JPH11313489A - 電力変換装置の漏洩電流抑制回路 - Google Patents
電力変換装置の漏洩電流抑制回路Info
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- JPH11313489A JPH11313489A JP11036990A JP3699099A JPH11313489A JP H11313489 A JPH11313489 A JP H11313489A JP 11036990 A JP11036990 A JP 11036990A JP 3699099 A JP3699099 A JP 3699099A JP H11313489 A JPH11313489 A JP H11313489A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電力変換装置から放出される漏洩電流を簡単
かつ安価に抑制する。 【解決手段】 直流電圧を維持するコンデンサＣ０と半
導体スイッチＱ１とＱ２，Ｑ３とＱ４の各接続点間に、
コンデンサとトランスの一次巻線との直列回路（Ｃ５と
ｎ１１，Ｃ６とｎ１２）を、また、コンデンサＣ０と整
流回路ＲＥＣＴの両端間にトランスの二次巻線，三次巻
線ｎ２１，ｎ２２をそれぞれ接続し、トランスに漏洩電
流を抑える方向の電圧を発生させる。これにより、従来
のような高価なコモンモードリアクトルを使用すること
なく、漏洩電流を安価に抑制し得るようにする。
かつ安価に抑制する。 【解決手段】 直流電圧を維持するコンデンサＣ０と半
導体スイッチＱ１とＱ２，Ｑ３とＱ４の各接続点間に、
コンデンサとトランスの一次巻線との直列回路（Ｃ５と
ｎ１１，Ｃ６とｎ１２）を、また、コンデンサＣ０と整
流回路ＲＥＣＴの両端間にトランスの二次巻線，三次巻
線ｎ２１，ｎ２２をそれぞれ接続し、トランスに漏洩電
流を抑える方向の電圧を発生させる。これにより、従来
のような高価なコモンモードリアクトルを使用すること
なく、漏洩電流を安価に抑制し得るようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、電力変換装置か
ら発生する端子雑音電圧の抑制回路、特に電力変換装置
の接地線を流れる漏洩電流の抑制回路に関する。
ら発生する端子雑音電圧の抑制回路、特に電力変換装置
の接地線を流れる漏洩電流の抑制回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図９に漏洩電流抑制回路の従来例を示
す。ここでは、ダイオードＤ１〜Ｄ４からなるコンバー
タまたは整流回路（以下、整流回路という）ＲＥＣＴの
出力に、直流電圧を維持する電圧源としてのコンデンサ
Ｃ０、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）
とダイオードの逆並列回路からなる半導体スイッチＱ１
〜Ｑ４より構成される変換回路としての単相インバータ
ブリッジが、この単相インバータブリッジの出力には負
荷リアクトルＬ１，Ｌ２と負荷ＲＬが、整流回路ＲＥＣ
Ｔの入力にはコモンリアクトルＬＣと、リアクトルＬ３
〜Ｌ６，コンデンサＣ３，Ｃ４および抵抗Ｒ１，Ｒ２か
らなる擬似電源網ＬＩＳＮを介して交流電源が、また負
荷ＲＬの両端と接地Ｇ間には負荷の浮遊容量Ｃ１，Ｃ２
が、擬似電源網ＬＩＳＮの接地端子が接地Ｇにそれぞれ
接続されている。なお、装置の端子雑音電圧を測定する
場合、このＬＩＳＮの抵抗Ｒ１，Ｒ２の両端電圧を規定
値以下に抑えることが、ＣＩＳＰＲ（Ｉｎｔｅｒｎａｔ
ｉｏｎａｌ Ｓｐｅｃｉａｌ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ ｏ
ｎ ＲａｄｉｏＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）等の規格に
よって規制されている。そこで、図９ではそのＬＩＳＮ
も併せて示している。
す。ここでは、ダイオードＤ１〜Ｄ４からなるコンバー
タまたは整流回路（以下、整流回路という）ＲＥＣＴの
出力に、直流電圧を維持する電圧源としてのコンデンサ
Ｃ０、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）
とダイオードの逆並列回路からなる半導体スイッチＱ１
〜Ｑ４より構成される変換回路としての単相インバータ
ブリッジが、この単相インバータブリッジの出力には負
荷リアクトルＬ１，Ｌ２と負荷ＲＬが、整流回路ＲＥＣ
Ｔの入力にはコモンリアクトルＬＣと、リアクトルＬ３
〜Ｌ６，コンデンサＣ３，Ｃ４および抵抗Ｒ１，Ｒ２か
らなる擬似電源網ＬＩＳＮを介して交流電源が、また負
荷ＲＬの両端と接地Ｇ間には負荷の浮遊容量Ｃ１，Ｃ２
が、擬似電源網ＬＩＳＮの接地端子が接地Ｇにそれぞれ
接続されている。なお、装置の端子雑音電圧を測定する
場合、このＬＩＳＮの抵抗Ｒ１，Ｒ２の両端電圧を規定
値以下に抑えることが、ＣＩＳＰＲ（Ｉｎｔｅｒｎａｔ
ｉｏｎａｌ Ｓｐｅｃｉａｌ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ ｏ
ｎ ＲａｄｉｏＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）等の規格に
よって規制されている。そこで、図９ではそのＬＩＳＮ
も併せて示している。
【０００３】このような構成において、半導体スイッチ
Ｑ１〜Ｑ４を特定の周期でオンオフを繰り返すことによ
り、負荷への供給電力を調整する。この半導体スイッチ
がオンオフするとき、浮遊容量Ｃ１，Ｃ２を介して接地
線に漏洩電流が流れる。まず、Ｑ１，Ｑ４がオンの状態
からＱ１がオフしＱ２がオンの状態に変化するときの動
作について、説明する。コンデンサＣ１，Ｃ２はＱ１，
Ｑ４がオンしていることにより、Ｑ１→リアクトルＬ１
→コンデンサＣ１→接地Ｇ→擬似電源網ＬＩＳＮ→コモ
ンモードリアクトルＬＣ→整流回路ＲＥＣＴの経路と、
