JPH11514168A - 不連続送信における音声デコーダのハングオーバー期間を評価する方法および音声エンコーダおよびトランシーバ - Google Patents

不連続送信における音声デコーダのハングオーバー期間を評価する方法および音声エンコーダおよびトランシーバ

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Abstract

(57)【要約】 本発明は、送信機と受信機の間で不連続送信を利用する通信システムにおいて、送信機の音声エンコーダと受信機の音声デコーダの間の相互同期のための方法に関する。不連続送信は、或る期間は送信されたフレームを含み、且つ、或る期間は送信を含まない時間的に連続的なフレーム期間を含んでおり、これにより、本方法は、少なくとも一つのフレームを含み、且つ、ユーザによって与えられた前記送信機装置への情報を含む情報送信期間(200)と、少なくとも1フレーム期間の長さを有し、且つ、ユーザによって与えられたもの以外の情報を含む沈黙期間(208,209)とを発生させるステップを含んでいる。不連続送信は、更に、情報送信期間(200)と次の沈黙期間(208,209)の間に少なくとも一つのフレームを含む不規則に発生する期間(T)を含み、この不規則な期間が沈黙期間に関係する情報を決定するためのハングオーバー期間を形成する。本発明による方法においては、受信機においてフレーム期間の数が或る瞬間まで数えられ、前記沈黙期間(208,209)の開始が検出され、前記フレーム期間の数えられた数および沈黙期間(208,209)の開始に基づいて、前記情報送信期間(200)と情報送信期間に続く沈黙期間(208)との間に前記タイプのハングオーバー期間(T)が存在するか否かが決定される。

Description

【発明の詳細な説明】 不連続送信における音声デコーダのハングオーバー期間を評価する方法および音 声エンコーダおよびトランシーバ 本発明は、概して、デジタル無線システムにおいて使用される音声符号化およ び音声復号に関し、特に、不連続送信モードにおける音声期間の後に使用される ハングオーバー期間が音声デコーダでどのように利用されるかに関する。本発明 は、特に、送信機と受信機の間で不連続送信を使用する通信システムの音声デコ ーダにおけるハングオーバー期間を評価するための方法に関するものであり、そ こでは、この不連続送信は、或る期間は送信されたフレーム期間を含み、或る期 間は送信を含まない時間的に連続的なフレーム期間を含み、そこでは、この方法 は、少なくとも一つのフレームを含み、前記送信機装置へのユーザによって与え られた情報を含んでいる情報送信期間と、少なくとも一つのフレーム期間の長さ を有しユーザによって与えられたもの以外の情報を含んでいる沈黙期間とを発生 させるためのステップを含んでおり、そこでは、情報送信期間と次の沈黙期間の 間に少なくとも一つのフレームを含んでいる不規則的に発生する期間が存在し、 この不規則期間は沈黙期間に関する情報を判別するためのハングオーバー期間を 形成する。同様に、本発明は、この方法を具体化する音声デコーダおよびトラン シーバに関する。 以下に、音声符号化および復号がどのように無線電話の機能に関係しているか を説明し、また、本発明を一層よく理解するために、セルラー移動通信システム におけるトランシーバ動作を説明する。例として、図1を参照して、時分割マル チプルアクセスに基づいた 汎ヨーロッパGSMシステム(Pan-European GSM system)の送信機能および受信 機能を説明すると、該図はGSMシステムに従った移動電話のトランシーバのブ ロック図を示している。基地局のトランシーバは、マイクロホンとスピーカを有 しない点で移動電話とは違うが、他の点では移動電話のトランシーバに基本的に 類似している。 送信シーケンスの第1のステップは、音声をデジタル化(1)し、符号化(2 )することである。A/Dコンバータ1によるサンプリングは、8kHzで行わ れ、音声符号化アルゴリズムは、入力された信号が13ビットのリニアPCMで あると推定する。A/Dコンバータからのサンプルは、各々のフレームの長さが 20msであるように、160ビット毎の音声フレームにセグメント化される。 音声エンコーダ2は、20msの長さを持つ音声フレームを処理する。すなわち 、符号化が始まる前に、バッファは20msの音声を受信する。符号化動作は、 各々のフレーム、または、それらのサブフレーム(40ビットのブロック)に対 して行われる。音声エンコーダ2における符号化は、一つのフレームについて2 60個の音声パラメータビットを生じる。 音声符号化2の後に、チャンネル符号化3が二つのステップで行われる。最初 に、音声パラメータフレームにおける合計260ビットのうちの最も重要な50 ビットがブロックコード3a(=CRC、3ビット)によって保護され、次いで 、これらのビット及び次の最も重要なビット(132)が畳み込みコード(conv olution code)3b(符号化比1/2)によって更に保護され((50+3+1 32+4)*2=378)、ビット(78)の部分は保護なしで取られる。図1 に示されるように、ブロック符号化セクション3aは、電話セクションを制御す る制御ユニット19から、シグナリング と論理メッセージを直接に受信する。したがって、当然、これらの情報メッセー ジは音声符号化されていない。対応する方法で、受信時に受信されたシグナリン グと論理メッセージは、チャンネル復号セクション15から制御ユニットに供給 される。ブロック符号化3aにおいて、ビットシーケンスが音声フレームの終わ りに加えられ、これにより、このビットシーケンスは、受信時に送信エラーの検 出を可能にする。畳み込み符号化3bは、音声フレームの冗長性を増加する。こ のように、合計456ビットは20msの各々のフレーム毎に送信される。 これらの456個のビットは、インタリーブ(4)され、インタリーブするこ とも二つのステップから成る。最初に、4aでビットが混ぜられ(shuffle)、同 じサイズの8個のブロックに配列される。これらのブロックは、8個の連続的な TDMAフレームに更に分割され(4b)、すなわち、456個のインタリーブ されたビットが無線経路(各々のタイムスロット中に57ビット)上の8個のタ イムスロットに送られる。通常、送信エラーはエラーバーストとして発生し、し たがって、インタリーブする目的は送信されたデータにエラーを均等に分散する ことであり、これにより、チャンネル復号は一層効率的に動作することになる。 インタリーブを復元した後に、エラーバーストは、チャンネル復号により訂正す ることができる単一のエラービットに変換される。送信シーケンスの次のステッ プは、データ暗号化5である。暗号化は、GSMの最も秘密が保たれているもの の一つであるアルゴリズムによって行われる。暗号化は、アナログネットワーク では可能な盗聴を防止する。 暗号化されたデータは、それにトレーニングシーケンス、トレイリングビット 、および保護期間を加えることによって、送信バーストに形成(6)される。送 信バーストは、送信のためにバーストを 変調するGMSK変調器7に供給される。GMSK変調方法(ガウス最小シフト キーイング)は、情報が位相偏移(位相シフト)の形で含まれる一定振幅のデジ タル変調方法である。一つの或いは幾つかの中間周波数の助力を受けて、送信機 8は、変調されたバーストを900Mhzに周波数変換し、アンテナを通して無 線経路上に送信する。送信機8は、三つの無線周波数部分RFの一つである。受 信機9は、受信側の第1のセクションであり、送信機8と比較して逆の動作を行 なう。第3のRF部分は、周波数を発生させるシンセサイザ10である。GSM システムは、周波数ホッピングを利用しており、これにより、送信周波数および 受信周波数は各々のTDMAフレーム毎に変化する。周波数ホッピングは接続品 質を改良するが、シンセサイザ10に厳しい要求を課する。