JPH11504774A - オフセット補償型リニアｒｆ検出器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 既知のリニアＲＦ検出器は、バイアス電流（Ｉ_b）でバイアスされる検出ダイオード（Ｄ１ａ）を有する検出部と、演算増幅器（ＯＡ１）及びそのフィードバック路のダイオードを有する直線化部分とを備えている。この既知の検出器の主たる欠点は、ダイオードが整合したダイオードであって同じ温度を有する場合しか値を予想できない出力オフセット電圧にある。このため、上記検出部と直線化部分を異なる回路板上に配置することができない。本発明は、トランジスタ回路（Ｑ_3a、Ｑ_2a）をフィードバック路に配置して、演算増幅器の出力にオフセット電圧を発生するようにし、この電圧が、上記回路のトランジスタのベース／エミッタ電圧の和となるようにすることにより、上記問題を解決する。更に、第２のトランジスタ回路（Ｑ_3b、Ｑ_2b）が演算増幅器の出力に配置され、上記トランジスタ回路のベース／エミッタ電圧の和を補償する電圧を演算増幅器の出力に発生する。これにより、上記電圧が互いに打ち消され、検出器の出力オフセット電圧はゼロとなる。

Description

【発明の詳細な説明】 オフセット補償型リニアＲＦ検出器発明の分野 本発明は、バイアス電流でバイアスされる検出ダイオードを有する検出部と、 演算増幅器を有する直線化部分とを備え、演算増幅器の反転入力には、検出部の 出力と、演算増幅器の出力から延びるフィードバック経路とが接続されたリニア ＲＦ検出器に係る。先行技術の説明 検出器の典型的な実施形態では、受信した無線信号のレベルが検出されるが、 検出器は、送信される無線信号のレベルを検出するのにも使用される。本発明は 後者の種類の検出器に係る。 ＲＦ検出器に対して設定される要件は、直線性が良く、高速で、且つ入力電圧 がゼロのときに出力電圧がゼロになることを含む。検出部と直線化部分とが異な る回路板に配置された場合に検出精度に影響が及んではならない。 既知の検出器が図１に示されている。これは、出力オフセット電圧がゼロでは なく、検出部と直線化部分との温度差により左右される以外は、他の全ての要件 を満足する。検出部は、検出ダイオードＤ１と、キャパシタＣと、抵抗Ｒ₀とを 備え、そして直線化部分は、演算増幅器ＯＡ１を備え、そのフィードバック路に ダイオードＤ１及び抵抗Ｒが接続されている。レベルが検出されるべき信号は、 信号発生器Ｖ_iｃｏｓωｔで表され、Ｖ_iが検出されるべき振幅である。Ｖ_kはダ イオードＤ１をバイアスするのに使用する直流電圧である。絶対温度に比例する 電圧をＶ_Tとし、そしてダイオードの飽和電流をＩ_S（ｔ）とし、一般的なダイオ ード電流方程式Ｉ_D＝Ｉ_S（ｔ）ｅ^Vd/Vtから始めると、ダイオードＤ１が温度Ｔ １を有し、従って、飽和電流がＩ_S1（ｔ１）であり、そしてダイオードＤ２が温 度Ｔ２を有し、従って、飽和電流がＩ_S2（ｔ２）であるときに、検出器の出力電 圧Ｖ₀は、次の式（１）で表すことができる。 この式の第１項は、ＲＦ入力電圧に基づく所望の部分である。第２項は、一定の オフセット電圧であり、そして第３項は、ダイオードの温度及び装置整合状態に 基づく変化するオフセット電圧である。第４項は、ダイオードＤ２の電圧をＶ_D2 とすれば、温度に依存するオフセット電圧と、振幅Ｖ_iに基づく出力電圧の部分 のエラーとの両方を発生する。電圧Ｖ_iに基づく出力電圧Ｖ₀の部分は、ベッセル 関数をＩ₀及びＩ₁とする非直線関数ｆにより与えられ、次の式（２）から得られ る。 図１に示す公知の検出回路は、多数の効果を有する。