JPH11313482A

JPH11313482A - スイッチング電源装置

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Publication number: JPH11313482A
Application number: JP11020739A
Authority: JP
Inventors: Saburo Kitano; 三郎北野
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1998-02-24
Filing date: 1999-01-28
Publication date: 1999-11-09
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Also published as: JP3392769B2

Abstract

(57)【要約】【課題】主スイッチング素子Ｑのｏｎ期間中に変圧器
Ｎ内に蓄積された励磁エネルギをｏｆｆ期間に２次側に
出力し、出力終了後に変圧器Ｎの制御巻線Ｎ１２に発生
するリンギングパルスを、直流カット用のコンデンサＣ
１を介して主スイッチング素子Ｑのゲートへ帰還し、該
主スイッチング素子をｏｎ駆動するＲＣＣ方式のスイッ
チング電源装置１１において、簡単な構成で、軽負荷の
待機時におけるスイッチング周波数を低下して、電力変
換効率を向上する。【解決手段】前記コンデンサＣ１とゲートとの間にバ
イアス抵抗Ｒ２を挿入するとともに、待機時には制御ト
ランジスタＴＲ１をｏｎして、それらの接続点Ｐ６を、
ダイオードＤ１１、ツェナダイオードＤ１５、抵抗Ｒ１
の直列回路を介してローレベルの主電源ライン１３に接
続し、コンデンサＣ１に多くの電荷を蓄積させ、該電荷
でリンギングパルスを逆バイアスし、該パルスによる再
起動を停止させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、いわゆるＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータや、ＤＣ−ＤＣコンバータなどとして好適
に実施されるスイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】携帯型小型電子機器などに用いられ、商
用交流を整流・平滑化して得られた直流電流またはバッ
テリーからの直流電流を、たとえば数百ｋＨｚ程度の高
周波でスイッチングし、小型の変圧器で所望とする電圧
に高効率に変換するようにしたスイッチング電源装置が
広く用いられている。

【０００３】このようなスイッチング電源装置の代表的
な構成として、２次側出力電圧を電圧検出回路で検出
し、その検出結果に対応して制御回路が主スイッチング
素子のスイッチングパルス幅を制御し、所望とする２次
側出力電圧を得るようにしたパルス幅変調（ＰＷＭ）方
式のスイッチング電源装置が広く用いられている。

【０００４】また、スイッチング電源装置の他の代表的
な構成として、主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧
器内に蓄積された励磁エネルギを、ｏｆｆ期間に２次側
回路へ出力し、その出力終了後に変圧器の制御巻線に発
生するリンギングパルスを直流カットコンデンサを介し
て前記主スイッチング素子の制御端子に帰還することに
よって、再び該主スイッチング素子をｏｎ起動するよう
にしたリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）方式の
スイッチング電源装置も広く用いられている。

【０００５】前記ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置
は、負荷が重くなる程、自動的に前記ｏｆｆ期間および
ｏｎ期間が長く、すなわちスイッチング周波数が低下し
て、２次側出力電圧を所定の定電圧に維持するので、Ｐ
ＷＭ方式のスイッチング電源装置のような複雑な制御回
路が不要であり、かつ該制御回路を動作させるととも
に、パルス幅の基準となる電圧を発生するための電源回
路も不要であり、低コストな電源装置に好適である。

【０００６】図１０は、そのようなＲＣＣ方式の典型的
な従来技術のスイッチング電源装置１の電気回路図であ
る。図示しない主電源回路によって商用交流を整流して
得られた直流電流が、入力端子ｐ１，ｐ２間に入力され
る。この直流電流は、平滑コンデンサｃ１によって平滑
化され、この平滑コンデンサｃ１からは、ハイレベル側
の主電源ライン２とローレベル側の主電源ライン３との
間に、主電源電圧が出力される。

【０００７】前記主電源ライン２，３間には、変圧器ｎ
の１次巻線ｎ１と、主スイッチング素子ｑとの直列回路
が接続されている。前記主スイッチング素子ｑは、たと
えばバイポーラトランジスタや電界効果型トランジスタ
などで実現され、この図１０の例では、電界効果型トラ
ンジスタで示している。前記主電源ライン２，３間には
また、分圧抵抗ｒ１，ｒ２から成る起動回路４が接続さ
れている。

【０００８】電源投入、すなわち入力端子ｐ１，ｐ２間
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサｃ１の出力
電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、その分圧抵
抗ｒ１，ｒ２による分圧値が、主スイッチング素子ｑの
閾値電圧、たとえば３Ｖ以上となると、該主スイッチン
グ素子ｑがｏｎし、１次巻線ｎ１に、図１０において上
向き方向の電圧が印加されて、励磁エネルギが蓄積され
る。後述するようにして、該主スイッチング素子ｑがｏ
ｆｆすると、前記励磁エネルギによって２次巻線ｎ２に
上向き方向の電圧が誘起される。またこのｏｆｆ時に、
１次巻線ｎ１と他の巻線ｎ２，ｎ３との間の漏洩インダ
クタンスによって発生する振動は、主スイッチング素子
ｑのドレイン−ソース間に並列に設けられ、抵抗ｒ３と
コンデンサｃ２との直列回路から成るスナバー回路５に
よって吸収されて除去される。

【０００９】前記２次巻線ｎ２に誘起された直流電流
は、ダイオードｄ１を介して平滑コンデンサｃ３に与え
られ、該平滑コンデンサｃ３で平滑化された後、出力電
源ライン６，７を介して出力端子ｐ３，ｐ４から、図示
しない負荷回路へ出力される。前記出力電源ライン６，
７間には、電圧検出回路８が介在されている。この電圧
検出回路８は、分圧抵抗やフォトカプラｐｃなどを備え
て構成されており、前記フォトカプラｐｃの発光ダイオ
ードｄ２が前記出力電圧に対応した輝度で点灯駆動さ
れ、前記出力電圧の値が１次側へフィードバックされ
る。

【００１０】制御巻線ｎ３には、主スイッチング素子ｑ
のｏｎ時に、１次巻線ｎ１と同一の上向き方向に電圧が
誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデンサｃ
４およびバイアス抵抗ｒ４を介して該主スイッチング素
子ｑのゲートに与えられ、これによって該主スイッチン
グ素子ｑのゲート電位は更に引上げられ、該主スイッチ
ング素子ｑはｏｎ状態に維持される。

【００１１】また、前記主スイッチング素子ｑのｏｎ時
に制御巻線ｎ３に誘起された電流は、前記コンデンサｃ
４およびバイアス抵抗ｒ４から、前記フォトカプラｐｃ
のフォトトランジスタｔｒ２を介して、コンデンサｃ５
の一方の端子に与えられる。このコンデンサｃ５の他方
の端子は、前記ローレベルの主電源ライン３に接続され
ており、したがって２次側出力電圧が高くなる程、充電
電流が大きくなり、該コンデンサｃ５の端子電圧は、速
く上昇する。前記コンデンサｃ５の充電電圧は、主スイ
ッチング素子ｑのゲート−ソース間に介在される制御ト
ランジスタｔｒ１のベースに与えられており、該出力電
圧が制御トランジスタｔｒ１の閾値電圧、たとえば０．
６Ｖ以上となると、該制御トランジスタｔｒ１が導通
し、これによって主スイッチング素子ｑのゲート電位が
急速に低下し、該主スイッチング素子ｑはｏｆｆ駆動さ
れる。

【００１２】したがって、２次側出力電圧が高くなる
程、すなわち軽負荷である程、コンデンサｃ５の出力電
圧が速く上昇し、主スイッチング素子ｑが速くｏｆｆ駆
動される。前記コンデンサｃ５にはまた、制御巻線ｎ３
で誘起された電流が抵抗ｒ５を介して与えられている。
これによって、出力端子ｐ３，ｐ４間の短絡などで２次
側の平滑コンデンサｃ３の出力電圧が低くても、主スイ
ッチング素子ｑのｏｎ期間が所定期間に制限され、該主
スイッチング素子ｑの保護が図られている。

【００１３】また、前記制御巻線ｎ３には、該制御巻線
ｎ３および前記２次巻線ｎ２の巻数を参照符と同一で示
し、２次側出力電圧をｖｏとすると、主スイッチング素
子ｑがｏｆｆすると、図１０の下向き方向に、（ｎ３／
ｎ２）ｖｏの電圧が誘起され、これによってコンデンサ
ｃ５の電荷が引抜かれて、主スイッチング素子ｑの次の
ｏｎ動作のためのリセット動作が行われる。

【００１４】この主スイッチング素子ｑのｏｆｆ後、１
次巻線ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギの２次側への
出力が終了すると、主に制御巻線ｎ３が有する寄生容量
ｃ６と該制御巻線ｎ３との間でリンギングが発生し、前
記寄生容量ｃ６に電圧（ｎ３／ｎ２）ｖｏで蓄積されて
いた静電エネルギが放出され、振動の１／４周期後には
制御巻線ｎ３の励磁エネルギに変換され、その後、再び
寄生容量ｃ６を充電するために、該制御巻線ｎ３に電圧
（ｎ３／ｎ２）ｖｏの上向きの起電圧が発生する。リン
ギングパルスである該起電圧は、前記主スイッチング素
子ｑの閾値電圧以上となるように設定されており、該起
電圧によって主スイッチング素子ｑが再びｏｎされる。
こうして、自動的に、負荷に対応したスイッチング周波
数で、継続して主スイッチング素子ｑがｏｎ／ｏｆｆ駆
動され、所望とする２次側出力電圧を出力するように構
成されている。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】スイッチング電源装置
において、損失の大部分は、主スイッチング素子のドレ
イン−ソース間の寄生容量に蓄積された電荷の引抜きに
要する消費電力や変圧器の鉄損などであり、これらは一
般に、スイッチング周波数が高くなる程、大きくなる。
したがって、上述のように、スイッチング電源装置１で
は、軽負荷となる程、スイッチング周波数が高くなるの
で、軽負荷となる程、変換した電力に対する損失の占め
る割合が増大し、電力変換効率が低下するという問題が
ある。

