の抵抗等を用い
て、容易に作成することが可能である。

【００２４】図１に示す高精度検出回路(14)は、シャン
ト抵抗(９)を採用しているため、インバータ主回路の出
力電圧が直接に高精度検出回路(14)に印加されるが、フ
ォトカプラからなる信号絶縁伝達器(20)によって絶縁さ
れたデジタルデータのみが、電流制御回路(13)へ伝達さ
れる。

【００２５】上記高精度検出回路(14)においては、図２
に示す様に、主回路直流分がプラス側判定値よりもプラ
ス側に大きく、或いはマイナス側判定値よりもマイナス
側に大きい状態にて、信号絶縁伝達器(20)がオンとな
り、その結果が１ビットのデジタルデータとして電流制
御回路(13)のマイクロコンピュータ(16)へ出力される。

【００２６】ここでマイクロコンピュータ(16)に入力さ
れるデータは１ビットに過ぎないので、プラス側もしく
はマイナス側のどちらに直流分が発生したかは不明であ
る。そこで、下記の如き補正方法が採用される。即ち、
インバータ動作中に直流分が発生し、図３のＡ点にてプ
ラス側判定回路(18)或いはマイナス側判定回路(19)によ
る判定値を超えたため、信号絶縁伝達器(20)がオンとな
って、その旨をマイクロコンピュータ(16)に知らせる。
これに応じてマイクロコンピュータ(16)は、図３のＢ点
〜Ｆ点の調整動作に入る。

【００２７】マイクロコンピュータ(16)は先ず、Ｄ／Ａ
変換器の出力をプラス側最大制御量に設定する。これに
よって、信号処理回路(15)に入力される電流検出信号に
含まれる直流分が増大するため、該直流分を打ち消す様
に制御が働き、その結果、交流出力線路(７)を流れる直
流分は、図３のＣ点まで増大することになり、マイクロ
コンピュータ(16)の入力ポートは検出の状態を示す。次
に、Ｄ／Ａ出力値を徐々に下げてゆき、最初に検出が解
除される時点ＤにおけるＤ／Ａ出力値を記憶する。更に
Ｄ／Ａ出力値を徐々に下げてゆき、次に直流分検出が行
なわれるＥ点におけるＤ／Ａ出力値を記憶する。最後
に、Ｄ点のＤ／Ａ出力値とＥ点のＤ／Ａ出力値の平均値
(Ｆ点)を算出して、該算出結果を零点補正のためのオフ
セット量として出力し、調整シーケンスを終了する。こ
の結果、電流センサー(８)の零点が高精度で補正される
ことになる。

【００２８】上記実施例によれば、プラス側判定回路(1
8)及びマイナス側判定回路(19)の判定結果を信号絶縁伝
達器(20)から１ビットのデジタルデータとして電流制御
回路(13)へ供給して、電流センサー(８)の零点を高精度
で補正しているので、従来のシャント抵抗(９)のみによ
る零点の補正に対し、信号絶縁伝達器(20)は１個のフォ
トカプラからなる簡易な構成を採用することが出来、然
も信号絶縁伝達器(20)をマイクロコンピュータ(16)に接
続すべき信号線は１本(１ビット)で済む。

【００２９】尚、上記の調整シーケンスの他に幾つかの
調整シーケンスが考えられるが、何れにしても１ビット
の入力ポートでは、マイクロコンピュータ(16)は、プラ
ス或いはマイナスの何れの方向に直流分が発生したかを
知ることが出来ないため、図３においては最初に直流分
がマイナス側の判定値を超えたにも拘わらず、調整シー
ケンスによって、一旦、極性が逆方向のプラス側最大制
御量を与えている。これによってある程度の直流分が流
出する虞れがある。従って、本実施例は、オフセットの
調整過程で発生する直流分が許容出来る場合にのみ、例
えば直流分の短時間の流出であれば許される場合にのみ
適用することが出来る。

【００３０】第２実施例図４に示す高精度検出回路(21)においては、プラス側判
定回路(18)及びマイナス側判定回路(19)の各判定結果
を、夫々フォトカプラからなる２つの信号絶縁伝達器(2
2)(23)を経て、マイクロコンピュータ(16)へ供給してい
る。

