JPH1144748A - 同一時刻複数個のサンプル値によるｄｏａ算出装置 - Google Patents
同一時刻複数個のサンプル値によるｄｏａ算出装置Info
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- JPH1144748A JPH1144748A JP21717097A JP21717097A JPH1144748A JP H1144748 A JPH1144748 A JP H1144748A JP 21717097 A JP21717097 A JP 21717097A JP 21717097 A JP21717097 A JP 21717097A JP H1144748 A JPH1144748 A JP H1144748A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 配列アンテナを含むＮ系統の受信系によるレ
ーダ受信信号の方位角算出における効率的精度改善。 【解決手段】 Ｎ個の配列アンテナ1A〜1Nと、受信機2A
〜2Nと、A/D コンバータ3A1,3A2 〜3N1,3N2 によって構
成されるＮ系統の受信系は、直交するI,Q 成分のディジ
タルデータをP/S 変換回路４でシリアルデータとして送
出しS/P 変換回路５で元のパラレルデータに復元する。
十分遠方の目標からの到来波は平行波であるのでＮ個の
受信系で同じタイミングで受信した場合は、アンテナ数
だけの数の配列位置に比例した位相データが得られる。
この位相データをデータ点数処理回路でI,Q 成分の符号
反転データの追加配列により４倍化しFFT 回路７でFFT
処理して目標方位を算出することにより受信系の数を抑
圧して目標方位算出精度を改善し、これを表示回路８に
表示する。
ーダ受信信号の方位角算出における効率的精度改善。 【解決手段】 Ｎ個の配列アンテナ1A〜1Nと、受信機2A
〜2Nと、A/D コンバータ3A1,3A2 〜3N1,3N2 によって構
成されるＮ系統の受信系は、直交するI,Q 成分のディジ
タルデータをP/S 変換回路４でシリアルデータとして送
出しS/P 変換回路５で元のパラレルデータに復元する。
十分遠方の目標からの到来波は平行波であるのでＮ個の
受信系で同じタイミングで受信した場合は、アンテナ数
だけの数の配列位置に比例した位相データが得られる。
この位相データをデータ点数処理回路でI,Q 成分の符号
反転データの追加配列により４倍化しFFT 回路７でFFT
処理して目標方位を算出することにより受信系の数を抑
圧して目標方位算出精度を改善し、これを表示回路８に
表示する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同一時刻複数個の
サンプル値によるＤＯＡ算出装置に関し、特に受信信号
による方位角算出において、同一のアンテナ配列面もし
くは、配列軸上に配列した複数個のアンテナ系で捕捉し
た受信信号のそれぞれを、所定のレンジビンに於いて一
斉にＡ／Ｄ変換したデータ列のフーリェ変換（ＦＦＴ又
はＤＦＴ）に基づいて目標の到来方向を算出する同一時
刻複数個のサンプル値によるＤＯＡ算出装置に関する。
本発明は、同一のアンテナ配列面もしくは配列軸上に複
数個のアンテナ系を配設して得られる受信信号を所定の
レンジビンに於いて、一斉にＡ／Ｄ変換して複素数のデ
ータ列Ａ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN を作成し、これのフーリ
ェ変換の結果に基づいて、目標の到来方向（ＤＯＡ，Di
rection of Arrival) を計算するレーダ装置を対象とし
ている。
サンプル値によるＤＯＡ算出装置に関し、特に受信信号
による方位角算出において、同一のアンテナ配列面もし
くは、配列軸上に配列した複数個のアンテナ系で捕捉し
た受信信号のそれぞれを、所定のレンジビンに於いて一
斉にＡ／Ｄ変換したデータ列のフーリェ変換（ＦＦＴ又
はＤＦＴ）に基づいて目標の到来方向を算出する同一時
刻複数個のサンプル値によるＤＯＡ算出装置に関する。
本発明は、同一のアンテナ配列面もしくは配列軸上に複
数個のアンテナ系を配設して得られる受信信号を所定の
レンジビンに於いて、一斉にＡ／Ｄ変換して複素数のデ
ータ列Ａ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN を作成し、これのフーリ
ェ変換の結果に基づいて、目標の到来方向（ＤＯＡ，Di
rection of Arrival) を計算するレーダ装置を対象とし
ている。
【０００２】
【従来の技術】目標の到来方向を求める従来のレーダ装
置としては、複数個のアレイアンテナから得られる受信
波をＲＦ部で位相合成することにより受波指向性パター
ンを形成して目標方位を決定している。
置としては、複数個のアレイアンテナから得られる受信
波をＲＦ部で位相合成することにより受波指向性パター
ンを形成して目標方位を決定している。
【０００３】このようなレーダ装置は、複数個のアレイ
アンテナからの受信信号を、受信アンテナの次に配置す
る電力合成器で合成し、１チャンネルの受信回路で増
幅、周波数変調等を行う構成を採るのに対して、本発明
のレーダ装置は、複数チャンネルでそれぞれ並行して受
信し、同一のタイミングで一斉にＡ／Ｄ変換することで
複数個の受信データを作成している点が異なっている。
アンテナからの受信信号を、受信アンテナの次に配置す
る電力合成器で合成し、１チャンネルの受信回路で増
幅、周波数変調等を行う構成を採るのに対して、本発明
のレーダ装置は、複数チャンネルでそれぞれ並行して受
信し、同一のタイミングで一斉にＡ／Ｄ変換することで
複数個の受信データを作成している点が異なっている。
【０００４】ところで、多目標の正確なＤＯＡを計算す
るため、同一のアンテナ配列軸上に複数個のアンテナ系
を配設し、所定のレンジビンで（タイミングで）一斉に
Ａ／Ｄ変換して複数個の受信データ配列Ａ1,Ａ2,Ａ3,…
…，ＡN を得て、このデータを信号処理する比較的高級
な手法としてESPRIT(Estimation of Signal Parameters
Via Rotational Invariance Techniques)法、MUSIC(Mu
ltiple Signal Classification) 法と言われるものがあ
る。
るため、同一のアンテナ配列軸上に複数個のアンテナ系
を配設し、所定のレンジビンで（タイミングで）一斉に
Ａ／Ｄ変換して複数個の受信データ配列Ａ1,Ａ2,Ａ3,…
…，ＡN を得て、このデータを信号処理する比較的高級
な手法としてESPRIT(Estimation of Signal Parameters
Via Rotational Invariance Techniques)法、MUSIC(Mu
ltiple Signal Classification) 法と言われるものがあ
る。
【０００５】これらの手法は多目標のＤＯＡ算定に対
し、１個の目標からの到来波をｍ個の受信系で受信する
には、インタフェロメータ（interferometer、干渉計）
の計算式、又はマルチビームの計算方法として知られる
ように、アレイ素子の配置場所に比例した位相項を与え
ながら受信信号を加算することにより計算されるものが
知られている。これをｄ個の目標からの到来波を対象と
して拡大展開していくことを考えると、縦方向にｍ、横
方向にｄのサイズのマトリックスができる。このマトリ
ックスの固有値ベクトル(Eigen ベクトル）、固有値(E
igen value) を、誤差を最小とする最小二乗法を利用し
て解くことにより、多目標の正確なＤＯＡを計算する方
法がESPRIT法やMUSIC 法と言われるものであり、ESPRIT
法はMUSIC法と同様に演算量が少なくてすむように改善
されている。
し、１個の目標からの到来波をｍ個の受信系で受信する
には、インタフェロメータ（interferometer、干渉計）
の計算式、又はマルチビームの計算方法として知られる
ように、アレイ素子の配置場所に比例した位相項を与え
ながら受信信号を加算することにより計算されるものが
知られている。これをｄ個の目標からの到来波を対象と
して拡大展開していくことを考えると、縦方向にｍ、横
方向にｄのサイズのマトリックスができる。このマトリ
ックスの固有値ベクトル(Eigen ベクトル）、固有値(E
igen value) を、誤差を最小とする最小二乗法を利用し
て解くことにより、多目標の正確なＤＯＡを計算する方
法がESPRIT法やMUSIC 法と言われるものであり、ESPRIT
法はMUSIC法と同様に演算量が少なくてすむように改善
されている。
【０００６】一方、目標捕捉のための受信ビームを形成
すべく、複数個のアレイアンテナ素子から受信される受
信波をＲＦ段の電力合成器で１チャンネルで合成する手
法は、各種アレイアンテナ、又はフェーズドアレイアン
テナで構成されるレーダ装置等で広く利用されている。
従来の技術の一例として、ｎ個のアレイアンテナから得
られる受信波を、ＲＦ段で合成することにより、受信ビ
ームを形成する内容について、次に説明する。
すべく、複数個のアレイアンテナ素子から受信される受
信波をＲＦ段の電力合成器で１チャンネルで合成する手
法は、各種アレイアンテナ、又はフェーズドアレイアン
テナで構成されるレーダ装置等で広く利用されている。
従来の技術の一例として、ｎ個のアレイアンテナから得
られる受信波を、ＲＦ段で合成することにより、受信ビ
ームを形成する内容について、次に説明する。
【０００７】図２は、ビーム幅尖鋭化の処理内容の説明
図である。図２において、アンテナ配列面１０１に配列
したｎ個のアンテナ１〜ｎによって取得する遠距離目標
の平行到来波Ｓ１〜Ｓｎの受信信号の合成によって得ら
れる合成電界Ｅは、次の数式１で示される。
図である。図２において、アンテナ配列面１０１に配列
したｎ個のアンテナ１〜ｎによって取得する遠距離目標
の平行到来波Ｓ１〜Ｓｎの受信信号の合成によって得ら