Ｑ１→リアクトルＬ１→負荷ＲＬ→コンデンサＣ２→接
地Ｇ→擬似電源網ＬＩＳＮ→コモンモードリアクトルＬ
Ｃ→整流回路ＲＥＣＴの経路とでコンデンサＣ１，Ｃ２
に電荷が充電されている。次に、Ｑ１がオフしＱ２がオ
ンすることで、Ｃ１→Ｌ１→Ｑ２→ＲＥＣＴ→ＬＣ→Ｌ
ＩＳＮ→接地Ｇ→Ｃ１の経路と、Ｃ２→Ｌ２→Ｑ４→Ｒ
ＥＣＴ→ＬＣ→ＬＩＳＮ→接地Ｇ→Ｃ２の経路とで、Ｃ
１，Ｃ２に蓄積された電荷が接地線を介して放電する。
Ｑ２，Ｑ３がオンオフする場合も同様に動作する。した
がって、Ｑ１〜Ｑ４がオンオフするたびに接地ＧとＬＩ
ＳＮを介してコンデンサＣ１，Ｃ２に充放電電流が流れ
ることになる。以上は、変換回路としてのインバータが
単相ブリッジの例であるが、ハーフブリッジや３相ブリ
ッジの場合についても同様である。
Ｑ１〜Ｑ４を特定の周期でオンオフを繰り返すことによ
り、負荷への供給電力を調整する。この半導体スイッチ
がオンオフするとき、浮遊容量Ｃ１，Ｃ２を介して接地
線に漏洩電流が流れる。まず、Ｑ１，Ｑ４がオンの状態
からＱ１がオフしＱ２がオンの状態に変化するときの動
作について、説明する。コンデンサＣ１，Ｃ２はＱ１，
Ｑ４がオンしていることにより、Ｑ１→リアクトルＬ１
→コンデンサＣ１→接地Ｇ→擬似電源網ＬＩＳＮ→コモ
ンモードリアクトルＬＣ→整流回路ＲＥＣＴの経路と、
Ｑ１→リアクトルＬ１→負荷ＲＬ→コンデンサＣ２→接
地Ｇ→擬似電源網ＬＩＳＮ→コモンモードリアクトルＬ
Ｃ→整流回路ＲＥＣＴの経路とでコンデンサＣ１，Ｃ２
に電荷が充電されている。次に、Ｑ１がオフしＱ２がオ
ンすることで、Ｃ１→Ｌ１→Ｑ２→ＲＥＣＴ→ＬＣ→Ｌ
ＩＳＮ→接地Ｇ→Ｃ１の経路と、Ｃ２→Ｌ２→Ｑ４→Ｒ
ＥＣＴ→ＬＣ→ＬＩＳＮ→接地Ｇ→Ｃ２の経路とで、Ｃ
１，Ｃ２に蓄積された電荷が接地線を介して放電する。
Ｑ２，Ｑ３がオンオフする場合も同様に動作する。した
がって、Ｑ１〜Ｑ４がオンオフするたびに接地ＧとＬＩ
ＳＮを介してコンデンサＣ１，Ｃ２に充放電電流が流れ
ることになる。以上は、変換回路としてのインバータが
単相ブリッジの例であるが、ハーフブリッジや３相ブリ
ッジの場合についても同様である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ＣＩＳＰＲなどで規制
されている端子雑音電圧の規格によれば、ＬＩＳＮ内の
抵抗Ｒ１，Ｒ２の両端に発生する電圧値を周波数ごとに
規制している。一般に、コンデンサＣ１，Ｃ２（負荷の
浮遊容量）の充放電電流が抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れて両端
電圧が大きくなり、規格を満足しない。そこで、図９に
示す従来の回路では、コモンモードリアクトルＬＣなど
のフィルタ回路を挿入し、コンデンサＣ１，Ｃ２の放電
電流値を小さくして規格を満足させることが行なわれて
いる。しかし、このコモンモードリアクトルＬＣは規格
を満足させるためにはインダクタンス値をかなり大きく
しなければならず、また、主回路電流（整流回路ＲＣＴ
の入力電流）を直接通電させなければならないため、外
形が大きく高価になるという問題がある。したがって、
この発明の課題は、コモンモードリアクトルを不要とし
てコンデンサＣ１，Ｃ２の充放電電流を小さくすること
にある。
されている端子雑音電圧の規格によれば、ＬＩＳＮ内の
抵抗Ｒ１，Ｒ２の両端に発生する電圧値を周波数ごとに
規制している。一般に、コンデンサＣ１，Ｃ２（負荷の
浮遊容量）の充放電電流が抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れて両端
電圧が大きくなり、規格を満足しない。そこで、図９に
示す従来の回路では、コモンモードリアクトルＬＣなど
のフィルタ回路を挿入し、コンデンサＣ１，Ｃ２の放電
電流値を小さくして規格を満足させることが行なわれて
いる。しかし、このコモンモードリアクトルＬＣは規格
を満足させるためにはインダクタンス値をかなり大きく
しなければならず、また、主回路電流（整流回路ＲＣＴ
の入力電流）を直接通電させなければならないため、外
形が大きく高価になるという問題がある。したがって、
この発明の課題は、コモンモードリアクトルを不要とし
てコンデンサＣ１，Ｃ２の充放電電流を小さくすること
にある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
べく、請求項１の発明では、交流電圧を直流電圧に変換
する整流回路と、直流電圧を交流電圧に変換する変換回
路とを備え、前記変換回路が少なくとも１組以上の半導
体スイッチを直列接続して構成される電力変換装置にお
いて、前記直流電圧を維持する直流電圧源と前記半導体
スイッチとの接続点間にコンデンサと変圧器の一次巻線
を、また、前記整流回路の出力両端と前記直流電圧源間
に前記変圧器の二次，三次巻線をそれぞれ接続したこと
を特徴としている。
べく、請求項１の発明では、交流電圧を直流電圧に変換
する整流回路と、直流電圧を交流電圧に変換する変換回
路とを備え、前記変換回路が少なくとも１組以上の半導
体スイッチを直列接続して構成される電力変換装置にお
いて、前記直流電圧を維持する直流電圧源と前記半導体
スイッチとの接続点間にコンデンサと変圧器の一次巻線
を、また、前記整流回路の出力両端と前記直流電圧源間
に前記変圧器の二次，三次巻線をそれぞれ接続したこと
を特徴としている。
【０００６】請求項２の発明では、交流電圧を直流電圧
に変換する整流回路と、直流電圧を交流電圧に変換する
変換回路とを備え、前記変換回路が少なくとも１組以上
の半導体スイッチを直列接続して構成される電力変換装
置において、前記半導体スイッチの直列回路と並列に、
ダイオードと抵抗の並列回路に第１のコンデンサを直列
に接続したスナバ回路を設け、前記ダイオードと抵抗の
並列回路と第１コンデンサとの接続点と前記半導体スイ
ッチの接続点間に第２のコンデンサと変圧器の一次巻線
を、また、前記整流回路の出力両端と前記直流電圧を維
