JPH11313482A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH11313482A JPH11313482A JP11020739A JP2073999A JPH11313482A JP H11313482 A JPH11313482 A JP H11313482A JP 11020739 A JP11020739 A JP 11020739A JP 2073999 A JP2073999 A JP 2073999A JP H11313482 A JPH11313482 A JP H11313482A
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 主スイッチング素子Qのon期間中に変圧器
N内に蓄積された励磁エネルギをoff期間に2次側に
出力し、出力終了後に変圧器Nの制御巻線N12に発生
するリンギングパルスを、直流カット用のコンデンサC
1を介して主スイッチング素子Qのゲートへ帰還し、該
主スイッチング素子をon駆動するRCC方式のスイッ
チング電源装置11において、簡単な構成で、軽負荷の
待機時におけるスイッチング周波数を低下して、電力変
換効率を向上する。 【解決手段】 前記コンデンサC1とゲートとの間にバ
イアス抵抗R2を挿入するとともに、待機時には制御ト
ランジスタTR1をonして、それらの接続点P6を、
ダイオードD11、ツェナダイオードD15、抵抗R1
の直列回路を介してローレベルの主電源ライン13に接
続し、コンデンサC1に多くの電荷を蓄積させ、該電荷
でリンギングパルスを逆バイアスし、該パルスによる再
起動を停止させる。
N内に蓄積された励磁エネルギをoff期間に2次側に
出力し、出力終了後に変圧器Nの制御巻線N12に発生
するリンギングパルスを、直流カット用のコンデンサC
1を介して主スイッチング素子Qのゲートへ帰還し、該
主スイッチング素子をon駆動するRCC方式のスイッ
チング電源装置11において、簡単な構成で、軽負荷の
待機時におけるスイッチング周波数を低下して、電力変
換効率を向上する。 【解決手段】 前記コンデンサC1とゲートとの間にバ
イアス抵抗R2を挿入するとともに、待機時には制御ト
ランジスタTR1をonして、それらの接続点P6を、
ダイオードD11、ツェナダイオードD15、抵抗R1
の直列回路を介してローレベルの主電源ライン13に接
続し、コンデンサC1に多くの電荷を蓄積させ、該電荷
でリンギングパルスを逆バイアスし、該パルスによる再
起動を停止させる。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、いわゆるAC−D
Cコンバータや、DC−DCコンバータなどとして好適
に実施されるスイッチング電源装置に関する。
Cコンバータや、DC−DCコンバータなどとして好適
に実施されるスイッチング電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】携帯型小型電子機器などに用いられ、商
用交流を整流・平滑化して得られた直流電流またはバッ
テリーからの直流電流を、たとえば数百kHz程度の高
周波でスイッチングし、小型の変圧器で所望とする電圧
に高効率に変換するようにしたスイッチング電源装置が
広く用いられている。
用交流を整流・平滑化して得られた直流電流またはバッ
テリーからの直流電流を、たとえば数百kHz程度の高
周波でスイッチングし、小型の変圧器で所望とする電圧
に高効率に変換するようにしたスイッチング電源装置が
広く用いられている。
【0003】このようなスイッチング電源装置の代表的
な構成として、2次側出力電圧を電圧検出回路で検出
し、その検出結果に対応して制御回路が主スイッチング
素子のスイッチングパルス幅を制御し、所望とする2次
側出力電圧を得るようにしたパルス幅変調(PWM)方
式のスイッチング電源装置が広く用いられている。
な構成として、2次側出力電圧を電圧検出回路で検出
し、その検出結果に対応して制御回路が主スイッチング
素子のスイッチングパルス幅を制御し、所望とする2次
側出力電圧を得るようにしたパルス幅変調(PWM)方
式のスイッチング電源装置が広く用いられている。
【0004】また、スイッチング電源装置の他の代表的
な構成として、主スイッチング素子のon期間中に変圧
器内に蓄積された励磁エネルギを、off期間に2次側
回路へ出力し、その出力終了後に変圧器の制御巻線に発
生するリンギングパルスを直流カットコンデンサを介し
て前記主スイッチング素子の制御端子に帰還することに
よって、再び該主スイッチング素子をon起動するよう
にしたリンギングチョークコンバータ(RCC)方式の
スイッチング電源装置も広く用いられている。
な構成として、主スイッチング素子のon期間中に変圧
器内に蓄積された励磁エネルギを、off期間に2次側
回路へ出力し、その出力終了後に変圧器の制御巻線に発
生するリンギングパルスを直流カットコンデンサを介し
て前記主スイッチング素子の制御端子に帰還することに
よって、再び該主スイッチング素子をon起動するよう
にしたリンギングチョークコンバータ(RCC)方式の
スイッチング電源装置も広く用いられている。
【0005】前記RCC方式のスイッチング電源装置
は、負荷が重くなる程、自動的に前記off期間および
on期間が長く、すなわちスイッチング周波数が低下し
て、2次側出力電圧を所定の定電圧に維持するので、P
WM方式のスイッチング電源装置のような複雑な制御回
路が不要であり、かつ該制御回路を動作させるととも
に、パルス幅の基準となる電圧を発生するための電源回
路も不要であり、低コストな電源装置に好適である。
は、負荷が重くなる程、自動的に前記off期間および
on期間が長く、すなわちスイッチング周波数が低下し
て、2次側出力電圧を所定の定電圧に維持するので、P
WM方式のスイッチング電源装置のような複雑な制御回
路が不要であり、かつ該制御回路を動作させるととも
に、パルス幅の基準となる電圧を発生するための電源回
路も不要であり、低コストな電源装置に好適である。
【0006】図10は、そのようなRCC方式の典型的
な従来技術のスイッチング電源装置1の電気回路図であ
る。図示しない主電源回路によって商用交流を整流して
得られた直流電流が、入力端子p1,p2間に入力され
る。この直流電流は、平滑コンデンサc1によって平滑
化され、この平滑コンデンサc1からは、ハイレベル側
の主電源ライン2とローレベル側の主電源ライン3との
間に、主電源電圧が出力される。
な従来技術のスイッチング電源装置1の電気回路図であ
る。図示しない主電源回路によって商用交流を整流して
得られた直流電流が、入力端子p1,p2間に入力され
る。この直流電流は、平滑コンデンサc1によって平滑
化され、この平滑コンデンサc1からは、ハイレベル側
の主電源ライン2とローレベル側の主電源ライン3との
間に、主電源電圧が出力される。
【0007】前記主電源ライン2,3間には、変圧器n
の1次巻線n1と、主スイッチング素子qとの直列回路
が接続されている。前記主スイッチング素子qは、たと
えばバイポーラトランジスタや電界効果型トランジスタ
などで実現され、この図10の例では、電界効果型トラ
ンジスタで示している。前記主電源ライン2,3間には
また、分圧抵抗r1,r2から成る起動回路4が接続さ
れている。
の1次巻線n1と、主スイッチング素子qとの直列回路
が接続されている。前記主スイッチング素子qは、たと
えばバイポーラトランジスタや電界効果型トランジスタ
などで実現され、この図10の例では、電界効果型トラ
ンジスタで示している。前記主電源ライン2,3間には
また、分圧抵抗r1,r2から成る起動回路4が接続さ
れている。
【0008】電源投入、すなわち入力端子p1,p2間
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサc1の出力
電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、その分圧抵
抗r1,r2による分圧値が、主スイッチング素子qの
閾値電圧、たとえば3V以上となると、該主スイッチン
グ素子qがonし、1次巻線n1に、図10において上
向き方向の電圧が印加されて、励磁エネルギが蓄積され
る。後述するようにして、該主スイッチング素子qがo
ffすると、前記励磁エネルギによって2次巻線n2に
上向き方向の電圧が誘起される。またこのoff時に、
1次巻線n1と他の巻線n2,n3との間の漏洩インダ
クタンスによって発生する振動は、主スイッチング素子
qのドレイン−ソース間に並列に設けられ、抵抗r3と
コンデンサc2との直列回路から成るスナバー回路5に
よって吸収されて除去される。
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサc1の出力
電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、その分圧抵