【００３１】該高精度検出回路(21)においては、図５に
示すように、直流分がＡ点にてマイナス側に基準レベル
(マイナス側判定値)を超えた場合、この状態をマイクロ
コンピュータ(16)が確認したＢ点から、所定の調整シー
ケンスが働く。即ち、Ｂ点では、直流分がマイナス側の
判定値を超えているため、現在のＤ／Ａ出力値をプラス
方向へ徐々に増加させ、マイナス側判定値をクリアする
Ｃ点のＤ／Ａ出力値と、プラス側判定値を超えるＤ点の
Ｄ／Ａ出力値とを記憶する。そして、Ｃ点とＤ点のＤ／
Ａ出力値の平均値(Ｅ点)を算出して、該算出結果を零点
の調整のためのオフセット量として出力し、調整シーケ
ンスを終了する。これによって、電流センサー(８)の零
点が高精度で補正されることになる。

【００３２】該実施例によれば、調整シーケンス中に
は、初期直流分(プラス或いはマイナス側の判定値より
も僅かに大きい値)を越える直流分は発生しない。又、
プラス側判定回路(18)及びマイナス側判定回路(19)の判
定結果を２つの信号絶縁伝達器(22)(23)から２ビットの
デジタルデータとして電流制御回路(13)へ供給して、電
流センサー(８)の零点を高精度で補正しているので、２
個のフォトカプラを用いて両信号絶縁伝達器(22)(23)を
構成することが出来、然もマイクロコンピュータ(16)と
の間の信号線は２本(２ビット)で済む。尚、図５とは逆
にプラス側に直流分が流出した場合は、上記とは全く逆
のシーケンスを実行することにより、同様の零点補正が
可能である。

【００３３】ところで、太陽光発電用インバータにおい
ては、直流分が一定の判定レベルを超えるとインバータ
の運転を停止するように求められている。上記第１及び
第２実施例においては、直流分が判定レベルを超えた時
点から調整シーケンスが働くため、直流分が判定レベル
に達したときにインバータを一旦停止させ、その後、イ
ンバータを再起動させる手続が必要となる。これを回避
するための実施例として、次の第３実施例を挙げる。

【００３４】第３実施例図６に示す如く、高精度検出回路(24)は、信号処理回路
(17)から得られる直流分を高低２つの基準レベルで判定
するためのプラス側判定回路(25)及びマイナス側判定回
路(26)を具えている。そして、両判定回路による判定結
果の論理和をとることによって、直流分が何れか一方の
高レベルを超えたとき、２つの信号絶縁伝達器(27)(28)
を同時にオンとし、直流分がプラス側或いはマイナス側
の何れか一方の低レベルを超えたに過ぎないときは、対
応する何れか一方の信号絶縁伝達器をオンとする。両信
号絶縁伝達器(27)(28)のオン／オフ状態は、２ビットの
デジタルデータとして電流制御回路(13)のマイクロコン
ピュータ(16)へ出力される。

【００３５】これに応じてマイクロコンピュータ(16)
は、図７に示す様に直流分がプラス側或いはマイナス側
にある程度大きく、何れか一方の信号絶縁伝達器(フォ
トカプラ)がオンとなった場合は、第２実施例と同一の
調整シーケンスを起動する。一方、直流分がプラス側或
いはマイナス側に過大となって、両信号絶縁伝達器(27)
(28)が同時にオンとなった場合は、インバータの運転を
停止させる。

【００３６】上記実施例によれば、直流分がプラス側或
いはマイナス側に過大とならない範囲で、インバータを
停止させることなく、電流センサー(８)の零点を調整し
て、高精度による直流分の制御を行なうことが出来る。
尚、上記実施例においては、インバータの停止レベルの
直流分が流出した場合、直流分がプラス側に過大となっ
たか、マイナス側に過大となったかの情報は失われてい
るため、オフセットの再調整には、先ず第１実施例と同
様の調整シーケンスを実行し、プラス／マイナスが判明
した後、第２実施例と同様の調整シーケンスを実行する
方式が採用可能である。