【００１６】一方、このような不具合を解決するための
他の従来技術として、たとえば特開平９−４７０２３号
公報および実用新案登録第３０３９３９１号公報が挙げ
られる。前記特開平９−４７０２３号公報で示す従来技
術では、主スイッチング素子をｏｆｆ駆動する制御トラ
ンジスタと並列にもう一つ制御トランジスタを設け、軽
負荷時には、主スイッチング素子のｏｆｆ時に発生した
制御巻線の誘起電圧を、該主スイッチング素子と連動し
てｏｆｆするトランジスタを介して一瞬にコンデンサに
取込み、そのコンデンサによって前記もう一つの制御ト
ランジスタをｏｎして、主スイッチング素子のｏｆｆ状
態を持続し、スイッチング周波数を低くするように構成
している。

【００１７】したがって、低消費電力化のための構成が
複雑になってコストが上昇し、ＲＣＣ方式の利点が薄く
なってしまうとともに、コンデンサへの充電プロセスが
トランジスタのストレージタイムに依存することにな
り、装置間のばらつきが大きく、設計が困難であるとい
う問題がある。

【００１８】また、前記実用新案登録第３０３９３９１
号公報で示す従来技術では、軽負荷時には、制御トラン
ジスタと並列に、リンギングパルスを鈍らせるための遅
延用コンデンサを介在するように構成している。

【００１９】したがって、当該公報の第００２５段落の
第７行目〜第８行目に記載されているとおり、リンギン
グが発生している期間だけしかスイッチング周期を延ば
すことができず、軽負荷時のスイッチング周波数を重負
荷時のスイッチング周波数に比べて、大幅に低下させる
ことができないという問題がある。

【００２０】本発明の目的は、簡便な構成で、電力変換
効率を高めることができるスイッチング電源装置を提供
することである。

【００２１】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るス
イッチング電源装置は、主スイッチング素子のｏｎ期間
中に変圧器内に蓄積された励磁エネルギをｏｆｆ期間に
２次側の出力回路に出力し、出力終了後に変圧器の制御
巻線に発生するリンギングパルスを直流カット用の第１
のコンデンサを介して前記主スイッチング素子の制御端
子に帰還し、該主スイッチング素子をｏｎ駆動するリン
ギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置
において、第１の抵抗および第１の制御スイッチング素
子から成り、前記第１のコンデンサの出力側に接続され
る直列回路と、前記第１のコンデンサと前記主スイッチ
ング素子との間に介在される第２の抵抗とを含み、前記
第１の制御スイッチング素子は軽負荷時にｏｎ駆動さ
れ、該軽負荷時における主スイッチング素子のｏｎ期間
に、前記制御巻線に誘起される電圧によって前記第１の
コンデンサに電荷を蓄積しておき、前記リンギングパル
ス発生時に該第１のコンデンサの充電電荷によって逆バ
イアスを発生し、前記主スイッチング素子のｏｎ駆動を
阻止することを特徴とする。

【００２２】上記の構成によれば、通常負荷である重負
荷時には、第１の制御スイッチング素子はｏｆｆしてお
り、直列回路の影響が生じることなく、リンギングパル
スが第１のコンデンサおよび第２の抵抗を介して主スイ
ッチング素子の制御端子に与えられ、該主スイッチング
素子がｏｎ駆動されて、継続してスイッチング動作が行
われる。

【００２３】これに対して軽負荷時には、前記直列回路
が第１のコンデンサと第２の抵抗との間に接続されて、
第１のコンデンサには、制御巻線に誘起される電流がよ
り多く流れることになり、電荷が蓄積されてゆく。この
とき、第２の抵抗によって主スイッチング素子の制御端
子の電位は維持されており、前記第１の制御スイッチン
グ素子のｏｎによって直列回路が挿入されても、該主ス
イッチング素子はｏｎ状態を維持することができる。主
スイッチング素子がｏｆｆして励磁エネルギの放出が終
了し、リンギングパルスが発生すると、そのリンギング
パルスは第１のコンデンサの充電電圧だけ逆バイアスさ
れて、第２の抵抗を介して主スイッチング素子の制御端
子に与えられることになり、該リンギングパルスによる
主スイッチング素子のｏｎ駆動が阻止される。

【００２４】したがって、軽負荷時に主スイッチング素
子が一旦スイッチング動作を行うと、次のスイッチング
動作は電源投入時と同様に行われることになる。すなわ
ち、主電源電圧の抵抗分割などによって得られる起動電
圧によって、該主スイッチング素子の制御端子の電位が
緩やかに変化してゆき、該主スイッチング素子がｏｎす
る閾値電圧となると、該主スイッチング素子がｏｎす
る。

【００２５】このようにして、軽負荷時には、重負荷時
のようなリンギングパルスによる主スイッチング素子の
再起動を停止し、電源投入時と同様にして緩やかに再起
動を行うようにし、軽負荷時におけるスイッチング周波
数を低下することができる。これによって、主スイッチ
ング素子のドレイン−ソース間の浮遊容量に蓄積された
電荷の引抜きに要する電力などのスイッチング周波数に
比例して増加する損失を抑制し、軽負荷時においても高
い電力変換効率を得ることができる。

【００２６】また、このような軽負荷時のスイッチング
周波数の低下を、第１の抵抗および第１の制御スイッチ
ング素子から成る直列回路と、第２の抵抗との簡易な構
成で実現することができ、低コストな構成で実現するこ
とができる。

【００２７】また、請求項２の発明に係るスイッチング
電源装置は、第２のコンデンサと、第３〜第５の抵抗と
の直列回路から成り、主電源ライン間に介在され、第４
の抵抗と第５の抵抗との接続点が前記主スイッチング素
子の制御端子に接続される起動回路と、前記変圧器に設
けられる副電源巻線と、前記副電源巻線の出力を整流・
平滑化する副電源回路と、前記副電源回路の出力を前記
第３の抵抗と第４の抵抗との接続点に与える逆流防止用
の第１のダイオードとを備え、電源投入から予め定める
時間が経過するまでの間は、前記起動回路による主電源
電圧の分圧電圧によって前記主スイッチング素子をｏｎ
起動し、電源投入から前記予め定める時間経過後は、前
記副電源回路の分圧電圧によって前記主スイッチング素
子をｏｎ起動することを特徴とする。

【００２８】上記の構成によれば、電源投入から予め定
める時間が経過して、副電源回路の平滑コンデンサの出
力電圧が主スイッチング素子の起動に充分な電圧となる
と、この状態では、第２のコンデンサには主電源電圧と
副電源回路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧が発生
しており、該副電源回路の出力電圧の分圧電圧によって
主スイッチング素子をｏｎ起動することができ、主電源
からの電流の流入を阻止することができる。

【００２９】したがって、前記請求項１で示すように、
主スイッチング素子の再起動を電源投入時と同様に第３
〜第５の抵抗による主電源電圧の分割によって行うよう
に構成しても、電源投入時にのみ、たとえば数百Ｖにも
及ぶ主電源電圧の分圧電圧によって主スイッチング素子
がｏｎ起動され、前記予め定める時間経過後は、たとえ
ば十Ｖ程度の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主スイ
ッチング素子がｏｎ起動される。これによって、分圧抵
抗である第３〜第５の抵抗による電力消費も削減するこ
とができ、一層、高効率化を図ることができる。

【００３０】さらにまた、請求項３の発明に係るスイッ
チング電源装置は、第２のコンデンサと、第３〜第５の
抵抗との直列回路から成り、主電源ライン間に介在さ
れ、第４の抵抗と第５の抵抗との接続点が前記主スイッ
チング素子の制御端子に接続される起動回路と、前記変
圧器の制御巻線の一方の端子から出力を取出す第２のダ
イオードと、前記第２のダイオードの出力が与えられる
チョークコイルと、前記チョークコイルを介する電流を
平滑化する平滑コンデンサと、前記第２のダイオードと
チョークコイルとの接続点を前記制御巻線の他方の端子
に接続するフライホイールダイオードとを有する副電源
回路と、前記副電源回路の出力を前記第３の抵抗と第４
の抵抗との接続点に与える逆流防止用の第１のダイオー
ドとを備え、電源投入から予め定める時間が経過するま
での間は、前記起動回路による主電源電圧の分圧電圧に
よって前記主スイッチング素子をｏｎ起動し、電源投入
から前記予め定める時間経過後は、前記副電源回路の分
圧電圧によって前記主スイッチング素子をｏｎ起動する
ことを特徴とする。

【００３１】上記の構成によれば、主スイッチング素子
がｏｎしている期間に第２のダイオードおよびチョーク
コイルを介して平滑コンデンサに充電を行うとともに、
主スイッチング素子がｏｆｆすると、チョークコイル内
の励磁電流はフライホイールダイオードを介して平滑コ
ンデンサを充電することになる。