れる合成電界Ｅは、次の数式１で示される。
【０００８】
【数１】
【０００９】数式１において、Ｋは比例定数、Ｄはアン
テナ素子の放射電界強度の指向性係数、ｋ＝２π／λ、
ｒ1,ｒ2,ｒ3,……，ｒn は平行到来波Ｓ１〜Ｓｎの各ア
レイアンテナまでの伝搬長を表す。電界強度に関して
は、目標が遠距離であることからｒ1 ＝ｒ2 ＝ｒ3 ＝…
…＝ｒn ＝ｒと近似させることができる。一方、位相の
項は、波長に対して無視できないので、以下のように計
算する（数式２，同３）。
テナ素子の放射電界強度の指向性係数、ｋ＝２π／λ、
ｒ1,ｒ2,ｒ3,……，ｒn は平行到来波Ｓ１〜Ｓｎの各ア
レイアンテナまでの伝搬長を表す。電界強度に関して
は、目標が遠距離であることからｒ1 ＝ｒ2 ＝ｒ3 ＝…
…＝ｒn ＝ｒと近似させることができる。一方、位相の
項は、波長に対して無視できないので、以下のように計
算する（数式２，同３）。
【００１０】
【数２】ｒ2 ＝ｒ1 −ｄsin θ 従って −ｋｒ2 ＝ｋｒ1 −ｋｄsin θ＝−ｋｒ1 ＋ψ
【００１１】
【数３】ｒ3 ＝ｒ1 −２ｄsin θ 従って −ｋｒ3 ＝ｋｒ1 −２ｋｄsin θ＝−ｋｒ1 ＋２ψ
【００１２】ｒ4 以後についても同様に表現することが
できる。そして数式４が得られる。
できる。そして数式４が得られる。
【００１３】
【数４】ｒn ＝ｒ1 −（ｎ−１）ｄsin θ 従って −ｋｒn ＝ｋｒ1 −（ｎ−１）ｋｄsin θ＝−ｋｒ1 ＋
（ｎ−１）ψ ここで、 ψ＝ｋｄsin θ
（ｎ−１）ψ ここで、 ψ＝ｋｄsin θ
【００１４】これらの数式を数式１に代入すると、次の
数式５が得られる。
数式５が得られる。
【００１５】
【数５】
【００１６】数式５の括弧の中を、次の数式６のように
Ｒと置く。
Ｒと置く。
【００１７】
【数６】
【００１８】また、ｔ×Ｒを計算すると、次の数式７が
得られる。
得られる。
【００１９】
【数７】ｔＲ＝ｔ＋ｔ2 ＋ｔ3 ……ｔn
【００２０】数式６から数式７を減じてＲを計算する
と、次の数式８となる。
と、次の数式８となる。
【００２１】
【数８】
【００２２】従って、数式８から次の数式９が求められ
る。
る。
【００２３】
【数９】
【００２４】今、数式９の右辺の｛sin(ｎψ／２）｝／
｛sin(ψ／２）｝の項の分子だけを、アレイ素子の配列
間隔ｄをλ／２として計算すると、次の数式１０で示さ
れる。
｛sin(ψ／２）｝の項の分子だけを、アレイ素子の配列
間隔ｄをλ／２として計算すると、次の数式１０で示さ
れる。
【００２５】
【数１０】sin(ｎψ／２）＝sin(0.5 ｎｋｄ sinθ）＝
sin｛0.5 ｎ（２π／λ）ｄ sinθ｝＝sin (0.5ｎπ s
inθ）
sin｛0.5 ｎ（２π／λ）ｄ sinθ｝＝sin (0.5ｎπ s
inθ）
【００２６】アレイのアンテナ配列数ｎが例えば32での
場合について、数値を計算してみる。数式１０の最後の
項のsin (0.5ｎπ sinθ）の sinθ＝θと近似できる場
合には、数式１０はsin(16πθ）となる。またsin(π
θ）の関数が０からπの範囲でゼロの値を取る回数に比
べて、sin(16πθ）の関数が０からπの範囲でゼロとな
る回数は、16倍だけ多くなる。従って、このアンテナビ
ームのメインローブの谷から谷の範囲は11.25 度とな
り、このアンテナのメインローブの３［ｄＢ］低下での
ビーム幅は11.25 度よりも僅かに小さいことになる。
又、当然のことながら、メインローブの谷から谷の長さ
はｎの値に反比例することになる。
場合について、数値を計算してみる。数式１０の最後の
項のsin (0.5ｎπ sinθ）の sinθ＝θと近似できる場
合には、数式１０はsin(16πθ）となる。またsin(π
θ）の関数が０からπの範囲でゼロの値を取る回数に比
べて、sin(16πθ）の関数が０からπの範囲でゼロとな
る回数は、16倍だけ多くなる。従って、このアンテナビ
ームのメインローブの谷から谷の範囲は11.25 度とな
り、このアンテナのメインローブの３［ｄＢ］低下での
ビーム幅は11.25 度よりも僅かに小さいことになる。
又、当然のことながら、メインローブの谷から谷の長さ
はｎの値に反比例することになる。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】上述したMUSIC 又はES
PRITの方法でＤＯＡを計算する場合に、一般に使用され
ている受信チャンネル数が10以下の場合には、アンテナ
装置の製作上の難点は無いが、固有値ベクトル、固有値
を求める複雑なマトリックス演算に基づく繁雑な演算処
理にもかかわらず取得データの限界からＤＯＡの算出精
度には限界がある。
PRITの方法でＤＯＡを計算する場合に、一般に使用され
ている受信チャンネル数が10以下の場合には、アンテナ
装置の製作上の難点は無いが、固有値ベクトル、固有値
を求める複雑なマトリックス演算に基づく繁雑な演算処
理にもかかわらず取得データの限界からＤＯＡの算出精
度には限界がある。
【００２８】又、４倍又は補間処理による８倍化の処理
を用いずに、所定のＤＯＡ精度を得ようとすると、例え
ば図８の場合では64個の受信チャンネルが必要となり、
製作コストの面で、高価になり、実現性に乏しい。
を用いずに、所定のＤＯＡ精度を得ようとすると、例え
ば図８の場合では64個の受信チャンネルが必要となり、
製作コストの面で、高価になり、実現性に乏しい。
【００２９】一方、ＲＦ段で複数個のアレイアンテナか
らの受信波を位相合成してビーム形成を行い目標方位を
決定することは一般的に行われているが、同一時刻に１
個の受信データしか得ることができないため、Ｎ個の受
信データを得る為の測定期間が、Ｎサンプル周期の時間
がかかり、Ｓ／Ｎの改善、クラッタ除去に関しては不利
となるという問題がある。
らの受信波を位相合成してビーム形成を行い目標方位を
決定することは一般的に行われているが、同一時刻に１
個の受信データしか得ることができないため、Ｎ個の受
信データを得る為の測定期間が、Ｎサンプル周期の時間
がかかり、Ｓ／Ｎの改善、クラッタ除去に関しては不利
となるという問題がある。
【００３０】本発明の目的は、上述した問題点を解決
し、少ない受信チャンネル数で一斉に得られる受信デー
タに基づいてＦＦＴ計算点数を４倍（隣接する２データ
の平均値を新たなデータとする場合は８倍）にし、この
データ数の増加したデータをフーリェ変換して放射パタ
ーンを角度軸上に作成することにより、増大データ点数
に対応した高精度なＤＯＡを得ることが出来る同一時刻
複数個のサンプル値によるＤＯＡ算出装置を提供するこ
とにある。
し、少ない受信チャンネル数で一斉に得られる受信デー
タに基づいてＦＦＴ計算点数を４倍（隣接する２データ
の平均値を新たなデータとする場合は８倍）にし、この
データ数の増加したデータをフーリェ変換して放射パタ
ーンを角度軸上に作成することにより、増大データ点数
に対応した高精度なＤＯＡを得ることが出来る同一時刻
複数個のサンプル値によるＤＯＡ算出装置を提供するこ
とにある。
【００３１】
【課題を解決するための手段】上述した目的を達成する
ため、本発明は次の手段構成を有する。即ち、同一時刻
複数個のサンプル値によるＤＯＡ算出装置に関する本発
明の第１の構成は、受信アンテナ、受信器、Ａ／Ｄ変換
器を少なくとも含み、アンテナ面に等間隔に配列した受
信系としての複数のＮ個の受信チャンネルＣ1,Ｃ2,Ｃ3,
……，ＣN を前記受信アンテナの開口端からＣ1,Ｃ2,Ｃ
3,……，ＣN の順に並べ、Ｎ個の前記Ａ／Ｄ変換器に対
する共通のＡ／Ｄ変換のタイミングで一斉に各受信チャ
ンネルの実数、虚数のＩ，Ｑ信号をＡ／Ｄ変換しアンテ
ナ配列順に取得するＮ個の複素数の配列データをＡ1,Ａ
2,Ａ3,……，ＡN とするとき、このＮ個のデータのフー
リェ変換値を方位角を横軸として表現して得られるアン
テナ面全体の放射パターンのピークを示す方位角に基づ
いて目標の到来方向であるＤＯＡ（Direction Of Arriv
al）を算出する手段を有する。
ため、本発明は次の手段構成を有する。即ち、同一時刻
複数個のサンプル値によるＤＯＡ算出装置に関する本発
明の第１の構成は、受信アンテナ、受信器、Ａ／Ｄ変換
器を少なくとも含み、アンテナ面に等間隔に配列した受
信系としての複数のＮ個の受信チャンネルＣ1,Ｃ2,Ｃ3,
……，ＣN を前記受信アンテナの開口端からＣ1,Ｃ2,Ｃ
3,……，ＣN の順に並べ、Ｎ個の前記Ａ／Ｄ変換器に対
する共通のＡ／Ｄ変換のタイミングで一斉に各受信チャ
ンネルの実数、虚数のＩ，Ｑ信号をＡ／Ｄ変換しアンテ
ナ配列順に取得するＮ個の複素数の配列データをＡ1,Ａ
2,Ａ3,……，ＡN とするとき、このＮ個のデータのフー
リェ変換値を方位角を横軸として表現して得られるアン
テナ面全体の放射パターンのピークを示す方位角に基づ
いて目標の到来方向であるＤＯＡ（Direction Of Arriv
al）を算出する手段を有する。
【００３２】また、本発明の第２の構成は、前記第１の
構成において、フーリェ変換すべき複素数の配列データ
の含む実数のデータ配列をＢ1,Ｂ2,Ｂ3,……，ＢN と
し、整数ＭをＭ＝Ｎ／２とする時、ＢM+k ＝±ＢM-k(ｋ
＝１，２，……，Ｍ）の関係がある場合、このＢM+k と
ＢM-k の２つの実数を、横軸を実軸、縦軸を虚軸とする
複素面上にプロットすると、この２数は実軸上にプロッ
トされ、且つ位相だけが１８０度だけ異なっているとい
う関係から、前記Ｂ1,Ｂ2,Ｂ3,……，ＢN のフーリェ変
換（ＦＦＴ）または離散フーリエ変換（ＤＦＴ）により
得られるＮ個のデータの実数部又は虚数部のいずれかが
零となる点に着目し、前記複素数の配列データのＡ1,Ａ
2,Ａ3,……，ＡN に対し、整数ＭをＭ＝Ｎ／２とする
時、複素数ＡM+k と複素数ＡM-k はｋ＝１，２，……，
Ｍについて位相が１８０度異なっているという関係があ
る場合には、ＦＦＴ又はＤＦＴを施すことにより、実数
部又は虚数部だけのＦＦＴ又はＤＦＴ結果が得られ、前