【００３７】第４実施例本実施例は図８に示す如く、高精度検出回路(29)におい
て、第３実施例と同じくプラス側判定回路(25)及びマイ
ナス側判定回路(26)を装備すると共に、第１〜第３の３
つの信号絶縁伝達器(30)(31)(32)を装備しており、両判
定回路(25)(26)によって直流分が高レベルを超えたこと
が判定されたときは、両判定回路の判定結果の論理和を
とって、第３の信号絶縁伝達器(32)をオンせしめ、両判
定回路(25)(26)によって、直流分が何れか一方の低レベ
ルを超えたことが判定されたときは、第１及び第２信号
絶縁伝達器(30)(31)の内、対応する何れか一方をオンと
する。そして、これら３つの信号絶縁伝達器(30)(31)(3
2)の出力は、３本(３ビット)の信号線を経て、電流制御
回路(13)のマイクロコンピュータ(16)へ供給する。

【００３８】これに応じてマイクロコンピュータ(16)
は、第１及び第２信号絶縁伝達器(30)(31)の内、何れか
一方がオンとなったときは、上記第２実施例と同一の調
整シーケンスを実行する。一方、第３信号絶縁伝達器(3
2)がオンとなったとき、インバータの運転を停止させ
る。

【００３９】上記インバータ回路によれば、プラス側判
定回路(25)及びマイナス側判定回路(26)の判定結果を３
ビットのデジタルデータとして電流制御回路(13)へ供給
して、電流センサー(８)の零点を高精度で補正している
ので、従来のシャント抵抗(９)のみによる直流分の制御
に比べて、構成が簡易となる。

【００４０】第５実施例図に示す実施例は、２個のフォトカプラを用いて、常に
直流分を零付近の値に減少させる制御を採用したもので
ある。高精度レベル検出回路(33)の信号処理回路(17)か
ら得られる直流分の検出信号は、プラス側判定回路(3
4)、マイナス側判定回路(35)及び極性判定回路(36)へ入
力される。

【００４１】極性判定回路(36)は、直流分がプラスであ
るか、マイナスであるかを判断して、その結果を信号絶
縁伝達器(38)へ１ビットのデジタルデータとして入力す
るものである。ここで、図１０に示す様に直流分がプラ
スであるときはオン、マイナスであるときはオフのデジ
タルデータが作成される。該デジタルデータの作成は、
直流分のゼロクロスを検出するコンパレータ等により容
易に構成することが出来る。一方、プラス側判定回路(3
4)及びマイナス側判定回路(35)は、直流分が所定のプラ
ス側及びマイナス側の判定値を超えたか否かを判定し
て、その結果の論理和を信号絶縁伝達器(37)へ入力する
ものである。

【００４２】信号絶縁伝達器(38)から出力される極性判
定結果を表わす１ビットのデジタルデータは、電流制御
回路(13)のマイクロコンピュータ(16)へ入力されて、直
流分のフィードバック制御に供される。具体的には図１
０に示す様に、極性判定結果がオンの場合、マイクロコ
ンピュータ(16)は直流分を減少させるべく、Ｄ／Ａ出力
値を一定値ずつ減少させる。逆に極性判定結果がオフの
場合、マイクロコンピュータ(16)は直流分を減少させる
べく、Ｄ／Ａ出力値を一定値ずつ増加させる。

【００４３】上記制御動作を適当な周期で繰り返すこと
によって、インバータが出力する直流分は常時ゼロ付近
に近づく様、調整されることになる。上記制御が追従し
ない直流分の変化が発生して、図１０に示す様に、直流
分が所定の上限値或いは下限値を超えた場合は、この状
態が図９に示すプラス側判定回路(34)或いはマイナス側
判定回路(35)によって検出され、その検出結果が信号絶
縁伝達器(37)から１ビットのデジタルデータとして電流
制御回路(13)へ供給され、インバータの運転が強制停止
される。

【００４４】又、各実施例に示した調整シーケンスは一
例であって、その他の様々なシーケンスを採用すること
が出来る。例えば図５において、Ｃ点を検出した時点で
±０までの調整量(マイナス側判定値に相当するＤ／Ａ
出力値)が回路設計上、既知であるときは、Ｃ点から必
要なオフセット量を概算して指定することも可能であ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るインバータ回路の第１実施例を表
わすブロック図である。