【００３２】したがって、電源投入から予め定める時間
が経過して、副電源回路の平滑コンデンサの出力電圧が
主スイッチング素子の起動に充分な電圧となると、この
状態では、第２のコンデンサには主電源電圧と副電源回
路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧が発生してお
り、該副電源回路の出力電圧の分圧電圧によって主スイ
ッチング素子をｏｎ起動することができ、主電源からの
電流の流入を阻止することができる。

【００３３】したがって、前記請求項１で示すように、
主スイッチング素子の再起動を電源投入時と同様に第３
〜第５の抵抗による主電源電圧の分割によって行うよう
に構成しても、電源投入時にのみ、たとえば数百Ｖにも
及ぶ主電源電圧の分圧電圧によって主スイッチング素子
がｏｎ起動され、前記予め定める時間経過後は、たとえ
ば数十Ｖ程度の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主ス
イッチング素子がｏｎ起動される。これによって、分圧
抵抗である第３〜第５の抵抗による電力消費も削減する
ことができ、一層、高効率化を図ることができる。

【００３４】また、平滑コンデンサは、チョークコイル
等のインピーダンス素子を介して充電されるので、２次
側出力電流値の影響を受ける。たとえば、該出力電流値
が高くなる程、充電電圧が高くなる。したがって、負荷
が大きくなって、主スイッチング素子のｏｎ期間が長く
なり、２次側出力電流値が高くなると、副電源回路から
主スイッチング素子のｏｎ起動のために与えられる電圧
が高くなり、次の該主スイッチング素子のｏｎタイミン
グが早くなって、スイッチング周波数が高くなる。この
ようにして、軽負荷時における大きな負荷変動にも対応
することができる。さらにまた、副電源回路への電力供
給のために、変圧器のタップ数を増加する必要もない。

【００３５】また、請求項４の発明に係るスイッチング
電源装置は、前記第３〜第５の抵抗と並列に、かつ逆バ
イアス方向に設けられる放電用の第４のダイオードをさ
らに備えることを特徴とする。

【００３６】上記の構成によれば、電源遮断後、主電源
の電源電圧が低下すると、主電源−第５〜第３の抵抗−
第２のコンデンサ−主電源の経路とともに、主電源−第
４のダイオード−第２のコンデンサ−主電源の経路で、
第２のコンデンサの放電経路が形成される。

【００３７】したがって、電源遮断から再投入までの時
間が短くても、第２のコンデンサを確実に放電させてお
き、電源再投入時には、低下している副電源回路の平滑
コンデンサの出力電圧ではなく、前記主電源の分圧電圧
などによって、確実に起動させることができる。

【００３８】さらにまた、請求項５の発明に係るスイッ
チング電源装置は、前記第２のコンデンサに代えて、一
方の主電源ラインと第３の抵抗との間に設けられるトラ
ンジスタと、前記トランジスタのベースを他方の主電源
ラインと接続する第６の抵抗および第３のコンデンサか
ら成る直列回路と、前記第６の抵抗と第３のコンデンサ
との接続点を前記一方の主電源ラインに接続する放電用
の第５のダイオードとをさらに備えることを特徴とす
る。

【００３９】上記の構成によれば、前記第２のコンデン
サの充電電流に対して、第３のコンデンサの充電電電流
は、トランジスタの電流増幅率をｈｆｅとすると、１／
ｈｆｅとすることができる。

【００４０】したがって、コンデンサを小型化すること
ができる。

【００４１】また、電源遮断後、主電源の電源電圧が低
下すると、主電源−第３のコンデンサ−第５のダイオー
ド−主電源の経路で、第３のコンデンサの放電経路が形
成される。

【００４２】したがって、電源遮断から再投入までの時
間が短くても、第３のコンデンサを確実に放電させてお
き、電源再投入時には、低下している副電源回路の平滑
コンデンサの出力電圧ではなく、前記主電源の分圧電圧
などによって、確実に起動させることができる。

【００４３】また、請求項６の発明に係るスイッチング
電源装置は、前記第１の制御スイッチング素子の制御
を、前記副電源回路の平滑コンデンサの充電電圧を用い
て行うことを特徴とする。

【００４４】上記の構成によれば、前記請求項３で示す
ように、副電源回路の平滑コンデンサがチョークコイル
等のインピーダンス素子を介して充電される場合、その
充電電圧は、２次側出力電流値に対応しているので、該
充電電圧から負荷の軽重を判定し、第１の制御スイッチ
ング素子を制御することができる。

【００４５】したがって、搭載機器の動作モードを検出
するための特別な構成を設ける必要はなくなり、１次側
だけで負荷の軽重を判定して、自動的に第１の制御スイ
ッチング素子を制御することができ、低コスト化を図る
ことができる。

【００４６】さらにまた、請求項７の発明に係るスイッ
チング電源装置は、変圧器の２次側出力電圧を電圧検出
回路が検出し、その検出結果に応答して主スイッチング
素子が前記変圧器の１次電流をスイッチングすることに
よって、所望とする一定電圧の２次電流を得るようにし
たスイッチング電源装置において、２次側出力ライン間
に前記電圧検出回路と直列に介在されるタイミング制御
用の第２の制御スイッチング素子と、変圧器の２次副巻
線の出力を前記第２の制御スイッチング素子の制御端子
に与えるバイアス回路とを含むことを特徴とする。

【００４７】上記の構成によれば、２次側に出力電圧が
誘起されると、バイアス回路によってスイッチング素子
の制御端子にバイアス電圧が与えられ、電圧検出回路が
２次側出力ライン間に接続される。

【００４８】したがって、２次側出力電圧の検出に必要
最小限の期間だけ電圧検出回路を能動化させることがで
き、フォトカプラの発光ダイオードや分圧抵抗などを備
える該電圧検出回路の消費電力を削減することができ、
電力変換効率を高めることができる。

【００４９】

【発明の実施の形態】本発明の実施の第１の形態につい
て、図１〜図３に基づいて説明すれば以下のとおりであ
る。

【００５０】図１は、本発明の実施の第１の形態のＲＣ
Ｃ方式のスイッチング電源装置１１の電気回路図であ
る。図示しない主電源回路によって商用交流を整流して
得られた直流電流が、入力端子Ｐ１，Ｐ２間に入力され
る。この直流電流は、平滑コンデンサＣ１１によって平
滑化され、この平滑コンデンサＣ１１からは、ハイレベ
ル側の主電源ライン１２とローレベル側の主電源ライン
１３との間に、主電源電圧が出力される。

【００５１】前記主電源ライン１２，１３間には、変圧
器Ｎの１次主巻線Ｎ１１と、主スイッチング素子Ｑとの
直列回路が接続されている。前記主スイッチング素子Ｑ
は、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トラ
ンジスタなどで実現され、この図１の例では、電界効果
型トランジスタで示している。前記主電源ライン１２，
１３間にはまた、コンデンサＣ２と、分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ
５と、ダイオードＤ４とから成る起動回路１４が接続さ
れている。

【００５２】電源投入、すなわち入力端子Ｐ１，Ｐ２間
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサＣ１１の出
力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、その起動
回路１４の分圧抵抗Ｒ４，Ｒ５間の分圧値が、主スイッ
チング素子Ｑの閾値電圧Ｖｔｈ、たとえば３Ｖ以上とな
ると、該主スイッチング素子Ｑがｏｎし、１次主巻線Ｎ
１１に、図１において上向き方向の電圧が印加されて、
励磁エネルギが蓄積される。後述するようにして、該主
スイッチング素子Ｑがｏｆｆすると、前記励磁エネルギ
によって２次主巻線Ｎ２１に上向き方向の電圧が誘起さ
れる。またこのｏｆｆ時に、１次主巻線Ｎ１１と、後述
する他の巻線Ｎ１２，Ｎ１３，Ｎ２１，Ｎ２２との間の
漏洩インダクタンスによって発生する振動は、主スイッ
チング素子Ｑのドレイン−ソース間に並列に設けられ、
抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ１２との直列回路から成るス
ナバー回路１５によって吸収されて除去される。

【００５３】前記２次主巻線Ｎ２１に誘起された直流電
流は、ダイオードＤ１２を介して平滑コンデンサＣ１３
に与えられ、該平滑コンデンサＣ１３で平滑化された
後、出力電源ライン１６，１７を介して出力端子Ｐ３，
Ｐ４から、図示しない負荷回路へ出力される。前記出力
電源ライン１６，１７間には、電圧検出回路１８が介在
されている。この電圧検出回路１８は、分圧抵抗やフォ
トカプラＰＣ１などを備えて構成されており、前記フォ
トカプラＰＣ１の発光ダイオードＤ１３が前記出力電圧
に対応した輝度で点灯駆動され、前記出力電圧の値が１
次側へフィードバックされる。

【００５４】制御巻線Ｎ１２には、主スイッチング素子
Ｑのｏｎ時に、１次主巻線Ｎ１１と同一の上向き方向に
電圧が誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデ
ンサＣ１およびバイアス抵抗Ｒ２を介して該主スイッチ
ング素子Ｑのゲートに与えられ、これによって該主スイ
ッチング素子Ｑのゲート電位は更に引上げられ、該主ス
イッチング素子Ｑはｏｎ状態に維持される。