記位相の１８０度異なる態様に対応して実効的に４倍化
されたデータ列のＦＦＴ又はＤＦＴ結果より前記ＤＯＡ
を精度良く算出出来る構成を有する。
構成において、フーリェ変換すべき複素数の配列データ
の含む実数のデータ配列をＢ1,Ｂ2,Ｂ3,……，ＢN と
し、整数ＭをＭ＝Ｎ／２とする時、ＢM+k ＝±ＢM-k(ｋ
＝１，２，……，Ｍ）の関係がある場合、このＢM+k と
ＢM-k の２つの実数を、横軸を実軸、縦軸を虚軸とする
複素面上にプロットすると、この２数は実軸上にプロッ
トされ、且つ位相だけが１８０度だけ異なっているとい
う関係から、前記Ｂ1,Ｂ2,Ｂ3,……，ＢN のフーリェ変
換（ＦＦＴ）または離散フーリエ変換（ＤＦＴ）により
得られるＮ個のデータの実数部又は虚数部のいずれかが
零となる点に着目し、前記複素数の配列データのＡ1,Ａ
2,Ａ3,……，ＡN に対し、整数ＭをＭ＝Ｎ／２とする
時、複素数ＡM+k と複素数ＡM-k はｋ＝１，２，……，
Ｍについて位相が１８０度異なっているという関係があ
る場合には、ＦＦＴ又はＤＦＴを施すことにより、実数
部又は虚数部だけのＦＦＴ又はＤＦＴ結果が得られ、前
記位相の１８０度異なる態様に対応して実効的に４倍化
されたデータ列のＦＦＴ又はＤＦＴ結果より前記ＤＯＡ
を精度良く算出出来る構成を有する。
【００３３】また、本発明の第３の構成は、前記第１の
構成において、データ数を増やしながら前記整数ＭをＭ
＝Ｎ／２とし、複素数ＡM+k と複素数ＡM-k はｋ＝１，
２，……，Ｍについて位相が１８０度異なるものとすべ
く、前記複素数の配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN か
らデータ数が２Ｎの配列データを作成するために複素数
Ａm の実数部（又は虚数部）の符号を反転した複素数を
新たに xＡm とし、配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN
に配列データ xＡN, xＡN-1 ，………,xＡ2,xＡ1 を付
加して、データ数２Ｎの配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，
ＡN, xＡN,xＡN-1 ，……,xＡ2, xＡ1 を作成し、次に
データ数４Ｎのデータ列を作成するために複素数Ａm の
虚数部（又は実数部）の符号を反転した複素数を新たに
Ａm xとし、複素数 xＡm の虚数部（又は実数部）の符号
を反転した複素数を新たにxＡm xとして、配列データ
Ａ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN, xＡN, xＡN-1 ，……,xＡ2,x
Ａ1 に配列データ xＡ1 x,xＡ2 x,xＡ3 x，……,xＡN x，Ａ
N x，ＡN-1 x，………，Ａ2 x，Ａ1 xを付加してデータ数４
Ｎの配列データ列Ａ1,Ａ2,Ａ3,………，ＡN,xＡN, xＡ
N-1,……,xＡ2, xＡ1, xＡ1 x,xＡ2 x,xＡ3 x，………,xＡ
N x，ＡN x，ＡN-1 x，……，Ａ2 x，Ａ1 x を作成すること
により、任意の複素数は実数成分の符号と虚数成分の符
号をそれぞれ反転して、位相を１８０度変化させ、ＦＦ
Ｔ又はＤＦＴ出力を実数成分もしくは虚数成分の片方の
成分のみに集めることが出来るとともに、実数データに
その位相を反転したデータを付加してＦＦＴ又はＤＦＴ
した時にＦＦＴ又はＤＦＴ出力波形に現れる対象の位置
に現れる不要なパターン波形を除去することを可能にす
る構成を有する。
構成において、データ数を増やしながら前記整数ＭをＭ
＝Ｎ／２とし、複素数ＡM+k と複素数ＡM-k はｋ＝１，
２，……，Ｍについて位相が１８０度異なるものとすべ
く、前記複素数の配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN か
らデータ数が２Ｎの配列データを作成するために複素数
Ａm の実数部（又は虚数部）の符号を反転した複素数を
新たに xＡm とし、配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN
に配列データ xＡN, xＡN-1 ，………,xＡ2,xＡ1 を付
加して、データ数２Ｎの配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，
ＡN, xＡN,xＡN-1 ，……,xＡ2, xＡ1 を作成し、次に
データ数４Ｎのデータ列を作成するために複素数Ａm の
虚数部（又は実数部）の符号を反転した複素数を新たに
Ａm xとし、複素数 xＡm の虚数部（又は実数部）の符号
を反転した複素数を新たにxＡm xとして、配列データ
Ａ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN, xＡN, xＡN-1 ，……,xＡ2,x
Ａ1 に配列データ xＡ1 x,xＡ2 x,xＡ3 x，……,xＡN x，Ａ
N x，ＡN-1 x，………，Ａ2 x，Ａ1 xを付加してデータ数４
Ｎの配列データ列Ａ1,Ａ2,Ａ3,………，ＡN,xＡN, xＡ
N-1,……,xＡ2, xＡ1, xＡ1 x,xＡ2 x,xＡ3 x，………,xＡ
N x，ＡN x，ＡN-1 x，……，Ａ2 x，Ａ1 x を作成すること
により、任意の複素数は実数成分の符号と虚数成分の符
号をそれぞれ反転して、位相を１８０度変化させ、ＦＦ
Ｔ又はＤＦＴ出力を実数成分もしくは虚数成分の片方の
成分のみに集めることが出来るとともに、実数データに
その位相を反転したデータを付加してＦＦＴ又はＤＦＴ
した時にＦＦＴ又はＤＦＴ出力波形に現れる対象の位置
に現れる不要なパターン波形を除去することを可能にす
る構成を有する。
【００３４】また、本発明の第４の構成は、前記第１の
構成において、４Ｎ個の配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，
ＡN, xＡN, xＡN-1 ，……,xＡ2, xＡ1, xＡ1 x,xＡ2 x,x
Ａ3 x，……,xＡN x，ＡN x，ＡN-1 x，……，Ａ2 x，Ａ1 xが
作成された段階で、この４Ｎ個のデータの隣接する２個
のデータＢM,ＢM+1 の間に内挿によりデータ数を増や
し、ＦＦＴ又はＤＦＴ演算によりＤＯＡを算出すること
も可能とした構成を有する。
構成において、４Ｎ個の配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，
ＡN, xＡN, xＡN-1 ，……,xＡ2, xＡ1, xＡ1 x,xＡ2 x,x
Ａ3 x，……,xＡN x，ＡN x，ＡN-1 x，……，Ａ2 x，Ａ1 xが
作成された段階で、この４Ｎ個のデータの隣接する２個
のデータＢM,ＢM+1 の間に内挿によりデータ数を増や
し、ＦＦＴ又はＤＦＴ演算によりＤＯＡを算出すること
も可能とした構成を有する。
【００３５】また、本発明の第５の構成は、前記第１の
構成において、フーリェ変換は積分区間が−∞から＋∞
までの範囲であるのに対して、前記ＦＦＴ又はＤＦＴで
は、有限のデータ数の演算となり、これにより隣接する
素子アンテナの間隔を一定としたとき、目標の到来方向
によっては、アンテナ面をフーリェ変換して得られるア
ンテナ指向特性を有するＤＯＡを示す指向性ビームの左
右分離が生じる場合に、窓関数による重み付けを、４倍
化されたデータに対して行う重み付けもしくは、使用周
波数を所定の範囲以下で変更することにより回避する構
成を有する。
構成において、フーリェ変換は積分区間が−∞から＋∞
までの範囲であるのに対して、前記ＦＦＴ又はＤＦＴで
は、有限のデータ数の演算となり、これにより隣接する
素子アンテナの間隔を一定としたとき、目標の到来方向
によっては、アンテナ面をフーリェ変換して得られるア
ンテナ指向特性を有するＤＯＡを示す指向性ビームの左
右分離が生じる場合に、窓関数による重み付けを、４倍
化されたデータに対して行う重み付けもしくは、使用周
波数を所定の範囲以下で変更することにより回避する構
成を有する。
【００３６】
【発明の実施の形態】本発明は、同一のアンテナ配列面
もしくは配列軸に配列した複数のアンテナで捕捉すべき
レーダ装置による多目標の正確なＤＯＡを算出するた
め、複数のアンテナの受信入力を所定のレンジビンで一
斉にＡ／Ｄ変換して、受信アンテナ、受信器、Ａ／Ｄコ
ンバータ等で構成されるＮ個の受信系の受信データ配列
Ａ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN から高速フーリェ変換（ＦＥ
Ｔ）の結果に基づきＤＯＡを求めるレーダ装置における
到来目標の方位角算出装置を対象としている。
もしくは配列軸に配列した複数のアンテナで捕捉すべき
レーダ装置による多目標の正確なＤＯＡを算出するた
め、複数のアンテナの受信入力を所定のレンジビンで一
斉にＡ／Ｄ変換して、受信アンテナ、受信器、Ａ／Ｄコ
ンバータ等で構成されるＮ個の受信系の受信データ配列
Ａ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN から高速フーリェ変換（ＦＥ
Ｔ）の結果に基づきＤＯＡを求めるレーダ装置における
到来目標の方位角算出装置を対象としている。
【００３７】このようなレーダ装置に類似するものとし
て、アレイアンテナの含む複数のアンテナで捕捉した受
信波を位相合成して受信ビームを形成し、目標方位を決
定するものもある。前者のレーダ装置は複数の受信系を
備え、後者のレーダ装置は、受信アンテナの出力を合成
したものを処理する１チャンネルの受信系を備えている
違いはあるものの、いずれもＮ個のアンテナで得られる
受信入力のＡ／Ｄ変換した配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,…
…，ＡN を利用してＤＯＡを求める点については共通し
た目的を有する。
て、アレイアンテナの含む複数のアンテナで捕捉した受