先ず、式（２）によれば、 ダイオードバイアス電流Ｉ_bは、理論的には、即ちダイオードが理想的なダイオ ードとして機能するときには、入力電圧に基づく出力電圧Ｖ₀の部分ｆ（Ｖ_i、Ｖ_T1 ）に何の影響も及ぼさない。バイアス電流は、回路キャパシタンスを急速に充 電／放電できるに充分な大きな値にセットしなければならない。しかし、他方で は、簡単な理論によれば、回路の性能は、ダイオードの電流に対して重要ではな いものの、二次的な影響が生じ、従って、バイアス電流は、ある範囲内になけれ ばならない。第２に、抵抗Ｒ₀は、入力電圧の伝達において出力電圧に影響を及 ぼさない。第３に、検出器は、Ｒ₀及びＣが充分に小さい場合には、高速である 。第４の効果として、検出器のリニアな動的範囲は、約５０ｄＢである。５０Ω インピーダンスに対する最低入力レベルは、−２０ｄＢｍであり（感度ｄＶ₀／ ｄＶ_i）は、その公称値の半分に低下し）、そして最大入力レベルは、ダイオー ドＤ１のブレークダウン電圧及び演算増幅器の供給電圧にもよるが、＋３０ｄＢ ｍである。 上記の既知の検出回路の主たる欠点は、出力のオフセット電圧に関するもので あり、その値は、ダイオードＤ１及びＤ２が整合された装置であって同じ温度を 有する場合にしか予想することができず、従って、それらは好ましくは同じシリ コンチップ上になければならない。しかしながら、検出器と直線化増幅器は異な る回路板に配置することがしばしば好都合である。又、ダイオードＤ１及びＤ２ が同じパッケージにある場合に、ＲＦエネルギーがダイオードＤ２を経て直線化 増幅器へ容易に漏れ、その動作を妨げる。これを防止することは困難である。と いうのは、Ｄ２は高速増幅器のフィードバック路にあり、その付近ではフィルタ 動作が許されないからである。 図１の回路のオフセット電圧を排除する方法が図２に示されている。この図に おいて、直線化増幅器のフィードバック経路の外側にオフセット補償が使用され る。ダイオードＤ１ａ及びＤ２ａは、整合された装置で、同じ温度を有し、そし て好ましくは同じパッケージに入れられる。バイアス電圧Ｖ_Kは、ダイオードＤ １ａ及びＤ１ｂと同様のダイオードＤ２を使用することによって得られる。これ は、バイアス電流をダイオードの順方向電圧及び温度とは独立したものにする。 第１の演算増幅器ＯＡ１の出力における整合されたダイオードＤ１ａ及びＤ１ｂ のオフセット電圧は、２＊Ｖ_Kである。後段の演算増幅器ＯＡ２の非反転増幅度 は２であり、そして反転増幅度は１であり、出力Ｖにおける最終的なオフセット は、２＊Ｖ_K−１＊２Ｖ_K＝０である。 図２の回路は、図１の回路と全く同じ欠点を有する。即ち、検出器及び直線化 増幅器は、同じ回路板上に配置しなければならず、これは、ＲＦ入力レベルが高 い（１０ｄＢｍ以上）ときにＥＭＣ（電磁適合性）の問題を引き起こす。ＲＦエ ネルギーは、ダイオードＤ１ｂを経て直線化装置ＯＡ１へ漏れ、そしてダイオー ドＤ１ｂ及び／又は演算増幅器のｐ−ｎ接合で反射される。ダイオードＤ１ｂの 付近に有効なローパスフィルタを配置することはほとんど不可能である。という のは、ダイオードが高速増幅器のフィードバック路にあるからである。検出器は 高速でなければならないので、余分な演算増幅器は、検出器の速度を下げると共 に、価格を上昇する。発明の要旨 本発明の目的は、公知検出器のオフセット電圧に伴う欠点をもたないリニアな 検出回路を提供することである。即ち、本発明の目的は、出力のオフセット電圧 が除去され、検出器と直線化増幅器が異なる温度をもつことができ、且つ直線化 増幅器へのＲＦ漏れを生じない検出器を提供することである。 この目的は、請求項１に記載の検出回路により達成される。 