【００５５】また、前記主スイッチング素子Ｑのｏｎ時
に制御巻線Ｎ１２に誘起された電流は、前記コンデンサ
Ｃ１およびバイアス抵抗Ｒ２から、前記フォトカプラＰ
Ｃ１のフォトトランジスタＴＲ１１を介して、コンデン
サＣ１４の一方の端子に与えられる。このコンデンサＣ
１４の他方の端子は、前記ローレベルの主電源ライン１
３に接続されており、したがって２次側出力電圧が所定
の設定電圧よりも高くなる程、充電電流が大きくなり、
該コンデンサＣ１４の端子電圧は、速く上昇する。前記
コンデンサＣ１４の充電電圧は、主スイッチング素子Ｑ
のゲート−ソース間に介在される制御トランジスタＴＲ
１２のベースに与えられており、該出力電圧が制御トラ
ンジスタＴＲ１２の閾値電圧、たとえば０．６Ｖ以上と
なると、該制御トランジスタＴＲ１２が導通し、これに
よって主スイッチング素子Ｑのゲート電位が急速に低下
し、該主スイッチング素子Ｑはｏｆｆ駆動される。

【００５６】したがって、２次側出力電圧が前記設定電
圧よりも高くなる程、すなわち軽負荷である程、コンデ
ンサＣ１４の充電電圧が速く上昇し、主スイッチング素
子Ｑが速くｏｆｆ駆動され、前記設定電圧よりも低くな
る程、すなわち重負荷である程、コンデンサＣ１４の充
電時間が長くなり、主スイッチング素子Ｑのｏｎ時間が
長くなる。前記コンデンサＣ１４にはまた、制御巻線Ｎ
１２で誘起された電流が抵抗Ｒ１２を介して与えられて
いる。これによって、出力端子Ｐ３，Ｐ４間の短絡など
で２次側の平滑コンデンサＣ１３の出力電圧が低くて
も、主スイッチング素子Ｑのｏｎ期間が所定期間に制限
され、該主スイッチング素子Ｑの保護が図られている。

【００５７】また、前記制御巻線Ｎ１２には、該制御巻
線Ｎ１２および前記２次主巻線Ｎ２１の巻数を参照符と
同一で示し、２次側出力電圧をＶｏとすると、主スイッ
チング素子Ｑがｏｆｆすると、図１の下向き方向に、
（Ｎ１２／Ｎ２１）Ｖｏの電圧が誘起され、これによっ
てコンデンサＣ１４の電荷が引抜かれて、主スイッチン
グ素子Ｑの次のｏｎ動作のためのリセット動作が行われ
る。

【００５８】この主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ後、１
次主巻線Ｎ１１に蓄積されていた励磁エネルギの２次側
への出力が終了すると、主に制御巻線Ｎ１２が有する寄
生容量Ｃ１５と該制御巻線Ｎ１２との間でリンギングが
発生し、前記寄生容量Ｃ１５に電圧（Ｎ１２／Ｎ２１）
Ｖｏで蓄積されていた静電エネルギが放出され、振動の
１／４周期後には制御巻線Ｎ１２の励磁エネルギに変換
され、その後、再び寄生容量Ｃ１５を充電するために、
該制御巻線Ｎ１２に、電圧（Ｎ１２／Ｎ２１）Ｖｏの上
向きの起電圧が発生する。リンギングパルスである該起
電圧は、前記主スイッチング素子Ｑの閾値電圧Ｖｔｈ以
上となるように設定されており、該起電圧によって主ス
イッチング素子Ｑが再びｏｎされる。こうして、自動的
に、負荷に対応したスイッチング周波数で、継続して主
スイッチング素子Ｑがｏｎ／ｏｆｆ駆動され、所望とす
る２次側出力電圧が出力される。

【００５９】本発明のスイッチング電源装置１１には、
該スイッチング電源装置１１が搭載される機器が非待機
状態となった重負荷時において、上述のような通常のＲ
ＣＣ動作を行う構成とともに、搭載機器が待機状態とな
った軽負荷時において、スイッチング周波数を低下する
ために、以下のような構成が設けられている。前記機器
側からは、制御端子Ｐ５に制御信号が与えられる。前記
制御端子Ｐ５と前記ローレベル側の出力電源ライン１７
との間には、フォトカプラＰＣ２の発光ダイオードＤ１
４と抵抗Ｒ１３との直列回路が接続されている。したが
って、非待機時に前記制御信号がハイレベルとなると、
発光ダイオードＤ１４が点灯し、重負荷状態であること
が１次側へ出力される。

【００６０】一方、１次側では、前記コンデンサＣ１と
バイアス抵抗Ｒ２との接続点Ｐ６と、ローレベル側の主
電源ライン１３との間に、逆流防止用のダイオードＤ１
１と、ツェナダイオードＤ１５と、抵抗Ｒ１と、制御ト
ランジスタＴＲ１との直列回路が接続されている。前記
制御トランジスタＴＲ１のベースには、後述する副電源
回路１９からの電源電圧が、抵抗Ｒ１４および前記フォ
トカプラＰＣ２のフォトトランジスタＴＲ１３で分圧さ
れて与えられる。

【００６１】したがって、前記非待機状態では、フォト
トランジスタＴＲ１３がｏｎし、制御トランジスタＴＲ
１がｏｆｆして、前記直列回路による影響が生じること
なく、前述のような通常のＲＣＣ動作が行われる。

【００６２】これに対して、前記機器の待機状態では、
制御端子Ｐ５への制御信号がローレベルとなって、発光
ダイオードＤ１４が消灯し、フォトトランジスタＴＲ１
３がｏｆｆして、制御トランジスタＴＲ１がｏｎし、前
記直列回路が前記接続点Ｐ６と主電源ライン１３との間
に接続されることになる。前記バイアス抵抗Ｒ２は、た
とえば６８０Ωに選ばれ、これに対して抵抗Ｒ１は、た
とえば１５０Ωに選ばれる。したがって、主スイッチン
グ素子Ｑのｏｎ時に、該主スイッチング素子Ｑのｏｎ状
態を維持したまま、多くの電流が直列回路を流れ、これ
によってコンデンサＣ１には、制御巻線Ｎ１２側を＋と
して、電荷が蓄積されてゆく。

【００６３】したがって、待機時に前記リンギングパル
スが発生しても、該リンギングパルスは、コンデンサＣ
１の端子間電圧だけ逆バイアスされて主スイッチング素
子Ｑに与えられることになり、該主スイッチング素子Ｑ
のｏｎ起動が阻止される。これによって、前述の従来技
術のスイッチング電源装置１に対して本発明のスイッチ
ング電源装置１１では、実質的に、抵抗Ｒ１と制御トラ
ンジスタＴＲ１との簡単な構成を追加するだけで、非待
機時には、たとえば８０ｋＨｚ程度のスイッチング周波
数が、待機時には、前記スイッチング電源装置１では４
００〜５００ｋＨｚにまで上昇していたのに対して、本
発明のスイッチング電源装置１１では数ｋＨｚ程度まで
低下させることができ、待機時の電力変換効率を大幅に
高めることができる。

【００６４】また、本発明では、前記変圧器Ｎには、副
電源巻線Ｎ１３が設けられている。前記副電源巻線Ｎ１
３には、前記２次主巻線Ｎ２１と同様に、主スイッチン
グ素子Ｑのｏｆｆ時に上向き方向に電圧が誘起され、該
電圧は、ダイオードＤ１６および平滑コンデンサＣ１６
から成る前記副電源回路１９によって平滑化された後、
前記抵抗Ｒ１４を介して制御トランジスタＴＲ１の駆動
用に出力されるとともに、逆流防止用のダイオードＤ１
を介して前記起動回路１４の分圧抵抗Ｒ３とＲ４との間
の接続点Ｐ７に出力される。これに対応して、起動回路
１４内には、前記コンデンサＣ２が設けられている。

【００６５】したがって、前記コンデンサＣ２の端子間
電圧がほぼ零である電源投入時には、たとえば数百Ｖに
及ぶ主電源電圧の分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５による分圧電圧
が、主スイッチング素子Ｑのゲートに与えられることに
なる。

【００６６】これに対して、電源投入から予め定める時
間だけ経過すると、コンデンサＣ１６は所定の電源電
圧、たとえば十Ｖ程度まで充電され、またコンデンサＣ
２は前記主電源電圧と副電源回路１９の出力電圧との差
にほぼ対応した電圧に充電される。したがって、前述の
ように、待機状態となってリンギングパルスによる主ス
イッチング素子Ｑのｏｎ起動が行われず、起動回路１４
から前記ｏｎ起動のための電圧を出力するようになって
も、分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５への主電源側からの電流の流入
を阻止することができ、主スイッチング素子Ｑを比較的
低電圧の副電源回路１９の出力電圧の分圧電圧で駆動す
ることができる。これによって、分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５に
よる電力消費も削減することができ、一層、高効率化を
図ることができる。

【００６７】なお、前記コンデンサＣ２と、分圧抵抗Ｒ
３との接続点Ｐ８と、ローレベル側の主電源ライン１３
との間には、分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５と並列に、かつ逆バイ
アス方向となるように、放電用のダイオードＤ４が設け
られている。したがって、主電源電圧が低下すると、平
滑コンデンサＣ１１−主電源ライン１３−分圧抵抗Ｒ５
〜Ｒ３−コンデンサＣ２−主電源ライン１２−平滑コン
デンサＣ１１の経路とともに、平滑コンデンサＣ１１−
主電源ライン１３−ダイオードＤ４−コンデンサＣ２−
主電源ライン１２−平滑コンデンサＣ１１の経路で、コ
ンデンサＣ２の放電経路が形成される。これによって、
電源遮断から再投入までの時間が短くても、コンデンサ
Ｃ２を確実に放電させ、接続点Ｐ８の電位を主電源電圧
にほぼ等しく上昇させることができ、主スイッチング素
子Ｑを確実に起動させることができる。