抗r1,r2による分圧値が、主スイッチング素子qの
閾値電圧、たとえば3V以上となると、該主スイッチン
グ素子qがonし、1次巻線n1に、図10において上
向き方向の電圧が印加されて、励磁エネルギが蓄積され
る。後述するようにして、該主スイッチング素子qがo
ffすると、前記励磁エネルギによって2次巻線n2に
上向き方向の電圧が誘起される。またこのoff時に、
1次巻線n1と他の巻線n2,n3との間の漏洩インダ
クタンスによって発生する振動は、主スイッチング素子
qのドレイン−ソース間に並列に設けられ、抵抗r3と
コンデンサc2との直列回路から成るスナバー回路5に
よって吸収されて除去される。
【0009】前記2次巻線n2に誘起された直流電流
は、ダイオードd1を介して平滑コンデンサc3に与え
られ、該平滑コンデンサc3で平滑化された後、出力電
源ライン6,7を介して出力端子p3,p4から、図示
しない負荷回路へ出力される。前記出力電源ライン6,
7間には、電圧検出回路8が介在されている。この電圧
検出回路8は、分圧抵抗やフォトカプラpcなどを備え
て構成されており、前記フォトカプラpcの発光ダイオ
ードd2が前記出力電圧に対応した輝度で点灯駆動さ
れ、前記出力電圧の値が1次側へフィードバックされ
る。
は、ダイオードd1を介して平滑コンデンサc3に与え
られ、該平滑コンデンサc3で平滑化された後、出力電
源ライン6,7を介して出力端子p3,p4から、図示
しない負荷回路へ出力される。前記出力電源ライン6,
7間には、電圧検出回路8が介在されている。この電圧
検出回路8は、分圧抵抗やフォトカプラpcなどを備え
て構成されており、前記フォトカプラpcの発光ダイオ
ードd2が前記出力電圧に対応した輝度で点灯駆動さ
れ、前記出力電圧の値が1次側へフィードバックされ
る。
【0010】制御巻線n3には、主スイッチング素子q
のon時に、1次巻線n1と同一の上向き方向に電圧が
誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデンサc
4およびバイアス抵抗r4を介して該主スイッチング素
子qのゲートに与えられ、これによって該主スイッチン
グ素子qのゲート電位は更に引上げられ、該主スイッチ
ング素子qはon状態に維持される。
のon時に、1次巻線n1と同一の上向き方向に電圧が
誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデンサc
4およびバイアス抵抗r4を介して該主スイッチング素
子qのゲートに与えられ、これによって該主スイッチン
グ素子qのゲート電位は更に引上げられ、該主スイッチ
ング素子qはon状態に維持される。
【0011】また、前記主スイッチング素子qのon時
に制御巻線n3に誘起された電流は、前記コンデンサc
4およびバイアス抵抗r4から、前記フォトカプラpc
のフォトトランジスタtr2を介して、コンデンサc5
の一方の端子に与えられる。このコンデンサc5の他方
の端子は、前記ローレベルの主電源ライン3に接続され
ており、したがって2次側出力電圧が高くなる程、充電
電流が大きくなり、該コンデンサc5の端子電圧は、速
く上昇する。前記コンデンサc5の充電電圧は、主スイ
ッチング素子qのゲート−ソース間に介在される制御ト
ランジスタtr1のベースに与えられており、該出力電
圧が制御トランジスタtr1の閾値電圧、たとえば0.
6V以上となると、該制御トランジスタtr1が導通
し、これによって主スイッチング素子qのゲート電位が
急速に低下し、該主スイッチング素子qはoff駆動さ
れる。
に制御巻線n3に誘起された電流は、前記コンデンサc
4およびバイアス抵抗r4から、前記フォトカプラpc
のフォトトランジスタtr2を介して、コンデンサc5
の一方の端子に与えられる。このコンデンサc5の他方
の端子は、前記ローレベルの主電源ライン3に接続され
ており、したがって2次側出力電圧が高くなる程、充電
電流が大きくなり、該コンデンサc5の端子電圧は、速
く上昇する。前記コンデンサc5の充電電圧は、主スイ
ッチング素子qのゲート−ソース間に介在される制御ト
ランジスタtr1のベースに与えられており、該出力電
圧が制御トランジスタtr1の閾値電圧、たとえば0.
6V以上となると、該制御トランジスタtr1が導通
し、これによって主スイッチング素子qのゲート電位が
急速に低下し、該主スイッチング素子qはoff駆動さ
れる。
【0012】したがって、2次側出力電圧が高くなる
程、すなわち軽負荷である程、コンデンサc5の出力電
圧が速く上昇し、主スイッチング素子qが速くoff駆
動される。前記コンデンサc5にはまた、制御巻線n3
で誘起された電流が抵抗r5を介して与えられている。
これによって、出力端子p3,p4間の短絡などで2次
側の平滑コンデンサc3の出力電圧が低くても、主スイ
ッチング素子qのon期間が所定期間に制限され、該主
スイッチング素子qの保護が図られている。
程、すなわち軽負荷である程、コンデンサc5の出力電
圧が速く上昇し、主スイッチング素子qが速くoff駆
動される。前記コンデンサc5にはまた、制御巻線n3
で誘起された電流が抵抗r5を介して与えられている。
これによって、出力端子p3,p4間の短絡などで2次
側の平滑コンデンサc3の出力電圧が低くても、主スイ
ッチング素子qのon期間が所定期間に制限され、該主
スイッチング素子qの保護が図られている。
【0013】また、前記制御巻線n3には、該制御巻線
n3および前記2次巻線n2の巻数を参照符と同一で示
し、2次側出力電圧をvoとすると、主スイッチング素
子qがoffすると、図10の下向き方向に、(n3/
n2)voの電圧が誘起され、これによってコンデンサ
c5の電荷が引抜かれて、主スイッチング素子qの次の
on動作のためのリセット動作が行われる。
n3および前記2次巻線n2の巻数を参照符と同一で示
し、2次側出力電圧をvoとすると、主スイッチング素
子qがoffすると、図10の下向き方向に、(n3/
n2)voの電圧が誘起され、これによってコンデンサ
c5の電荷が引抜かれて、主スイッチング素子qの次の
on動作のためのリセット動作が行われる。
【0014】この主スイッチング素子qのoff後、1
次巻線n1に蓄積されていた励磁エネルギの2次側への
出力が終了すると、主に制御巻線n3が有する寄生容量
c6と該制御巻線n3との間でリンギングが発生し、前
記寄生容量c6に電圧(n3/n2)voで蓄積されて
いた静電エネルギが放出され、振動の1/4周期後には
制御巻線n3の励磁エネルギに変換され、その後、再び
寄生容量c6を充電するために、該制御巻線n3に電圧
(n3/n2)voの上向きの起電圧が発生する。リン
ギングパルスである該起電圧は、前記主スイッチング素
子qの閾値電圧以上となるように設定されており、該起
電圧によって主スイッチング素子qが再びonされる。
こうして、自動的に、負荷に対応したスイッチング周波
数で、継続して主スイッチング素子qがon/off駆
動され、所望とする2次側出力電圧を出力するように構
成されている。
次巻線n1に蓄積されていた励磁エネルギの2次側への
出力が終了すると、主に制御巻線n3が有する寄生容量
c6と該制御巻線n3との間でリンギングが発生し、前
記寄生容量c6に電圧(n3/n2)voで蓄積されて
いた静電エネルギが放出され、振動の1/4周期後には
制御巻線n3の励磁エネルギに変換され、その後、再び
寄生容量c6を充電するために、該制御巻線n3に電圧
(n3/n2)voの上向きの起電圧が発生する。リン
ギングパルスである該起電圧は、前記主スイッチング素
子qの閾値電圧以上となるように設定されており、該起
電圧によって主スイッチング素子qが再びonされる。
こうして、自動的に、負荷に対応したスイッチング周波
数で、継続して主スイッチング素子qがon/off駆
動され、所望とする2次側出力電圧を出力するように構
成されている。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】スイッチング電源装置
において、損失の大部分は、主スイッチング素子のドレ
イン−ソース間の寄生容量に蓄積された電荷の引抜きに
要する消費電力や変圧器の鉄損などであり、これらは一
般に、スイッチング周波数が高くなる程、大きくなる。
したがって、上述のように、スイッチング電源装置1で
は、軽負荷となる程、スイッチング周波数が高くなるの
で、軽負荷となる程、変換した電力に対する損失の占め
る割合が増大し、電力変換効率が低下するという問題が
ある。
において、損失の大部分は、主スイッチング素子のドレ
イン−ソース間の寄生容量に蓄積された電荷の引抜きに
要する消費電力や変圧器の鉄損などであり、これらは一
般に、スイッチング周波数が高くなる程、大きくなる。
したがって、上述のように、スイッチング電源装置1で
は、軽負荷となる程、スイッチング周波数が高くなるの
で、軽負荷となる程、変換した電力に対する損失の占め