シンセサイザ10は 、或る周波数から別の周波数に1ミリ秒以下で非常に速く切り替えをすることが 可能でなければならない。 受信時には逆の動作が行なわれる。RF受信機9と復調器11の後で、たとえ ば、チャンネルイコライザにより検出(12)が行われる。チャンネルイコライ ザは、受信されたサンプルの中のビットを検出する。言い換えれば、送信された ビットシーケンスを取り出そうとする。検出の後には、暗号解読13とインタリ ーブ復元14があり、検出されたビットはチャンネル復号(15)され、エラー チェックサムが巡回冗長検査(CRC)によって検査される。チャンネル復号1 5は、バーストの送信の期間中に発生するビットエラーを訂正することを試みる 。チャンネル復号15の後に、260ビットの音声パラメータフレームは、音声 を記述する送信されたパラメータを含むことになり、このパラメータにより音声 デコーダ16は音声信号のデジタルサンプルを再生する。サンプルは、スピーカ 18によって再生するためにD/A変換(17)される。 送信機/受信機は、移動局を制御する中央ユニットであり、セクション1〜1 8の全てを実質的に制御し、それらの動作を協調させ、タイミングを制御する制 御ユニット19を有する。制御ユニット19は、例えば、通常、マイクロプロセ ッサから成る。 GSMシステムは、時分割マルチプルアクセス(TDMA)に基づいており、 25MHzの二つ周波数帯が、それぞれ、移動ユニットにおいて、送信用に89 0〜915MHzが、また、受信用に935〜960MHzが確保されている。 これらの周波数帯は、200kHz間隔で124個の周波数チャンネルに分割さ れている。TDMAの原理によれば、各々の周波数チャンネルは8個のタイムス ロットに分割されている。各々の移動電話は、送信用および受信用に1個のタイ ムスロットが割り当てられており、各々の周波数チャンネルは、8個のコール( call)を同時に行うことができる。無線経路上の通信は、前記タイムスロット内 にバーストとして存在し、これにより、各々のバーストはそれ自身のタイムスロ ット内で送信される。GSMシステムにおいては、271kビット/秒の送信比 率は、156.25ビットの長さで577μsのバーストを提供し、これにより 、8個のタイムスロットのTDMAフレームの長さは4.615msである。図 2は、8個のタイムスロットから成り、各々のTDMAフレームで受信用に1個 のタイムスロットRX2と、送信用に1個のタイムスロットTX2を有する1台 の移動電話によって観察された送信および受信を示す。このように、移動電話は 、4.615msの長さの各々のTDMAフレームで、0.577msの送信期 間を有する。 GSMシステム(移動通信用グローバルシステム)のような、デジタルセルラ ー無線電話システムにおいては、いわゆる不連続送信(DTX)モードは、一般 に、ユーザが話していない、すなわち、 電話が送信するものが何もない時間の大部分の期間中に無線電話の送信機のスイ ッチを切るために使用される。この目的は、無線電話の平均消費電力を減少させ 、無線周波数の利用効率を改善することである。なぜなら、沈黙のみを伝える信 号の送信は、他の同時の無線接続への不必要な干渉を引き起こすからである。本 発明の背景を明確にするために、音声符号化および音声復号において不連続送信 を使用するための先行技術の方法の詳細な説明を行う。本発明の背景と応用性を 示すために、GSMシステムは、その名称、略語、および標準と共に、例として 使用されるが、本発明はGSMシステムのみに限定されるものではない。 図3は、音声符号化装置、すなわち、音声エンコーダ102を含んでいる無線 システム送信機装置のブロック図を示す。その入力ポート100で受信されたデ ジタル化音声信号101は、コールされた音声フレーム期間内に、音声エンコー ダ102で処理される。1個の音声フレームの長さは、通常、約10〜30ms (GSMでは20ms)であり、デジタル形態に変換される音声信号101のサ ンプリング周波数は、通常8kHzである。音声エンコーダ102によって発生 させられたフレームは、一組のパラメータ103を含み、更に受信機に送信され るようにするために、対応するデジタルセルラーネットワークの端末装置の無線 セクションにそれぞれのポート111経由で送信される。本テキストにおいては 、送信機の無線セクションは、チャンネルエンコーダの入力から始まる、すなわ ち、音声エンコーダのポート111は送信機の無線セクションに直接に接続され ると考えられている。 図3の音声エンコーダは、不連続送信機能を間接的に制御する音声活性検出( VAD)ブロック104を含む。音声活性検出ブロック104は、送信すべき音 声のような情報の存在を検出する。すな わち、これは、いつ処理が雑音と音声の両方に関係しているか、また、いつ処理 すべき雑音のみが存在するかを検出する。音声活性検出ブロック104は連続的 に動作し、このようにして、ユーザが電話に話しているかどうかを調べる。音声 活性検出器104の機能は、音声エンコーダの内部変数105に基づいており、 それによって発生された出力信号106は、好ましくは、VADフラグと呼ばれ る1個のビットである。VADフラグの値1は、処理がユーザが話していること に関係する状況に対応し、値0はユーザが沈黙しており、音声エンコーダの処理 は雑音のみに関係する状況に対応している。VADフラグの或る値は、音声エン コーダ102によって発生された或るフレームに常に関係する。典型的な音声活 性検出ブロック104の機能は、GSM標準GSM06.32およびGSM06 .42と、特許公報WO 89/08910に詳細に説明されている。 周知の機能的な原理に従って、音声エンコーダ102は、送信機装置の無線セ クションにポート111経由でフレームを連続的に送信する。各フレームは、対 応するフレームが音声パラメータ(SPフラグの値1)を含むかどうか、あるい は、該フレームがいわゆる沈黙(無音)記述子(Silence Descritpor)すなわち SIDフレーム(SPフラグの値0)であるかどうかを告げる、いわゆるSPフ ラグ107と呼ばれる或るビットを含む。以下に説明される或るパラメータは、 SIDフレームで受信機に送信される。すなわち、(実際の送信がないときに不 連続送信の沈黙期間を表す)このフレームの期間中は送信がない。送信機の無線 セクションにおいては、TDMAマルチフレーム構造に基づくSIDフレームの 送信のスケジューリングと同様に、フレームの処理および受信機への無線インタ ーフェースを介してのそれらの送信はSPフラグの値に依存してい る。不連続送信を実現するために、音声エンコーダは、以下に説明される(特に 前記SPフラグ107の値をセットする)音声エンコーダ102およびSIDメ モリ110の機能を制御する不連続送信モード制御ユニット112を有する。好 ましくは、制御ユニットすなわちブロック112はソフトウェアで実現され、こ れはGSM標準に従ってよく知られている。GSMシステムのための不連続送信 モード制御ユニット112およびSIDメモリ110の典型的な実施態様は、G SM標準GSM06.31およびGSM06.41に記述されている。 不連続送信モードは、送信の際に暗騒音(background noise)によって引き起 こされる一つの基本的な問題を有する。上記した定義によれば、不連続とは、前 記VADブロック104が、ユーザが話していないことを検出して、これについ て制御ブロック112に報知するときに、無線インターフェースを介しての受信 ユーザへの音声フレームの供給を中断することを意味する。送信が中断されると 、音声の背景で聞こえる暗騒音も同じく中断される。次いで、受信ユーザは、受 話器から聞こえるノイズが静かになるので、送信が中断されたことを知覚するこ とになる。不連続送信においては、送信は、非常に高速で且つ不規則な間隔で中 断されることがあるので、受信ユーザは、急速に変化する音のレベルを邪魔なも のとして知覚する。