【００６８】さらにまた、本発明では、前記変圧器Ｎに
は、２次副巻線Ｎ２２が設けられている。この２次副巻
線Ｎ２２に関連して、出力電源ライン１６，１７間に
は、前記電圧検出回路１８と直列に、制御トランジスタ
ＴＲ２が介在されている。前記２次副巻線Ｎ２２には、
制御巻線Ｎ１２と同様に、主スイッチング素子Ｑのｏｎ
時に電圧が誘起され、該電圧は、ダイオードＤ１７およ
び抵抗Ｒ１５のバイアス回路を介して、前記制御トラン
ジスタＴＲ２のベースに与えられる。この制御トランジ
スタＴＲ２のベースはまた、抵抗Ｒ１６を介して、ロー
レベル側の出力電源ライン１７に接続されている。

【００６９】したがって、主スイッチング素子Ｑがｏｎ
している期間、すなわち検出データが制御上必要とされ
る期間だけ、電圧検出回路１８を能動化させることがで
き、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＤ１３や分圧
抵抗などでの電力消費を削減することができ、電力変換
効率をさらに高めることができる。

【００７０】図２および図３は、上述のように構成され
るスイッチング電源装置１１の動作を説明するための波
形図である。図２は待機状態を表し、図３は非待機状態
を表す。また、両図において、（ａ）は主スイッチング
素子Ｑのドレイン−ソース間の電圧を表し、（ｂ）は抵
抗Ｒ２とコンデンサＣ１との接続点Ｐ６の電位を表し、
（ｃ）は主スイッチング素子Ｑのゲート−ソース間電圧
を表す。

【００７１】図２を参照して、時刻ｔ０で、主スイッチ
ング素子Ｑのゲート−ソース間電圧が前記閾値電圧Ｖｔ
ｈに到達すると、該主スイッチング素子Ｑがｏｎする。
これによって、該主スイッチング素子Ｑのドレイン−ソ
ース間電圧が零となる。また、制御巻線Ｎ１２からコン
デンサＣ１およびバイアス抵抗Ｒ２を介して該主スイッ
チング素子Ｑのゲートに電流が注入されるので、該主ス
イッチング素子Ｑのゲート電圧は、該主スイッチング素
子Ｑの有する浮遊容量とバイアス抵抗Ｒ２とによるゲー
ト電流の積分によって上昇してゆく。さらにまた、前記
接続点Ｐ６から制御トランジスタＴＲ１側へも電流が流
れ、コンデンサＣ１が大きな充電電流で充電され、その
端子間電圧が大きくなってゆくので、前記接続点Ｐ６の
電位は、前記時刻ｔ０において急激に立上がった後、降
下してゆく。

【００７２】時刻ｔ１において、前記制御トランジスタ
ＴＲ１２がｏｎすると、主スイッチング素子Ｑのゲート
電圧が急激に低下し、該主スイッチング素子Ｑはｏｆｆ
する。このとき、前記接続点Ｐ６の電位は、制御巻線Ｎ
１２による負方向の誘起電圧と前記コンデンサＣ１の充
電電圧との和となり、重負荷時に比べて大きく低下す
る。その後、期間Ｔ２に亘って励磁エネルギの放出が行
われるとともに、コンデンサＣ１の充電電荷が高抵抗値
の分圧抵抗Ｒ５を介して緩やかに放電されてゆき、接続
点Ｐ６の電位は緩やかに上昇してゆく。

【００７３】時刻ｔ２において、励磁エネルギの放出が
終了すると、時刻ｔ３までの期間Ｔ３に亘ってリンギン
グが発生する。しかしながら、前記コンデンサＣ１によ
る逆バイアスによって、リンギングパルスのピーク値で
も閾値電圧Ｖｔｈに到達することはなく、時刻ｔ３以降
の期間Ｔ４に亘って、動作が休止状態となる。

【００７４】前記時刻ｔ２以降ではまた、コンデンサＣ
１−制御巻線Ｎ１２−主電源ライン１３−分圧抵抗Ｒ５
−バイアス抵抗Ｒ２−コンデンサＣ１の経路と、コンデ
ンサＣ１−制御巻線Ｎ１２−平滑コンデンサ１６−ダイ
オードＤ１−分圧抵抗Ｒ４−バイアス抵抗Ｒ２−コンデ
ンサＣ１の経路とで、コンデンサＣ１の放電および逆方
向の充電が行われる。しかしながら、これらの充放電
は、分圧抵抗Ｒ４，Ｒ５が高抵抗であるので緩やかに進
行し、主スイッチング素子Ｑのゲート電圧および接続点
Ｐ６の電位は緩やかに上昇する。その後、再び時刻ｔ０
において、前記ゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈに到達する
と、主スイッチング素子Ｑがｏｎし、前述と同様の動作
を行う。

【００７５】一方、非待機状態では、図３を参照して、
時刻ｔ０〜ｔ１間が主スイッチング素子Ｑのｏｎ期間Ｔ
１となり、時刻ｔ１〜ｔ２間が励磁エネルギの放出期間
Ｔ２となり、時刻ｔ２〜ｔ０間がリンギングの発生期間
Ｔ３となる。したがって、リンギングパルスによって主
スイッチング素子Ｑがｏｎ駆動されている。

【００７６】以上のように、抵抗Ｒ１の抵抗値を変化す
ることによって、主スイッチング素子Ｑのｏｎ時におけ
るコンデンサＣ１の充電電圧、すなわち逆バイアスの電
圧を変化することができ、また分圧抵抗Ｒ４，Ｒ５の抵
抗値を変化することによって、前記２つの経路での充放
電電流を変化することができ、主スイッチング素子Ｑの
ゲート電圧および接続点Ｐ６の電位上昇の傾き、したが
ってスイッチング周波数を変化することができる。

【００７７】たとえば、待機時の要求電力が大きい場合
には、前記分圧抵抗Ｒ４，Ｒ５の抵抗値を小さくし、休
止期間Ｔ３，Ｔ４における充放電の時定数を小さくする
ことによって、主スイッチング素子Ｑのゲート−ソース
間電圧が前記閾値電圧Ｖｔｈに速く到達し、スイッチン
グ周期を短く、したがってスイッチング周波数を高くす
ることができる。これに対して、前記要求電力が小さい
場合には、分圧抵抗Ｒ４，Ｒ５の抵抗値を大きくするこ
とによって、スイッチング周波数を低下することができ
る。また、前記休止期間が長くなりすぎて、スイッチン
グ周波数が可聴周波数範囲と重なる場合には、コンデン
サＣ１４の容量値を小さくして、また抵抗Ｒ１２の抵抗
値を小さくして、該コンデンサＣ１４の充電電圧が速く
高くなるようにして、主スイッチング素子Ｑのｏｎ期間
を短くすることによって、１スイッチング動作毎に変圧
器Ｎ内に蓄積される励磁エネルギを小さくすることがで
き、スイッチングノイズを可聴レベル以下とすることが
できる。

【００７８】ここで、前記分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５の抵抗値
は、以下のようにして決定することができる。入力端子
Ｐ１，Ｐ２への入力電圧をＶｉｎとし、平滑コンデンサ
Ｃ１６、すなわち副電源回路１９の出力電圧をＶｓと
し、分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５の抵抗値をそれぞれ参照符と同
一で示すとき、電源投入による動作開始時Ｖｉｎ×［Ｒ５／（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５）］＞Ｖｔｈ …（１）待機状態における定常運転時Ｖｓ×［Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）］＞Ｖｔｈ …（２）また、前記ツェナダイオードＤ１５は、待機時に制御ト
ランジスタＴＲ１がｏｎすると、上記式１，式２におい
て、分圧抵抗Ｒ５の抵抗値が、バイアス抵抗Ｒ２と抵抗
Ｒ１との直列回路と、該分圧抵抗Ｒ５との並列回路の値
となってしまい、これらの式１，式２を満足することが
できなくなってしまうことを防止するために設けられる
補償用のツェナダイオードである。したがって、ツェナ
電圧は、前記閾値電圧Ｖｔｈ以上で、主スイッチング素
子Ｑのｏｎ時における制御巻線Ｎ１２の誘起電圧以下に
選ばれる。しかしながら、設計仕様により、待機時にお
いても上記式１，式２を満足することができる場合に
は、該ツェナダイオードＤ１５を削除、すなわちダイオ
ードＤ１１と抵抗Ｒ１との間を短絡するようにしてもよ
い。

【００７９】さらにまた、逆流防止用のダイオードＤ１
１は、待機時における主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ
時、すなわち前記図２における期間Ｔ２〜Ｔ４間に、制
御トランジスタＴＲ１−抵抗Ｒ１−ツェナダイオードＤ
１５の経路で接続点Ｐ６に電流が流れ、主スイッチング
素子Ｑのゲートへの負バイアスが解放されることを阻止
するために設けられている。