る割合が増大し、電力変換効率が低下するという問題が
ある。
【0016】一方、このような不具合を解決するための
他の従来技術として、たとえば特開平9−47023号
公報および実用新案登録第3039391号公報が挙げ
られる。前記特開平9−47023号公報で示す従来技
術では、主スイッチング素子をoff駆動する制御トラ
ンジスタと並列にもう一つ制御トランジスタを設け、軽
負荷時には、主スイッチング素子のoff時に発生した
制御巻線の誘起電圧を、該主スイッチング素子と連動し
てoffするトランジスタを介して一瞬にコンデンサに
取込み、そのコンデンサによって前記もう一つの制御ト
ランジスタをonして、主スイッチング素子のoff状
態を持続し、スイッチング周波数を低くするように構成
している。
他の従来技術として、たとえば特開平9−47023号
公報および実用新案登録第3039391号公報が挙げ
られる。前記特開平9−47023号公報で示す従来技
術では、主スイッチング素子をoff駆動する制御トラ
ンジスタと並列にもう一つ制御トランジスタを設け、軽
負荷時には、主スイッチング素子のoff時に発生した
制御巻線の誘起電圧を、該主スイッチング素子と連動し
てoffするトランジスタを介して一瞬にコンデンサに
取込み、そのコンデンサによって前記もう一つの制御ト
ランジスタをonして、主スイッチング素子のoff状
態を持続し、スイッチング周波数を低くするように構成
している。
【0017】したがって、低消費電力化のための構成が
複雑になってコストが上昇し、RCC方式の利点が薄く
なってしまうとともに、コンデンサへの充電プロセスが
トランジスタのストレージタイムに依存することにな
り、装置間のばらつきが大きく、設計が困難であるとい
う問題がある。
複雑になってコストが上昇し、RCC方式の利点が薄く
なってしまうとともに、コンデンサへの充電プロセスが
トランジスタのストレージタイムに依存することにな
り、装置間のばらつきが大きく、設計が困難であるとい
う問題がある。
【0018】また、前記実用新案登録第3039391
号公報で示す従来技術では、軽負荷時には、制御トラン
ジスタと並列に、リンギングパルスを鈍らせるための遅
延用コンデンサを介在するように構成している。
号公報で示す従来技術では、軽負荷時には、制御トラン
ジスタと並列に、リンギングパルスを鈍らせるための遅
延用コンデンサを介在するように構成している。
【0019】したがって、当該公報の第0025段落の
第7行目〜第8行目に記載されているとおり、リンギン
グが発生している期間だけしかスイッチング周期を延ば
すことができず、軽負荷時のスイッチング周波数を重負
荷時のスイッチング周波数に比べて、大幅に低下させる
ことができないという問題がある。
第7行目〜第8行目に記載されているとおり、リンギン
グが発生している期間だけしかスイッチング周期を延ば
すことができず、軽負荷時のスイッチング周波数を重負
荷時のスイッチング周波数に比べて、大幅に低下させる
ことができないという問題がある。
【0020】本発明の目的は、簡便な構成で、電力変換
効率を高めることができるスイッチング電源装置を提供
することである。
効率を高めることができるスイッチング電源装置を提供
することである。
【0021】
【課題を解決するための手段】請求項1の発明に係るス
イッチング電源装置は、主スイッチング素子のon期間
中に変圧器内に蓄積された励磁エネルギをoff期間に
2次側の出力回路に出力し、出力終了後に変圧器の制御
巻線に発生するリンギングパルスを直流カット用の第1
のコンデンサを介して前記主スイッチング素子の制御端
子に帰還し、該主スイッチング素子をon駆動するリン
ギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置
において、第1の抵抗および第1の制御スイッチング素
子から成り、前記第1のコンデンサの出力側に接続され
る直列回路と、前記第1のコンデンサと前記主スイッチ
ング素子との間に介在される第2の抵抗とを含み、前記
第1の制御スイッチング素子は軽負荷時にon駆動さ
れ、該軽負荷時における主スイッチング素子のon期間
に、前記制御巻線に誘起される電圧によって前記第1の
コンデンサに電荷を蓄積しておき、前記リンギングパル
ス発生時に該第1のコンデンサの充電電荷によって逆バ
イアスを発生し、前記主スイッチング素子のon駆動を
阻止することを特徴とする。
イッチング電源装置は、主スイッチング素子のon期間
中に変圧器内に蓄積された励磁エネルギをoff期間に
2次側の出力回路に出力し、出力終了後に変圧器の制御
巻線に発生するリンギングパルスを直流カット用の第1
のコンデンサを介して前記主スイッチング素子の制御端
子に帰還し、該主スイッチング素子をon駆動するリン
ギングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置
において、第1の抵抗および第1の制御スイッチング素
子から成り、前記第1のコンデンサの出力側に接続され
る直列回路と、前記第1のコンデンサと前記主スイッチ
ング素子との間に介在される第2の抵抗とを含み、前記
第1の制御スイッチング素子は軽負荷時にon駆動さ
れ、該軽負荷時における主スイッチング素子のon期間
に、前記制御巻線に誘起される電圧によって前記第1の
コンデンサに電荷を蓄積しておき、前記リンギングパル
ス発生時に該第1のコンデンサの充電電荷によって逆バ
イアスを発生し、前記主スイッチング素子のon駆動を
阻止することを特徴とする。
【0022】上記の構成によれば、通常負荷である重負
荷時には、第1の制御スイッチング素子はoffしてお
り、直列回路の影響が生じることなく、リンギングパル
スが第1のコンデンサおよび第2の抵抗を介して主スイ
ッチング素子の制御端子に与えられ、該主スイッチング
素子がon駆動されて、継続してスイッチング動作が行
われる。
荷時には、第1の制御スイッチング素子はoffしてお
り、直列回路の影響が生じることなく、リンギングパル
スが第1のコンデンサおよび第2の抵抗を介して主スイ
ッチング素子の制御端子に与えられ、該主スイッチング
素子がon駆動されて、継続してスイッチング動作が行
われる。
【0023】これに対して軽負荷時には、前記直列回路
が第1のコンデンサと第2の抵抗との間に接続されて、
第1のコンデンサには、制御巻線に誘起される電流がよ
り多く流れることになり、電荷が蓄積されてゆく。この
とき、第2の抵抗によって主スイッチング素子の制御端
子の電位は維持されており、前記第1の制御スイッチン
グ素子のonによって直列回路が挿入されても、該主ス
イッチング素子はon状態を維持することができる。主
スイッチング素子がoffして励磁エネルギの放出が終
了し、リンギングパルスが発生すると、そのリンギング
パルスは第1のコンデンサの充電電圧だけ逆バイアスさ
れて、第2の抵抗を介して主スイッチング素子の制御端
子に与えられることになり、該リンギングパルスによる
主スイッチング素子のon駆動が阻止される。
が第1のコンデンサと第2の抵抗との間に接続されて、
第1のコンデンサには、制御巻線に誘起される電流がよ
り多く流れることになり、電荷が蓄積されてゆく。この
とき、第2の抵抗によって主スイッチング素子の制御端
子の電位は維持されており、前記第1の制御スイッチン
グ素子のonによって直列回路が挿入されても、該主ス
イッチング素子はon状態を維持することができる。主
スイッチング素子がoffして励磁エネルギの放出が終
了し、リンギングパルスが発生すると、そのリンギング
パルスは第1のコンデンサの充電電圧だけ逆バイアスさ
れて、第2の抵抗を介して主スイッチング素子の制御端
子に与えられることになり、該リンギングパルスによる
主スイッチング素子のon駆動が阻止される。
【0024】したがって、軽負荷時に主スイッチング素
子が一旦スイッチング動作を行うと、次のスイッチング
動作は電源投入時と同様に行われることになる。すなわ
ち、主電源電圧の抵抗分割などによって得られる起動電
圧によって、該主スイッチング素子の制御端子の電位が
緩やかに変化してゆき、該主スイッチング素子がonす
る閾値電圧となると、該主スイッチング素子がonす
る。
子が一旦スイッチング動作を行うと、次のスイッチング
動作は電源投入時と同様に行われることになる。すなわ
ち、主電源電圧の抵抗分割などによって得られる起動電
圧によって、該主スイッチング素子の制御端子の電位が
緩やかに変化してゆき、該主スイッチング素子がonす
る閾値電圧となると、該主スイッチング素子がonす
る。
【0025】このようにして、軽負荷時には、重負荷時
のようなリンギングパルスによる主スイッチング素子の
再起動を停止し、電源投入時と同様にして緩やかに再起
動を行うようにし、軽負荷時におけるスイッチング周波
数を低下することができる。これによって、主スイッチ
ング素子のドレイン−ソース間の浮遊容量に蓄積された
電荷の引抜きに要する電力などのスイッチング周波数に