特に、送信ユーザが自動車のような騒がしい環境にいるとき には、受信ユーザは送信ユーザの音声を理解することが困難になることがある。 説明された問題に対して一般に使用された解決方法は、送信の中断の期間中に、 暗騒音に類似したコンフォート(comfort)ノイズと呼ばれる合成雑音を受信側で 発生させることである。送信側のコンフォートノイズパラメータ計算ブロック1 08は、コンフォートノイズを発生させるために必要なパラメータを計算し、こ れらのパラメータは、音声期間の直後で送信が中断される前に、また、その後に 、(TDMAマルチフレーム構造に基づくSIDフレームの送信のスケジューリ ングに依存して)長い間隔ではあるが規則的に、沈黙記述子すなわちSIDフレ ームで受信機に送信される。中断された送信の期間中でも長い間隔で送信される SIDフレームは、暗騒音における変化に対して準備するための手段を提供する ことになり、それらは、これらの変化に適応するための受信機のノイズ発生器に 可能性を提供する。 SIDフレームで送信機から受信したパラメータが、送信側での暗騒音レベル および音響スペクトルのエンベロープを十分に記述している場合には、受信ユー ザによって聞かれるものとして、良好な品質のコンフォートノイズを受信装置で 発生させることができることが判っている。これらの暗騒音特性は、通常時間と 共に僅かに変化するので、代表的なサンプルを得るために、コンフォートノイズ 計算プロセスは、数音声フレームの期間にわたって暗騒音レベルおよびスペクト ルエンベロープの形状を平均しなければならない。GSM標準GSM06.31 およびGSM06.41は、連続送信におけるフルレート(full rate)およびハ ーフレート(half rate)の音声エンコーダの機能を定義しており、第1の記述さ れたケースにおいては、平均期間は4音声フレームであり、第2のケースでは8 音声フレームであるので、1個の音声フレームの長さは20msである。 いわゆるハングオーバー期間の概念は、音声期間200が終了した後で、送信 が中断される前に、コンフォートノイズを発生させるのに必要なパラメータを含 んでいる第1のSIDフレームを決定するために十分な時間を送信機に残すため に定義されている。ハングオーバー期間は、VADブロック104が音声が終了 した(VAD フラグ106の値は0である)ことを検出したが、音声フレームは依然送信され ている(SPフラグ107の値は1である)時間を意味する。この状況は図4に 示されており、VADフラグ106の値は音声が終了した直後にゼロにリセット されるが、SPフラグの値はハングオーバー期間Tの後でのみゼロにリセットさ れる。VADブロックはユーザが話していないことを検出しているので、ハング オーバー期間中は、処理された信号はノイズのみを含むことを保証できる。この ように、期間Tの間に処理された音声フレーム201〜207に含まれる情報は 、コンフォートノイズの発生のために必要とされるパラメータを決定するために 使用することができる。 ハングオーバー期間Tの長さは、ノイズ測定の平均する時間に依存している。 これは、平均する処理を終了することができるように、そして、コンフォートノ イズの発生のために受信側に適切なパラメータを送信することができるように、 十分長くなければならない。フルレートGSM音声符号化が使用されるときには 、ハングオーバー期間の長さは、平均する時間、すなわち、4フレーム(音声フ レーム)に等しく、コンフォートノイズパラメータは、特にこれらのフレームに 従って計算される。ハーフレートGSMエンコーダにおいては、平均する期間に 属する8番目のフレーム(音声フレーム)が、最初のSIDフレーム(図4では 208)が処理される期間の間に音声エンコーダから得られるので、ハングオー バー期間の長さは、7フレーム(音声フレーム)である。図4は、特に後のケー スに関係しており、すなわち、それはハーフレートGSM音声エンコーダが使用 されるときのハングオーバー期間Tと平均する時間との間の関係を表している。 最初のSIDフレーム208に関する平均する期間(averaging period)は、ラ イン211のセグメントによってマークされており、第2番目のSIDフレーム に関する平均 する期間(averaging period)は、ライン212のセグメントによってマークさ れている。 ハングオーバー期間が完了し、且つ、音声エンコーダがSIDフレームを作り 出すときに、コンフォートノイズパラメータ計算ブロック108のアルゴリズム は、暗騒音の特性を推定することを続ける。SPフラグ107がゼロの値を得る ときに、各々のSIDフレームの期間中に、音声エンコーダは、送信機の無線セ クション111にSIDフレームを転送する。上記されたように、フレームの送 信が予定されていないときには、送信機をオフに切り替えることにより、不連続 送信モードの利益を得るために、全てのSIDフレームが受信機に送信されるわ けではない。無線セクションは、音声期間の後で且つ送信が中断される前に第1 の(最初の)SIDフレームを、また、その後に、TDMAマルチフレーム構造 に基づいて、長い間隔ではあるが規則的に複数のSIDフレームを送信するため のスケジュールを立てる。制御ブロック112は、ブロック108に、フラグ1 09に値1をセットすることによって、平均する期間の終了に関する情報を供給 する。通常は、このフラグの値は0であるが、更新されたSIDフレームが送信 機の無線セクション111に送信されるときに、その値は1にセットされる。フ ラグ109が値1を得るとき、すなわち、平均する期間が完了するときには、更 に送信ブランチ(図1のチャンネルエンコーダ3へ)に向けられるように、コン フォートノイズパラメータ計算アルゴリズムは、平均処理を行い、無線セクショ ン内に更新されたSIDフレームを配置する。新たな平均する期間が或るフレー ムの間で完了する場合には、音声エンコーダは新しいSIDフレームを計算し、 それを無線セクション111に供給し、このようにして得られた格納すべきSI DパラメータをSIDメモリブロック110に書込む。平均する期 間が完了しておらず、且つ、SPフラグ107が(短い音声期間の後のように) ゼロの値を得る場合には、SIDメモリブロックに格納された最新の計算された SIDパラメータが読み出され、無線セクション111に供給される。音声期間 が非常に短い場合には、すなわち、24フレームの長さより短い期間が、最後の SIDフレームが発生されて無線セクションに供給されたときから経過する場合 には、次のフレームの期間中に、最後のSIDフレームは、新しい更新されたS IDフレームが利用可能となるまで、すなわち、一つの平均する期間が経過する まで、SIDメモリ110から繰り返してフェッチされ無線セクションに供給さ れる。この機能の目的は、ハングオーバー期間はそれぞれの短い音声期間の後に 新しいSIDフレームを発生させるために使用されないので、短い暗騒音ピーク がたまたま音声と解釈されるような場合に不必要な送信活動を減少させることで ある。 このように、SPフラグ107がゼロの値を得る度に、送信機の無線セクショ ン111は音声エンコーダからSIDフレームを毎回得る。無線セクションは、 音声期間の後に受信機に第1の(最初の)SIDフレームを常に送信する。次い で、送信は中断され、無線セクションは低速で受信機に更新されたSIDフレー ムを規則的な間隔で(GSMシステムのフルレート符号化においては24フレー ムの間隔で)連続的に送信する。正確な更新の瞬間は、移動電話システムのTD MA多重化に同期される。音声エンコーダは、受信機に送信されることになる無 線セクション111に供給されるSIDフレームの情報を持たない。 図5は、ハングオーバー期間なしの最も長い取り得る期間を示す。図によれば 、これは二個の分離した音声期間301および302を含み、これらの間の期間 で古いSIDフレームSIDkが使用さ れる。