信波を位相合成して受信ビームを形成し、目標方位を決
定するものもある。前者のレーダ装置は複数の受信系を
備え、後者のレーダ装置は、受信アンテナの出力を合成
したものを処理する１チャンネルの受信系を備えている
違いはあるものの、いずれもＮ個のアンテナで得られる
受信入力のＡ／Ｄ変換した配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,…
…，ＡN を利用してＤＯＡを求める点については共通し
た目的を有する。
【００３８】この配列データのそれぞれは、アンテナ開
口面における電流分布を表現するデータであり、このフ
ーリェ変換に基づいてアレイアンテナの放射パターンも
しくは受信パターンが得られ、その指向中心から目標の
到来方位が決定される。本発明では、後述して詳述する
ように、受信パターンそれ自体の利用に代えて、フーリ
ェ変換の結果の示す最大値を以て受信パターンの指向中
心を把握する手法を採っている。
口面における電流分布を表現するデータであり、このフ
ーリェ変換に基づいてアレイアンテナの放射パターンも
しくは受信パターンが得られ、その指向中心から目標の
到来方位が決定される。本発明では、後述して詳述する
ように、受信パターンそれ自体の利用に代えて、フーリ
ェ変換の結果の示す最大値を以て受信パターンの指向中
心を把握する手法を採っている。
【００３９】ＤＯＡを精度よく求める手法として、目標
ごとに前述したESPRIT法やMUSIC 法が利用される場合も
あるが、通常これらの手法で対象とする受信チャンネル
数が１０以下の場合には、アンテナ装置の製作上の問題
はないが、演算量が著しく増大する。この問題を回避し
て算出精度の改善を確保するため、受信チャンネル数を
増大することは即構成規模の増大（コスト増大）につな
がることとなる。
ごとに前述したESPRIT法やMUSIC 法が利用される場合も
あるが、通常これらの手法で対象とする受信チャンネル
数が１０以下の場合には、アンテナ装置の製作上の問題
はないが、演算量が著しく増大する。この問題を回避し
て算出精度の改善を確保するため、受信チャンネル数を
増大することは即構成規模の増大（コスト増大）につな
がることとなる。
【００４０】本発明においては、受信チャンネル数を増
大させることなく、方位角算出に供する配列データ数を
増大させることでＤＯＡ算出精度の著しい改善を確保し
ている。この場合、配列データ数の増大は、Ｎ個の受信
系で取得され、アンテナ開口面の電流分布を表現するデ
ータとしての配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN のそれ
ぞれが互いに直交するＩ，Ｑ成分としてのＮ個の複素数
形式のデータであることに着目し、これらの配列データ
の実数部（Ｉ成分）の極性反転（−１を乗算）したも
の、虚数部（Ｑ成分）の極性反転したもの、実数部及び
虚数部（Ｉ，Ｑ成分）の極性を反転したもののそれぞれ
を、適宜複素平面上における軸対称性を考慮して生成し
た３Ｎ個の配列データを加えてデータ４倍像を基本的に
行って算出精度の改善を確保している。
大させることなく、方位角算出に供する配列データ数を
増大させることでＤＯＡ算出精度の著しい改善を確保し
ている。この場合、配列データ数の増大は、Ｎ個の受信
系で取得され、アンテナ開口面の電流分布を表現するデ
ータとしての配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN のそれ
ぞれが互いに直交するＩ，Ｑ成分としてのＮ個の複素数
形式のデータであることに着目し、これらの配列データ
の実数部（Ｉ成分）の極性反転（−１を乗算）したも
の、虚数部（Ｑ成分）の極性反転したもの、実数部及び
虚数部（Ｉ，Ｑ成分）の極性を反転したもののそれぞれ
を、適宜複素平面上における軸対称性を考慮して生成し
た３Ｎ個の配列データを加えてデータ４倍像を基本的に
行って算出精度の改善を確保している。
【００４１】さらに、このような４倍増化配列データか
らさらにデータサンプル数のみ増大せしめるため、隣接
する２データの間に、隣接する２データの算術平均値を
配置しデータサンプル数のみを増大し、これにより受信
系のチャンネル数増大を招くことなく、ＤＯＡ算出精度
を著しく向上させることをその基本的特徴としている。
らさらにデータサンプル数のみ増大せしめるため、隣接
する２データの間に、隣接する２データの算術平均値を
配置しデータサンプル数のみを増大し、これにより受信
系のチャンネル数増大を招くことなく、ＤＯＡ算出精度
を著しく向上させることをその基本的特徴としている。
【００４２】尚、ＤＯＡ算出のために、入力データには
ＦＦＴが施されるが、基本的には無限大の領域（０〜
∞）を対象とするＦＦＴ手法だが、現実的には有限の処
理区間で処理され、このことはＦＦＴ結果の波形（ＤＯ
Ａを提供するアンテナパターン）が指向中心で左右２つ
に分離する、いわゆるビーム・スプリット(beam split)
を生ずる場合が何％かの確率で生起する。これを回避す
べく、本発明ではビームスプリットを生ずる場合には、
予め設定する程度、後述する実施例にあっては３％の使
用周波数もしくは有限の処理区間である影響を少なくす
るため、ＦＦＴ入力データに対して、ウインドー処理を
施すことを行っている。
ＦＦＴが施されるが、基本的には無限大の領域（０〜
∞）を対象とするＦＦＴ手法だが、現実的には有限の処
理区間で処理され、このことはＦＦＴ結果の波形（ＤＯ
Ａを提供するアンテナパターン）が指向中心で左右２つ
に分離する、いわゆるビーム・スプリット(beam split)
を生ずる場合が何％かの確率で生起する。これを回避す
べく、本発明ではビームスプリットを生ずる場合には、
予め設定する程度、後述する実施例にあっては３％の使
用周波数もしくは有限の処理区間である影響を少なくす
るため、ＦＦＴ入力データに対して、ウインドー処理を
施すことを行っている。
【００４３】上述した内容を具体化する手法として、本
発明では以下に述べる処理を行っている。Ｎ個の配列デ
ータＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN から各データの実数部又は
虚数部成分の符号を反転して作成されるＮ個のデータ x
ＡN, xＡN-1,………,xＡ2,xＡ1 を作成する処理、つま
りＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN 中の任意のデータをＡm＝ａm
＋ｊｂm(ｍ＝１，２，……，Ｎ）とするとき、x Ａm ＝ａm −ｊｂm （ｍ＝１，２，……，Ｎ）
又は、x Ａm ＝−ａm ＋ｊｂm （ｍ＝１，２，……，Ｎ） で表される xＡN, xＡN-1,……,xＡ2, xＡ1 を作成す
る。Ｎ個の配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN に、更に
前述したＮ個の配列データxＡN, xＡN-1,……,xＡ2, x
Ａ1 を付加し、２Ｎ個のデータ列Ａ1,Ａ2,Ａ3,……，Ａ
N, xＡN, xＡN-1,………,xＡ2, xＡ1 を作成する。
発明では以下に述べる処理を行っている。Ｎ個の配列デ
ータＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN から各データの実数部又は
虚数部成分の符号を反転して作成されるＮ個のデータ x
ＡN, xＡN-1,………,xＡ2,xＡ1 を作成する処理、つま
りＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN 中の任意のデータをＡm＝ａm
＋ｊｂm(ｍ＝１，２，……，Ｎ）とするとき、x Ａm ＝ａm −ｊｂm （ｍ＝１，２，……，Ｎ）
又は、x Ａm ＝−ａm ＋ｊｂm （ｍ＝１，２，……，Ｎ） で表される xＡN, xＡN-1,……,xＡ2, xＡ1 を作成す
る。Ｎ個の配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN に、更に
前述したＮ個の配列データxＡN, xＡN-1,……,xＡ2, x
Ａ1 を付加し、２Ｎ個のデータ列Ａ1,Ａ2,Ａ3,……，Ａ
N, xＡN, xＡN-1,………,xＡ2, xＡ1 を作成する。
【００４４】上述した２Ｎ個の配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,
……，ＡN, xＡN, xＡN-1,………，xＡ2, xＡ1 から、
これら２Ｎ個の配列データのそれぞれの虚数部又は実数
部成分（２倍化したときに虚数部の符号を反転した時
は、この４倍化の所で、実数部の符号を反転し、２倍化
したときに実数部の符号を反転した時は、この４倍化の
段階で虚数部の符号を反転するものとする。）の符号を
反転して作成される２Ｎ個の配列データ xＡ1 x,xＡ2 x,x
Ａ3 x，……,xＡN x, ＡN x, ＡN-1 x，………，Ａ2 x，Ａ1 x
を作成する、つまり、配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，Ａ
N, xＡN, xＡN-1,……， xＡ2, xＡ1 の中の任意のデー
タをＢm ＝ｃm ＋ｊｄm （ｍ＝１，２，……２Ｎ）と記
述するとき次の関係、 Ｂm x＝−ｃm ＋ｊｄm （ｍ＝１，２，……，２Ｎ） 又
は Ｂm x＝ｃm −ｊｄm （ｍ＝１，２，……，２Ｎ） で表される xＡ1 x,xＡ2 x,xＡ3 x，……,xＡN x, ＡN x, Ａ
N-1 x，……，Ａ2 x，Ａ1 xを作成する。
……，ＡN, xＡN, xＡN-1,………，xＡ2, xＡ1 から、
これら２Ｎ個の配列データのそれぞれの虚数部又は実数
部成分（２倍化したときに虚数部の符号を反転した時
は、この４倍化の所で、実数部の符号を反転し、２倍化
したときに実数部の符号を反転した時は、この４倍化の
段階で虚数部の符号を反転するものとする。）の符号を
反転して作成される２Ｎ個の配列データ xＡ1 x,xＡ2 x,x