比例して増加する損失を抑制し、軽負荷時においても高
い電力変換効率を得ることができる。
のようなリンギングパルスによる主スイッチング素子の
再起動を停止し、電源投入時と同様にして緩やかに再起
動を行うようにし、軽負荷時におけるスイッチング周波
数を低下することができる。これによって、主スイッチ
ング素子のドレイン−ソース間の浮遊容量に蓄積された
電荷の引抜きに要する電力などのスイッチング周波数に
比例して増加する損失を抑制し、軽負荷時においても高
い電力変換効率を得ることができる。
【0026】また、このような軽負荷時のスイッチング
周波数の低下を、第1の抵抗および第1の制御スイッチ
ング素子から成る直列回路と、第2の抵抗との簡易な構
成で実現することができ、低コストな構成で実現するこ
とができる。
周波数の低下を、第1の抵抗および第1の制御スイッチ
ング素子から成る直列回路と、第2の抵抗との簡易な構
成で実現することができ、低コストな構成で実現するこ
とができる。
【0027】また、請求項2の発明に係るスイッチング
電源装置は、第2のコンデンサと、第3〜第5の抵抗と
の直列回路から成り、主電源ライン間に介在され、第4
の抵抗と第5の抵抗との接続点が前記主スイッチング素
子の制御端子に接続される起動回路と、前記変圧器に設
けられる副電源巻線と、前記副電源巻線の出力を整流・
平滑化する副電源回路と、前記副電源回路の出力を前記
第3の抵抗と第4の抵抗との接続点に与える逆流防止用
の第1のダイオードとを備え、電源投入から予め定める
時間が経過するまでの間は、前記起動回路による主電源
電圧の分圧電圧によって前記主スイッチング素子をon
起動し、電源投入から前記予め定める時間経過後は、前
記副電源回路の分圧電圧によって前記主スイッチング素
子をon起動することを特徴とする。
電源装置は、第2のコンデンサと、第3〜第5の抵抗と
の直列回路から成り、主電源ライン間に介在され、第4
の抵抗と第5の抵抗との接続点が前記主スイッチング素
子の制御端子に接続される起動回路と、前記変圧器に設
けられる副電源巻線と、前記副電源巻線の出力を整流・
平滑化する副電源回路と、前記副電源回路の出力を前記
第3の抵抗と第4の抵抗との接続点に与える逆流防止用
の第1のダイオードとを備え、電源投入から予め定める
時間が経過するまでの間は、前記起動回路による主電源
電圧の分圧電圧によって前記主スイッチング素子をon
起動し、電源投入から前記予め定める時間経過後は、前
記副電源回路の分圧電圧によって前記主スイッチング素
子をon起動することを特徴とする。
【0028】上記の構成によれば、電源投入から予め定
める時間が経過して、副電源回路の平滑コンデンサの出
力電圧が主スイッチング素子の起動に充分な電圧となる
と、この状態では、第2のコンデンサには主電源電圧と
副電源回路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧が発生
しており、該副電源回路の出力電圧の分圧電圧によって
主スイッチング素子をon起動することができ、主電源
からの電流の流入を阻止することができる。
める時間が経過して、副電源回路の平滑コンデンサの出
力電圧が主スイッチング素子の起動に充分な電圧となる
と、この状態では、第2のコンデンサには主電源電圧と
副電源回路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧が発生
しており、該副電源回路の出力電圧の分圧電圧によって
主スイッチング素子をon起動することができ、主電源
からの電流の流入を阻止することができる。
【0029】したがって、前記請求項1で示すように、
主スイッチング素子の再起動を電源投入時と同様に第3
〜第5の抵抗による主電源電圧の分割によって行うよう
に構成しても、電源投入時にのみ、たとえば数百Vにも
及ぶ主電源電圧の分圧電圧によって主スイッチング素子
がon起動され、前記予め定める時間経過後は、たとえ
ば十V程度の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主スイ
ッチング素子がon起動される。これによって、分圧抵
抗である第3〜第5の抵抗による電力消費も削減するこ
とができ、一層、高効率化を図ることができる。
主スイッチング素子の再起動を電源投入時と同様に第3
〜第5の抵抗による主電源電圧の分割によって行うよう
に構成しても、電源投入時にのみ、たとえば数百Vにも
及ぶ主電源電圧の分圧電圧によって主スイッチング素子
がon起動され、前記予め定める時間経過後は、たとえ
ば十V程度の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主スイ
ッチング素子がon起動される。これによって、分圧抵
抗である第3〜第5の抵抗による電力消費も削減するこ
とができ、一層、高効率化を図ることができる。
【0030】さらにまた、請求項3の発明に係るスイッ
チング電源装置は、第2のコンデンサと、第3〜第5の
抵抗との直列回路から成り、主電源ライン間に介在さ
れ、第4の抵抗と第5の抵抗との接続点が前記主スイッ
チング素子の制御端子に接続される起動回路と、前記変
圧器の制御巻線の一方の端子から出力を取出す第2のダ
イオードと、前記第2のダイオードの出力が与えられる
チョークコイルと、前記チョークコイルを介する電流を
平滑化する平滑コンデンサと、前記第2のダイオードと
チョークコイルとの接続点を前記制御巻線の他方の端子
に接続するフライホイールダイオードとを有する副電源
回路と、前記副電源回路の出力を前記第3の抵抗と第4
の抵抗との接続点に与える逆流防止用の第1のダイオー
ドとを備え、電源投入から予め定める時間が経過するま
での間は、前記起動回路による主電源電圧の分圧電圧に
よって前記主スイッチング素子をon起動し、電源投入
から前記予め定める時間経過後は、前記副電源回路の分
圧電圧によって前記主スイッチング素子をon起動する
ことを特徴とする。
チング電源装置は、第2のコンデンサと、第3〜第5の
抵抗との直列回路から成り、主電源ライン間に介在さ
れ、第4の抵抗と第5の抵抗との接続点が前記主スイッ
チング素子の制御端子に接続される起動回路と、前記変
圧器の制御巻線の一方の端子から出力を取出す第2のダ
イオードと、前記第2のダイオードの出力が与えられる
チョークコイルと、前記チョークコイルを介する電流を
平滑化する平滑コンデンサと、前記第2のダイオードと
チョークコイルとの接続点を前記制御巻線の他方の端子
に接続するフライホイールダイオードとを有する副電源
回路と、前記副電源回路の出力を前記第3の抵抗と第4
の抵抗との接続点に与える逆流防止用の第1のダイオー
ドとを備え、電源投入から予め定める時間が経過するま
での間は、前記起動回路による主電源電圧の分圧電圧に
よって前記主スイッチング素子をon起動し、電源投入
から前記予め定める時間経過後は、前記副電源回路の分
圧電圧によって前記主スイッチング素子をon起動する
ことを特徴とする。
【0031】上記の構成によれば、主スイッチング素子
がonしている期間に第2のダイオードおよびチョーク
コイルを介して平滑コンデンサに充電を行うとともに、
主スイッチング素子がoffすると、チョークコイル内
の励磁電流はフライホイールダイオードを介して平滑コ
ンデンサを充電することになる。
がonしている期間に第2のダイオードおよびチョーク
コイルを介して平滑コンデンサに充電を行うとともに、
主スイッチング素子がoffすると、チョークコイル内
の励磁電流はフライホイールダイオードを介して平滑コ
ンデンサを充電することになる。
【0032】したがって、電源投入から予め定める時間
が経過して、副電源回路の平滑コンデンサの出力電圧が
主スイッチング素子の起動に充分な電圧となると、この
状態では、第2のコンデンサには主電源電圧と副電源回
路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧が発生してお
り、該副電源回路の出力電圧の分圧電圧によって主スイ
ッチング素子をon起動することができ、主電源からの
電流の流入を阻止することができる。
が経過して、副電源回路の平滑コンデンサの出力電圧が
主スイッチング素子の起動に充分な電圧となると、この
状態では、第2のコンデンサには主電源電圧と副電源回
路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧が発生してお
り、該副電源回路の出力電圧の分圧電圧によって主スイ
ッチング素子をon起動することができ、主電源からの
電流の流入を阻止することができる。
【0033】したがって、前記請求項1で示すように、
主スイッチング素子の再起動を電源投入時と同様に第3
〜第5の抵抗による主電源電圧の分割によって行うよう
に構成しても、電源投入時にのみ、たとえば数百Vにも
及ぶ主電源電圧の分圧電圧によって主スイッチング素子
がon起動され、前記予め定める時間経過後は、たとえ