持する直流電圧源間に前記変圧器の二次，三次巻線をそ
れぞれ接続したことを特徴としている。
に変換する整流回路と、直流電圧を交流電圧に変換する
変換回路とを備え、前記変換回路が少なくとも１組以上
の半導体スイッチを直列接続して構成される電力変換装
置において、前記半導体スイッチの直列回路と並列に、
ダイオードと抵抗の並列回路に第１のコンデンサを直列
に接続したスナバ回路を設け、前記ダイオードと抵抗の
並列回路と第１コンデンサとの接続点と前記半導体スイ
ッチの接続点間に第２のコンデンサと変圧器の一次巻線
を、また、前記整流回路の出力両端と前記直流電圧を維
持する直流電圧源間に前記変圧器の二次，三次巻線をそ
れぞれ接続したことを特徴としている。
【０００７】上記請求項１または２の発明においては、
前記変圧器の二次，三次巻線を外し、交流電源の相数に
合う巻数を持つ巻線を交流入力端子に接続することがで
きる（請求項３の発明）。これら請求項１ないし３のい
ずれかの発明においては、前記変圧器の一次巻線と並列
に抵抗，コンデンサの直列回路を含む電圧印加時間調整
回路を設けることができる（請求項４の発明）。
前記変圧器の二次，三次巻線を外し、交流電源の相数に
合う巻数を持つ巻線を交流入力端子に接続することがで
きる（請求項３の発明）。これら請求項１ないし３のい
ずれかの発明においては、前記変圧器の一次巻線と並列
に抵抗，コンデンサの直列回路を含む電圧印加時間調整
回路を設けることができる（請求項４の発明）。
【０００８】請求項５の発明では、交流電圧を直流電圧
に変換する整流回路と、直流電圧を交流電圧に変換する
変換回路とを備え、前記変換回路が少なくとも１組以上
の半導体スイッチを直列接続して構成される電力変換装
置において、前記半導体スイッチの出力点と前記直流電
圧を維持する直流電圧源の入力端子間にコンデンサとト
ランスの一次巻線を、前記整流回路の出力の両端と直流
電圧を維持する直流電圧源の入力端子間に前記トランス
の二次，三次巻線をそれぞれ接続したことを特徴として
いる。
に変換する整流回路と、直流電圧を交流電圧に変換する
変換回路とを備え、前記変換回路が少なくとも１組以上
の半導体スイッチを直列接続して構成される電力変換装
置において、前記半導体スイッチの出力点と前記直流電
圧を維持する直流電圧源の入力端子間にコンデンサとト
ランスの一次巻線を、前記整流回路の出力の両端と直流
電圧を維持する直流電圧源の入力端子間に前記トランス
の二次，三次巻線をそれぞれ接続したことを特徴として
いる。
【０００９】請求項６の発明では、交流電圧を直流電圧
に変換する整流回路と、直流電圧を交流電圧に変換する
変換回路とを備え、前記変換回路が少なくとも１組以上
の半導体スイッチを直列接続して構成される電力変換装
置において、前記半導体スイッチの出力点と前記直流電
圧を維持する直流電圧源の入力端子間にコンデンサとト
ランスの一次巻線を、前記整流回路の入力の両端と交流
電源の入力端子間に前記トランスの二次，三次巻線をそ
れぞれ接続したことを特徴としている。上記請求項５ま
たは６の発明においては、前記トランスの一次巻線に対
し、直列に第１の抵抗を接続するか、並列に第２の抵抗
とコンデンサとの直列回路を接続するかの少なくとも一
方とすることができる（請求項７の発明）。
に変換する整流回路と、直流電圧を交流電圧に変換する
変換回路とを備え、前記変換回路が少なくとも１組以上
の半導体スイッチを直列接続して構成される電力変換装
置において、前記半導体スイッチの出力点と前記直流電
圧を維持する直流電圧源の入力端子間にコンデンサとト
ランスの一次巻線を、前記整流回路の入力の両端と交流
電源の入力端子間に前記トランスの二次，三次巻線をそ
れぞれ接続したことを特徴としている。上記請求項５ま
たは６の発明においては、前記トランスの一次巻線に対
し、直列に第１の抵抗を接続するか、並列に第２の抵抗
とコンデンサとの直列回路を接続するかの少なくとも一
方とすることができる（請求項７の発明）。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形
態を示す回路図である。すなわち、図９との相違点は、
コモンモードリアクトルＬＣを省略し、コンデンサＣ０
と半導体スイッチＱ１，Ｑ２の接続点間にトランスＴＲ
１の巻線ｎ１１とコンデンサＣ５の直列回路を、コンデ
ンサＣ０と半導体スイッチＱ３，Ｑ４の接続点間にトラ
ンスＴＲ１の巻線ｎ１２とコンデンサＣ６の直列回路
を、整流回路ＲＣＴの各出力とコンデンサＣ０の両端に
はトランスＴＲ１の巻線ｎ２１とｎ２２がそれぞれ接続
されている点である。
態を示す回路図である。すなわち、図９との相違点は、
コモンモードリアクトルＬＣを省略し、コンデンサＣ０
と半導体スイッチＱ１，Ｑ２の接続点間にトランスＴＲ
１の巻線ｎ１１とコンデンサＣ５の直列回路を、コンデ
ンサＣ０と半導体スイッチＱ３，Ｑ４の接続点間にトラ
ンスＴＲ１の巻線ｎ１２とコンデンサＣ６の直列回路
を、整流回路ＲＣＴの各出力とコンデンサＣ０の両端に
はトランスＴＲ１の巻線ｎ２１とｎ２２がそれぞれ接続
されている点である。
【００１１】上記回路において、Ｑ１，Ｑ４がオンの状
態からＱ１がオフの状態に変化するときの動作につい
て、説明する。コンデンサＣ１，Ｃ２はＱ１，Ｑ４がオ
ンしていることにより、Ｑ１→リアクトルＬ１→コンデ
ンサＣ１→接地Ｇ→擬似電源網ＬＩＳＮ→整流回路ＲＥ
ＣＴ→トランスＴＲ１の巻線ｎ２１→Ｑ１の経路と、Ｑ
１→リアクトルＬ１→負荷ＲＬ→コンデンサＣ２→接地
Ｇ→擬似電源網ＬＩＳＮ→整流回路ＲＥＣＴ→トランス
巻線ｎ２１→Ｑ１の経路とでコンデンサＣ１，Ｃ２に電
荷が充電されている。また、コンデンサＣ５はＱ１がオ
ンしているため零電圧の状態で、コンデンサＣ６はＱ４
がオンしているため、トランスＴＲ１の巻線ｎ１２を接
続した側を正に電源電圧で充電されている。
態からＱ１がオフの状態に変化するときの動作につい
て、説明する。コンデンサＣ１，Ｃ２はＱ１，Ｑ４がオ