各期間301、302、および303の結合された長さは、図において2 2個の期間(フレーム)であり、これらの後に、7個のフレームの長さを有する 期間304も存在し、この期間中に古いSIDフレームSIDkが使用される。 或るビットすなわちフラグ(図3の113)は、SIDメモリ110に、それが 新しい更新されたSIDフレームを格納するべきであるか、あるいは、メモリに 格納された最後に更新されたSIDフレームを読み出して無線セクションに供給 すべきかを知らせるために使用される。SPフラグ107がゼロの値を有するた びに、フラグ113の値に依存して、SIDメモリは、格納するか、あるいは、 読み出すかの決定を行う。 ハーフレートGSM音声エンコーダが使用されるときには、コンフォートノイ ズパラメータ計算アルゴリズムに第1の(最初の)SIDフレームを示すフラグ 114も必要である。通常、フラグの値は0であるが、音声期間に続く第1のS IDフレームが送信されるときには、1フレームの期間中これは1にセットされ るようになっており、このことは、この音声期間の後にハングオーバー期間が使 用されるか否かには無関係である。 図6は、不連続送信モードを使用するシステムの受信機に配置された音声デコ ーダ(図1においてブロック16)をブロック図の形態で示す。これは、フレー ム毎に、受信機の無線セクションから(すなわち、受信機ブランチの音声デコー ダ16の前に配置されたブロックから、図1ではチャンネルデコーダ15から) 、入力ポート400経由でパラメータ401を受信し、これにより、パラメータ は、音声信号を合成するために音声デコーダで処理され、ユーザの耳に伝達する ためにポート404経由でD/Aコンバータに送られる。 不連続送信を処理する受信機セクションは、無線セクションから 、特に、各々のフレームと関連しており且つ送信側でSPフラグと機能的に対応 しているSPフラグビット405を受信する。その値は、受信されたフレームが 音声フレームであるとき、すなわち、それが音声情報を含むときに1であり、ま た、その値は、受信されたフレームがSIDフレームであるとき、すなわち、送 信が中断されるときに0である。不連続送信を処理する受信機セクションが無線 セクション400から同様に受信するフラグビット406の値は、音声デコーダ のコンフォートノイズ発生ブロック407に、新しいSIDフレーム(音声エン コーダが説明されたときに述べたように、めったに送信されない)が送信機の無 線セクション111から受信機に到達したことを知らせる。この情報に基づいて 、コンフォートノイズ発生ブロック407は、補間(interpolating)を行なうこ とによって、フレーム毎に、現在使用されているコンフォートノイズパラメータ 値から新しい最近受信されたパラメータ値に向かって移動を開始する。フラグビ ット406の値は、通常は0であるが、SPフラグの値が0であり、且つ、無線 セクションが新しいSIDフレームを受信したときには、1フレームの期間中に 値1を得ることになる。 受信機においてSPフラグ405が値0を有するときには、すなわち、音声フ レームが全く受信されないことを検出したときには、音声デコーダのコンフォー トノイズ発生ブロック407は、送信側において暗騒音から測定されてSIDフ レームによって伝えられた情報に基づいてコンフォートノイズを発生させる。 受信機の不連続送信制御ユニット408は、入力としてSPフラグ405を得 、また、値が通常は0であるが、音声デコーダが音声期間の後に第1のSIDフ レームを受信するときに1フレームの期間中に1にセットされるフラグビット4 09を出力する。フラグビ ット409は、いわゆるGSパラメータが平均されなければならないときに、コ ンフォートノイズ発生アルゴリズムを示すために、GSMシステムハーフレート 音声デコーダにおいて必要である。これらのパラメータの意味について以下に更 に説明する。 不連続送信モードにおいては、また、GSMシステムのフルレート音声エンコ ーダの場合には、送信機装置の無線セクションへの新しい更新されたSIDフレ ームの計算および送信は、暗騒音(レベルおよびスペクトルエンベロープ)を表 すパラメータが、1個の平均する期間の間で平均され、通常の音声符号化の量子 化段階で使用される同じスカラー量子化方法で量子化されることを常に意味する 。したがって、フルレート音声デコーダが受信機において使用されるときには、 SIDフレームに含まれたパラメータは、通常の音声復号の逆量子化段階で使用 される同じ逆量子化方法で逆量子化される。これらの処理は、GSM標準GSM 06.12およびGSM06.10に更に詳細に説明されている。 不連続送信モードにおいては、また、GSMシステムのハーフレート音声エン コーダの場合には、暗騒音のスペクトルエンベロープを表すパラメータは、新し い更新されたSIDフレームが計算されなければならないときに、1個の平均す る期間の間で常に平均される。それらは、通常の音声符号化の量子化段階におけ る対応するパラメータの量子化のために使用される同じベクトル量子化方法で量 子化される。受信機においては、SIDフレームに含まれる暗騒音のスペクトル エンベロープを表すパラメータが、通常の音声復号の逆量子化段階で使用される 同じ方法により逆量子化される。これらの処理は、GSM標準GSM06.22 およびGSM06.20に更に詳細に説明されている。 GSMシステムのハーフレート音声エンコーダの場合には、暗騒 音のレベルを表すパラメータは、異なった方法で処理される。それによってノイ ズレベルが通常の音声符号化に関連して処理される量子化方法は、別々に量子化 されて送信されるパラメータの組み合わせに基づいている。音声デコーダで処理 されるSIDフレームは、ノイズレベルを表す1個のみのパラメータを送信する ことができ、パラメータはエネルギー値R0である。これは主に、SIDフレー ムの或るビットがSIDコードワードのために確保されなければならないという 事実に起因する。これらの処理は、GSM標準GSM06.22およびGSM0 6.20に更に詳細に説明されている。 各々のフレームに関係するエネルギー値R0は、一つの平均する期間にわたっ て平均され、それは、平均されなかったR0パラメータを処理するために通常の 音声符号化で使用される同じ方法で量子化される。 このように、エネルギー変化を記述し、また、送信側で暗騒音レベルを記述す るためにR0パラメータに加えて必要である、いわゆるGSパラメータを、SI Dフレームで送信することは不可能である。しかしながら、送信機と受信機の両 方で同じ方法でそれらを局所的に計算することができる。これは、最後の7個の フレームの量子化されたGSパラメータが、送信機と受信機においてメモリに格 納されているという事実に基づいている。量子化されたGSパラメータは、音声 期間中に音声フレームで送信されるので、第1のSIDフレームが送信されると きに、両方の装置は、両方の平均されたGSパラメータが同じ値を有するように 、格納されたGSパラメータの平均を計算する。通信エラーが値を変えることも 勿論ある。GSパラメータの計算は、当業者には周知であり、それらの計算の典 型的な方法は、GSM仕様06.20:“ヨーロッパデジタルセルラー通信シス テム;ハーフレート音声第2部:ハーフレート変換符 号化”に示されている。 受信機が音声期間の後に次のSIDフレームを受信するまで、平均することに よって得られたGSパラメータが、コンフォートノイズ期間全体で使用される。 それらは、現実のGSパラメータの代わりに、符号化段階および復号段階の両方 においてノイズレベルの計算のために使用されるが、それらは、新しい平均処理 のために次の音声期間の音声フレームで送信される。 上述の先行技術による方法は、幾つかの欠点を有している。受信機においては 、音声デコーダの制御ユニット408は、音声期間にハングオーバー期間が続い ているか否かは判らない。