本発明により、直線化増幅器のフィードバック路にダイオードではなくてトラ ンジスタを使用することにより、出力のオフセット電圧は、検出器のダイオード のバイアス電圧とは独立したものにされる。従って、検出部と直線化部分とを物 理的に分離することができる。フィードバック路において、２つのトランジスタ は、それらのベース／エミッタ電圧の和が出力オフセット電圧と本質的に同じに なるように接続される。出力において、１つのトランジスタ回路は、好ましくは ダーリントン構成にされ、トランジスタによりフィードバック路に発生されるオ フセット電圧を補償する出力電圧を発生する。従って、トランジスタ回路の電圧 が直線化増幅器の出力電圧に加算されるか又はそれから減算されたときには、ゼ ロのオフセット電圧が生じる。図面の簡単な説明 以下、添付図面を参照して、本発明の好ましい実施形態を詳細に説明する。 図１は、既知の直線化検出器を示す図である。 図２は、既知の補償方法を説明する図である。 図３は、本発明による補償原理を説明する図である。 図４は、オフセット電圧の補償を説明する図である。 図５は、フィードバック経路におけるオフセット電圧の補償を説明する図であ る。 図６は、演算増幅器によるオフセット電圧の補償を説明する図である。 図７は、オフセット電圧の補償の変形態様を示す図である。好ましい実施形態の詳細な説明 図３は、本発明の原理を簡単な形態で示している。実際に、この回路は、以下 に示す値で補足しなければならない。図３に示す本発明のリニア検出器を図１に 示す公知の検出器と比較すると、２つの相違点がある。先ず第１に、バイアス電 源Ｖ_Kは、増幅器の非反転入力へ伝達され、従って、ＲＦ電源を直接接地するこ とができる。更に、検出器ダイオードＤ１ａ（図１のダイオードＤ１）と好まし くは同一であって、それと同じシリコンチップ上に配置されたダイオードＤ１ｂ は、電圧Ｖ_Kを伝達するのに使用され、バイアス電流Ｉ_bが装置及び温度と独立し たものとなるようにする。バイアス電流の適当な値は、例えば、５０μＡである 。第２に、図１の演算増幅器のフィードバック路にあるダイオードＤ２は、図３ のトランジスタＱ₂に置き換えられている。この置き換えができるのは、トラン ジスタのコレクタ電流・対・ベース／エミッタ電流が、ダイオードの電流・対・ 電圧と同じ法則に従う。トランジスタＱ₂をフィードバック路に使用したときは 、出力電圧Ｖ₀の基準レベルが、増幅器の入力に影響する直流電流Ｖ_Kではなく接 地レベル（＝トランジスタのベース電圧）である。 しかしながら、実際には、図３の回路は、上記のようには厳密に機能しない。 というのは、トランジスタのコレクタ電圧がベース電圧よりも電圧Ｖ_Kだけ低い からである。従って、ベース電圧を降下させねばならない。これは、図４に示す ように、トランジスタＱ₂のベース回路にトランジスタＱ_3aを追加することによ り行われる。ベース電圧の降下は、コレクタ電流Ｉ_3aで動作する追加されたトラ ンジスタＱ_3aのベース／エミッタ電圧によるものである。この電流は、追加トラ ンジスタＱ_3aのエミッタを抵抗Ｒ６を経て負の電源−Ｖ_Bに接続することにより 得られる。これは、演算増幅器ＯＡ１の出力オフセット電圧を上記トランジスタ のベース／エミッタ電圧に等しくし、これらトランジスタ電圧の一方はコレクタ 電流Ｉ_bに対応し、そしてその他方は、コレクタ電流Ｉ_3aに対応する。数学的に は、これは、式（３）で表すことができ、サブインデックスは飽和電流を表す。 オフセット電圧は、出力電圧を同じ量だけ上昇することにより除去される。こ れは、コレクタ電流Ｉ_2b及びＩ_3bをもつダーリントントランジスタＱ_2b及びＱ_3b のベース／エミッタ電圧を用いて行われ、次の式（４）のようになる。 