【００８０】したがって、たとえば該制御トランジスタ
ＴＲ１へのベース電流の供給を主スイッチング素子Ｑの
ｏｎ期間Ｔ１以外には停止し、さらに残余のｏｆｆ期間
Ｔ２〜Ｔ４にはベース電流を引抜く操作を行う等の工夫
をベース電流供給回路に行うことで、前記ｏｆｆ期間Ｔ
２〜Ｔ４に前記経路での電流が流れることを確実に阻止
することができる場合には、前記逆流防止用のダイオー
ドＤ１１を省略することができる。

【００８１】なお、出力電源ライン１６，１７間に、電
圧検出回路１８と直列に制御トランジスタＴＲ２を挿入
し、２次副巻線Ｎ２２に誘起された電圧を、ダイオード
Ｄ１７および抵抗Ｒ１５，Ｒ１６を介して前記制御トラ
ンジスタＴＲ２のベースに与えることによって、検出デ
ータが制御上必要とされる期間にのみ前記電圧検出回路
１８を能動化する構成は、このスイッチング電源装置１
１のようなＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に限ら
ず、前述のＰＷＭ方式などの他の方式のスイッチング電
源装置にも、消費電力削減のための手法として好適に用
いることができる。

【００８２】本発明の実施の第２の形態について、図４
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００８３】図４は、本発明の実施の第２の形態のスイ
ッチング電源装置２１の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置２１は、前述のスイッチング電源装置１
１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。注目すべきは、このスイッチ
ング電源装置２１では起動回路が変更されており、前述
の起動回路１４におけるコンデンサＣ２に代えて、この
起動回路１４ａでは、トランジスタＴＲ１４と、抵抗Ｒ
６と、コンデンサＣ３とが用いられている。

【００８４】ＰＮＰ型のトランジスタＴＲ１４は、前記
分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５とともに直列回路を構成し、主電源
ライン１２，１３間に介在される。このトランジスタＴ
Ｒ１４のエミッタは、ハイレベル側の主電源ライン１２
に接続され、コレクタは、分圧抵抗Ｒ３に接続され、ベ
ースは、抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ３の直列回路を介
して、ローレベル側の主電源ライン１３接続される。ま
た、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ３との接続点Ｐ９は、前記
ダイオードＤ４と同様の放電用のダイオードＤ５を介し
て、ハイレベル側の主電源ライン１２に接続される。

【００８５】したがって、電源が投入されて主電源電圧
が印加されると、放電していたコンデンサＣ３によっ
て、トランジスタＴＲ１４のベースがほぼ０Ｖにバイア
スされて、該トランジスタＴＲ１４がｏｎし、前記式１
で示すように、主電源電圧Ｖｉｎの分圧電圧を主スイッ
チング素子Ｑのゲートに与えて、該主スイッチング素子
Ｑをｏｎ起動させることができる。また、電源投入と同
時に、コンデンサＣ３の充電が開始され、副電源回路１
９内の前記平滑コンデンサＣ１６が所定の充電電圧に充
電される前記予め定める時間経過後には、該コンデンサ
Ｃ３の端子間電圧は、ほぼ主電源電圧に等しくなってい
る。これによって、トランジスタＴＲ１４はｏｆｆし、
待機状態では、前述のように平滑コンデンサＣ１６の充
電電圧の分圧電圧で、主スイッチング素子Ｑのｏｎ起動
が継続される。

【００８６】電源が遮断されると、平滑コンデンサＣ１
１の出力電圧の低下に伴い、該平滑コンデンサＣ１１−
主電源ライン１３−コンデンサＣ３−ダイオードＤ５−
主電源ライン１２−平滑コンデンサＣ１１の経路で、コ
ンデンサＣ３の放電経路が形成され、電源再投入に備え
て、前述のようなリセット動作が行われる。

【００８７】このように構成される起動回路１４ａで
は、トランジスタＴＲ１４の電流増幅率をｈｆｅとする
とき、コンデンサＣ３の容量を、前述のコンデンサＣ２
の容量の１／ｈｆｅとすることができ、起動回路におけ
るコンデンサを小型化することができる。

【００８８】本発明の実施の第３の形態について、図５
〜図８に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００８９】図５は、本発明の実施の第３の形態のスイ
ッチング電源装置３１の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置３１において、前述のスイッチング電源
装置１１，２１に類似し、対応する部分には同一の参照
符号を付して、その説明を省略する。

【００９０】このスイッチング電源装置３１では、前述
のスイッチング電源装置１１，２１における制御トラン
ジスタＴＲ２や、それを駆動するための２次副巻線Ｎ２
２、ダイオードＤ１７および抵抗Ｒ１５，Ｒ１６から成
る電圧検出回路１８のｏｎ／ｏｆｆ駆動のための構成が
省略されている。したがって、電圧検出回路１８による
消費電力が増加するけれども、低コストな構成に好適で
あり、また該スイッチング電源装置３１の変圧器Ｎａで
は、タップ数の増加も抑えることができる。

【００９１】また、このスイッチング電源装置３１で
は、副電源回路１９ａは、前記平滑コンデンサＣ１６
と、２つのダイオードＤ２，Ｄ３と、チョークコイルＬ
とを備えて構成されている。ダイオードＤ２は、主スイ
ッチング素子Ｑがｏｎしている期間に、制御巻線Ｎ１２
の一方の端子から誘起電流を取出し、チョークコイルＬ
を介して平滑コンデンサＣ１６を充電する。フライホイ
ールダイオードＤ３は、チョークコイルＬとダイオード
Ｄ２との接続点Ｐ１０を、前記制御巻線Ｎ１２の他方の
端子に接続している。したがって、主スイッチング素子
Ｑがｏｆｆし、制御巻線Ｎ１２の誘起電圧の極性方向が
反転すると、ダイオードＤ２がｏｆｆし、チョークコイ
ルＬ内の励磁電流は、フライホイールダイオードＤ３を
介して平滑コンデンサＣ１６を充電する。チョークコイ
ルＬのインダクタンスは、非待機時における次回の主ス
イッチング素子のｏｎ時までに、前記励磁電流が零とな
るように選ばれている。

【００９２】このように構成される副電源回路１９ａで
は、変圧器Ｎａから前記副電源巻線Ｎ１３を削除し、タ
ップ数を削減することができる。

【００９３】また、前述の副電源回路１９では、平滑コ
ンデンサＣ１６がフライバック方式で充電され、なおか
つ副電源巻線Ｎ１３の整流電圧が平滑コンデンサＣ１６
に直結しているので、前記平滑コンデンサＣ１６の充電
電圧Ｅ_Oは、２次側出力電流値の影響を受けることはな
く、２次巻線Ｎ２１と、副電源巻線Ｎ１３との巻数をそ
れぞれ参照符と同一で表すとき、Ｅ_O＝Ｖｏ×（Ｎ１３／Ｎ２１） …（３）で示す一定値となり、待機時におけるスイッチング周波
数は、２次側負荷変動の影響を反映することなく、ほぼ
一定値となる。

【００９４】これに対して、該副電源回路１９ａでは、
平滑コンデンサＣ１６は、制御巻線Ｎ１２からチョーク
コイルＬを介して充電されるので、前記充電電圧Ｅ
_Oは、２次側出力電流値が大きい程、すなわち主スイッ
チング素子Ｑのｏｎ期間が長くなる程、高くなり、スイ
ッチング周波数を高くすることができる。

【００９５】すなわち、制御トランジスタＴＲ１がｏｎ
する待機時において、比較的負荷が軽い状態での主スイ
ッチング素子Ｑのスイッチング動作が図６（ａ）で表さ
れるとき、負荷が少し重くなると、前述のスイッチング
電源装置１１，２１では、平滑コンデンサＣ１６が副電
源巻線Ｎ１３の整流電圧で直接充電され、その充電電圧
Ｅ_Oが前記式３で示す一定値であるので、スイッチング
周波数は一定のままで、ｏｎ期間が長くなる。やがて、
図６（ｂ）で示すような前記抵抗Ｒ１２によって制限さ
れるｏｎ期間となると、それ以上に負荷が重くなって
も、対応できなくなる。

【００９６】これに対して、このスイッチング電源装置
３１では、平滑コンデンサＣ１６が、制御巻線Ｎ１２の
出力電圧のチョークコイルＬを介する電圧で充電される
ので、前記充電電圧Ｅ_Oは、以下に詳述するように、２
次側出力電流値が大きい程高くなり、図６（ｃ）で示す
ように、前記抵抗Ｒ１２によって制限される期間までｏ
ｎ期間が長くなるとともに、スイッチング周波数も増加
する。したがって、待機時においても負荷変動に対応す
ることができる。

【００９７】図７は、副電源回路１９ａの動作を説明す
るための等価回路図である。なおこの図７では、電流を
消費する起動回路１４、制御トランジスタＴＲ１２およ
び抵抗Ｒ１４を定抵抗Ｒ_Oで表し、その消費電流をＩ_O
で表している。制御巻線Ｎ１２からの正パルス、すなわ
ち図７において、ダイオードＤ２に順方向となるパルス
の出力時間をＴ_INとし、その電圧値をＥ_INとし、主スイ
ッチング素子Ｑのスイッチング周期をＴ_Sとし、平滑コ
ンデンサＣ１６の充電電圧を前記Ｅ_Oとするとき、制御
巻線Ｎ１２に発生するパルスＥ_INおよびチョークコイル
Ｌを介して平滑コンデンサＣ１６に流入する電流Ｉ
_Lは、図８で示すようになり、また前記電流Ｉ_Lの平均
値Ｉ_LAVは、チョークコイルＬのインダクタンスを参照
符と同一で表すとき、下式から求めることができる。