ンしていることにより、Ｑ１→リアクトルＬ１→コンデ
ンサＣ１→接地Ｇ→擬似電源網ＬＩＳＮ→整流回路ＲＥ
ＣＴ→トランスＴＲ１の巻線ｎ２１→Ｑ１の経路と、Ｑ
１→リアクトルＬ１→負荷ＲＬ→コンデンサＣ２→接地
Ｇ→擬似電源網ＬＩＳＮ→整流回路ＲＥＣＴ→トランス
巻線ｎ２１→Ｑ１の経路とでコンデンサＣ１，Ｃ２に電
荷が充電されている。また、コンデンサＣ５はＱ１がオ
ンしているため零電圧の状態で、コンデンサＣ６はＱ４
がオンしているため、トランスＴＲ１の巻線ｎ１２を接
続した側を正に電源電圧で充電されている。
【００１２】次に、Ｑ１がオフしＱ２がオンすること
で、Ｃ１→Ｌ１→Ｑ２→トランスＴＲ１の巻線ｎ２２→
ＲＥＣＴ→ＬＩＳＮ→接地Ｇ→Ｃ１の経路と、Ｃ２→Ｌ
２→Ｑ４→トランス巻線ｎ２２→ＲＥＣＴ→ＬＩＳＮ→
接地Ｇ→Ｃ２の経路とで、Ｃ１に蓄積された電荷が接地
線を介して放電する。また、このときコンデンサＣ５は
Ｑ１がオフしＱ２がオンすることで、トランスＴＲ１の
巻線ｎ１１を接続した側を正に電源電圧で充電される。
この結果、トランスＴＲ１の巻線ｎ１１には、直流電源
電圧とコンデンサＣ５の充電電圧を引いた差電圧が印加
される。このとき、トランスＴＲ１の巻線ｎ２２にも、
巻線ｎ１２の印加電圧により誘起された電圧が発生す
る。巻線ｎ２２の電圧の極性をコンデンサＣ１，Ｃ２の
放電電流を減らす方向に接続することで、放電電流のピ
ーク値を抑えることができ、ＬＩＳＮの抵抗Ｒ１，Ｒ２
の両端の発生電圧を小さくすることができる。そのと
き、巻線ｎ２１の電圧とコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が
同じくなるように巻数比を設定することで、放電電流の
ピーク値を殆どなくすことができる。また、一般にスイ
ッチング時間は数μｓ以下の短時間であるため、トラン
スＴＲ１へのＥＴ（電圧・時間：磁束相当量）積も非常
に小さくなり、従来のコモンモードリアクトルより小形
の部品で回路を構成することができる。
で、Ｃ１→Ｌ１→Ｑ２→トランスＴＲ１の巻線ｎ２２→
ＲＥＣＴ→ＬＩＳＮ→接地Ｇ→Ｃ１の経路と、Ｃ２→Ｌ
２→Ｑ４→トランス巻線ｎ２２→ＲＥＣＴ→ＬＩＳＮ→
接地Ｇ→Ｃ２の経路とで、Ｃ１に蓄積された電荷が接地
線を介して放電する。また、このときコンデンサＣ５は
Ｑ１がオフしＱ２がオンすることで、トランスＴＲ１の
巻線ｎ１１を接続した側を正に電源電圧で充電される。
この結果、トランスＴＲ１の巻線ｎ１１には、直流電源
電圧とコンデンサＣ５の充電電圧を引いた差電圧が印加
される。このとき、トランスＴＲ１の巻線ｎ２２にも、
巻線ｎ１２の印加電圧により誘起された電圧が発生す
る。巻線ｎ２２の電圧の極性をコンデンサＣ１，Ｃ２の
放電電流を減らす方向に接続することで、放電電流のピ
ーク値を抑えることができ、ＬＩＳＮの抵抗Ｒ１，Ｒ２
の両端の発生電圧を小さくすることができる。そのと
き、巻線ｎ２１の電圧とコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が
同じくなるように巻数比を設定することで、放電電流の
ピーク値を殆どなくすことができる。また、一般にスイ
ッチング時間は数μｓ以下の短時間であるため、トラン
スＴＲ１へのＥＴ（電圧・時間：磁束相当量）積も非常
に小さくなり、従来のコモンモードリアクトルより小形
の部品で回路を構成することができる。
【００１３】図２はこの発明の第２の実施の形態を示す
回路図である。図１との相違点は、ダイオードＤ５，Ｄ
６、コンデンサＣ７，Ｃ８および抵抗Ｒ３，Ｒ４で構成
されるＲＣＤスナバ回路を接続し、そのコンデンサＣ
７，Ｃ８にはトランスＴＲ１の巻線ｎ１１，ｎ１２をそ
れぞれ接続するようにした点にある。なお、ＲＣＤスナ
バ回路はインバータ回路（変換回路）の構成に応じて設
けられることは言うまでもない。その動作は図１と同様
であるが、図１ではトランスＴＲ１の巻線ｎ１１，ｎ１
２の発生電圧の僅かな差により、トランスＴＲ１の巻線
ｎ１１→ｎ１２→Ｃ６→Ｌ２→ＲＬ→Ｌ１→Ｃ５に振動
電流が流れる。この振動電流による電位差が巻線ｎ１
１，ｎ１２に重畳し、漏洩電流（コンデンサＣ１，Ｃ２
の充放電電流）を抑える補償動作に悪影響を及ぼすおそ
れがあるが、図２のような回路とすることにより、振動
経路は巻線ｎ１１→Ｄ５→Ｄ６→ｎ１２→Ｃ６→Ｌ２→
ＲＬ→Ｌ１→Ｃ５となり、Ｄ５，Ｄ６の直列回路によっ
て振動電流は流れない。したがって、トランスＴＲ１の
巻線ｎ１１，ｎ１２に僅かな差があっても、補償動作に
悪影響を及ぼすおそれをなくすことが可能となる。
回路図である。図１との相違点は、ダイオードＤ５，Ｄ
６、コンデンサＣ７，Ｃ８および抵抗Ｒ３，Ｒ４で構成
されるＲＣＤスナバ回路を接続し、そのコンデンサＣ
７，Ｃ８にはトランスＴＲ１の巻線ｎ１１，ｎ１２をそ
れぞれ接続するようにした点にある。なお、ＲＣＤスナ
バ回路はインバータ回路（変換回路）の構成に応じて設
けられることは言うまでもない。その動作は図１と同様
であるが、図１ではトランスＴＲ１の巻線ｎ１１，ｎ１
２の発生電圧の僅かな差により、トランスＴＲ１の巻線
ｎ１１→ｎ１２→Ｃ６→Ｌ２→ＲＬ→Ｌ１→Ｃ５に振動
電流が流れる。この振動電流による電位差が巻線ｎ１
１，ｎ１２に重畳し、漏洩電流（コンデンサＣ１，Ｃ２
の充放電電流）を抑える補償動作に悪影響を及ぼすおそ
れがあるが、図２のような回路とすることにより、振動
経路は巻線ｎ１１→Ｄ５→Ｄ６→ｎ１２→Ｃ６→Ｌ２→
ＲＬ→Ｌ１→Ｃ５となり、Ｄ５，Ｄ６の直列回路によっ
て振動電流は流れない。したがって、トランスＴＲ１の
巻線ｎ１１，ｎ１２に僅かな差があっても、補償動作に
悪影響を及ぼすおそれをなくすことが可能となる。
【００１４】図３にこの発明の第３の実施の形態を示
す。同図からも明らかなように、この回路はトランスＴ
Ｒ１の巻線ｎ２１，ｎ２２の接続位置を、図１のような
整流回路ＲＥＣＴの出力側から、その入力側に移動させ
た点にある。このとき、巻線は交流電源の相数に合わせ