Ａ3 x，……,xＡN x, ＡN x, ＡN-1 x，………，Ａ2 x，Ａ1 x
を作成する、つまり、配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，Ａ
N, xＡN, xＡN-1,……， xＡ2, xＡ1 の中の任意のデー
タをＢm ＝ｃm ＋ｊｄm （ｍ＝１，２，……２Ｎ）と記
述するとき次の関係、 Ｂm x＝−ｃm ＋ｊｄm （ｍ＝１，２，……，２Ｎ） 又
は Ｂm x＝ｃm −ｊｄm （ｍ＝１，２，……，２Ｎ） で表される xＡ1 x,xＡ2 x,xＡ3 x，……,xＡN x, ＡN x, Ａ
N-1 x，……，Ａ2 x，Ａ1 xを作成する。
【００４５】かくして、２Ｎ個の配列データＡ1,Ａ2,Ａ
3,……，ＡN, xＡN, xＡN-1,………,xＡ2, xＡ1 に、２
Ｎ個の配列データ xＡ1 x,xＡ2 x, ……,xＡN x, ＡN x, Ａ
N-1 x，………，Ａ2 x，Ａ1 xを付加して４Ｎ個の配列デー
タＡ1,Ａ2,Ａ3,………，ＡN,xＡN, xＡN-1,……,xＡ2,
xＡ1, xＡ1 x,xＡ2 x, ………,xＡN x, ＡN x, ＡN-1 x，…
…，Ａ2 x，Ａ1 x を作成する。
3,……，ＡN, xＡN, xＡN-1,………,xＡ2, xＡ1 に、２
Ｎ個の配列データ xＡ1 x,xＡ2 x, ……,xＡN x, ＡN x, Ａ
N-1 x，………，Ａ2 x，Ａ1 xを付加して４Ｎ個の配列デー
タＡ1,Ａ2,Ａ3,………，ＡN,xＡN, xＡN-1,……,xＡ2,
xＡ1, xＡ1 x,xＡ2 x, ………,xＡN x, ＡN x, ＡN-1 x，…
…，Ａ2 x，Ａ1 x を作成する。
【００４６】こうして作成された４Ｎ個の配列データ
を、ハードウェアのＦＦＴ回路又はＤＦＴ回路又はソフ
トウェアのＦＦＴサブルーチン又はＤＦＴサブルーチン
を用いてフーリェ変換し、このフーリェ変換の演算で得
られる実数部、虚数部データ列を所定の角度範囲を横軸
とする座標にプロットして、プロットされたグラフのピ
ーク位置からＤＯＡを算出する。
を、ハードウェアのＦＦＴ回路又はＤＦＴ回路又はソフ
トウェアのＦＦＴサブルーチン又はＤＦＴサブルーチン
を用いてフーリェ変換し、このフーリェ変換の演算で得
られる実数部、虚数部データ列を所定の角度範囲を横軸
とする座標にプロットして、プロットされたグラフのピ
ーク位置からＤＯＡを算出する。
【００４７】また、４Ｎ個の配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,…
…，ＡN, xＡN, xＡN-1,……,xＡ2,xＡ1, xＡ1 x,xＡ2 x,
xＡ3 x，……,xＡN x, ＡN x, ＡN-1 x，……，Ａ2 x，Ａ1 x
をそのままフーリェ変換する代わりに、この４Ｎ個の
データの隣接する２個のデータを仮にＢM,ＢM+1 とする
と、この２個のデータの間に内挿計算（例えば、（ＢM
＋ＢM+1)／２をこの２個のデータの中間に挿入する）で
データ数を８倍に増やし、作成された８Ｎ個の配列デー
タをＦＦＴ回路又はＤＦＴ回路又はＦＦＴサブルーチン
又はＤＦＴサブルーチンを用いてフーリェ変換し、この
フーリェ変換の演算で得られる実数部、虚数部データ列
を所定の角度範囲を横軸とする座標にプロットして、プ
ロットされたグラフのピーク位置からＤＯＡを算出す
る。
…，ＡN, xＡN, xＡN-1,……,xＡ2,xＡ1, xＡ1 x,xＡ2 x,
xＡ3 x，……,xＡN x, ＡN x, ＡN-1 x，……，Ａ2 x，Ａ1 x
をそのままフーリェ変換する代わりに、この４Ｎ個の
データの隣接する２個のデータを仮にＢM,ＢM+1 とする
と、この２個のデータの間に内挿計算（例えば、（ＢM
＋ＢM+1)／２をこの２個のデータの中間に挿入する）で
データ数を８倍に増やし、作成された８Ｎ個の配列デー
タをＦＦＴ回路又はＤＦＴ回路又はＦＦＴサブルーチン
又はＤＦＴサブルーチンを用いてフーリェ変換し、この
フーリェ変換の演算で得られる実数部、虚数部データ列
を所定の角度範囲を横軸とする座標にプロットして、プ
ロットされたグラフのピーク位置からＤＯＡを算出す
る。
【００４８】尚、フーリェ変換の積分区間は、−∞から
＋∞までの範囲であるのに対し、前述のＦＦＴまたはＤ
ＦＴでは、有限個のデータ数の演算となることが原因の
アンテナパターンの指向中心におけるビームの左右分離
（隣接する素子アンテナの間隔を一定とした時）目標の
到来方向によっては生起する。本発明ではこのビームの
左右分離を、使用周波数のシフトもしくは、ＦＦＴ又は
ＤＦＴの入力データに対して、窓関数による振幅重み付
けにより回避している。
＋∞までの範囲であるのに対し、前述のＦＦＴまたはＤ
ＦＴでは、有限個のデータ数の演算となることが原因の
アンテナパターンの指向中心におけるビームの左右分離
（隣接する素子アンテナの間隔を一定とした時）目標の
到来方向によっては生起する。本発明ではこのビームの
左右分離を、使用周波数のシフトもしくは、ＦＦＴ又は
ＤＦＴの入力データに対して、窓関数による振幅重み付
けにより回避している。
【００４９】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して詳細に
説明する。図１は、本発明の一実施例の構成を示すブロ
ック図である。図１に示す実施例はアレイアンテナを構
成するＮ個のアンテナ１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，……，１Ｎ
と、Ｉ，Ｑ成分を出力するＮ個の受信機２Ａ，２Ｂ，２
Ｃ，……，２Ｎと、受信機２Ａ〜２Ｎの出力するＩ，Ｑ
成分を同一のレンジビンで（同一のタイミングで）ディ
ジタル化する受信機ごとに１対のＡ／Ｄコンバータ３Ａ
１・３Ａ２，３Ｂ１・３Ｂ２，３Ｃ１・３Ｃ２，……，
３Ｎ１・３Ｎ２と、各Ａ／Ｄコンバータの出力データを
ラッチし、これにＰ（パラレル）／Ｓ（シリアル）変換
を施して送出するＰ／Ｓ変換回路４と、Ｐ／Ｓ変換回路
４の出力を伝送路４０１を介して受けてラッチし、これ
らにＳ（シリアル）／Ｐ（パラレル）変換を施すＳ／Ｐ
変換回路５と、Ｓ／Ｐ変換回路５の出力に対して複素数
の実数部と虚数部の極性反転によるデータ点数拡大処理
を施して出力するデータ点数処理回路６と、データ点数
処理回路６の出力に対してＦＦＴ処理を施し、更に図９
に示すように横軸０の位置を中央に移す処理を施してＤ
ＯＡを求めるＦＦＴ回路７と、ＦＦＴ回路７の出力を所
定の表示形式で表示する表示回路８とを備え、これら構
成のうち、データ点数処理回路６が主として測定配列デ
ータ４倍化又は、それ以上の配列データ点数を増加する
手段を構成し、またＦＦＴ回路７が主として方位角を算
出する手段を構成する。
説明する。図１は、本発明の一実施例の構成を示すブロ
ック図である。図１に示す実施例はアレイアンテナを構
成するＮ個のアンテナ１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，……，１Ｎ
と、Ｉ，Ｑ成分を出力するＮ個の受信機２Ａ，２Ｂ，２
Ｃ，……，２Ｎと、受信機２Ａ〜２Ｎの出力するＩ，Ｑ
成分を同一のレンジビンで（同一のタイミングで）ディ
ジタル化する受信機ごとに１対のＡ／Ｄコンバータ３Ａ
１・３Ａ２，３Ｂ１・３Ｂ２，３Ｃ１・３Ｃ２，……，
３Ｎ１・３Ｎ２と、各Ａ／Ｄコンバータの出力データを
ラッチし、これにＰ（パラレル）／Ｓ（シリアル）変換
を施して送出するＰ／Ｓ変換回路４と、Ｐ／Ｓ変換回路
４の出力を伝送路４０１を介して受けてラッチし、これ
らにＳ（シリアル）／Ｐ（パラレル）変換を施すＳ／Ｐ
変換回路５と、Ｓ／Ｐ変換回路５の出力に対して複素数
の実数部と虚数部の極性反転によるデータ点数拡大処理
を施して出力するデータ点数処理回路６と、データ点数
処理回路６の出力に対してＦＦＴ処理を施し、更に図９
に示すように横軸０の位置を中央に移す処理を施してＤ
ＯＡを求めるＦＦＴ回路７と、ＦＦＴ回路７の出力を所
定の表示形式で表示する表示回路８とを備え、これら構
成のうち、データ点数処理回路６が主として測定配列デ
ータ４倍化又は、それ以上の配列データ点数を増加する
手段を構成し、またＦＦＴ回路７が主として方位角を算
出する手段を構成する。
【００５０】これらの構成のうち、アンテナ１Ａ〜１
Ｎ、受信機２Ａ〜２Ｎ、Ａ／Ｄコンバータ３Ａ１・３Ａ
２〜３Ｎ１・３Ｎ２及びＰ／Ｓ変換回路４は、アンテナ
ペデスタルを含むアンテナ近傍に、またＳ／Ｐ変換回路
５、データ点数処理回路６、ＦＦＴ回路７及び表示回路
８はケーブルによる伝送路４０１を介して、アンテナと
離隔した処理センターにそれぞれ配置される。
Ｎ、受信機２Ａ〜２Ｎ、Ａ／Ｄコンバータ３Ａ１・３Ａ
２〜３Ｎ１・３Ｎ２及びＰ／Ｓ変換回路４は、アンテナ
ペデスタルを含むアンテナ近傍に、またＳ／Ｐ変換回路
５、データ点数処理回路６、ＦＦＴ回路７及び表示回路
８はケーブルによる伝送路４０１を介して、アンテナと
離隔した処理センターにそれぞれ配置される。
【００５１】次に、本実施例の動作について説明する。
アンテナ１Ａ〜１Ｎで捕捉した目標から反射した到来波
は、それぞれ受信機２Ａ〜２Ｎで受信処理されてＮ組の
Ｉ，Ｑ信号として出力される。各受信機の出力するＩ，
Ｑ信号は、Ａ／Ｄコンバータ３Ａ１・３Ａ２〜３Ｎ１・
３Ｎ２で同一タイミングでディジタル化され、Ｐ／Ｓ変
換回路４でシリアルデータとして伝送路４０１に送出さ
れる。
アンテナ１Ａ〜１Ｎで捕捉した目標から反射した到来波
は、それぞれ受信機２Ａ〜２Ｎで受信処理されてＮ組の
Ｉ，Ｑ信号として出力される。各受信機の出力するＩ，
Ｑ信号は、Ａ／Ｄコンバータ３Ａ１・３Ａ２〜３Ｎ１・
３Ｎ２で同一タイミングでディジタル化され、Ｐ／Ｓ変
換回路４でシリアルデータとして伝送路４０１に送出さ
れる。
【００５２】Ｐ／Ｓ変換回路４でラッチされる１チャン
ネル分ずつの信号は、所定のレンジでのＩ，Ｑ信号のサ
ンプル値であり、受信チャンネルの数だけのデータが集
められているが、このデータをパラレルのままで転送す