これを実現するために、整合トランジスタ対Ｑ_2a及びＱ_2bと、Ｑ_3a及びＱ_3bとが 各々使用され、Ｉ_s2a＝Ｉ_s2b及びＩ_s2b＝Ｉ_s3bとなる。従って、直線化増幅器Ｏ Ａ１の出力オフセット電圧の補償状態は、次のようになる。 Ｉ_s3aＩ_b＝Ｉ_s3bＩ_2b 原理的に、電流の積が正しい値である限り、Ｉ_2b及びＩ_3bのいかなる組み合わせ を使用することもできる。上記トランジスタは、指数関数の法則に正確には従わ ないが、整合対であり、値Ｉ_2b＝Ｉ_b及びＩ_3b＝Ｉ_3aは、出力オフセット電圧を 補償する。 図４の抵抗値は、ここでは説明しない。これらの値をいかに決めるかは、当業 者に明らかである。電圧源−Ｖ_B及び＋Ｖ_Bに接続される抵抗は、電流源に置き換 えることができる。部品Ｄ１ａ及びＲ１は、回路の動作に影響なく交換すること ができ、従って、共通のアノードを有するダイオード対を使用することができる 。しかしながら、この場合に、ほとんどのＲＦ電流はキャパシタＣ２に流れ、従 って、このキャパシタは、ロスの低い形式のもので、できるだけ直接的に接地さ れねばならない。演算増幅器の出力を供給電圧−Ｖ_Bに接続する抵抗Ｒ₇は、回路 の動作にとっては重要でないが、演算増幅器の消費を減少するために使用するこ とができる。 本発明による図４の回路は、負の出力電圧Ｖ₀を発生する。正の出力電圧は、 ダイオードを反転し、ＮＰＮトランジスタをＰＮＰトランジスタに置き換え、そ して供給電圧−Ｖ_B及び＋Ｖ_Bの極性を変えることにより得られる。 上記回路は、ほとんどの用途において充分に機能するが、幾つかの小さな欠陥 がある。もし必要ならば、これら欠陥のほとんどは、回路の複雑さの増加により 除去することができる。入力電圧に従属する出力電圧の部分において検出器及び 直線化部分の温度差により生じるエラーは、除去されない。しかしながら、この エラーは、入力電圧がゼロのときにゼロであり、入力電圧が高いときも、せいぜ い数十ミリボルト程度である。 ダイオードバイアス電流Ｉ_bと、電流Ｉ_3a及びＩ_2bは、負の電圧から導出され るが、補償電流Ｉ_3bは、正の電圧から得られる。これは、非対称的供給電圧変化 に対し感度を高める。 トランジスタＱ_2bのコレクタ電流とダイオードバイアス電流Ｉ_bとの比は良好 に定義されるものではなく、ダイオードＤ１ａ及びＤ１ｂの不完全な整合、演算 増幅器の入力オフセット電圧、及びトランジスタＱ_3bの電流利得の温度及び装置 依存性により温度に従属する。得られる出力オフセット電圧があまりに高い場合 には、同調により、例えば、抵抗Ｒ４を調整可能にすることにより排除すること ができる。 上記説明及び添付図面は、本発明を単に説明するものに過ぎないことを理解さ れたい。当業者に明らかなように、本発明は、請求の範囲に記載した本発明の精 神及び範囲から逸脱せずに多数の仕方で変更することができる。従って、出力イ ンピーダンスをゼロにすべき場合には種々の変形が考えられる。図４の回路にお いて、出力インピーダンスはゼロではない。しかし、これは、負荷が接地された ときにはオフセットエラーを発生しないが、僅かな利得エラーを発生する。図５ は、出力インピーダンスがゼロである場合の本発明の好ましい実施形態を示して いる。この場合、オフセット補償部は、直線化増幅器のフィードバック路に移行 されている。この実施形態の欠点は、回路が高い複雑さを有しそして電流の消費 が増加することである。 図６は、出力インピーダンスがゼロである本発明の別の実施形態を示す。ここ では、別の演算増幅器ＯＡ２が使用される。