GSMシステムのハーフレート音声符号化が使用され るときには、GSパラメータは、非常に短いのでどのようなハングオーバー期間 も後に続かないこれらの音声期間中にも格納される。送信機および受信機で格納 されて平均されたGSパラメータは、実際、送信側に存在する実際の平均ノイズ レベルよりもずっと高いノイズレベルを記述しているので、これらの短い期間が 、暗騒音の短くて強いピークのみを含むことが可能である。 当業者に知られている周知の信号処理技法であり、また、たとえば、出版物| 1|:アレン・ガーショ(Allen Gersho)およびロバート・エム・グレイ(Rober t M.Gray)著“ベクトル量子化および信号圧縮(Vector Quatisation and Signal Compression)”に詳細に説明されている、いわゆる予測法(predicting methods )に基づく量子化について、以下に簡単に説明する。多くの現代の音声符号化方 法においては、音声符号化に関するパラメータは、予測法を使用して量子化され る。これは、量子化ブロックが、前もって、量子化された対象の値を可能な限り 正確に推定しようと試みることを意味する。このような方法においては、予測さ れた値と測定された値と の差分、あるいは、それらの比のみが、受信機に通常送信される。受信機は、実 際の値が、予測された値と送信された差分信号を加算するか乗算することにより 得られるように、同じ原理で動作する予測器を含んでいる。 予測量子化においては、予測方法は通常適応型である。すなわち、量子化の結 果は予測方法を更新するために使用される。エンコーダとデコーダの両方によっ て使用された予測方法は、それらが同じ方法で常に動作するように、量子化から 得られる同じパラメータ値によって更新される。 予測量子化方法の適応特性は、それらを、コンフォートノイズの発生に関連し 、且つ、SIDフレームで送信されたパラメータの量子化に適用することを非常 に困難にすることになる。送信は、音声期間の間で中断されるので、送信機にお ける予測方法と受信機における予測方法との間の同期を維持すること、したがっ て、音声エンコーダと音声デコーダを同期させることが不可能である。 本発明の目的は、受信機がいつハングオーバー期間が音声期間の後に続くかを 検出するような方法を提供することである。また本発明の目的は、不連続送信を 使用する通信システムにおいてハングオーバー期間中に送信機の音声エンコーダ と受信機の音声デコーダの間の同期を維持することが可能である方法を提供する ことである。 本発明の目的は、受信機において、更に詳細には、音声デコーダにおいて、前 記情報送信期間と情報送信期間に続く送信がない期間との間の前記種類のハング オーバー期間が存在するか否かを検出することにより達成される。この検出の結 果は、好ましくは、或る送信されたフレームの或る特性を表すフラグビットの使 用を新しい方法で定義することによって示される。したがって、新しい信号ワイ ヤや経路は指示のために必要ではないが、既存の信号ワイヤや経路 は、ハングオーバー期間の存在あるいは不存在を示すために使用される。 本発明による方法は、受信機において、フレーム期間の数が、或る瞬間まで数 えられ、前記沈黙(無音)期間の開始が検出され、そして、前記数えられたフレ ーム期間の数および沈黙(無音)期間の開始に基づいて、前記情報送信期間と情 報送信期間に続く沈黙(無音)期間の間の前記タイプのハングオーバー期間が存 在するか否かが決定されることを特徴とする。 本発明による音声デコーダおよびトランシーバは、フレーム期間の数を所定の 瞬間まで数える手段と、前記沈黙(無音)期間の開始を検出する手段と、前記数 えられたフレーム期間の数および沈黙(無音)期間の開始に基づいて、前記情報 送信期間と情報送信期間に続く沈黙(無音)期間との間の前記タイプのハングオ ーバー期間が存在するか否かを決定する手段とを含むことを特徴とする。 コンフォートノイズ発生アルゴリズムにハングオーバー期間の存在について知 らせるために、受信機の不連続受信の制御ユニットおよびハングオーバー期間の 終了に関するフラグの定義は、上記したように、先行技術で知られていたものか ら改良された本発明による方法の中にある。本発明は、添付の図面を参照して以 下に説明される。 図1は、GSMシステムにおけるトランシーバのブロック図を示す。 図2は、時分割マルチプルアクセス(多元接続)の原理を示す。 図3は、音声エンコーダをブロック図として示す。 図4は、ハングオーバー期間および平均する期間を定義するためにフラグビッ トを使用する既知の処理を示す。 図5は、ハングオーバー期間の使用に関する既知の処理を示す。 図6は、音声デコーダをブロック図として示す。 図7は、本発明による処理をブロック図として示す。 図8は、本発明による音声デコーダの制御ユニットのブロック図を示す。 本発明の好適な実施態様が、ここで主に図3〜図7を参照して説明される。他 の局面においては、音声デコーダは、図6に示されるように、先行技術で知られ たデコーダと同様に実現できるが、その制御ユニット408は、本発明による機 能を実現するためにアレンジされている。制御ユニット408は、図8に従うよ うにしてもよい。受信機の音声デコーダにおいては、制御ユニット408(図6 )には、入力情報として依然SPフラグ405が供給されるが、フラグ409が 1にセットされるときには、本発明による定義によれば、それはハングオーバー 期間が完了したことを意味する。すなわち、ハングオーバー期間が完了したとき に、1フレーム(および、特にハングオーバー期間の直後に続くSIDフレーム の間)の期間中は1にセットされる。図1に示された送信機の不連続送信モード 制御ユニット112においては、本発明による方法でのフラグ114は、対応し てハングオーバー期間(先行技術のような第1の(最初の)SIDフレームでは ない)の完了を示す。すなわち、フラグ114は、1個のフレームの期間中(特 にハングオーバー期間の直後に続くSIDフレームの間)も1にセットされるこ とになる。 図7は、本発明による方法のブロック図として、受信機の不連続送信モード制 御ユニット408の機能を示し、図8も参照して以下に説明される。参照番号5 00は、ステップ<WF_SP>(SPフラグを待つ)を表し、そこでは、各々 の受信されたフレームのSPフラグ(図4の405)は、入力データとして検査 される。アルゴリズムは、次のフレームのSPフラグを待つためにステップ50 0に常に戻る。ブロック図の菱形ブロックは、決定ステップを表し、それらから の選択経路には、文字Y(イエス)とN(ノー)が記入されている。 カウンタ<Nelapsed>411は、送信機の音声エンコーダが最後に更 新されたSIDフレームを送信した瞬間から、次の更新されたSIDフレームま で常に、あるいは、平均する期間の最後のフレーム期間まで、フレーム期間の数 を数える。カウントは、新しいフレームのSPフラグ405が、受信機の不連続 受信の制御ユニットに入力される度に、ブロック501において、デフォルト(d efault)として1だけ進められる。ステップ502においては、決定論理部(決 定ロジック)410は、現在のフレーム(nは、検査中のフレームの連続番号を 示す)に含まれたSPフラグ405の値に基づいてハングオーバー期間に関する 決定を行う。SPフラグの値が1である場合には、ハングオーバー期間は未だ完 了していないので、HGOVRフラグ409は、ステップ503で決定論理部4 10によりゼロにリセットされ、平均する期間に属している未だ残っているフレ ームの数を示すカウンタ<Aver_period>412は、ステップ504 で値7にセットされる。 現在のフレームのSPフラグの値が0である場合には、ハングオーバー期間は 終了したかもしれない。この事実がいつ検査されるかの次の決定は、検査された フレームの直前のフレームのSPフラグに基づいており、これにより、このフラ グが遅延ブロック413の出力から1フレーム期間の遅延で得られ、決定はステ ップ505で決定論理部410によって行われる。