ることは伝送ライン数の点で難しいので、シリアルデー
タに変換した後、Ｓ／Ｐ変換回路５に転送する。
ネル分ずつの信号は、所定のレンジでのＩ，Ｑ信号のサ
ンプル値であり、受信チャンネルの数だけのデータが集
められているが、このデータをパラレルのままで転送す
ることは伝送ライン数の点で難しいので、シリアルデー
タに変換した後、Ｓ／Ｐ変換回路５に転送する。
【００５３】Ｓ／Ｐ変換回路５は、入力したシリアルデ
ータをパラレルデータに変換し、データ点数処理回路６
に送出する。同６は、入力した複素数データの実数部と
虚数部の極性反転を利用する配列データの増大に基づく
データ点数の拡大を行う。
ータをパラレルデータに変換し、データ点数処理回路６
に送出する。同６は、入力した複素数データの実数部と
虚数部の極性反転を利用する配列データの増大に基づく
データ点数の拡大を行う。
【００５４】本実施例にあってのデータ点数の拡大は、
Ｎ個の複素数データとして成るＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN
と、これらデータの実数部の符号を反転して逆順に配列
した第２の測定配列データ xＡN, xＡN-1, xＡN-2,…
…,xＡ1 と、これらデータの虚数部の符号を反転して逆
順に配列した第３の測定配列データ xＡ1 x,xＡ2 x,
xＡ3 x，……,xＡN x及び第１の測定配列データＡ1 〜ＡN
の虚数部の符号を反転して配列した第４の測定配列デ
ータＡN x, ＡN-1 x, ＡN-2 x，……，Ａ1 x とを含む４倍
増の配列データと、これにより、複素平面上で互いに軸
対称な４つの測定配列データによる高精度の方位算出を
行っている。
Ｎ個の複素数データとして成るＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN
と、これらデータの実数部の符号を反転して逆順に配列
した第２の測定配列データ xＡN, xＡN-1, xＡN-2,…
…,xＡ1 と、これらデータの虚数部の符号を反転して逆
順に配列した第３の測定配列データ xＡ1 x,xＡ2 x,
xＡ3 x，……,xＡN x及び第１の測定配列データＡ1 〜ＡN
の虚数部の符号を反転して配列した第４の測定配列デ
ータＡN x, ＡN-1 x, ＡN-2 x，……，Ａ1 x とを含む４倍
増の配列データと、これにより、複素平面上で互いに軸
対称な４つの測定配列データによる高精度の方位算出を
行っている。
【００５５】ＦＦＴ回路７は、こうして４倍増した配列
データに対してフーリェ変換を施し、変換結果から４倍
増した配列データによるＤＯＡ算出結果を出力する。Ｆ
ＦＴ回路７におけるＦＦＴ回路で、データ点数処理回路
６から送られた４Ｎ個の測定配列データをフーリェ変換
する。このフーリェ変換により計算されるアンテナパタ
ーンは、横軸の中央をアンテナボアサイト方向（角度０
度）とする角度軸（横軸）に描かれるが、表１に示され
るように、アンテナパターンの計算範囲（横軸）は素子
間隔により変わる。
データに対してフーリェ変換を施し、変換結果から４倍
増した配列データによるＤＯＡ算出結果を出力する。Ｆ
ＦＴ回路７におけるＦＦＴ回路で、データ点数処理回路
６から送られた４Ｎ個の測定配列データをフーリェ変換
する。このフーリェ変換により計算されるアンテナパタ
ーンは、横軸の中央をアンテナボアサイト方向（角度０
度）とする角度軸（横軸）に描かれるが、表１に示され
るように、アンテナパターンの計算範囲（横軸）は素子
間隔により変わる。
【００５６】
【表１】
【００５７】表１に示すように、アンテナの素子間隔ｄ
によって方位角の横軸のスケール、即ちパターン位置を
示す角度軸の範囲が変わるのは、θをＤＯＡ角とすると
き、後述する数式１１からθの取り得る値の範囲の幅
は、Ｎを計算ポイント数とし、sin θ＝１と置く時、
（２π／λ）×ｄ ［ｄ＝λ×ｋ（ｋは実数、λｋは素
子間隔）］となり、従って、この値を計算ポイント数４
Ｎで割った値の逆数が、フーリェ変換後の横軸の最大値
となることによる。
によって方位角の横軸のスケール、即ちパターン位置を
示す角度軸の範囲が変わるのは、θをＤＯＡ角とすると
き、後述する数式１１からθの取り得る値の範囲の幅
は、Ｎを計算ポイント数とし、sin θ＝１と置く時、
（２π／λ）×ｄ ［ｄ＝λ×ｋ（ｋは実数、λｋは素
子間隔）］となり、従って、この値を計算ポイント数４
Ｎで割った値の逆数が、フーリェ変換後の横軸の最大値
となることによる。
【００５８】数式１１のθの値が０の場合は、角度軸の
０の位置にアンテナパターンのピーク位置がくる。ま
た、数式１１のθの値に比例して、上述したピークの位
置は角度軸上（Ｘ軸上）を移動する。この移動したピー
ク位置の横軸メモリを読めばＤＯＡを知ることができ
る。
０の位置にアンテナパターンのピーク位置がくる。ま
た、数式１１のθの値に比例して、上述したピークの位
置は角度軸上（Ｘ軸上）を移動する。この移動したピー
ク位置の横軸メモリを読めばＤＯＡを知ることができ
る。
【００５９】本実施例では、上述したアンテナパターン
のピーク位置の横軸メモリを読み取る方法に代え、ピー
ク位置が角度軸の中央の位置から左又は右に何ポイント
の位置であるかを自動（プログラム）で算出し、続い
て、表１からＤＯＡを自動で算定している。
のピーク位置の横軸メモリを読み取る方法に代え、ピー
ク位置が角度軸の中央の位置から左又は右に何ポイント
の位置であるかを自動（プログラム）で算出し、続い
て、表１からＤＯＡを自動で算定している。
【００６０】一般のＮ個の実数データ列に対して、対称
性を保ちながら、全く同一のＮ個のデータを始めのＮ個
のデータのあとに並べて２Ｎ個のデータ列を作成し、こ
れをＦＦＴ変換してプロットした場合、所望のビームの
他に、これと横軸の中心に関して対称の位置に同一形状
のビームが作られてしまう。本発明では、この対称の位
置に作成される不要のビームは以下の理由で完全にクリ
アーされる。
性を保ちながら、全く同一のＮ個のデータを始めのＮ個
のデータのあとに並べて２Ｎ個のデータ列を作成し、こ
れをＦＦＴ変換してプロットした場合、所望のビームの
他に、これと横軸の中心に関して対称の位置に同一形状
のビームが作られてしまう。本発明では、この対称の位
置に作成される不要のビームは以下の理由で完全にクリ
アーされる。
【００６１】即ち、４Ｎ個の配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,…
…，ＡN, xＡN, xＡN-1,……,xＡ2,xＡ1, xＡ1 x,xＡ2 x,
………,xＡN x, ＡN x, ＡN-1 x，……，Ａ2 x，Ａ1 xを始
めの方からＮ個ずつ４ブロックのデータ列に分割してで
きる４ブロックの配列データをそれぞれ第１のデータ、
第２のデータ、第３のデータ、第４のデータと呼ぶこと
とする。
…，ＡN, xＡN, xＡN-1,……,xＡ2,xＡ1, xＡ1 x,xＡ2 x,
………,xＡN x, ＡN x, ＡN-1 x，……，Ａ2 x，Ａ1 xを始
めの方からＮ個ずつ４ブロックのデータ列に分割してで
きる４ブロックの配列データをそれぞれ第１のデータ、
第２のデータ、第３のデータ、第４のデータと呼ぶこと
とする。
【００６２】ＦＦＴのアルゴリズムでは、前後二つのデ
ータブロックに分割して、それぞれのブロックにおいて
更に同一のアルゴリズムで細かい計算をしてそれらの計
算結果を加算していく部分があるので、第１のデータと
第２のデータの連結したデータ（この２ブロックのデー
タは互いに左右対称の関係にある）から構成されるデー
タのＦＦＴ結果と第３のデータと第４のデータを連結し
たデータ（この２ブロックのデータも互いに左右対称の
関係にある）のＦＦＴ結果を加算して、全体の４Ｎ個の
ＦＦＴ結果が出来上がることになる。
ータブロックに分割して、それぞれのブロックにおいて
更に同一のアルゴリズムで細かい計算をしてそれらの計
算結果を加算していく部分があるので、第１のデータと
第２のデータの連結したデータ（この２ブロックのデー
タは互いに左右対称の関係にある）から構成されるデー
タのＦＦＴ結果と第３のデータと第４のデータを連結し
たデータ（この２ブロックのデータも互いに左右対称の
関係にある）のＦＦＴ結果を加算して、全体の４Ｎ個の
ＦＦＴ結果が出来上がることになる。
【００６３】ところが、第１と第２のブロックのデータ
をＦＦＴして得られる不要パターンの部分の極性と、第
３と第４のブロックを連結したデータをＦＦＴして得ら
れる不要パターンの部分の極性とは逆であるので、全体
の４Ｎ個のＦＦＴ結果が出力される段階では不要パター
ンは無くなり、所望の部分のパターンのみが残ることと
なる。
をＦＦＴして得られる不要パターンの部分の極性と、第
３と第４のブロックを連結したデータをＦＦＴして得ら
れる不要パターンの部分の極性とは逆であるので、全体
の４Ｎ個のＦＦＴ結果が出力される段階では不要パター
ンは無くなり、所望の部分のパターンのみが残ることと
なる。
【００６４】また、各データは、４倍にコピーされる段
階で、２倍化の段階で実数部の極性が反転され、４倍化
の段階では虚数部の極性が反転されているが（２倍化の
段階で、虚数部の極性を逆にし、４倍化の段階で実数部
の極性を逆にしても最終的なＦＦＴ出力をプロットした
パターンは同じになった）、これにより、各データの位
相は１８０度移行したことになり、ＦＦＴ出力は実数部
又は虚数部のみに集められることとなって、演算量を著
しく抑圧している。
階で、２倍化の段階で実数部の極性が反転され、４倍化
の段階では虚数部の極性が反転されているが（２倍化の
段階で、虚数部の極性を逆にし、４倍化の段階で実数部
の極性を逆にしても最終的なＦＦＴ出力をプロットした
パターンは同じになった）、これにより、各データの位
相は１８０度移行したことになり、ＦＦＴ出力は実数部
又は虚数部のみに集められることとなって、演算量を著
しく抑圧している。
【００６５】尚、上述した偶関数に対するフーリェ変換
や、その他関係するフーリェ変換の内容については、例