【００９８】

【数１】

【００９９】一方、平滑コンデンサＣ１６から定抵抗Ｒ
_Oに流出する電流Ｉ_Oは、Ｉ_O＝Ｅ_O／Ｒ_O …（５）であり、平滑コンデンサＣ１６の充電電圧Ｅ_Oが安定し
ている状態では、Ｉ_LAV＝Ｉ_Oであり、前記式４，５か
ら、

【０１００】

【数２】

【０１０１】となる。

【０１０２】したがって、主スイッチング素子Ｑがｏｎ
している期間Ｔ_INが大きくなるに従って、平滑コンデン
サＣ１６の充電電圧Ｅ_Oの上昇することが理解される。
こうして、前述のように２次側出力電流値が大きい程ｏ
ｎ期間が長くなり、スイッチング周波数も増加して、待
機時においても負荷変動に対応することができる。

【０１０３】上記の説明は、図８で示すように、制御巻
線Ｎ１２の正パルスのｏｆｆ期間中にチョークコイルＬ
に流れる電流が消滅する場合を示しているけれども、消
滅しない場合でも同様に、負荷増加に伴って平滑コンデ
ンサＣ１６の充電電圧Ｅ_Oは増加する。

【０１０４】本発明の実施の第４の形態について、図９
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【０１０５】図９は、本発明の実施の第４の形態のスイ
ッチング電源装置４１の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置４１は、前述のスイッチング電源装置３
１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。このスイッチング電源装置４
１では、前述のスイッチング電源装置３１の副電源回路
１９ａの平滑コンデンサＣ１６が２次側出力電流値に対
応した電圧に充電されることに着目し、この平滑コンデ
ンサＣ１６の出力電圧に基づいて、制御トランジスタＴ
Ｒ１のｏｎ／ｏｆｆ駆動が行われている。

【０１０６】すなわち、制御トランジスタＴＲ１のベー
スは、前記フォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＴ
Ｒ１３に代えて、トランジスタＴＲ１５によってローレ
ベル側の主電源ライン１３と接続され、またこのトラン
ジスタＴＲ１５のベースには、ツェナダイオードＤ１８
および抵抗Ｒ１７を介して、前記平滑コンデンサＣ１６
の出力電圧が与えられる。

【０１０７】したがって、２次側負荷が重くなって平滑
コンデンサＣ１６の充電電圧が高くなり、ツェナダイオ
ードＤ１８のツェナ電圧以上となると、トランジスタＴ
Ｒ１５のベースに電流が流れ、該トランジスタＴＲ１５
がｏｎする。これによって、トランジスタＴＲ１のベー
スはローレベルとなり、該トランジスタＴＲ１はｏｆｆ
となって、非待機状態の通常動作モードで動作を行う。

【０１０８】これに対して、２次側負荷が軽くなって前
記充電電圧がツェナ電圧より低くなると、トランジスタ
ＴＲ１５のベース電流が零となって、該トランジスタＴ
Ｒ１５がｏｆｆし、これによってトランジスタＴＲ１の
ベースが前記抵抗Ｒ１４によってバイアスされて、該ト
ランジスタＴＲ１がｏｎし、待機時の動作モードでの動
作を行うことができる。

【０１０９】このようにして、１次側のみで負荷の軽重
を判定し、自動的に制御トランジスタＴＲ１を制御する
ことができるので、制御端子Ｐ５などの搭載機器の動作
モードを検出するための特別な構成を設ける必要がなく
なり、低コスト化を図ることができる。

【０１１０】

【発明の効果】請求項１の発明に係るスイッチング電源
装置は、以上のように、リンギングチョークコンバータ
方式のスイッチング電源装置において、重負荷時には、
リンギングパルスを第１のコンデンサおよび第２の抵抗
を介して主スイッチング素子の制御端子に与えて主スイ
ッチング素子をｏｎ駆動する通常のスイッチング動作を
行うようにし、軽負荷時には、主スイッチング素子のｏ
ｎ時に制御巻線に誘起される電圧によって前記第１のコ
ンデンサに電荷を蓄積しておき、主スイッチング素子が
ｏｆｆして励磁エネルギの放出が終了し、リンギングパ
ルスが発生しても、そのリンギングパルスを前記第１の
コンデンサの充電電圧分だけ逆バイアスして、主スイッ
チング素子のｏｎ駆動を阻止する。

【０１１１】それゆえ、軽負荷時には、重負荷時のよう
なリンギングパルスによる主スイッチング素子の再起動
を停止し、該軽負荷時に主スイッチング素子が一旦スイ
ッチング動作を行うと、次のスイッチング動作は電源投
入時と同様に緩やかに行われるようにし、主スイッチン
グ素子のスイッチング周波数を低下することができる。
これによって、ドレイン−ソース間の浮遊容量に蓄積さ
れた電荷の引抜きに要する電力などのスイッチング周波
数に比例して増加する損失を抑制し、軽負荷時において
も高い電力変換効率を得ることができる。

【０１１２】また、このような軽負荷時のスイッチング
周波数の低下を、充電のために第１のコンデンサと主ス
イッチング素子との間を高インピーダンスとする第２の
抵抗と、前記第１のコンデンサと第２の抵抗との接続点
を主電源ラインに接続する第１の抵抗および第１の制御
スイッチング素子から成る直列回路との簡易な構成で実
現することができ、低コストな構成で実現することがで
きる。

【０１１３】また、請求項２の発明に係るスイッチング
電源装置は、以上のように、電源投入から予め定める時
間が経過するまでの間は、第２のコンデンサと、第３〜
第５の抵抗との直列回路から成る起動回路による主電源
電圧の分圧電圧によって前記主スイッチング素子をｏｎ
起動し、電源投入から予め定める時間が経過して、副電
源回路の平滑コンデンサの出力電圧が主スイッチング素
子の起動に充分な電圧となると、該副電源回路の分圧電
圧によって前記主スイッチング素子をｏｎ起動するとと
もに、第２のコンデンサに発生している主電源電圧と副
電源回路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧によっ
て、主電源からの電流の流入を阻止する。

【０１１４】それゆえ、前記請求項１で示すように、主
スイッチング素子の再起動を電源投入時と同様に第３〜
第５の抵抗による主電源電圧の分割によって行うように
構成しても、電源投入時にのみ、比較的高い電圧の該主
電源電圧の分圧電圧によって主スイッチング素子がｏｎ
起動され、前記予め定める時間経過後は、比較的低い電
圧の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主スイッチング
素子がｏｎ起動されるので、分圧抵抗である第３〜第５
の抵抗による電力消費も削減することができ、一層、高
効率化を図ることができる。

【０１１５】さらにまた、請求項３の発明に係るスイッ
チング電源装置は、以上のように、電源投入から予め定
める時間が経過するまでの間は、第２のコンデンサと、
第３〜第５の抵抗との直列回路から成る起動回路による
主電源電圧の分圧電圧によって前記主スイッチング素子
をｏｎ起動し、電源投入から予め定める時間が経過し
て、副電源回路の平滑コンデンサの出力電圧が主スイッ
チング素子の起動に充分な電圧となると、該副電源回路
の分圧電圧によって前記主スイッチング素子をｏｎ起動
するとともに、第２のコンデンサに発生している主電源
電圧と副電源回路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧
によって、主電源からの電流の流入を阻止する。

【０１１６】それゆえ、前記請求項１で示すように、主
スイッチング素子の再起動を電源投入時と同様に第３〜
第５の抵抗による主電源電圧の分割によって行うように
構成しても、電源投入時にのみ、比較的高い電圧の該主
電源電圧の分圧電圧によって主スイッチング素子がｏｎ
起動され、前記予め定める時間経過後は、比較的低い電
圧の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主スイッチング
素子がｏｎ起動されるので、分圧抵抗である第３〜第５
の抵抗による電力消費も削減することができ、一層、高
効率化を図ることができる。

【０１１７】また、副電源回路では、主スイッチング素
子がｏｎしている期間には、第２のダイオードおよびチ
ョークコイルを介して平滑コンデンサに充電が行われ、
主スイッチング素子がｏｆｆすると、フライホイールダ
イオードを介するチョークコイルからの励磁電流によっ
て平滑コンデンサに充電が行われる。

【０１１８】したがって、平滑コンデンサがチョークコ
イルＬを介して充電されるので、２次側出力電流値の影
響を受けることになり、該２次側出力電流値に対応して
スイッチング周波数が変化する。これによって、軽負荷
時における大きな負荷変動にも対応することができる。
さらにまた、副電源回路への電力供給のために、変圧器
のタップ数を増加する必要もない。

【０１１９】また、請求項４の発明に係るスイッチング
電源装置は、以上のように、前記第３〜第５の抵抗と並
列に、かつ逆バイアス方向に設けた放電用の第４のダイ
オードによって、電源遮断後、主電源の電源電圧が低下
すると、主電源−該第４のダイオード−第２のコンデン
サ−主電源の経路で、第２のコンデンサの放電経路を形
成する。

【０１２０】それゆえ、電源遮断から再投入までの時間
が短くても、第２のコンデンサを確実に放電させてお
き、電源再投入時には、低下している副電源回路の平滑
コンデンサの出力電圧ではなく、前記主電源の分圧電圧
などによって、確実に起動させることができる。