【図２】第１実施例における直流分の判定方法を説明す
る図である。

【図３】第１実施例における調整シーケンスを説明する
図である。

【図４】本発明に係るインバータ回路の第２実施例を表
わすブロック図である。

【図５】第２実施例における調整シーケンスを説明する
図である。

【図６】本発明に係るインバータ回路の第３実施例を表
わすブロック図である。

【図７】第３実施例における直流分の判定方法を説明す
る図である。

【図８】本発明に係るインバータ回路の第４実施例を表
わすブロック図である。

【図９】本発明に係るインバータ回路の第５実施例を表
わすブロック図である。

【図１０】第５実施例における制御動作を説明する図で
ある。

【図１１】太陽光発電システムの構成を表わすブロック
図である。

【図１２】インバータ主回路の構成を表わす回路図であ
る。

【図１３】電流センサーの斜視図である。

【図１４】シャント抵抗を表わす図である。

【図１５】従来の電流検出値に基づく制御方式を表わす
ブロック図である。

【符号の説明】

(１) 直流電源 (２) インバータ主回路 (３) インバータ制御回路 (４) 交流電力系統 (７) 交流出力線路 (８) 電流センサー (９) シャント抵抗 (13) 電流制御回路 (14) 高精度検出回路 (16) マイクロコンピュータ (18) プラス側判定回路 (19) マイナス側判定回路 (20) 信号絶縁伝達器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号ＦＩＨ０２Ｍ 7/5387 Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｚ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源(１)から得られる直流電力を交
流電力に変換して交流出力線路(７)に出力するインバー
タ主回路(２)と、インバータ主回路(２)の動作を制御す
るインバータ制御回路(３)とから構成され、インバータ
制御回路(３)は、交流出力線路(７)に流れる電流に含ま
れる直流分を零に抑制する制御機能を有しているインバ
ータ回路において、インバータ制御回路(３)は、交流出
力線路(７)に装備された電流センサー(８)を含む電流制
御回路(13)と、交流出力線路(７)に介在するシャント抵
抗(９)を含む高精度検出回路(14)とを具え、高精度検出
回路(14)は、シャント抵抗(９)の両端電圧に基づいてイ
ンバータ主回路(２)の出力電流に含まれる直流分を検出
すると共に、該検出値を１或いは複数ビットのデジタル
値に変換して電流制御回路(13)へ供給し、電流制御回路
(13)は、該デジタル値の供給を受けて、電流センサー
(８)による電流検出信号の零点を補正することを特徴と
するインバータ回路。
【請求項２】直流電源(１)から得られる直流電力を交
流電力に変換して交流出力線路(７)に出力するインバー
タ主回路(２)と、インバータ主回路(２)の動作を制御す
るインバータ制御回路(３)とから構成され、インバータ
制御回路(３)は、交流出力線路(７)に流れる電流に含ま
れる直流分を零に抑制する制御機能を有しているインバ
ータ回路において、インバータ制御回路(３)は、交流出力線路(７)に介在するシャント抵抗(９)と、シャント抵抗(９)の両端電圧に基づいて、インバータ主
回路(２)の出力電流に含まれる直流分を検出する第１の
直流分検出手段と、第１の直流分検出手段によって検出された直流分が、プ
ラス側及びマイナス側に設定された少なくとも２つの基
準レベルの内、何れか一方の基準レベルを超えたか否か
を判定するレベル判定手段と、レベル判定手段による判定結果を１或いは複数ビットの
デジタル値に変換し、該デジタル値を電気的に絶縁して
出力する信号絶縁伝達手段と、交流出力線路(７)に装備された電流センサー(８)と、電流センサー(８)による電流検出信号にオフセット量を
付加するオフセット付加手段と、オフセット量が付加された電流検出信号に基づいて、イ
ンバータ主回路(２)の出力電流に含まれる直流分を検出
する第２の直流分検出手段と第２の直流分検出手段によ
って検出される直流分に基づいて、該直流分を零に抑制
するための制御を行なう電流制御手段とを具え、オフセット付加手段は、前記信号絶縁伝達手段から出力
されるデジタル値を用いた所定のオフセット量調整動作
を実行して、電流センサー(８)による電流検出信号の零
点を補正することを特徴とするインバータ回路。
【請求項３】レベル判定手段は、プラス側判定回路(1