えば「高速フーリェ変換」（科学技術出版社、宮川
洋、今井 秀樹訳）等に詳述されている。
や、その他関係するフーリェ変換の内容については、例
えば「高速フーリェ変換」（科学技術出版社、宮川
洋、今井 秀樹訳）等に詳述されている。
【００６６】ところで、フーリェ変換出力を角度軸上に
表示する方法には、同一グラフにＩ，Ｑ成分のデータを
重ね書きする場合と、Ｉ，Ｑ成分を別々にプロットする
場合と、Ｉ，Ｑ成分の絶対値をプロットする場合と、
Ｉ，Ｑ成分の絶対値をｄＢ単位に変換して表示する場合
等が考えられるが、本実施例では、Ｉ，Ｑ成分を同一の
グラフに重ね書きする方法を採用した。
表示する方法には、同一グラフにＩ，Ｑ成分のデータを
重ね書きする場合と、Ｉ，Ｑ成分を別々にプロットする
場合と、Ｉ，Ｑ成分の絶対値をプロットする場合と、
Ｉ，Ｑ成分の絶対値をｄＢ単位に変換して表示する場合
等が考えられるが、本実施例では、Ｉ，Ｑ成分を同一の
グラフに重ね書きする方法を採用した。
【００６７】目標の形状、受信レベルの強弱を広いダイ
ナミックレンジでみたい場合はｄＢ単位で表示する。表
示回路８における画面表示では、上述した内の所定の複
数の表示形式でＣＲＴ画面に表示され、ＤＯＡの値も数
値で示される。ＦＦＴプログラムでフーリェ変換する場
合、ＦＦＴ出力波形は、横軸の右端が（例えば周波数軸
に変換した場合は）最大計算周波数（＝時間軸の計算ス
テップの逆数）となり、横軸の左端が最小値ゼロになる
が、この場合は横軸中央をＤＯＡ＝０［度］としたい
為、Ｎ個のデータを全体的に右または左にＮ／２回だけ
シフトさせる必要がある。
ナミックレンジでみたい場合はｄＢ単位で表示する。表
示回路８における画面表示では、上述した内の所定の複
数の表示形式でＣＲＴ画面に表示され、ＤＯＡの値も数
値で示される。ＦＦＴプログラムでフーリェ変換する場
合、ＦＦＴ出力波形は、横軸の右端が（例えば周波数軸
に変換した場合は）最大計算周波数（＝時間軸の計算ス
テップの逆数）となり、横軸の左端が最小値ゼロになる
が、この場合は横軸中央をＤＯＡ＝０［度］としたい
為、Ｎ個のデータを全体的に右または左にＮ／２回だけ
シフトさせる必要がある。
【００６８】次に、ＤＯＡの計算方法例について説明す
る。今、計算パラメータを次のように設定する。 θ：到来波の方向 Ｎ：Ｎチャンネルの受信器を並べて並列に受信させ、同
時にＭ個の測定データを得る場合のチャンネル数 λ：使用する電波の波長 ｄ：素子間隔（λの整数倍）
る。今、計算パラメータを次のように設定する。 θ：到来波の方向 Ｎ：Ｎチャンネルの受信器を並べて並列に受信させ、同
時にＭ個の測定データを得る場合のチャンネル数 λ：使用する電波の波長 ｄ：素子間隔（λの整数倍）
【００６９】また、ｉ番目の受信チャンネルの受信信号
を次の数式１１で近似する。
を次の数式１１で近似する。
【００７０】
【数１１】
【００７１】ここで、ｉは１からＮの値を取り、数式１
１から、Ｎ個の受信系で測定して得られるデータを数式
１１で推定した。このデータ配列が、Ａ1,Ａ2,Ａ3,……
…，ＡN である。第１の測定配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,…
…，ＡN から第２，第３及び第４の測定配列データを含
む４Ｎ個のＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN, xＡN, xＡN-1,…
…,xＡ2 ，xＡ1, xＡ1 x,xＡ2 x,xＡ3 x，……,xＡN x, ＡN
x, ＡN-1 x, ……，Ａ2 x，Ａ1 xを作成し、これにＦＦＴ
を施して、その結果得られる実数部、虚数部のデータを
角度軸にプロットし、そのピーク位置からＤＯＡを読み
取る。
１から、Ｎ個の受信系で測定して得られるデータを数式
１１で推定した。このデータ配列が、Ａ1,Ａ2,Ａ3,……
…，ＡN である。第１の測定配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,…
…，ＡN から第２，第３及び第４の測定配列データを含
む４Ｎ個のＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN, xＡN, xＡN-1,…
…,xＡ2 ，xＡ1, xＡ1 x,xＡ2 x,xＡ3 x，……,xＡN x, ＡN
x, ＡN-1 x, ……，Ａ2 x，Ａ1 xを作成し、これにＦＦＴ
を施して、その結果得られる実数部、虚数部のデータを
角度軸にプロットし、そのピーク位置からＤＯＡを読み
取る。
【００７２】次に、計算結果例について説明する。 (1) ＤＯＡ＝６度、配列素子間隔＝1.5 ×λ［ｍ］、
受信チャンネルの数＝32の場合 数式１１から観測データを作成する際、θ＝６×π／18
0 と設定して、32個の受信データを作成した。実施例に
示す方法により、４倍のデータ数（128 計算ポイント）
に変換してＦＦＴを施し、−20度から＋20度の横軸上
に、ＦＦＴ出力の実数部（虚数部は零）をプロットする
と、図３のようになる。図３から、ＤＯＡは約６度と読
み取れ、この方法でＤＯＡが計算可能であることを示し
ている。
受信チャンネルの数＝32の場合 数式１１から観測データを作成する際、θ＝６×π／18
0 と設定して、32個の受信データを作成した。実施例に
示す方法により、４倍のデータ数（128 計算ポイント）
に変換してＦＦＴを施し、−20度から＋20度の横軸上
に、ＦＦＴ出力の実数部（虚数部は零）をプロットする
と、図３のようになる。図３から、ＤＯＡは約６度と読
み取れ、この方法でＤＯＡが計算可能であることを示し
ている。
【００７３】(2) ＤＯＡ＝６度、配列素子間隔＝1.5
×λ［ｍ］、受信チャンネルの数＝32の場合 数式１１から観測データを作成する際、θ＝６×π／18
0 と設定して、32個の受信データを作成した。ここで
は、虚数部や実数部の符号を反転することなくデータ数
を４倍にした場合の128 個のデータをＦＦＴ変換し、−
２０度から＋２０度の横軸上に、ＦＦＴ出力の実数部と
虚数部をプロットすると図４のようになる。これから２
倍する時は虚数部の符号を反転し、４倍する時は実数部
の符号を反転する方がいい結果が出ることが明らかにな
った。
×λ［ｍ］、受信チャンネルの数＝32の場合 数式１１から観測データを作成する際、θ＝６×π／18
0 と設定して、32個の受信データを作成した。ここで
は、虚数部や実数部の符号を反転することなくデータ数
を４倍にした場合の128 個のデータをＦＦＴ変換し、−
２０度から＋２０度の横軸上に、ＦＦＴ出力の実数部と
虚数部をプロットすると図４のようになる。これから２
倍する時は虚数部の符号を反転し、４倍する時は実数部
の符号を反転する方がいい結果が出ることが明らかにな
った。
【００７４】(3) ＤＯＡ＝0.4 度、配列素子間隔＝1.
5 ×λ［ｍ］、受信チャンネルの数＝32の場合 数式１１から観測データを作成する際、θ＝0.4 ×π／
180 と設定して、32個の受信データを作成した。実施例
に示す方法により、４倍のデータ数（128 計算ポイン
ト）に変換してＦＦＴを施し、−20度から＋20度の横軸
上に、ＦＦＴ出力の実数部をプロットすると図５のよう
になった。この場合、横軸の計算範囲を狭めないとＤＯ
Ａが明らかでないことがわかる。
5 ×λ［ｍ］、受信チャンネルの数＝32の場合 数式１１から観測データを作成する際、θ＝0.4 ×π／
180 と設定して、32個の受信データを作成した。実施例
に示す方法により、４倍のデータ数（128 計算ポイン
ト）に変換してＦＦＴを施し、−20度から＋20度の横軸
上に、ＦＦＴ出力の実数部をプロットすると図５のよう
になった。この場合、横軸の計算範囲を狭めないとＤＯ
Ａが明らかでないことがわかる。
【００７５】(4) ＤＯＡ＝0.4 度、配列素子間隔＝6.
0 ×λ［ｍ］、受信チャンネルの数＝32の場合 数式１１から観測データを作成する際、θ＝0.4 ×π／
180 と設定して、32個の受信データを作成した。実施例
に示す方法により、４倍のデータ数（128 計算ポイン
ト）に変換して、ＦＦＴを施し、−５度から＋５度の横
軸上に、ＦＦＴ出力の実数部をプロットすると図６のよ
うになった。これからＤＯＡは約0.4 度と読み取れ、ア
ンテナ間隔を広げると、横軸の範囲が狭めることがわか
る。
0 ×λ［ｍ］、受信チャンネルの数＝32の場合 数式１１から観測データを作成する際、θ＝0.4 ×π／
180 と設定して、32個の受信データを作成した。実施例
に示す方法により、４倍のデータ数（128 計算ポイン
ト）に変換して、ＦＦＴを施し、−５度から＋５度の横
軸上に、ＦＦＴ出力の実数部をプロットすると図６のよ
うになった。これからＤＯＡは約0.4 度と読み取れ、ア
ンテナ間隔を広げると、横軸の範囲が狭めることがわか
る。
【００７６】(5) ＤＯＡ＝−1.2 度、配列素子間隔＝
6.0 ×λ［ｍ］、受信チャンネルの数＝ 32 の場合 数式１１から観測データを作成する際、θ＝−1.2 ×π
／180 と設定して、32個の受信データを作成した。実施
例に示す方法により、４倍のデータ数（128 計算ポイン
ト）に変換してＦＦＴを施し、−５度から＋５度の横軸
上に、ＦＦＴ出力の実数部をプロットすると図７のよう
になった。これからＤＯＡは約−1.2 度と読み取れ、こ
の方法でＤＯＡがマイナスの方向の場合でも計算される
ことが分かる。
6.0 ×λ［ｍ］、受信チャンネルの数＝ 32 の場合 数式１１から観測データを作成する際、θ＝−1.2 ×π
／180 と設定して、32個の受信データを作成した。実施
例に示す方法により、４倍のデータ数（128 計算ポイン
ト）に変換してＦＦＴを施し、−５度から＋５度の横軸
上に、ＦＦＴ出力の実数部をプロットすると図７のよう
になった。これからＤＯＡは約−1.2 度と読み取れ、こ
の方法でＤＯＡがマイナスの方向の場合でも計算される
ことが分かる。
【００７７】(6) ＤＯＡ＝0.5 度、配列素子間隔＝6.