この実施形態は、最も簡単な差動演 算増幅器の通常は不所望な特性を利用するものであり、即ちその非反転増幅度は 反転増幅度の２倍である。従って、２つのトランジスタのベース／エミッタ電圧 を模擬するのに１つのトランジスタＱ₄しか必要とされない。 図７は、図４の回路の欠点が考慮された、即ちトランジスタＱ_3bの電流増幅度 が非常に小さい場合に回路が正しく機能しないという欠点が考慮された更に別の 実施形態を示している。従って、トランジスタＱ_3bのベース電流は、電流Ｉ_2bの 部分を著しく大きく形成する。この問題は、１つのＰＮＰトランジスタＱ４を追 加してトランジスタＱ_2bを「超エミッタホロワ」にすることにより解決すること ができる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ Ｚ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，Ｉ Ｓ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ， ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，Ｓ Ｄ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．バイアス電流（Ｉ_b）でバイアスされる検出ダイオード（Ｄ１ａ）を有す る検出部と、演算増幅器（ＯＡ１）を有する直線化部分とを備え、演算増幅器の 反転入力には、検出部の出力と、演算増幅器の出力から延びるフィードバック路 とが接続されたリニアＲＦ検出器において、 上記フィードバック路は、第１トランジスタ回路（Ｑ_3a、Ｑ_2a）を備え、その １つのトランジスタ（Ｑ_3a）のベースは接地され、このトランジスタ回路は、演 算増幅器の出力にオフセット電圧を発生するように接続され、この電圧は、上記 回路のトランジスタのベース／エミッタ電圧の和であり、 上記演算増幅器の出力は、第２トランジスタ回路（Ｑ_3b、Ｑ_2b）に接続され、 これは、上記トランジスタ回路のベース／エミッタ電圧の和を補償する電圧を演 算増幅器の出力に発生し、これにより、上記電圧が互いに打ち消され、検出器の 出力オフセット電圧はゼロとなることを特徴とするＲＦ検出器。 ２．上記第１トランジスタ回路は、ベースが接地されている第１トランジスタ （Ｑ_3a）と、該第１トランジスタのエミッタにベースが接続されそしてコレクタ 電流がフィードバック路に流れる第２トランジスタ（Ｑ_2a）とを備えた請求項１ に記載のＲＦ検出器。 ３．上記第２トランジスタ回路は、ダーリントン構成にされた第３トランジス タ（Ｑ_3b）と、検出器の出力電圧がコレクタから得られるように接続された第４ トランジスタ（Ｑ_2b）とを備え、上記第３トランジスタ（Ｑ_3b）のエミッタは、 上記演算増幅器（ＯＡ１）の出力に作動的に接続される請求項１に記載のＲＦ検 出器。 ４．上記トランジスタ回路は、 Ｉ_3aＩ_b＝Ｉ_3bＩ_2b が真となるように構成され、Ｉ_2b及びＩ_3bは、第２トランジスタ回路におけるト ランジスタのベース電流であり、Ｉ_bは検出ダイオードのバイアス電流であり、 そしてＩ_3aは第１トランジスタ回路における第１トランジスタのコレクタ電流で ある請求項２及び３に記載のＲＦ検出器。 ５．上記検出ダイオード（Ｄ１ａ）と同様のダイオード（Ｄ１ｂ）を経て演算 増幅器（ＯＡ１）の非反転入力にバイアス電圧源（Ｖ_K）が接続された請求項１ に記載のＲＦ検出器。 ６．上記第２トランジスタ回路は、上記演算増幅器の出力に接続され、そのフ ィードバック回路に配置された請求項１に記載のＲＦ検出器。