て設けられるのは言うまでもない。また、動作は基本的
には変わらないが、整流回路ＲＥＣＴが逆回復するとき
の跳ね上がり電圧が、電圧源としてのコンデンサＣ０に
より確実にクランプされるという利点がある。なお、図
２の回路においても、上記と同様にしてトランスＴＲ１
の巻線ｎ２１，ｎ２２の接続位置を、整流回路ＲＥＣＴ
の出力側から、その入力側に移動させることができる。
す。同図からも明らかなように、この回路はトランスＴ
Ｒ１の巻線ｎ２１，ｎ２２の接続位置を、図１のような
整流回路ＲＥＣＴの出力側から、その入力側に移動させ
た点にある。このとき、巻線は交流電源の相数に合わせ
て設けられるのは言うまでもない。また、動作は基本的
には変わらないが、整流回路ＲＥＣＴが逆回復するとき
の跳ね上がり電圧が、電圧源としてのコンデンサＣ０に
より確実にクランプされるという利点がある。なお、図
２の回路においても、上記と同様にしてトランスＴＲ１
の巻線ｎ２１，ｎ２２の接続位置を、整流回路ＲＥＣＴ
の出力側から、その入力側に移動させることができる。
【００１５】図４にこの発明の第４の実施の形態を示
す。同図からも明らかなように、この回路は図１に示す
トランスＴＲ１の巻線ｎ１１，ｎ１２に対し、抵抗Ｒ５
とコンデンサＣ９の直列回路，抵抗Ｒ６とコンデンサＣ
１０の直列回路からなる電圧印加時間調整回路（一種の
フィルタ）をそれぞれ並列に接続した点が特徴である。
その動作も図１とほぼ同様であるが、抵抗Ｒ５とコンデ
ンサＣ９の直列回路，抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１０の直
列回路を追加することにより、巻線ｎ１１，ｎ１２への
印加電圧を抵抗とコンデンサで調整することができる。
つまり、Ｃ１，Ｃ２とＬ１，Ｌ２などで決まる漏洩電流
（Ｃ１，Ｃ２の充放電電流）の振動周期と巻線ｎ１１，
ｎ１２の発生電圧時定数を合わせることができ、漏洩電
流をより小さくすることができる。なお、このような抵
抗とコンデンサとの直列回路は、図２の巻線ｎ１１，ｎ
１２に対しても、並列に接続することができる。
す。同図からも明らかなように、この回路は図１に示す
トランスＴＲ１の巻線ｎ１１，ｎ１２に対し、抵抗Ｒ５
とコンデンサＣ９の直列回路，抵抗Ｒ６とコンデンサＣ
１０の直列回路からなる電圧印加時間調整回路（一種の
フィルタ）をそれぞれ並列に接続した点が特徴である。
その動作も図１とほぼ同様であるが、抵抗Ｒ５とコンデ
ンサＣ９の直列回路，抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１０の直
列回路を追加することにより、巻線ｎ１１，ｎ１２への
印加電圧を抵抗とコンデンサで調整することができる。
つまり、Ｃ１，Ｃ２とＬ１，Ｌ２などで決まる漏洩電流
（Ｃ１，Ｃ２の充放電電流）の振動周期と巻線ｎ１１，
ｎ１２の発生電圧時定数を合わせることができ、漏洩電
流をより小さくすることができる。なお、このような抵
抗とコンデンサとの直列回路は、図２の巻線ｎ１１，ｎ
１２に対しても、並列に接続することができる。
【００１６】図５にこの発明の第５の実施の形態を示
す。図９との相違点は、コモンモードリアクトルＬＣを
省略し、半導体スイッチＱ１，Ｑ２の接続点にコンデン
サＣ５を、半導体スイッチＱ３，Ｑ４の接続点にコンデ
ンサＣ６を、コンデンサＣ５，Ｃ６のもう一方の端子と
コンデンサＣ０との間にトランスＴＲ２の巻線ｎ１を接
続したことである。この回路において、Ｑ１，Ｑ４がオ
ンの状態からＱ１がオフの状態に変化するときの動作に
ついて説明する。コンデンサＣ１，Ｃ２はＱ１，Ｑ４が
オンしていることにより、Ｑ１→リアクトルＬ１→コン
デンサＣ１→接地Ｇ→擬似電源網ＬＩＳＮ→整流回路Ｒ
ＥＣＴ→トランスＴＲ２巻線ｎ２１→Ｑ１の経路と、Ｑ
１→リアクトルＬ１→負荷ＲＬ→コンデンサＣ２→接地
Ｇ→擬似電源網ＬＩＳＮ→整流回路ＲＥＣＴ→トランス
ＴＲ２巻線ｎ２１→Ｑ１の経路でコンデンサＣ１，Ｃ２
に電荷が充電されている。また、コンデンサＣ５は、Ｑ
１がオンしているため直流電源電圧の状態で、コンデン
サＣ６はＱ４がオンしているため零電圧の状態にある。
す。図９との相違点は、コモンモードリアクトルＬＣを
省略し、半導体スイッチＱ１，Ｑ２の接続点にコンデン
サＣ５を、半導体スイッチＱ３，Ｑ４の接続点にコンデ
ンサＣ６を、コンデンサＣ５，Ｃ６のもう一方の端子と
コンデンサＣ０との間にトランスＴＲ２の巻線ｎ１を接
続したことである。この回路において、Ｑ１，Ｑ４がオ
ンの状態からＱ１がオフの状態に変化するときの動作に
ついて説明する。コンデンサＣ１，Ｃ２はＱ１，Ｑ４が
オンしていることにより、Ｑ１→リアクトルＬ１→コン
デンサＣ１→接地Ｇ→擬似電源網ＬＩＳＮ→整流回路Ｒ
ＥＣＴ→トランスＴＲ２巻線ｎ２１→Ｑ１の経路と、Ｑ
１→リアクトルＬ１→負荷ＲＬ→コンデンサＣ２→接地
Ｇ→擬似電源網ＬＩＳＮ→整流回路ＲＥＣＴ→トランス
ＴＲ２巻線ｎ２１→Ｑ１の経路でコンデンサＣ１，Ｃ２
に電荷が充電されている。また、コンデンサＣ５は、Ｑ
１がオンしているため直流電源電圧の状態で、コンデン
サＣ６はＱ４がオンしているため零電圧の状態にある。
【００１７】次に、Ｑ１がオフしＱ２がオンすること
で、Ｃ１→Ｌ１→Ｑ２→トランスＴＲ２巻線ｎ２２→整
流回路ＲＥＣＴ→ＬＩＳＮ→接地Ｇ→Ｃ１の経路と、Ｃ
２→Ｌ２→Ｑ４→トランスＴＲ２巻線ｎ２２→整流回路
ＲＥＣＴ→ＬＩＳＮ→接地Ｇ→Ｃ２の経路とでＣ１，Ｃ
２に蓄積された電荷が接地線を介して放電する。また、
このとき、コンデンサＣ５に蓄えられていた電荷は、Ｑ
１がオフしＱ２がオンすることで、Ｃ５→Ｑ２→トラン
スＴＲ２の巻線ｎ１→Ｃ５の経路で放電する。その結
果、トランスＴＲ２の巻線ｎ１には直流電源電圧とコン
デンサＣ５の充電電圧を引いた差電圧が印加され、トラ
ンスＴＲ２の巻線ｎ２２にも巻線ｎ１の印加電圧により
誘起された電圧が発生する。巻線ｎ２２の電圧の極性を
コンデンサＣ１，Ｃ２の放電電流を減らす方向に接続す
ることで、この放電電流のピーク値を抑えることがで