ば数十V程度の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主ス
イッチング素子がon起動される。これによって、分圧
抵抗である第3〜第5の抵抗による電力消費も削減する
ことができ、一層、高効率化を図ることができる。
主スイッチング素子の再起動を電源投入時と同様に第3
〜第5の抵抗による主電源電圧の分割によって行うよう
に構成しても、電源投入時にのみ、たとえば数百Vにも
及ぶ主電源電圧の分圧電圧によって主スイッチング素子
がon起動され、前記予め定める時間経過後は、たとえ
ば数十V程度の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主ス
イッチング素子がon起動される。これによって、分圧
抵抗である第3〜第5の抵抗による電力消費も削減する
ことができ、一層、高効率化を図ることができる。
【0034】また、平滑コンデンサは、チョークコイル
等のインピーダンス素子を介して充電されるので、2次
側出力電流値の影響を受ける。たとえば、該出力電流値
が高くなる程、充電電圧が高くなる。したがって、負荷
が大きくなって、主スイッチング素子のon期間が長く
なり、2次側出力電流値が高くなると、副電源回路から
主スイッチング素子のon起動のために与えられる電圧
が高くなり、次の該主スイッチング素子のonタイミン
グが早くなって、スイッチング周波数が高くなる。この
ようにして、軽負荷時における大きな負荷変動にも対応
することができる。さらにまた、副電源回路への電力供
給のために、変圧器のタップ数を増加する必要もない。
等のインピーダンス素子を介して充電されるので、2次
側出力電流値の影響を受ける。たとえば、該出力電流値
が高くなる程、充電電圧が高くなる。したがって、負荷
が大きくなって、主スイッチング素子のon期間が長く
なり、2次側出力電流値が高くなると、副電源回路から
主スイッチング素子のon起動のために与えられる電圧
が高くなり、次の該主スイッチング素子のonタイミン
グが早くなって、スイッチング周波数が高くなる。この
ようにして、軽負荷時における大きな負荷変動にも対応
することができる。さらにまた、副電源回路への電力供
給のために、変圧器のタップ数を増加する必要もない。
【0035】また、請求項4の発明に係るスイッチング
電源装置は、前記第3〜第5の抵抗と並列に、かつ逆バ
イアス方向に設けられる放電用の第4のダイオードをさ
らに備えることを特徴とする。
電源装置は、前記第3〜第5の抵抗と並列に、かつ逆バ
イアス方向に設けられる放電用の第4のダイオードをさ
らに備えることを特徴とする。
【0036】上記の構成によれば、電源遮断後、主電源
の電源電圧が低下すると、主電源−第5〜第3の抵抗−
第2のコンデンサ−主電源の経路とともに、主電源−第
4のダイオード−第2のコンデンサ−主電源の経路で、
第2のコンデンサの放電経路が形成される。
の電源電圧が低下すると、主電源−第5〜第3の抵抗−
第2のコンデンサ−主電源の経路とともに、主電源−第
4のダイオード−第2のコンデンサ−主電源の経路で、
第2のコンデンサの放電経路が形成される。
【0037】したがって、電源遮断から再投入までの時
間が短くても、第2のコンデンサを確実に放電させてお
き、電源再投入時には、低下している副電源回路の平滑
コンデンサの出力電圧ではなく、前記主電源の分圧電圧
などによって、確実に起動させることができる。
間が短くても、第2のコンデンサを確実に放電させてお
き、電源再投入時には、低下している副電源回路の平滑
コンデンサの出力電圧ではなく、前記主電源の分圧電圧
などによって、確実に起動させることができる。
【0038】さらにまた、請求項5の発明に係るスイッ
チング電源装置は、前記第2のコンデンサに代えて、一
方の主電源ラインと第3の抵抗との間に設けられるトラ
ンジスタと、前記トランジスタのベースを他方の主電源
ラインと接続する第6の抵抗および第3のコンデンサか
ら成る直列回路と、前記第6の抵抗と第3のコンデンサ
との接続点を前記一方の主電源ラインに接続する放電用
の第5のダイオードとをさらに備えることを特徴とす
る。
チング電源装置は、前記第2のコンデンサに代えて、一
方の主電源ラインと第3の抵抗との間に設けられるトラ
ンジスタと、前記トランジスタのベースを他方の主電源
ラインと接続する第6の抵抗および第3のコンデンサか
ら成る直列回路と、前記第6の抵抗と第3のコンデンサ
との接続点を前記一方の主電源ラインに接続する放電用
の第5のダイオードとをさらに備えることを特徴とす
る。
【0039】上記の構成によれば、前記第2のコンデン
サの充電電流に対して、第3のコンデンサの充電電電流
は、トランジスタの電流増幅率をhfeとすると、1/
hfeとすることができる。
サの充電電流に対して、第3のコンデンサの充電電電流
は、トランジスタの電流増幅率をhfeとすると、1/
hfeとすることができる。
【0040】したがって、コンデンサを小型化すること
ができる。
ができる。
【0041】また、電源遮断後、主電源の電源電圧が低
下すると、主電源−第3のコンデンサ−第5のダイオー
ド−主電源の経路で、第3のコンデンサの放電経路が形
成される。
下すると、主電源−第3のコンデンサ−第5のダイオー
ド−主電源の経路で、第3のコンデンサの放電経路が形
成される。
【0042】したがって、電源遮断から再投入までの時
間が短くても、第3のコンデンサを確実に放電させてお
き、電源再投入時には、低下している副電源回路の平滑
コンデンサの出力電圧ではなく、前記主電源の分圧電圧
などによって、確実に起動させることができる。
間が短くても、第3のコンデンサを確実に放電させてお
き、電源再投入時には、低下している副電源回路の平滑
コンデンサの出力電圧ではなく、前記主電源の分圧電圧
などによって、確実に起動させることができる。
【0043】また、請求項6の発明に係るスイッチング
電源装置は、前記第1の制御スイッチング素子の制御
を、前記副電源回路の平滑コンデンサの充電電圧を用い
て行うことを特徴とする。
電源装置は、前記第1の制御スイッチング素子の制御
を、前記副電源回路の平滑コンデンサの充電電圧を用い
て行うことを特徴とする。
【0044】上記の構成によれば、前記請求項3で示す
ように、副電源回路の平滑コンデンサがチョークコイル
等のインピーダンス素子を介して充電される場合、その
充電電圧は、2次側出力電流値に対応しているので、該
充電電圧から負荷の軽重を判定し、第1の制御スイッチ
ング素子を制御することができる。
ように、副電源回路の平滑コンデンサがチョークコイル
等のインピーダンス素子を介して充電される場合、その
充電電圧は、2次側出力電流値に対応しているので、該
充電電圧から負荷の軽重を判定し、第1の制御スイッチ
ング素子を制御することができる。
【0045】したがって、搭載機器の動作モードを検出
するための特別な構成を設ける必要はなくなり、1次側
だけで負荷の軽重を判定して、自動的に第1の制御スイ
ッチング素子を制御することができ、低コスト化を図る
ことができる。
するための特別な構成を設ける必要はなくなり、1次側
だけで負荷の軽重を判定して、自動的に第1の制御スイ
ッチング素子を制御することができ、低コスト化を図る
ことができる。
【0046】さらにまた、請求項7の発明に係るスイッ
チング電源装置は、変圧器の2次側出力電圧を電圧検出
回路が検出し、その検出結果に応答して主スイッチング
素子が前記変圧器の1次電流をスイッチングすることに
よって、所望とする一定電圧の2次電流を得るようにし
たスイッチング電源装置において、2次側出力ライン間
に前記電圧検出回路と直列に介在されるタイミング制御
用の第2の制御スイッチング素子と、変圧器の2次副巻
線の出力を前記第2の制御スイッチング素子の制御端子
に与えるバイアス回路とを含むことを特徴とする。
チング電源装置は、変圧器の2次側出力電圧を電圧検出
回路が検出し、その検出結果に応答して主スイッチング
素子が前記変圧器の1次電流をスイッチングすることに
よって、所望とする一定電圧の2次電流を得るようにし
たスイッチング電源装置において、2次側出力ライン間
に前記電圧検出回路と直列に介在されるタイミング制御
用の第2の制御スイッチング素子と、変圧器の2次副巻
線の出力を前記第2の制御スイッチング素子の制御端子
に与えるバイアス回路とを含むことを特徴とする。
【0047】上記の構成によれば、2次側に出力電圧が
誘起されると、バイアス回路によってスイッチング素子
の制御端子にバイアス電圧が与えられ、電圧検出回路が
2次側出力ライン間に接続される。
誘起されると、バイアス回路によってスイッチング素子
の制御端子にバイアス電圧が与えられ、電圧検出回路が
2次側出力ライン間に接続される。
【0048】したがって、2次側出力電圧の検出に必要
最小限の期間だけ電圧検出回路を能動化させることがで
き、フォトカプラの発光ダイオードや分圧抵抗などを備
える該電圧検出回路の消費電力を削減することができ、