0 ×λ［ｍ］、受信チャンネルの数＝16の場合 数式１１から観測データを作成する際、θ＝0.5 ×π／
180 と設定して、16個の受信データを作成した。実施例
に示す方法により、４倍のデータ数（64計算ポイント）
に変換してＦＦＴを施し、−５度から＋５度の横軸上
に、ＦＦＴ出力の実数部をプロットすると図８のように
なった。図８からＤＯＡは約0.5 度と読み取れ、16個の
受信機を並列に運用する場合でも0.2 度から0.1 度程度
の精度でＤＯＡが計算可能であることになる。
0 ×λ［ｍ］、受信チャンネルの数＝16の場合 数式１１から観測データを作成する際、θ＝0.5 ×π／
180 と設定して、16個の受信データを作成した。実施例
に示す方法により、４倍のデータ数（64計算ポイント）
に変換してＦＦＴを施し、−５度から＋５度の横軸上
に、ＦＦＴ出力の実数部をプロットすると図８のように
なった。図８からＤＯＡは約0.5 度と読み取れ、16個の
受信機を並列に運用する場合でも0.2 度から0.1 度程度
の精度でＤＯＡが計算可能であることになる。
【００７８】例えば16の受信系をパラレル運転して64デ
ータが変換生成される場合、図８から10／64度のステッ
プでＤＯＡが計算され、一般にはＦＦＴ計算点数に関わ
りなく、表１のように素子間隔（＝ｄ［単位λ］）と計
算角度範囲（＝Ｘ［単位度］＝横軸の長さ）の関係はｄ
×Ｘ＝60［λ度］となり、ｄを大きく取るほど、ＤＯＡ
の方向が精密に計算された。
ータが変換生成される場合、図８から10／64度のステッ
プでＤＯＡが計算され、一般にはＦＦＴ計算点数に関わ
りなく、表１のように素子間隔（＝ｄ［単位λ］）と計
算角度範囲（＝Ｘ［単位度］＝横軸の長さ）の関係はｄ
×Ｘ＝60［λ度］となり、ｄを大きく取るほど、ＤＯＡ
の方向が精密に計算された。
【００７９】しかしながら、有限区間のＦＦＴを行う為
に、ある特定の部分では、パターンの山が二つに別れて
しまう事があった。これを解決する為には、使用周波数
を約３パーセント前後ずらすだけで、一つの山になっ
た。これと等価な方法として、素子間隔ｄを３パーセン
ト程度ずらしても同様の効果が得られた。
に、ある特定の部分では、パターンの山が二つに別れて
しまう事があった。これを解決する為には、使用周波数
を約３パーセント前後ずらすだけで、一つの山になっ
た。これと等価な方法として、素子間隔ｄを３パーセン
ト程度ずらしても同様の効果が得られた。
【００８０】また経験から、二つの山に別れた場合、二
つの山の振幅値で重みつけされた平均の位置（二つの山
が同程度の振幅ならば、単なる山と山の中間の位置）か
らＤＯＡを計算することもできた。
つの山の振幅値で重みつけされた平均の位置（二つの山
が同程度の振幅ならば、単なる山と山の中間の位置）か
らＤＯＡを計算することもできた。
【００８１】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、アンテナ
配列面もしくはアンテナ配列軸上に配列したＮ個のアン
テナによるＮ個の受信信号のＩ，Ｑ成分を含むディジタ
ル化信号としての測定データの複素平面上での軸対称な
４Ｎもしくは８Ｎ個のデータを対象とする高速フーリェ
変換の結果に基づいて目標の到来方位を算出することに
より、到来方位を算出するためのデータを４もしくは８
倍化し、これにより受信系の数を増大することなく、４
もしくは８倍の高精度で到来方位を計算することができ
る効果を有する。
配列面もしくはアンテナ配列軸上に配列したＮ個のアン
テナによるＮ個の受信信号のＩ，Ｑ成分を含むディジタ
ル化信号としての測定データの複素平面上での軸対称な
４Ｎもしくは８Ｎ個のデータを対象とする高速フーリェ
変換の結果に基づいて目標の到来方位を算出することに
より、到来方位を算出するためのデータを４もしくは８
倍化し、これにより受信系の数を増大することなく、４
もしくは８倍の高精度で到来方位を計算することができ
る効果を有する。
【図１】本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】アンテナ配列軸上の等間隔配列アンテナによる
受信ビーム幅尖鋭化の処理内容の説明図である。
受信ビーム幅尖鋭化の処理内容の説明図である。
【図３】本発明の一実施例におけるＤＯＡ計算結果の第
１例を示す図である。
１例を示す図である。
【図４】配列データを単純に４倍増した場合のＤＯＡ計
算結果例を示す図である。
算結果例を示す図である。
【図５】本発明の一実施例におけるＤＯＡ計算結果の第
２例を示す図である。
２例を示す図である。
【図６】本発明の一実施例におけるＤＯＡ計算結果の第
３例を示す図である。
３例を示す図である。
【図７】本発明の一実施例におけるＤＯＡ計算結果の第
４例を示す図である。
４例を示す図である。
【図８】本発明の一実施例におけるＤＯＡ計算結果の第
５例を示す図である。
５例を示す図である。
【図９】本発明の一実施例におけるＦＦＴ変換処理の説
明図である。
明図である。
１Ａ〜１Ｎ アンテナ ２Ａ〜２Ｎ 受信機 ３Ａ１，３Ａ２〜３Ｎ１，３Ｎ２ Ａ／Ｄコンバータ ４ Ｐ／Ｓ変換回路 ５ Ｓ／Ｐ変換回路 ６ データ点数処理回路 ７ ＦＦＴ回路 ８ 表示回路
Claims (5)
- 【請求項１】 受信アンテナ、受信器、Ａ／Ｄ変換器を
少なくとも含み、アンテナ面に等間隔に配列した受信系
としての複数のＮ個の受信チャンネルＣ1,Ｃ2,Ｃ3,…
…，ＣN を前記受信アンテナの開口端からＣ1,Ｃ2,Ｃ3,
……，ＣN の順に並べ、Ｎ個の前記Ａ／Ｄ変換器に対す
る共通のＡ／Ｄ変換のタイミングで一斉に各受信チャン
ネルの実数、虚数のＩ，Ｑ信号をＡ／Ｄ変換しアンテナ
配列順に取得するＮ個の複素数の配列データをＡ1,Ａ2,
Ａ3,……，ＡN とするとき、このＮ個のデータのフーリ
ェ変換値を方位角を横軸として表現して得られるアンテ
ナ面全体の放射パターンのピークを示す方位角に基づい
て目標の到来方向であるＤＯＡ（Direction Of Arriva
l）を算出する手段を有することを特徴とする同一時刻
複数個のサンプル値によるＤＯＡ算出装置。 - 【請求項２】 フーリェ変換すべき複素数の配列データ
の含む実数のデータ配列をＢ1,Ｂ2,Ｂ3,……，ＢN と
し、整数ＭをＭ＝Ｎ／２とする時、ＢM+k ＝±ＢM-k(ｋ
＝１，２，……，Ｍ）の関係がある場合、このＢM+k と
ＢM-k の２つの実数を、横軸を実軸、縦軸を虚軸とする
複素面上にプロットすると、この２数は実軸上にプロッ
トされ、且つ位相だけが１８０度だけ異なっているとい
う関係から、前記Ｂ1,Ｂ2,Ｂ3,……，ＢN のフーリェ変
換（ＦＦＴ）または離散フーリエ変換（ＤＦＴ）により
得られるＮ個のデータの実数部又は虚数部のいずれかが
零となる点に着目し、前記複素数の配列データのＡ1,Ａ
2,Ａ3,……，ＡN に対し、整数ＭをＭ＝Ｎ／２とする
時、複素数ＡM+k と複素数ＡM-k はｋ＝１，２，……，
Ｍについて位相が１８０度異なっているという関係があ
る場合には、ＦＦＴ又はＤＦＴを施すことにより、実数
部又は虚数部だけのＦＦＴ又はＤＦＴ結果が得られ、前
記位相の１８０度異なる態様に対応して実効的に４倍化
されたデータ列のＦＦＴ又はＤＦＴ結果より前記ＤＯＡ
を精度良く算出出来る構成を有することを特徴とする請
求項１記載の同一時刻複数個のサンプル値によるＤＯＡ
算出装置。 - 【請求項３】 データ数を増やしながら前記整数ＭをＭ
＝Ｎ／２とし、複素数ＡM+k と複素数ＡM-k はｋ＝１，
２，……，Ｍについて位相が１８０度異なるものとすべ
く、前記複素数の配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN か
らデータ数が２Ｎの配列データを作成するために複素数
Ａm の実数部（又は虚数部）の符号を反転した複素数を
新たに xＡm とし、配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN
に配列データ xＡN, xＡN-1 ，……,xＡ2, xＡ1 を付加
して、データ数２Ｎの配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，Ａ
N, xＡN, xＡN-1 ，……,xＡ2, xＡ1 を作成し、次にデ
ータ数４Ｎのデータ列を作成するために複素数Ａm の虚
数部（又は実数部）の符号を反転した複素数を新たにＡ
m xとし、複素数 xＡm の虚数部（又は実数部）の符号を
反転した複素数を新たに xＡm xとして、配列データＡ1,
Ａ2,Ａ3,………，ＡN, xＡN, xＡN-1 ，……,xＡ2, xＡ
1 に配列データ xＡ1 x,xＡ2 x,xＡ3 x，……,xＡN x，
ＡN x，ＡN-1 x，……，Ａ2 x，Ａ1 xを付加してデータ数４
Ｎの配列データ列Ａ1,Ａ2,Ａ3,……，ＡN, xＡN, xＡ
N-1,……,xＡ2, xＡ1, xＡ1 x,xＡ2 x,xＡ3 x，……,
xＡN x，ＡN x，ＡN-1 x，……，Ａ2 x，Ａ1 x を作成する
ことにより、任意の複素数は実数成分の符号と虚数成分
の符号をそれぞれ反転して、位相を１８０度変化させ、
ＦＦＴ又はＤＦＴ出力を実数成分もしくは虚数成分の片
方の成分のみに集めることが出来るとともに、実数デー
タにその位相を反転したデータを付加してＦＦＴ又はＤ
ＦＴした時にＦＦＴ又はＤＦＴ出力波形に現れる対象の
位置に現れる不要なパターン波形を除去することを可能
にする構成を有することを特徴とする請求項１記載の同
一時刻複数個のサンプル値によるＤＯＡ算出装置。 - 【請求項４】 ４Ｎ個の配列データＡ1,Ａ2,Ａ3,……，
ＡN, xＡN, xＡN-1,……,xＡ2, xＡ1, xＡ1 x,xＡ2 x,xＡ
3 x，……,xＡN x，ＡN x，ＡN-1 x，……，Ａ2 x，Ａ1 xが作
成された段階で、この４Ｎ個のデータの隣接する２個の
データＢM ，ＢM+1 の間に内挿によりデータ数を増や
し、ＦＦＴ又はＤＦＴ演算によりＤＯＡを算出すること
も可能とした構成を有することを特徴とする請求項１記
載の同一時刻複数個のサンプル値によるＤＯＡ算出装
置。 - 【請求項５】 フーリェ変換は積分区間が−∞から＋∞
までの範囲であるのに対して、前記ＦＦＴ又はＤＦＴで
は、有限のデータ数の演算となり、これにより隣接する
素子アンテナの間隔を一定としたとき、目標の到来方向
によっては、アンテナ面をフーリェ変換して得られるア
ンテナ指向特性を有するＤＯＡを示す指向性ビームの左
右分離が生じる場合に、窓関数による重み付けを、４倍
化されたデータに対して行う重み付けもしくは、使用周
波数を所定の範囲以下で変更することにより回避する構
成を有することを特徴とする請求項１記載の同一時刻複
数個のサンプル値によるＤＯＡ算出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21717097A JPH1144748A (ja) | 1997-07-28 | 1997-07-28 | 同一時刻複数個のサンプル値によるｄｏａ算出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21717097A JPH1144748A (ja) | 1997-07-28 | 1997-07-28 | 同一時刻複数個のサンプル値によるｄｏａ算出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1144748A true JPH1144748A (ja) | 1999-02-16 |
Family
ID=16699964
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21717097A Pending JPH1144748A (ja) | 1997-07-28 | 1997-07-28 | 同一時刻複数個のサンプル値によるｄｏａ算出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1144748A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004280382A (ja) * | 2003-03-14 | 2004-10-07 | Natl Inst For Land & Infrastructure Management Mlit | 電波方向探知装置を利用した走行支援システム |
| US6943795B1 (en) | 1999-10-06 | 2005-09-13 | Hitachi, Ltd. | Screen display control and transition method and its system |
| JP2007178372A (ja) * | 2005-12-28 | 2007-07-12 | Denso It Laboratory Inc | 到来方位推定装置 |
| CN106226754A (zh) * | 2016-08-22 | 2016-12-14 | 西安电子科技大学 | 基于时间反演的低仰角波达方向估计方法 |
-
1997
- 1997-07-28 JP JP21717097A patent/JPH1144748A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6943795B1 (en) | 1999-10-06 | 2005-09-13 | Hitachi, Ltd. | Screen display control and transition method and its system |
| JP2004280382A (ja) * | 2003-03-14 | 2004-10-07 | Natl Inst For Land & Infrastructure Management Mlit | 電波方向探知装置を利用した走行支援システム |
| JP2007178372A (ja) * | 2005-12-28 | 2007-07-12 | Denso It Laboratory Inc | 到来方位推定装置 |
| US7843388B2 (en) | 2005-12-28 | 2010-11-30 | Denso Corporation | Arrival direction estimation apparatus |
| CN106226754A (zh) * | 2016-08-22 | 2016-12-14 | 西安电子科技大学 | 基于时间反演的低仰角波达方向估计方法 |
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|
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Effective date: 20060228 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20060711 |