き、ＬＩＳＮの抵抗Ｒ１ Ｒ２の両端の発生電圧を小さ
くすることができる。
で、Ｃ１→Ｌ１→Ｑ２→トランスＴＲ２巻線ｎ２２→整
流回路ＲＥＣＴ→ＬＩＳＮ→接地Ｇ→Ｃ１の経路と、Ｃ
２→Ｌ２→Ｑ４→トランスＴＲ２巻線ｎ２２→整流回路
ＲＥＣＴ→ＬＩＳＮ→接地Ｇ→Ｃ２の経路とでＣ１，Ｃ
２に蓄積された電荷が接地線を介して放電する。また、
このとき、コンデンサＣ５に蓄えられていた電荷は、Ｑ
１がオフしＱ２がオンすることで、Ｃ５→Ｑ２→トラン
スＴＲ２の巻線ｎ１→Ｃ５の経路で放電する。その結
果、トランスＴＲ２の巻線ｎ１には直流電源電圧とコン
デンサＣ５の充電電圧を引いた差電圧が印加され、トラ
ンスＴＲ２の巻線ｎ２２にも巻線ｎ１の印加電圧により
誘起された電圧が発生する。巻線ｎ２２の電圧の極性を
コンデンサＣ１，Ｃ２の放電電流を減らす方向に接続す
ることで、この放電電流のピーク値を抑えることがで
き、ＬＩＳＮの抵抗Ｒ１ Ｒ２の両端の発生電圧を小さ
くすることができる。
【００１８】上記において、巻線ｎ２１，ｎ２２電圧と
コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が同じになるよう巻数比を
設定することで、放電電流ピーク値をほとんどなくすこ
とができる。一般に、スイッチング時間は数μｓ以下の
短時間であるため、トランスＴＲ２へのＥＴ積も非常に
小さくなり、従来のコモンモードリアクトルより小形の
部品で回路が構成できる。また、この方式の場合、トラ
ンスの一次巻線はインバータの相数に関係なく１巻線で
良く、構造が簡単なトランスが使用できる。
コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧が同じになるよう巻数比を
設定することで、放電電流ピーク値をほとんどなくすこ
とができる。一般に、スイッチング時間は数μｓ以下の
短時間であるため、トランスＴＲ２へのＥＴ積も非常に
小さくなり、従来のコモンモードリアクトルより小形の
部品で回路が構成できる。また、この方式の場合、トラ
ンスの一次巻線はインバータの相数に関係なく１巻線で
良く、構造が簡単なトランスが使用できる。
【００１９】図６にこの発明の第６の実施の形態を示
す。図５との相違点は、トランスＴＲ２の巻線ｎ２１，
ｎ２２の接続位置を整流回路ＲＥＣＴの出力側から入力
側に移した点である。この回路の動作は図５と変わらな
いが、整流回路ＲＥＣＴが逆回復するときのはね上がり
電圧が、電源コンデンサＣ０により確実にクランプされ
るという利点がある。
す。図５との相違点は、トランスＴＲ２の巻線ｎ２１，
ｎ２２の接続位置を整流回路ＲＥＣＴの出力側から入力
側に移した点である。この回路の動作は図５と変わらな
いが、整流回路ＲＥＣＴが逆回復するときのはね上がり
電圧が、電源コンデンサＣ０により確実にクランプされ
るという利点がある。
【００２０】図７にこの発明の第７の実施の形態を示
す。図５との相違点は、トランスＴＲ２の巻線ｎ１とコ
ンデンサＣ５，Ｃ６間に抵抗Ｒ４を、トランスＴＲ２の
巻線ｎ１と並列に抵抗Ｒ３とコンデンサＣ７との直列回
路を接続したことである。この回路の動作も図５とほぼ
同じであるが、Ｒ３，Ｒ４，Ｃ７の回路を追加すること
で、巻線ｎ１への印加電圧波形，時間を抵抗Ｒ３，Ｒ４
およびＣ７で調整することができる。その結果、Ｃ１，
Ｃ２とＬ１，Ｌ２などで決まる漏洩電流（Ｃ１，Ｃ２の
充放電電流）の振動周期と巻線ｎ１の発生電圧時定数を
合わせることができ、漏洩電流（Ｃ１，Ｃ２の充放電電
流）をより小さくすることができる。なお、巻線ｎ１と
コンデンサＣ５，Ｃ６間に抵抗Ｒ４を接続すること、お
よびトランスＴＲ２の巻線ｎ１と並列に抵抗Ｒ３とコン
デンサＣ７との直列回路を接続することは、そのいずれ
か一方だけとすることができ、トランスＴＲ２の巻線ｎ
２１，ｎ２２の接続位置を整流回路ＲＥＣＴの入力側と
することもできる。
す。図５との相違点は、トランスＴＲ２の巻線ｎ１とコ
ンデンサＣ５，Ｃ６間に抵抗Ｒ４を、トランスＴＲ２の
巻線ｎ１と並列に抵抗Ｒ３とコンデンサＣ７との直列回
路を接続したことである。この回路の動作も図５とほぼ
同じであるが、Ｒ３，Ｒ４，Ｃ７の回路を追加すること
で、巻線ｎ１への印加電圧波形，時間を抵抗Ｒ３，Ｒ４
およびＣ７で調整することができる。その結果、Ｃ１，
Ｃ２とＬ１，Ｌ２などで決まる漏洩電流（Ｃ１，Ｃ２の
充放電電流）の振動周期と巻線ｎ１の発生電圧時定数を
合わせることができ、漏洩電流（Ｃ１，Ｃ２の充放電電
流）をより小さくすることができる。なお、巻線ｎ１と
コンデンサＣ５，Ｃ６間に抵抗Ｒ４を接続すること、お
よびトランスＴＲ２の巻線ｎ１と並列に抵抗Ｒ３とコン
デンサＣ７との直列回路を接続することは、そのいずれ
か一方だけとすることができ、トランスＴＲ２の巻線ｎ
２１，ｎ２２の接続位置を整流回路ＲＥＣＴの入力側と
することもできる。
【００２１】図８にこの発明の第８の実施の形態を示
す。これは、スイッチング電源に利用した例である。図
５との相違点は、半導体スイッチＱ１〜Ｑ４、リアクト
ルＬ１，Ｌ２、負荷ＲＬおよびコンデンサＣ２などを省
略し、コンデンサＣ０と並列にトランスＴＲ３の一次巻
線と半導体スイッチＱ５を、その二次巻線にはダイオー
ドＤ５，Ｄ６、リアクトルＬ７を介してコンデンサＣ９
を、Ｃ９には負荷ＲＬを、トランスＴＲ３の一次巻線と
接地Ｇ間には、コンデンサＣ１がそれぞれ接続されて構
成される。このＣ１はトランスの巻線と接地間の浮遊容
量を示す。
す。これは、スイッチング電源に利用した例である。図
５との相違点は、半導体スイッチＱ１〜Ｑ４、リアクト
ルＬ１，Ｌ２、負荷ＲＬおよびコンデンサＣ２などを省
略し、コンデンサＣ０と並列にトランスＴＲ３の一次巻
線と半導体スイッチＱ５を、その二次巻線にはダイオー
ドＤ５，Ｄ６、リアクトルＬ７を介してコンデンサＣ９
を、Ｃ９には負荷ＲＬを、トランスＴＲ３の一次巻線と
接地Ｇ間には、コンデンサＣ１がそれぞれ接続されて構