電力変換効率を高めることができる。
最小限の期間だけ電圧検出回路を能動化させることがで
き、フォトカプラの発光ダイオードや分圧抵抗などを備
える該電圧検出回路の消費電力を削減することができ、
電力変換効率を高めることができる。
【0049】
【発明の実施の形態】本発明の実施の第1の形態につい
て、図1〜図3に基づいて説明すれば以下のとおりであ
る。
て、図1〜図3に基づいて説明すれば以下のとおりであ
る。
【0050】図1は、本発明の実施の第1の形態のRC
C方式のスイッチング電源装置11の電気回路図であ
る。図示しない主電源回路によって商用交流を整流して
得られた直流電流が、入力端子P1,P2間に入力され
る。この直流電流は、平滑コンデンサC11によって平
滑化され、この平滑コンデンサC11からは、ハイレベ
ル側の主電源ライン12とローレベル側の主電源ライン
13との間に、主電源電圧が出力される。
C方式のスイッチング電源装置11の電気回路図であ
る。図示しない主電源回路によって商用交流を整流して
得られた直流電流が、入力端子P1,P2間に入力され
る。この直流電流は、平滑コンデンサC11によって平
滑化され、この平滑コンデンサC11からは、ハイレベ
ル側の主電源ライン12とローレベル側の主電源ライン
13との間に、主電源電圧が出力される。
【0051】前記主電源ライン12,13間には、変圧
器Nの1次主巻線N11と、主スイッチング素子Qとの
直列回路が接続されている。前記主スイッチング素子Q
は、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トラ
ンジスタなどで実現され、この図1の例では、電界効果
型トランジスタで示している。前記主電源ライン12,
13間にはまた、コンデンサC2と、分圧抵抗R3〜R
5と、ダイオードD4とから成る起動回路14が接続さ
れている。
器Nの1次主巻線N11と、主スイッチング素子Qとの
直列回路が接続されている。前記主スイッチング素子Q
は、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トラ
ンジスタなどで実現され、この図1の例では、電界効果
型トランジスタで示している。前記主電源ライン12,
13間にはまた、コンデンサC2と、分圧抵抗R3〜R
5と、ダイオードD4とから成る起動回路14が接続さ
れている。
【0052】電源投入、すなわち入力端子P1,P2間
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサC11の出
力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、その起動
回路14の分圧抵抗R4,R5間の分圧値が、主スイッ
チング素子Qの閾値電圧Vth、たとえば3V以上とな
ると、該主スイッチング素子Qがonし、1次主巻線N
11に、図1において上向き方向の電圧が印加されて、
励磁エネルギが蓄積される。後述するようにして、該主
スイッチング素子Qがoffすると、前記励磁エネルギ
によって2次主巻線N21に上向き方向の電圧が誘起さ
れる。またこのoff時に、1次主巻線N11と、後述
する他の巻線N12,N13,N21,N22との間の
漏洩インダクタンスによって発生する振動は、主スイッ
チング素子Qのドレイン−ソース間に並列に設けられ、
抵抗R11とコンデンサC12との直列回路から成るス
ナバー回路15によって吸収されて除去される。
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサC11の出
力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、その起動
回路14の分圧抵抗R4,R5間の分圧値が、主スイッ
チング素子Qの閾値電圧Vth、たとえば3V以上とな
ると、該主スイッチング素子Qがonし、1次主巻線N
11に、図1において上向き方向の電圧が印加されて、
励磁エネルギが蓄積される。後述するようにして、該主
スイッチング素子Qがoffすると、前記励磁エネルギ
によって2次主巻線N21に上向き方向の電圧が誘起さ
れる。またこのoff時に、1次主巻線N11と、後述
する他の巻線N12,N13,N21,N22との間の
漏洩インダクタンスによって発生する振動は、主スイッ
チング素子Qのドレイン−ソース間に並列に設けられ、
抵抗R11とコンデンサC12との直列回路から成るス
ナバー回路15によって吸収されて除去される。
【0053】前記2次主巻線N21に誘起された直流電
流は、ダイオードD12を介して平滑コンデンサC13
に与えられ、該平滑コンデンサC13で平滑化された
後、出力電源ライン16,17を介して出力端子P3,
P4から、図示しない負荷回路へ出力される。前記出力
電源ライン16,17間には、電圧検出回路18が介在
されている。この電圧検出回路18は、分圧抵抗やフォ
トカプラPC1などを備えて構成されており、前記フォ
トカプラPC1の発光ダイオードD13が前記出力電圧
に対応した輝度で点灯駆動され、前記出力電圧の値が1
次側へフィードバックされる。
流は、ダイオードD12を介して平滑コンデンサC13
に与えられ、該平滑コンデンサC13で平滑化された
後、出力電源ライン16,17を介して出力端子P3,
P4から、図示しない負荷回路へ出力される。前記出力
電源ライン16,17間には、電圧検出回路18が介在
されている。この電圧検出回路18は、分圧抵抗やフォ
トカプラPC1などを備えて構成されており、前記フォ
トカプラPC1の発光ダイオードD13が前記出力電圧
に対応した輝度で点灯駆動され、前記出力電圧の値が1
次側へフィードバックされる。
【0054】制御巻線N12には、主スイッチング素子
Qのon時に、1次主巻線N11と同一の上向き方向に
電圧が誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデ
ンサC1およびバイアス抵抗R2を介して該主スイッチ
ング素子Qのゲートに与えられ、これによって該主スイ
ッチング素子Qのゲート電位は更に引上げられ、該主ス
イッチング素子Qはon状態に維持される。
Qのon時に、1次主巻線N11と同一の上向き方向に
電圧が誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデ
ンサC1およびバイアス抵抗R2を介して該主スイッチ
ング素子Qのゲートに与えられ、これによって該主スイ
ッチング素子Qのゲート電位は更に引上げられ、該主ス
イッチング素子Qはon状態に維持される。
【0055】また、前記主スイッチング素子Qのon時
に制御巻線N12に誘起された電流は、前記コンデンサ
C1およびバイアス抵抗R2から、前記フォトカプラP
C1のフォトトランジスタTR11を介して、コンデン
サC14の一方の端子に与えられる。このコンデンサC
14の他方の端子は、前記ローレベルの主電源ライン1
3に接続されており、したがって2次側出力電圧が所定
の設定電圧よりも高くなる程、充電電流が大きくなり、
該コンデンサC14の端子電圧は、速く上昇する。前記
コンデンサC14の充電電圧は、主スイッチング素子Q
のゲート−ソース間に介在される制御トランジスタTR
12のベースに与えられており、該出力電圧が制御トラ
ンジスタTR12の閾値電圧、たとえば0.6V以上と
なると、該制御トランジスタTR12が導通し、これに
よって主スイッチング素子Qのゲート電位が急速に低下
し、該主スイッチング素子Qはoff駆動される。
に制御巻線N12に誘起された電流は、前記コンデンサ
C1およびバイアス抵抗R2から、前記フォトカプラP
C1のフォトトランジスタTR11を介して、コンデン
サC14の一方の端子に与えられる。このコンデンサC
14の他方の端子は、前記ローレベルの主電源ライン1
3に接続されており、したがって2次側出力電圧が所定
の設定電圧よりも高くなる程、充電電流が大きくなり、
該コンデンサC14の端子電圧は、速く上昇する。前記
コンデンサC14の充電電圧は、主スイッチング素子Q
のゲート−ソース間に介在される制御トランジスタTR
12のベースに与えられており、該出力電圧が制御トラ
ンジスタTR12の閾値電圧、たとえば0.6V以上と
なると、該制御トランジスタTR12が導通し、これに
よって主スイッチング素子Qのゲート電位が急速に低下
し、該主スイッチング素子Qはoff駆動される。
【0056】したがって、2次側出力電圧が前記設定電
圧よりも高くなる程、すなわち軽負荷である程、コンデ
ンサC14の充電電圧が速く上昇し、主スイッチング素
子Qが速くoff駆動され、前記設定電圧よりも低くな
る程、すなわち重負荷である程、コンデンサC14の充
電時間が長くなり、主スイッチング素子Qのon時間が
長くなる。前記コンデンサC14にはまた、制御巻線N
12で誘起された電流が抵抗R12を介して与えられて
いる。これによって、出力端子P3,P4間の短絡など