以前のSPフラグの値が1で あった場合には、ハングオーバー期間は終了したかもしれない。次いで、ステッ プ506において、カウンタ<Nelapsed>411の値に基づいて決定が 行われる。カウンタ411の値が30よ り大きい場合には、ハングオーバー期間は完了する。なぜなら、次いで、音声期 間(図3参照)の間に、カウンタ<Nelapsed>411の値は(全ハング オーバー期間を使用するために)23より大きくなっており、次いで、7フレー ムのハングオーバー期間が存在しており、すなわち、カウンタ<Nelapse d>411の値が少なくとも31であるからである(図4および図5を参照)。 前述の説明によれば、HGOVRフラグ409は、一つの期間の時間の間でステ ップ507で1にセットされ、カウンタ<Nelapsed>411および<A ver_period>412は、ステップ508および509で0にリセット される。なぜなら、新しいSIDフレームは、新しく計算されて、平均する期間 が完了するからである。 カウンタ<Nelapsed>411の値が、ブロック506が決定を行うと きに、30以下である場合には、ハングオーバー期間は未だ終了していない。次 いで、HGOVRフラグ409は、ステップ510で値0にリセットされ、カウ ンタ<Aver_period>412の値は、ステップ511において1だけ 減らされる。なぜなら、現在のフレームは、送信機の不連続送信モード制御ブロ ックによって制御された平均する期間に属しているからである。平均する期間に 対応する0のSPフラグ値を持つフレームの数が通過する前に、後続するフレー ムのいずれかが1の値を持つSPフラグ405を再度含む場合には、平均化は早 めに中断されることがある。 ステップ505において、直前のフレームのSPフラグ405も0であったこ とが判った場合には、検査されたフレームは、ハングオーバー期間が完了したこ とを意味することはできず、したがって、HGOVRフラグ409は、ステップ 512で0にリセットされ る。 次に、ステップ513で、カウンタ<Aver_period>412の値に 基づいて決定が行われる。その値が0ではない場合には、平均する期間は終了し ておらず、従って、カウンタ412の値は、ステップ514で1だけ減らされる 。なぜなら、検査されたフレームは、送信機の不連続送信モードの制御ブロック によって制御された平均する期間に属しているからである。同様にここで、平均 する期間に対応する0のSPフラグ値を持つフレームの数が通過する前に、後続 するフレームのいずれかが1の値を持つSPフラグ405を再度含む場合には、 平均化は早めに中断されることがある。 ステップ513で、カウンタ<Aver_period>412の値が0であ ることが判った場合には、平均する期間は完了し、これにより、送信機の無線セ クション111は、新しいSIDフレームを得、これにより、カウンタの定義に 従ってステップ515でカウンタ<Nelapsed>411の値を0にリセッ トすることができる。 受信機の音声デコーダの制御ユニット408は、本発明の利点によって、音声 期間の後にハングオーバー期間が続くか否かを知ることができるようになる。こ の情報は、或る量子化および逆量子化方法と組み合わせて使用することができ、 これは、送信側と受信側の間のSIDフレームについての量子化を同期させる可 能性を示している。本発明によるハングオーバー期間の同期のために、コンフォ ートノイズを発生させるために必要なパラメータの量子化において予測量子化方 法(predictive quantization methods)を使用することが可能である。なぜなら 、音声エンコーダおよび音声デコーダのハングオーバー期間中に格納された量子 化されたパラメータは、送信側における暗騒音を非常に良好に記述する値を含ん でいるからで ある。格納されたパラメータ値は、平均する期間が完了したときに平均すること ができ、これにより、量子化アルゴリズムと逆量子化アルゴリズムの両方につい て予測された値が得られる。本発明により得られる音声エンコーダと音声デコー ダの同期は、たとえば、音声エンコーダおよび音声デコーダの擬似ノイズ発生器 の初期値を同期化設定するためにも使用することができる。 本発明による不連続送信モードの改良は、或るタイプの音声エンコーダに限定 されるものではない。本発明によるエンコーダとデコーダの同期は、予測方法を 使用してパラメータが量子化されて符号化される音声エンコーダにおいて特に効 果がある。次に、本発明による音声エンコーダおよび音声デコーダにおけるパラ メータの計算について以下に説明する。 例示されたケースのように、コード励起型線形予測に基づいたCELP(Code Excited Linear Prediction)タイプの一般に知られているコーデック(codec) 構造を説明する。CELPタイプの音声エンコーダおよび音声デコーダの動作は 、いわゆるコードブック、あるいは、コードブックに格納された励起ベクトルに 基づいている。これらの励起ベクトルは、長期および短期の合成フィルタを通し て濾波され、結果として生じる合成された信号は、元の音声信号と比較される。 励起ベクトルの中で、元の音声信号と比較したときの誤差を最小にするベクトル が選択される。CELPタイプのデコーダに送信されたパラメータは、典型的に は、コードベクトル(あるいは、或る励起ベクトルへのインデックス)の励起お よびその利得g、短期予測LPCのフィルタリングパラメータ、および、長期予 測LTPのフィルタリングパラメータである。 本発明によるシステムのコンフォートノイズ発生においては、符号化パラメー タに関する、たとえば、LPCパラメータa0... aMに関する情報(LPC,線形予測符号化)および利得gに関する情報が送信 される。LPCパラメータの符号化に際しては、たとえば、出版物|2|:エフ ・イタクラ(F.Itakura)著:“音声信号の線形予測係数の線スペクトル表現(Lin e Spectral Representation of Linear Predictive Coefficients of Speech Si gnals)”,J.Acoust.Soc.Amer.,Vol.57,Suppl.No.1,p.35,1975に示され ている方法を使用することができる。本発明による音声エンコーダによって計算 された平均されたコンフォートノイズパラメータは、 とになり、これにより、逆量子化されたコンフォートノイズパラメータは、送信 側で暗騒音を記述し、また、合成ノイズを発生させる refを利用する。これらは、本発明の利点により、すなわち、ハングオーバー期 間の発生が判るときに、音声デコーダの中で定義することができる。 音声エンコーダは、スペクトルパラメータ(LSPパラメータ)のベクトル表 現fT=[f12...fM]、好ましくは、いわゆるLSFベクトル表現(線ス ペクトル周波数)を形成する。或る音声フレームのためにいくつかのパラメータ ベクトルを計算することも、同様に可能である。予測コーディングは、パラメー タの符号化のために使用することができる。本発明によるシステムにおいて fが使用され、この計算は、本発明によってハングオーバー期間が現れたことが 判ったときに可能である。本発明によって、パラメー で計算することができる。なぜなら、ハングオーバー期間中は、同じパラメータ がエンコーダとデコーダの両方で利用することができるからである。しかしなが ら、ここでは、最近のハングオーバー期 ー期間の外側(後)でも同様に、コンフォートノイズパラメータの量子化の際に 使用することができることに注目しなければならない。 音声エンコーダによって発生されて通信システムにおいて送信される予測誤差 eは、量子化されるべきパラメータであり、これは以下のように得られて送信さ れる。 