成される。このＣ１はトランスの巻線と接地間の浮遊容
量を示す。
【００２２】図８において、Ｑ５がオンからオフの状態
に変化するときの動作について説明する。コンデンサＣ
１はＱ５がオンしているときは、コンデンサＣ１→トラ
ンスＴＲ３→Ｑ５→ＲＥＣＴ→トランスＴＲ２巻線ｎ２
１，ｎ２２→ＬＩＳＮ→接地Ｇ→コンデンサＣ１の経路
で零電圧の状態にある。また、コンデンサＣ８もＱ５が
オンしているため、零電圧の状態にある。
に変化するときの動作について説明する。コンデンサＣ
１はＱ５がオンしているときは、コンデンサＣ１→トラ
ンスＴＲ３→Ｑ５→ＲＥＣＴ→トランスＴＲ２巻線ｎ２
１，ｎ２２→ＬＩＳＮ→接地Ｇ→コンデンサＣ１の経路
で零電圧の状態にある。また、コンデンサＣ８もＱ５が
オンしているため、零電圧の状態にある。
【００２３】ここで、Ｑ５がオフするとコンデンサＣ１
は、トランスＴＲ３一次巻線→コンデンサＣ１→接地Ｇ
→ＬＩＳＮ→トランスＴＲ２巻線ｎ２１，ｎ２２→整流
回路ＲＥＣＴ→トランスＴＲ３一次巻線の経路で直流電
圧まで充電される。また、このときコンデンサＣ８も、
トランスＴＲ３一次巻線→コンデンサＣ８→トランスＴ
Ｒ２一次巻線ｎ１→コンデンサＣ０の経路で直流電圧ま
で充電される。その結果、トランスＴＲ２の一次巻線ｎ
１には、直流電源電圧からコンデンサＣ８の充電電圧を
差し引いた差電圧が印加される。このとき、トランスＴ
Ｒ２巻線ｎ２２にも、巻線ｎ１の印加電圧により誘起さ
れた電圧が発生する。巻線ｎ２２の電圧の極性を、コン
デンサＣ１の充電電流を減らす方向に接続することで、
この放電電流のピーク値を抑えることができ、ＬＩＳＮ
の抵抗Ｒ１，Ｒ２の両端の発生電圧を小さくすることが
できる。なお、Ｑ５がオフからオンの動作については、
各コンデンサの電流の向きが反対になるだけで、上記と
同様に動作するので、詳細は省略する。
は、トランスＴＲ３一次巻線→コンデンサＣ１→接地Ｇ
→ＬＩＳＮ→トランスＴＲ２巻線ｎ２１，ｎ２２→整流
回路ＲＥＣＴ→トランスＴＲ３一次巻線の経路で直流電
圧まで充電される。また、このときコンデンサＣ８も、
トランスＴＲ３一次巻線→コンデンサＣ８→トランスＴ
Ｒ２一次巻線ｎ１→コンデンサＣ０の経路で直流電圧ま
で充電される。その結果、トランスＴＲ２の一次巻線ｎ
１には、直流電源電圧からコンデンサＣ８の充電電圧を
差し引いた差電圧が印加される。このとき、トランスＴ
Ｒ２巻線ｎ２２にも、巻線ｎ１の印加電圧により誘起さ
れた電圧が発生する。巻線ｎ２２の電圧の極性を、コン
デンサＣ１の充電電流を減らす方向に接続することで、
この放電電流のピーク値を抑えることができ、ＬＩＳＮ
の抵抗Ｒ１，Ｒ２の両端の発生電圧を小さくすることが
できる。なお、Ｑ５がオフからオンの動作については、
各コンデンサの電流の向きが反対になるだけで、上記と
同様に動作するので、詳細は省略する。
【００２４】図８は図５に示すインバータ部分を１つの
半導体スイッチＱ５で置き換えたものに相当するが、こ
の置き換えは図１〜図４および図６，図７に示すものに
ついても同様に行なうことが可能である。
半導体スイッチＱ５で置き換えたものに相当するが、こ
の置き換えは図１〜図４および図６，図７に示すものに
ついても同様に行なうことが可能である。
【００２５】
【発明の効果】従来のコモンモードリアクトルを用いる
ものでは、インダクタンス値を大きくして漏洩電流を小
さくしていること、また、コモンモードリアクトルに主
回路電流を流すようにしていることなどのため、大型化
し高価になるという問題があった。しかし、この発明に
よれば、急激な漏洩電流を流さないような電圧をトラン
スから発生し、それも非常に短時間のみであるため、小
型で安価な構成にし得るという利点が得られる。また、
請求項５〜７の発明では、請求項１〜４の発明に比べト
ランス一次巻線の数を少なくでき、構成を簡略化できる
という利点がある。
ものでは、インダクタンス値を大きくして漏洩電流を小
さくしていること、また、コモンモードリアクトルに主
回路電流を流すようにしていることなどのため、大型化
し高価になるという問題があった。しかし、この発明に
よれば、急激な漏洩電流を流さないような電圧をトラン
スから発生し、それも非常に短時間のみであるため、小
型で安価な構成にし得るという利点が得られる。また、
請求項５〜７の発明では、請求項１〜４の発明に比べト
ランス一次巻線の数を少なくでき、構成を簡略化できる
という利点がある。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図２】この発明の第２の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図３】この発明の第３の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図４】この発明の第４の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図５】この発明の第５の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図６】この発明の第６の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図７】この発明の第７の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図８】この発明の第８の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図９】従来例を示す回路図である。
Ｑ１〜Ｑ５…半導体スイッチ、Ｌ１，Ｌ２…負荷リアク
トル、ＲＬ…負荷、ＲＥＣＴ…整流回路、ＬＩＳＮ…擬
似電源網、ＣＬ…コモンモードリアクトル、ＴＲ１，Ｔ
Ｒ２，ＴＲ３…トランス、Ｃ１，Ｃ２…浮遊容量、Ｃ３
〜Ｃ１０…コンデンサ。
トル、ＲＬ…負荷、ＲＥＣＴ…整流回路、ＬＩＳＮ…擬
似電源網、ＣＬ…コモンモードリアクトル、ＴＲ１，Ｔ