で2次側の平滑コンデンサC13の出力電圧が低くて
も、主スイッチング素子Qのon期間が所定期間に制限
され、該主スイッチング素子Qの保護が図られている。
圧よりも高くなる程、すなわち軽負荷である程、コンデ
ンサC14の充電電圧が速く上昇し、主スイッチング素
子Qが速くoff駆動され、前記設定電圧よりも低くな
る程、すなわち重負荷である程、コンデンサC14の充
電時間が長くなり、主スイッチング素子Qのon時間が
長くなる。前記コンデンサC14にはまた、制御巻線N
12で誘起された電流が抵抗R12を介して与えられて
いる。これによって、出力端子P3,P4間の短絡など
で2次側の平滑コンデンサC13の出力電圧が低くて
も、主スイッチング素子Qのon期間が所定期間に制限
され、該主スイッチング素子Qの保護が図られている。
【0057】また、前記制御巻線N12には、該制御巻
線N12および前記2次主巻線N21の巻数を参照符と
同一で示し、2次側出力電圧をVoとすると、主スイッ
チング素子Qがoffすると、図1の下向き方向に、
(N12/N21)Voの電圧が誘起され、これによっ
てコンデンサC14の電荷が引抜かれて、主スイッチン
グ素子Qの次のon動作のためのリセット動作が行われ
る。
線N12および前記2次主巻線N21の巻数を参照符と
同一で示し、2次側出力電圧をVoとすると、主スイッ
チング素子Qがoffすると、図1の下向き方向に、
(N12/N21)Voの電圧が誘起され、これによっ
てコンデンサC14の電荷が引抜かれて、主スイッチン
グ素子Qの次のon動作のためのリセット動作が行われ
る。
【0058】この主スイッチング素子Qのoff後、1
次主巻線N11に蓄積されていた励磁エネルギの2次側
への出力が終了すると、主に制御巻線N12が有する寄
生容量C15と該制御巻線N12との間でリンギングが
発生し、前記寄生容量C15に電圧(N12/N21)
Voで蓄積されていた静電エネルギが放出され、振動の
1/4周期後には制御巻線N12の励磁エネルギに変換
され、その後、再び寄生容量C15を充電するために、
該制御巻線N12に、電圧(N12/N21)Voの上
向きの起電圧が発生する。リンギングパルスである該起
電圧は、前記主スイッチング素子Qの閾値電圧Vth以
上となるように設定されており、該起電圧によって主ス
イッチング素子Qが再びonされる。こうして、自動的
に、負荷に対応したスイッチング周波数で、継続して主
スイッチング素子Qがon/off駆動され、所望とす
る2次側出力電圧が出力される。
次主巻線N11に蓄積されていた励磁エネルギの2次側
への出力が終了すると、主に制御巻線N12が有する寄
生容量C15と該制御巻線N12との間でリンギングが
発生し、前記寄生容量C15に電圧(N12/N21)
Voで蓄積されていた静電エネルギが放出され、振動の
1/4周期後には制御巻線N12の励磁エネルギに変換
され、その後、再び寄生容量C15を充電するために、
該制御巻線N12に、電圧(N12/N21)Voの上
向きの起電圧が発生する。リンギングパルスである該起
電圧は、前記主スイッチング素子Qの閾値電圧Vth以
上となるように設定されており、該起電圧によって主ス
イッチング素子Qが再びonされる。こうして、自動的
に、負荷に対応したスイッチング周波数で、継続して主
スイッチング素子Qがon/off駆動され、所望とす
る2次側出力電圧が出力される。
【0059】本発明のスイッチング電源装置11には、
該スイッチング電源装置11が搭載される機器が非待機
状態となった重負荷時において、上述のような通常のR
CC動作を行う構成とともに、搭載機器が待機状態とな
った軽負荷時において、スイッチング周波数を低下する
ために、以下のような構成が設けられている。前記機器
側からは、制御端子P5に制御信号が与えられる。前記
制御端子P5と前記ローレベル側の出力電源ライン17
との間には、フォトカプラPC2の発光ダイオードD1
4と抵抗R13との直列回路が接続されている。したが
って、非待機時に前記制御信号がハイレベルとなると、
発光ダイオードD14が点灯し、重負荷状態であること
が1次側へ出力される。
該スイッチング電源装置11が搭載される機器が非待機
状態となった重負荷時において、上述のような通常のR
CC動作を行う構成とともに、搭載機器が待機状態とな
った軽負荷時において、スイッチング周波数を低下する
ために、以下のような構成が設けられている。前記機器
側からは、制御端子P5に制御信号が与えられる。前記
制御端子P5と前記ローレベル側の出力電源ライン17
との間には、フォトカプラPC2の発光ダイオードD1
4と抵抗R13との直列回路が接続されている。したが
って、非待機時に前記制御信号がハイレベルとなると、
発光ダイオードD14が点灯し、重負荷状態であること
が1次側へ出力される。
【0060】一方、1次側では、前記コンデンサC1と
バイアス抵抗R2との接続点P6と、ローレベル側の主
電源ライン13との間に、逆流防止用のダイオードD1
1と、ツェナダイオードD15と、抵抗R1と、制御ト
ランジスタTR1との直列回路が接続されている。前記
制御トランジスタTR1のベースには、後述する副電源
回路19からの電源電圧が、抵抗R14および前記フォ
トカプラPC2のフォトトランジスタTR13で分圧さ
れて与えられる。
バイアス抵抗R2との接続点P6と、ローレベル側の主
電源ライン13との間に、逆流防止用のダイオードD1
1と、ツェナダイオードD15と、抵抗R1と、制御ト
ランジスタTR1との直列回路が接続されている。前記
制御トランジスタTR1のベースには、後述する副電源
回路19からの電源電圧が、抵抗R14および前記フォ
トカプラPC2のフォトトランジスタTR13で分圧さ
れて与えられる。
【0061】したがって、前記非待機状態では、フォト
トランジスタTR13がonし、制御トランジスタTR
1がoffして、前記直列回路による影響が生じること
なく、前述のような通常のRCC動作が行われる。
トランジスタTR13がonし、制御トランジスタTR
1がoffして、前記直列回路による影響が生じること
なく、前述のような通常のRCC動作が行われる。
【0062】これに対して、前記機器の待機状態では、
制御端子P5への制御信号がローレベルとなって、発光
ダイオードD14が消灯し、フォトトランジスタTR1
3がoffして、制御トランジスタTR1がonし、前
記直列回路が前記接続点P6と主電源ライン13との間
に接続されることになる。前記バイアス抵抗R2は、た
とえば680Ωに選ばれ、これに対して抵抗R1は、た
とえば150Ωに選ばれる。したがって、主スイッチン
グ素子Qのon時に、該主スイッチング素子Qのon状
態を維持したまま、多くの電流が直列回路を流れ、これ
によってコンデンサC1には、制御巻線N12側を+と
して、電荷が蓄積されてゆく。
制御端子P5への制御信号がローレベルとなって、発光
ダイオードD14が消灯し、フォトトランジスタTR1
3がoffして、制御トランジスタTR1がonし、前
記直列回路が前記接続点P6と主電源ライン13との間
に接続されることになる。前記バイアス抵抗R2は、た
とえば680Ωに選ばれ、これに対して抵抗R1は、た
とえば150Ωに選ばれる。したがって、主スイッチン
グ素子Qのon時に、該主スイッチング素子Qのon状
態を維持したまま、多くの電流が直列回路を流れ、これ
によってコンデンサC1には、制御巻線N12側を+と
して、電荷が蓄積されてゆく。
【0063】したがって、待機時に前記リンギングパル
スが発生しても、該リンギングパルスは、コンデンサC
1の端子間電圧だけ逆バイアスされて主スイッチング素
子Qに与えられることになり、該主スイッチング素子Q
のon起動が阻止される。これによって、前述の従来技
術のスイッチング電源装置1に対して本発明のスイッチ
ング電源装置11では、実質的に、抵抗R1と制御トラ
ンジスタTR1との簡単な構成を追加するだけで、非待
機時には、たとえば80kHz程度のスイッチング周波
数が、待機時には、前記スイッチング電源装置1では4
00〜500kHzにまで上昇していたのに対して、本
発明のスイッチング電源装置11では数kHz程度まで
低下させることができ、待機時の電力変換効率を大幅に
高めることができる。
スが発生しても、該リンギングパルスは、コンデンサC
1の端子間電圧だけ逆バイアスされて主スイッチング素
子Qに与えられることになり、該主スイッチング素子Q
のon起動が阻止される。これによって、前述の従来技
術のスイッチング電源装置1に対して本発明のスイッチ
ング電源装置11では、実質的に、抵抗R1と制御トラ
ンジスタTR1との簡単な構成を追加するだけで、非待
機時には、たとえば80kHz程度のスイッチング周波
数が、待機時には、前記スイッチング電源装置1では4
00〜500kHzにまで上昇していたのに対して、本
発明のスイッチング電源装置11では数kHz程度まで
低下させることができ、待機時の電力変換効率を大幅に
高めることができる。