ここで、fmean(i)は、平均されたLSFパラメータベクトル、 iは、フレームインデックス、 e(i)は、フレームiで計算された予測残余である。 ングオーバー期間(すなわち、7フレームより多く)の間にパラメータを平均す ることによる量子化されたパラメータに基づいて計算される。 中のフレームのm番目の量子化されたLSFパラメータベクトル、 nは、ハングオーバー期間フレームインデックス(n=1〜7)、 mは、フレーム(1または2)内のLSFパラメータインデックス、 iは、フレームインデックスである。 このように、本発明によってハングオーバー期間の発生が判って 能である。平均されたLSFパラメータベクトルfmean、すなわち、コンフォー トノイズスペクトルエンベロープパラメータは、式(3)に基づいて平均する期 間の間に計算される。 ここで、f(m)(i−n)は、平均する期間(n=0〜7)中のフレームのm番 目のLSFパラメータベクトル、 nは、平均する期間のフレームインデックス(n=0〜7)、 mは、フレーム(1または2)内のLSFパラメータインデックス、 iは、フレームインデックスである。 を使用し、その後者、すなわち、基準利得係数(reference gain f 、以下のように定義することができる。 ここで、iは、フレームインデックス、 jは、サブフレームインデックス、 nは、ハングオーバー期間フレームインデックス(n=1〜7) サブフレームjの量子化された固定コードブック利得係数(fixedcodebook gain factor)である。 メータは、以下の式により平均される。 ここで、iは、フレームインデックス、 jは、サブフレームインデックス、 gc(i)(j)は、フレームiの利得(n=0)、 gc(i−n)(j)は、平均する期間フレームの1つにおけるサブフレーム jの固定コードブック利得係数、n=0〜7、であり、nは、平均する期間フレ ームインデックス(n=0〜7)である。 スペクトルパラメータベクトルの符号化と同じ方法で、利得値の符号化の際に も、本発明による解決方法を使用することができ、そ 観測により、すなわち、ハングオーバー期間の発生および長さが判るときに、エ ンコーダとデコーダの両方において可能である。この例においては、量子化すべ き係数(factor)は、通信システムにおいて実際に送信されるいわゆる利得補正 係数γであり、これに基づ させることができ、したがって、これは最初に固定コードブックの が判っているときに、音声デコーダで発生させることができる)を発生する。利 得補正係数γは、以下のようにして音声エンコーダで発生させることができる。 記の式(4)に従って、7フレームを含むハングオーバー期間にわたってパラメ ータ値を平均することによる固定コードブックの量子化された利得係数に基づい て計算される。 たとき、本発明による音声デコーダがハングオーバー期間の発生が および(6)とは逆の順序で実行される。 本発明にしたがってハングオーバー期間が同期化されたときには、先行技術で のGSパラメータの平均化に関係する欠点を避けることができ、特に、平均され たパラメータが典型的な暗騒音を表す値の代わりに短いノイズピークを表す情報 を含むことになるかもしれないという事実を避けることができる。本発明は、受 信機設備が、そのメモリに最後の音声フレーム(GSMでは最後の7音声フレー ム)の内容を格納することが必要である。なぜなら、本発明によるアルゴリズム は、ハングオーバー期間の存在をそれが終了したときのみに検出しており、した がって、最後の音声フレームに含まれた暗騒音情報は、常に格納されて、起こり 得る平均化の要求に応じて利用できるようにしなければならないからである。 予測量子化方法(predictive quantization method)が本発明で使用されると きには、コンフォートノイズの発生に属するパラメータの量子化は、予測量子化 方法が通常の音声符号化で使用する同じ量子化テーブルを使用することが望まし い。次いで、送信が中断されるときには、予測は非適応(non-adaptive)機能を 有するべきである。予測方法は、暗騒音が平均レベルの近傍で変化するときに量 子化セクションがパラメータ値の変化を記述することができるように、送信端で 現在の暗騒音を表す値にできるだけ接近している値を使用するべきである。予測 方法が正確に機能を果たすことができるように、同じ予測値が送信機装置および 受信機装置の両方で当然利用することができなければならない。 SIDフレームで送信されたコンフォートノイズ値の量子化のための良好な予 測値を得るための一つの解決策は、ハングオーバー期間中に量子化されたパラメ ータ値を格納して、ハングオーバー期間が終了したときに、格納されて量子化さ れた値の平均値を計算することである。これらの平均された予測値は、次のハン グオーバー期間が起こるまで凍結される。この処理は本発明の方法に、すなわち 、音声デコーダが音声期間の後にハングオーバー期間が続いているか否かを知る ときに、特に適している。 本発明は、ハングオーバー期間を有する不連続送信モードを使用する全ての無 線通信システムで、特に移動電話システムDCS1900およびGSMに適用す ることができる。フレームで表現された ハングオーバー期間および平均する期間の長さのような、上に表された正確な図 は、本発明にとって本質的なものではなく、それらは、本発明の適用性を示すた めに使用された。本発明による音声復号は、移動電話あるいは基地局であるとし ても、移動電話および移動電話システムの基地局で、すなわち、トランシーバ一 般で使用することができる。好ましくは、本発明は、トランシーバの受信ブラン チに適用される。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 EP(AT,BE,CH,DE, DK,ES,FI,FR,GB,GR,IE,IT,L U,MC,NL,PT,SE),OA(BF,BJ,CF ,CG,CI,CM,GA,GN,ML,MR,NE, SN,TD,TG),AP(KE,LS,MW,SD,S Z,UG),UA(AM,AZ,BY,KG,KZ,MD ,RU,TJ,TM),AL,AM,AT,AU,AZ ,BB,BG,BR,BY,CA,CH,CN,CZ, DE,DK,EE,ES,FI,GB,GE,HU,I L,IS,JP,KE,KG,KP,KR,KZ,LK ,LR,LS,LT,LU,LV,MD,MG,MK, MN,MW,MX,NO,NZ,PL,PT,RO,R U,SD,SE,SG,SI,SK,TJ,TM,TR ,TT,UA,UG,US,UZ,VN 【要約の続き】 えられた数および沈黙期間(208,209)の開始に 基づいて、前記情報送信期間(200)と情報送信期間 に続く沈黙期間(208)との間に前記タイプのハング オーバー期間(T)が存在するか否かが決定される。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1.送信機と受信機の間で不連続送信を利用する通信システムの音声デコーダ (16)におけるハングオーバー期間を評価する方法であって、不連続送信が、 或る期間は送信されたフレームを含み、且つ、或る期間は送信を含まない時間的 に連続的なフレーム期間を含むものにおいて、 少なくとも一つのフレームを含み、且つ、ユーザによって与えられた前記送信 機装置への情報を含む情報送信期間(200;301;302)と、 少なくとも1フレーム期間の長さを有し、且つ、ユーザによって与えられたも の以外の情報を含む沈黙期間(208,209;303)とを含み、 情報送信期間(200)と後続する沈黙期間(208,209)の間に少なく とも1つのフレームからなる不規則に発生する期間(T)が存在し、この不規則 な期間が沈黙期間に関係する情報を決定するためのハングオーバー期間を形成す るものであって、 受信機においてフレーム期間の数が或る瞬間まで数えられ(411)、 前記沈黙期間(208,209;303)の開始が検出され、 前記フレーム期間の数えられた数および沈黙期間(208,209;303) の開始に基づいて、前記情報送信期間(200;301;302)と情報送信期 間に続く沈黙期間(208,209;303)との間に前記タイプのハングオー バー期間(T)が存在するか否かが決定される ことを特徴とする方法。 