8)とマイナス側判定回路(19)から構成され、何れか一方
の判定回路によって直流分が基準レベルを超えたと判定
されたとき、信号絶縁伝達手段は、その判定結果を１ビ
ットのデジタル値として、オフセット付加手段へ供給
し、オフセット付加手段は、直流分が何れか一方の基準
レベルを超えたとき、電流センサー(８)による電流検出
信号にプラス或いはマイナス側の最大のオフセット量を
付加した後、直流分が前記オフセット量とは逆極性の基
準レベルに戻るまでオフセット量を変化させ、該変化過
程で直流分が２つの基準レベルとなった時点におけるオ
フセット量に基づいて、零点補正のためのオフセット量
を算出する請求項２に記載のインバータ回路。
【請求項４】レベル判定手段は、プラス側判定回路(1
8)とマイナス側判定回路(19)から構成され、各判定回路
によって直流分が基準レベルを超えたと判定されたと
き、信号絶縁伝達手段は、両判定回路の判定結果を２ビ
ットのデジタル値として、オフセット付加手段へ供給
し、オフセット付加手段は、直流分が何れか一方の基準
レベルを超えたとき、直流分が前記基準レベルとは逆極
性の基準レベルとなるまでオフセット量を変化させ、直
流分が２つの基準レベルとなった時点におけるオフセッ
ト量に基づいて、零点補正のためのオフセット量を算出
する請求項２に記載のインバータ回路。
【請求項５】レベル判定手段は、夫々高低２つの判定
レベルを有するプラス側判定回路(25)とマイナス側判定
回路(26)から構成され、両判定回路によって、直流分が
何れか一方の高判定レベルを超えたと判定されたとき、
信号絶縁伝達手段は、その判定結果を２ビットのデジタ
ル値として、オフセット付加手段へ供給する一方、両判
定回路によって、直流分が何れか一方の低判定レベルを
超えたと判定されたとき、信号絶縁伝達手段は、その判
定結果を２ビットのデジタル値として、オフセット付加
手段へ供給し、直流分が何れか一方の高判定レベルを超
えたとき、インバータ制御回路(３)はインバータ主回路
(２)の動作を停止せしめる一方、直流分が何れか一方の
低判定レベルを超えたとき、オフセット付加手段は、直
流分が前記基準レベルとは逆極性の基準レベルとなるま
でオフセット量を変化させ、直流分が２つの低判定レベ
ルとなった時点におけるオフセット量に基づいて、零点
補正のためのオフセット量を算出する請求項２に記載の
インバータ回路。
【請求項６】レベル判定手段は、夫々高低２つの判定
レベルを有するプラス側判定回路(25)とマイナス側判定
回路(26)から構成され、両判定回路によって、直流分が
何れか一方の高判定レベルを超えたと判定されたとき、
信号絶縁伝達手段は、その判定結果を１ビットのデジタ
ル値として、オフセット付加手段へ供給する一方、両判
定回路によって、直流分が何れか一方の低判定レベルを
超えたと判定されたとき、信号絶縁伝達手段は、その判
定結果を前記１ビットとは異なる２ビットのデジタル値
として、オフセット付加手段へ供給し、直流分が何れか
一方の高判定レベルを超えたとき、インバータ制御回路
(３)はインバータ主回路(２)の動作を停止せしめた後、
オフセット付加手段は、直流分が前記基準レベルとは逆
極性の基準レベルとなるまでオフセット量を変化させ、
該変化過程で直流分が２つの低判定レベルとなった時点
におけるオフセット量に基づいて、零点補正のためのオ
フセット量を算出する一方、直流分が何れか一方の低判
定レベルを超えたとき、直流分が前記基準レベルとは逆
極性の基準レベルとなるまでオフセット量を変化させ、
直流分が２つの低判定レベルとなった時点におけるオフ
セット量に基づいて、零点補正のためのオフセット量を
算出する請求項２に記載のインバータ回路。
【請求項７】レベル判定手段は、プラス側判定回路(3
4)及びマイナス側判定回路(35)と、極性判定回路(36)と
から構成され、何れか一方の判定回路によって直流分が
基準レベルを超えたと判定されたとき、信号絶縁伝達手
段は、その判定結果を１ビットのデジタル値として、オ
フセット付加手段へ供給する一方、極性判定回路(36)に
よる直流分の極性判定結果は前記１ビットとは異なる１
ビットのデジタル値として、オフセット付加手段へ供給
し、オフセット付加手段は、極性判定回路(36)によって
判定された極性に応じて、直流分を減少させるべき一定
量のオフセットを付加する制御動作を一定周期で繰り返
し、プラス側判定回路(34)或いはマイナス側判定回路(3
5)によって直流分が基準レベルを超えたと判定されたと
き、インバータ制御回路(３)はインバータ主回路(２)の
動作を停止せしめる請求項２に記載のインバータ回路。