【０１２１】さらにまた、請求項５の発明に係るスイッ
チング電源装置は、以上のように、前記第２のコンデン
サに代えて、一方の主電源ラインと第３の抵抗との間に
トランジスタを設け、該トランジスタのベースを第６の
抵抗および第３のコンデンサから成る直列回路によって
他方の主電源ラインと接続し、前記第６の抵抗と第３の
コンデンサとの接続点を第５のダイオードによって前記
一方の主電源ラインに接続するようにし、コンデンサの
充電電流を、１／ｈｆｅとする。

【０１２２】それゆえ、コンデンサを小型化することが
できる。

【０１２３】また、電源遮断後、主電源の電源電圧が低
下すると、主電源−第３のコンデンサ−第５のダイオー
ド−主電源の経路で、第３のコンデンサの放電経路が形
成される。

【０１２４】したがって、電源遮断から再投入までの時
間が短くても、第３のコンデンサを確実に放電させてお
き、電源再投入時には、低下している副電源回路の平滑
コンデンサの出力電圧ではなく、前記主電源の分圧電圧
などによって、確実に起動させることができる。

【０１２５】また、請求項６の発明に係るスイッチング
電源装置は、以上のように、前記請求項３で示すよう
に、副電源回路の平滑コンデンサがチョークコイル等の
インピーダンス素子を介して充電される場合、その充電
電圧は２次側出力電流値に対応しているので、該充電電
圧から負荷の軽重を判定し、第１の制御スイッチング素
子を制御する。

【０１２６】それゆえ、搭載機器の動作モードを検出す
るための特別な構成を設ける必要はなくなり、１次側だ
けで負荷の軽重を判定して、自動的に第１の制御スイッ
チング素子を制御することができ、低コスト化を図るこ
とができる。

【０１２７】さらにまた、請求項７の発明に係るスイッ
チング電源装置は、以上のように、２次側出力ライン間
に電圧検出回路と直列にタイミング制御用の第２の制御
スイッチング素子を設け、２次側に出力電圧が誘起され
ると、変圧器の２次副巻線からバイアス回路を介してス
イッチング素子の制御端子にバイアス電圧を与え、電圧
検出回路を２次側出力ライン間に接続する。

【０１２８】それゆえ、２次側出力電圧の検出に必要最
小限の期間だけ電圧検出回路を能動化させることがで
き、フォトカプラの発光ダイオードや分圧抵抗などを備
える該電圧検出回路の消費電力を削減することができ、
電力変換効率を高めることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の第１の形態のＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置の電気回路図である。

【図２】図１で示すスイッチング電源装置の待機時にお
ける動作を説明するための波形図である。

【図３】図１で示すスイッチング電源装置の非待機時に
おける動作を説明するための波形図である。

【図４】本発明の実施の第２の形態のＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置の電気回路図である。

【図５】本発明の実施の第３の形態のＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置の電気回路図である。

【図６】図１および図４で示すスイッチング電源装置
と、図５で示すスイッチング電源装置との待機状態での
負荷変動時の主スイッチング素子のスイッチング動作を
比較するための図である。

【図７】図５で示すスイッチング電源装置における副電
源回路の動作を説明するための等価回路図である。

【図８】図５で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための波形図である。

【図９】本発明の実施の第４の形態のＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置の電気回路図である。

【図１０】ＲＣＣ方式の典型的な従来技術のスイッチン
グ電源装置の電気回路図である。

【符号の説明】

１１，２１，３１，４１スイッチング電源装置１２，１３主電源ライン１４，１４ａ起動回路１５スナバー回路１６，１７出力電源ライン１８電圧検出回路１９，１９ａ副電源回路Ｃ１コンデンサ（第１のコンデンサ）Ｃ２コンデンサ（第２のコンデンサ）Ｃ３コンデンサ（第３のコンデンサ）Ｃ１１，Ｃ１３，Ｃ１６平滑コンデンサＣ１２，Ｃ１４コンデンサＣ１５寄生容量Ｄ１ダイオード（第１のダイオード）Ｄ２ダイオード（第２のダイオード）Ｄ３フライホイールダイオードＤ４ダイオード（第４のダイオード）Ｄ５ダイオード（第５のダイオード）Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１６，Ｄ１７ダイオードＤ１３，Ｄ１４発光ダイオードＤ１５，Ｄ１８ツェナダイオードＬチョークコイルＮ変圧器Ｎ１１１次主巻線Ｎ１２制御巻線Ｎ１３副電源巻線Ｎ２１２次主巻線Ｎ２２２次副巻線ＰＣ１，ＰＣ２フォトカプラＱ主スイッチング素子Ｒ１抵抗（第１の抵抗）Ｒ２バイアス抵抗（第２の抵抗）Ｒ３分圧抵抗（第３の抵抗）Ｒ４分圧抵抗（第４の抵抗）Ｒ５分圧抵抗（第５の抵抗）Ｒ６抵抗（第６の抵抗）Ｒ１１〜Ｒ１７抵抗ＴＲ１制御トランジスタ（第１の制御スイッチング素
子）ＴＲ２制御トランジスタ（第２の制御スイッチング素
子）ＴＲ１１，ＴＲ１３フォトトランジスタＴＲ１２制御トランジスタＴＲ１４，ＴＲ１５トランジスタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧器
内に蓄積された励磁エネルギをｏｆｆ期間に２次側の出
力回路に出力し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発生
するリンギングパルスを直流カット用の第１のコンデン
サを介して前記主スイッチング素子の制御端子に帰還
し、該主スイッチング素子をｏｎ駆動するリンギングチ
ョークコンバータ方式のスイッチング電源装置におい
て、第１の抵抗および第１の制御スイッチング素子から成
り、前記第１のコンデンサの出力側に接続される直列回
路と、前記第１のコンデンサと前記主スイッチング素子との間
に介在される第２の抵抗とを含み、前記第１の制御スイッチング素子は軽負荷時にｏｎ駆動
され、該軽負荷時における主スイッチング素子のｏｎ期
間に、前記制御巻線に誘起される電圧によって前記第１
のコンデンサに電荷を蓄積しておき、前記リンギングパ
ルス発生時に該第１のコンデンサの充電電荷によって逆
バイアスを発生し、前記主スイッチング素子のｏｎ駆動
を阻止することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】第２のコンデンサと、第３〜第５の抵抗と
の直列回路から成り、主電源ライン間に介在され、第４
の抵抗と第５の抵抗との接続点が前記主スイッチング素
子の制御端子に接続される起動回路と、前記変圧器に設けられる副電源巻線と、前記副電源巻線の出力を整流・平滑化する副電源回路
と、前記副電源回路の出力を前記第３の抵抗と第４の抵抗と
の接続点に与える逆流防止用の第１のダイオードとを備
え、電源投入から予め定める時間が経過するまでの間は、前
記起動回路による主電源電圧の分圧電圧によって前記主
スイッチング素子をｏｎ起動し、電源投入から前記予め
定める時間経過後は、前記副電源回路の分圧電圧によっ
て前記主スイッチング素子をｏｎ起動することを特徴と
する請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】第２のコンデンサと、第３〜第５の抵抗と
の直列回路から成り、主電源ライン間に介在され、第４
の抵抗と第５の抵抗との接続点が前記主スイッチング素
子の制御端子に接続される起動回路と、前記変圧器の制御巻線の一方の端子から出力を取出す第
２のダイオードと、前記第２のダイオードの出力が与え
られるチョークコイルと、前記チョークコイルを介する
電流を平滑化する平滑コンデンサと、前記第２のダイオ
ードとチョークコイルとの接続点を前記制御巻線の他方
の端子に接続するフライホイールダイオードとを有する
副電源回路と、前記副電源回路の出力を前記第３の抵抗と第４の抵抗と
の接続点に与える逆流防止用の第１のダイオードとを備
え、電源投入から予め定める時間が経過するまでの間は、前
記起動回路による主電源電圧の分圧電圧によって前記主
スイッチング素子をｏｎ起動し、電源投入から前記予め
定める時間経過後は、前記副電源回路の分圧電圧によっ
て前記主スイッチング素子をｏｎ起動することを特徴と
する請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】前記第３〜第５の抵抗と並列に、かつ逆バ
イアス方向に設けられる放電用の第４のダイオードをさ
らに備えることを特徴とする請求項２または３記載のス
イッチング電源装置。
【請求項５】前記第２のコンデンサに代えて、一方の主
電源ラインと第３の抵抗との間に設けられるトランジス
タと、前記トランジスタのベースを他方の主電源ラインと接続
する第６の抵抗および第３のコンデンサから成る直列回
路と、前記第６の抵抗と第３のコンデンサとの接続点を前記一
方の主電源ラインに接続する放電用の第５のダイオード
とをさらに備えることを特徴とする請求項２または３記
載のスイッチング電源装置。
【請求項６】前記第１の制御スイッチング素子の制御
を、前記副電源回路の平滑コンデンサの充電電圧を用い
て行うことを特徴とする請求項３記載のスイッチング電
源装置。
【請求項７】変圧器の２次側出力電圧を電圧検出回路が
検出し、その検出結果に応答して主スイッチング素子が
前記変圧器の１次電流をスイッチングすることによっ
て、所望とする一定電圧の２次電流を得るようにしたス
イッチング電源装置において、２次側出力ライン間に前記電圧検出回路と直列に介在さ
れるタイミング制御用の第２の制御スイッチング素子
と、変圧器の２次副巻線の出力を前記第２の制御スイッチン
グ素子の制御端子に与えるバイアス回路とを含むことを
特徴とするスイッチング電源装置。