2.前記不連続送信が、 所定数のフレーム期間の長さを有する平均する期間(211,212)であっ て、その中の少なくとも最後のフレーム期間が沈黙期間(208,209;30 3)に属するフレーム期間であるものを含み、 これにより、前記送信において、 音声デコーダが、各々のフレーム期間について情報信号(107,405)を 得、この信号は、フレーム期間が情報送信期間(200;301;302)に、 あるいは、ハングオーバー期間(T)に属する場合には第1の値を有し、フレー ム期間が沈黙期間(208,209;303)に属する場合には第2の値を有し 、 その方法において、 フレーム期間の数は、平均する期間(211,212)の最後のフレーム期間 (0)まで受信機で数えられ(411)、 前記情報信号(405)が前記第1の値から前記第2の値に変化する瞬間が検 出され、 前記フレーム期間の数えられた数および前記検出に基づいて、前記情報送信期 間(200;301;302)と情報送信期間に続く沈黙期間(208,209 ;303)との間に前記タイプのハングオーバー期間(T)が存在するか否かが 決定される ことを特徴とする請求項1に記載の方法。 3.不連続送信において受信された音声フレームの復号のための音声デコーダ であって、 再生のために受信された音声フレームを復号するために、音声復号を実行する 手段(402)と、 前記再生のために合成ノイズを発生させるためのコンフォートノイズ発生手段 (407)と、 音声復号を制御するための音声復号制御手段(408)とを含み 、 これにより、前記不連続送信は、或る期間は送信されたフレームを含み、且つ 、或る期間は送信を含まない時間的に連続的なフレーム期間を含み、 少なくとも一つのフレームを含み、且つ、ユーザによって与えられた前記送信 機装置への情報を含む情報送信期間(200;301;302)と、 少なくとも1フレーム期間の長さを有し、且つ、ユーザによって与えられたも の以外の情報を含む沈黙期間(208,209;303)とを含み、 情報送信期間(200)と後続する沈黙期間(208;209)との間に少な くとも1つのフレームからなる不規則に発生する期間(T)が存在し、この不規 則な期間が沈黙期間に関係する情報を決定するためのハングオーバー期間を形成 するものであって、 所定の瞬間までフレーム期間の数を数える手段(411)と、 前記沈黙期間(208、209;303)の開始を検出する手段(410)と 、 前記フレーム期間の数えられた数および沈黙期間(208,209;303) の開始に基づいて、前記情報送信期間(200;301;302)と情報送信期 間に続く沈黙期間(208,209;303)との間に前記タイプのハングオー バー期間(T)が存在するか否かを決定する手段(410)とを含むことを特徴 とする音声デコーダ。 4.前記不連続送信が、 所定数のフレーム期間の長さを有する平均する期間(211,212)であっ て、その中の少なくとも最後のフレーム期間が沈黙期間(208,209;30 3)に属するフレーム期間であるものを 含み、 これにより、前記送信において、 音声デコーダが、各々のフレーム期間について情報信号(107,405)を 得、この信号は、フレーム期間が情報送信期間(200;301;302)に、 あるいは、ハングオーバー期間(T)に属する場合には第1の値を有し、フレー ム期間が沈黙期間(208,209;303)に属する場合には第2の値を有し 、 前記数える手段(411)は、平均する期間(211,212)の最後のフレ ーム期間(0)まで受信機においてフレーム期間の数を数えるための手段を含み 、 前記検出手段(410)は、前記情報信号(405)が前記第1の値から前記 第2の値に変化する瞬間を検出するための手段を含み、 前記決定手段(410)は、前記数える手段(411)によって数えられた前 記フレーム期間の数および前記検出手段(410)によって実行された前記検出 に基づいて、前記情報送信期間(200;301;302)と情報送信期間に続 く沈黙期間(208,209;303)との間に前記タイプのハングオーバー期 間(T)が存在するか否かを決定するための手段を含む ことを特徴とする請求項3に記載の音声デコーダ。 5.不連続送信を利用する移動電話システムのためのトランシーバであって、 このトランシーバはメッセージを送信するための送信機ブランチとメッセージを 受信するための受信機ブランチを有しており、この受信機ブランチは音声デコー ダを有しており、 再生のために受信された音声フレームを復号するために、音声復号を実行する 手段(402)と、 前記再生のために合成ノイズを発生させるためのコンフォートノ イズ発生手段(407)と、 音声復号を制御するための音声復号制御手段(408)とを含み、 これにより、前記不連続送信は、或る期間は送信されたフレームを含み、且つ 、或る期間は送信を含まない時間的に連続的なフレームを含み、 少なくとも一つのフレームを含み、且つ、ユーザによって与えられた前記送信 機装置への情報を含む情報送信期間(200;301;302)と、 少なくとも1フレーム期間の長さを有し、且つ、ユーザによって与えられたも の以外の情報を含む沈黙期間(208,209;303)とを含み、 情報送信期間(200)と後続する沈黙期間(208,209)との間に少な くとも1つのフレームからなる不規則に発生する期間(T)が存在し、この不規 則な期間が沈黙期間に関係する情報を決定するためのハングオーバー期間を形成 するものであって、 所定の瞬間までフレーム期間の数を数える手段(411)と、 前記沈黙期間(208,209;303)の開始を検出する手段(410)と 、 前記フレーム期間の数えられた数および沈黙期間(208,209;303) の開始に基づいて、前記情報送信期間(200;301;302)と情報送信期 間に続く沈黙期間(208,209;303)との間に前記タイプのハングオー バー期間(T)が存在するか否かを決定する手段(410)と を含むことを特徴とするトランシーバ。 6.前記不連続送信が、 所定数のフレーム期間の長さを有する平均する期間(211,2 12)であって、その中の少なくとも最後のフレーム期間が沈黙期間(208, 209;303)に属するフレーム期間であるものを含み、 これにより、前記送信において、 音声デコーダが、各々のフレーム期間について情報信号(107,405)を 得、この信号は、フレーム期間が情報送信期間(200;301;302)に、 あるいは、ハングオーバー期間(T)に属する場合には第1の値を有し、フレー ム期間が沈黙期間(208,209;303)に属する場合には第2の値を有し 、 前記数える手段(411)は、平均する期間(211,212)の最後のフレ ーム期間(0)まで受信機においてフレーム期間の数を数えるための手段を含み 、 前記検出手段(410)は、前記情報信号(405)が前記第1の値から前記 第2の値に変化する瞬間を検出するための手段を含み、 前記決定手段(410)は、前記数える手段(411)によって数えられた前 記フレーム期間の数および前記検出手段(410)によって実行された前記検出 に基づいて、前記情報送信期間(200;301;302)と情報送信期間に続 く沈黙期間(208,209;303)との間に前記タイプのハングオーバー期 間(T)が存在するか否かを決定するための手段を含む ことを特徴とする請求項5に記載のトランシーバ。 7.移動電話であることを特徴とする請求項5に記載のトランシーバ。 8.基地局であることを特徴とする請求項5に記載のトランシーバ。
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