Ｒ２，ＴＲ３…トランス、Ｃ１，Ｃ２…浮遊容量、Ｃ３
〜Ｃ１０…コンデンサ。
Claims (7)
- 【請求項１】 交流電圧を直流電圧に変換する整流回路
と、直流電圧を交流電圧に変換する変換回路とを備え、
前記変換回路が少なくとも１組以上の半導体スイッチを
直列接続して構成される電力変換装置において、 前記直流電圧を維持する直流電圧源と前記半導体スイッ
チとの接続点間にコンデンサと変圧器の一次巻線を、ま
た、前記整流回路の出力両端と前記直流電圧源間に前記
変圧器の二次，三次巻線をそれぞれ接続したことを特徴
とする電力変換装置の漏洩電流抑制回路。 - 【請求項２】 交流電圧を直流電圧に変換する整流回路
と、直流電圧を交流電圧に変換する変換回路とを備え、
前記変換回路が少なくとも１組以上の半導体スイッチを
直列接続して構成される電力変換装置において、 前記半導体スイッチの直列回路と並列に、ダイオードと
抵抗の並列回路に第１のコンデンサを直列に接続したス
ナバ回路を設け、前記ダイオードと抵抗の並列回路と第
１コンデンサとの接続点と前記半導体スイッチの接続点
間に第２のコンデンサと変圧器の一次巻線を、また、前
記整流回路の出力両端と前記直流電圧を維持する直流電
圧源間に前記変圧器の二次，三次巻線をそれぞれ接続し
たことを特徴とする電力変換装置の漏洩電流抑制回路。 - 【請求項３】 前記変圧器の二次，三次巻線を外し、交
流電源の相数に合う巻数を持つ巻線を交流入力端子に接
続したことを特徴とする請求項１または２に記載の電力
変換装置の漏洩電流抑制回路。 - 【請求項４】 前記変圧器の一次巻線と並列に抵抗，コ
ンデンサの直列回路を含む電圧印加時間調整回路を設け
たことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載
の電力変換装置の漏洩電流制御回路。 - 【請求項５】 交流電圧を直流電圧に変換する整流回路
と、直流電圧を交流電圧に変換する変換回路とを備え、
前記変換回路が少なくとも１組以上の半導体スイッチを
直列接続して構成される電力変換装置において、 前記半導体スイッチの出力点と前記直流電圧を維持する
直流電圧源の入力端子間にコンデンサとトランスの一次
巻線を、前記整流回路の出力の両端と直流電圧を維持す
る直流電圧源の入力端子間に前記トランスの二次，三次
巻線をそれぞれ接続したことを特徴とする電力変換装置
の漏洩電流抑制回路。 - 【請求項６】 交流電圧を直流電圧に変換する整流回路
と、直流電圧を交流電圧に変換する変換回路とを備え、
前記変換回路が少なくとも１組以上の半導体スイッチを
直列接続して構成される電力変換装置において、 前記半導体スイッチの出力点と前記直流電圧を維持する
直流電圧源の入力端子間にコンデンサとトランスの一次
巻線を、前記整流回路の入力の両端と交流電源の入力端
子間に前記トランスの二次，三次巻線をそれぞれ接続し
たことを特徴とする電力変換装置の漏洩電流抑制回路。 - 【請求項７】 前記トランスの一次巻線に対し、直列に
第１の抵抗を接続するか、並列に第２の抵抗とコンデン
サとの直列回路を接続するかの少なくとも一方とするこ
とを特徴とする請求項５または６に記載の電力変換装置
の漏洩電流抑制回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11036990A JPH11313489A (ja) | 1998-02-25 | 1999-02-16 | 電力変換装置の漏洩電流抑制回路 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10-42693 | 1998-02-25 | ||
| JP4269398 | 1998-02-25 | ||
| JP11036990A JPH11313489A (ja) | 1998-02-25 | 1999-02-16 | 電力変換装置の漏洩電流抑制回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11313489A true JPH11313489A (ja) | 1999-11-09 |
Family
ID=26376089
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11036990A Pending JPH11313489A (ja) | 1998-02-25 | 1999-02-16 | 電力変換装置の漏洩電流抑制回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11313489A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009303472A (ja) * | 2008-05-13 | 2009-12-24 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 電力変換装置の試験装置 |
| JP2012239292A (ja) * | 2011-05-11 | 2012-12-06 | Fuji Electric Co Ltd | 整流器のスナバ回路 |
-
1999
- 1999-02-16 JP JP11036990A patent/JPH11313489A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009303472A (ja) * | 2008-05-13 | 2009-12-24 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 電力変換装置の試験装置 |
| JP2012239292A (ja) * | 2011-05-11 | 2012-12-06 | Fuji Electric Co Ltd | 整流器のスナバ回路 |
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