【0064】また、本発明では、前記変圧器Nには、副
電源巻線N13が設けられている。前記副電源巻線N1
3には、前記2次主巻線N21と同様に、主スイッチン
グ素子Qのoff時に上向き方向に電圧が誘起され、該
電圧は、ダイオードD16および平滑コンデンサC16
から成る前記副電源回路19によって平滑化された後、
前記抵抗R14を介して制御トランジスタTR1の駆動
用に出力されるとともに、逆流防止用のダイオードD1
を介して前記起動回路14の分圧抵抗R3とR4との間
の接続点P7に出力される。これに対応して、起動回路
14内には、前記コンデンサC2が設けられている。
電源巻線N13が設けられている。前記副電源巻線N1
3には、前記2次主巻線N21と同様に、主スイッチン
グ素子Qのoff時に上向き方向に電圧が誘起され、該
電圧は、ダイオードD16および平滑コンデンサC16
から成る前記副電源回路19によって平滑化された後、
前記抵抗R14を介して制御トランジスタTR1の駆動
用に出力されるとともに、逆流防止用のダイオードD1
を介して前記起動回路14の分圧抵抗R3とR4との間
の接続点P7に出力される。これに対応して、起動回路
14内には、前記コンデンサC2が設けられている。
【0065】したがって、前記コンデンサC2の端子間
電圧がほぼ零である電源投入時には、たとえば数百Vに
及ぶ主電源電圧の分圧抵抗R3〜R5による分圧電圧
が、主スイッチング素子Qのゲートに与えられることに
なる。
電圧がほぼ零である電源投入時には、たとえば数百Vに
及ぶ主電源電圧の分圧抵抗R3〜R5による分圧電圧
が、主スイッチング素子Qのゲートに与えられることに
なる。
【0066】これに対して、電源投入から予め定める時
間だけ経過すると、コンデンサC16は所定の電源電
圧、たとえば十V程度まで充電され、またコンデンサC
2は前記主電源電圧と副電源回路19の出力電圧との差
にほぼ対応した電圧に充電される。したがって、前述の
ように、待機状態となってリンギングパルスによる主ス
イッチング素子Qのon起動が行われず、起動回路14
から前記on起動のための電圧を出力するようになって
も、分圧抵抗R3〜R5への主電源側からの電流の流入
を阻止することができ、主スイッチング素子Qを比較的
低電圧の副電源回路19の出力電圧の分圧電圧で駆動す
ることができる。これによって、分圧抵抗R3〜R5に
よる電力消費も削減することができ、一層、高効率化を
図ることができる。
間だけ経過すると、コンデンサC16は所定の電源電
圧、たとえば十V程度まで充電され、またコンデンサC
2は前記主電源電圧と副電源回路19の出力電圧との差
にほぼ対応した電圧に充電される。したがって、前述の
ように、待機状態となってリンギングパルスによる主ス
イッチング素子Qのon起動が行われず、起動回路14
から前記on起動のための電圧を出力するようになって
も、分圧抵抗R3〜R5への主電源側からの電流の流入
を阻止することができ、主スイッチング素子Qを比較的
低電圧の副電源回路19の出力電圧の分圧電圧で駆動す
ることができる。これによって、分圧抵抗R3〜R5に
よる電力消費も削減することができ、一層、高効率化を
図ることができる。
【0067】なお、前記コンデンサC2と、分圧抵抗R
3との接続点P8と、ローレベル側の主電源ライン13
との間には、分圧抵抗R3〜R5と並列に、かつ逆バイ
アス方向となるように、放電用のダイオードD4が設け
られている。したがって、主電源電圧が低下すると、平
滑コンデンサC11−主電源ライン13−分圧抵抗R5
〜R3−コンデンサC2−主電源ライン12−平滑コン
デンサC11の経路とともに、平滑コンデンサC11−
主電源ライン13−ダイオードD4−コンデンサC2−
主電源ライン12−平滑コンデンサC11の経路で、コ
ンデンサC2の放電経路が形成される。これによって、
電源遮断から再投入までの時間が短くても、コンデンサ
C2を確実に放電させ、接続点P8の電位を主電源電圧
にほぼ等しく上昇させることができ、主スイッチング素
子Qを確実に起動させることができる。
3との接続点P8と、ローレベル側の主電源ライン13
との間には、分圧抵抗R3〜R5と並列に、かつ逆バイ
アス方向となるように、放電用のダイオードD4が設け
られている。したがって、主電源電圧が低下すると、平
滑コンデンサC11−主電源ライン13−分圧抵抗R5
〜R3−コンデンサC2−主電源ライン12−平滑コン
デンサC11の経路とともに、平滑コンデンサC11−
主電源ライン13−ダイオードD4−コンデンサC2−
主電源ライン12−平滑コンデンサC11の経路で、コ
ンデンサC2の放電経路が形成される。これによって、
電源遮断から再投入までの時間が短くても、コンデンサ
C2を確実に放電させ、接続点P8の電位を主電源電圧
にほぼ等しく上昇させることができ、主スイッチング素
子Qを確実に起動させることができる。
【0068】さらにまた、本発明では、前記変圧器Nに
は、2次副巻線N22が設けられている。この2次副巻
線N22に関連して、出力電源ライン16,17間に
は、前記電圧検出回路18と直列に、制御トランジスタ
TR2が介在されている。前記2次副巻線N22には、
制御巻線N12と同様に、主スイッチング素子Qのon
時に電圧が誘起され、該電圧は、ダイオードD17およ
び抵抗R15のバイアス回路を介して、前記制御トラン
ジスタTR2のベースに与えられる。この制御トランジ
スタTR2のベースはまた、抵抗R16を介して、ロー
レベル側の出力電源ライン17に接続されている。
は、2次副巻線N22が設けられている。この2次副巻
線N22に関連して、出力電源ライン16,17間に
は、前記電圧検出回路18と直列に、制御トランジスタ
TR2が介在されている。前記2次副巻線N22には、
制御巻線N12と同様に、主スイッチング素子Qのon
時に電圧が誘起され、該電圧は、ダイオードD17およ
び抵抗R15のバイアス回路を介して、前記制御トラン
ジスタTR2のベースに与えられる。この制御トランジ
スタTR2のベースはまた、抵抗R16を介して、ロー
レベル側の出力電源ライン17に接続されている。
【0069】したがって、主スイッチング素子Qがon
している期間、すなわち検出データが制御上必要とされ
る期間だけ、電圧検出回路18を能動化させることがで
き、フォトカプラPC1の発光ダイオードD13や分圧
抵抗などでの電力消費を削減することができ、電力変換
効率をさらに高めることができる。
している期間、すなわち検出データが制御上必要とされ
る期間だけ、電圧検出回路18を能動化させることがで
き、フォトカプラPC1の発光ダイオードD13や分圧
抵抗などでの電力消費を削減することができ、電力変換
効率をさらに高めることができる。
【0070】図2および図3は、上述のように構成され
るスイッチング電源装置11の動作を説明するための波
形図である。図2は待機状態を表し、図3は非待機状態
を表す。また、両図において、(a)は主スイッチング
素子Qのドレイン−ソース間の電圧を表し、(b)は抵
抗R2とコンデンサC1との接続点P6の電位を表し、
(c)は主スイッチング素子Qのゲート−ソース間電圧
を表す。
るスイッチング電源装置11の動作を説明するための波
形図である。図2は待機状態を表し、図3は非待機状態
を表す。また、両図において、(a)は主スイッチング
素子Qのドレイン−ソース間の電圧を表し、(b)は抵
抗R2とコンデンサC1との接続点P6の電位を表し、
(c)は主スイッチング素子Qのゲート−ソース間電圧
を表す。
【0071】図2を参照して、時刻t0で、主スイッチ
ング素子Qのゲート−ソース間電圧が前記閾値電圧Vt
hに到達すると、該主スイッチング素子Qがonする。
これによって、該主スイッチング素子Qのドレイン−ソ
ース間電圧が零となる。また、制御巻線N12からコン
デンサC1およびバイアス抵抗R2を介して該主スイッ
チング素子Qのゲートに電流が注入されるので、該主ス
イッチング素子Qのゲート電圧は、該主スイッチング素
子Qの有する浮遊容量とバイアス抵抗R2とによるゲー
ト電流の積分によって上昇してゆく。さらにまた、前記
接続点P6から制御トランジスタTR1側へも電流が流
れ、コンデンサC1が大きな充電電流で充電され、その
端子間電圧が大きくなってゆくので、前記接続点P6の
電位は、前記時刻t0において急激に立上がった後、降
下してゆく。
ング素子Qのゲート−ソース間電圧が前記閾値電圧Vt
hに到達すると、該主スイッチング素子Qがonする。
これによって、該主スイッチング素子Qのドレイン−ソ
ース間電圧が零となる。また、制御巻線N12からコン
デンサC1およびバイアス抵抗R2を介して該主スイッ
チング素子Qのゲートに電流が注入されるので、該主ス
イッチング素子Qのゲート電圧は、該主スイッチング素
子Qの有する浮遊容量とバイアス抵抗R2とによるゲー
ト電流の積分によって上昇してゆく。さらにまた、前記
接続点P6から制御トランジスタTR1側へも電流が流
れ、コンデンサC1が大きな充電電流で充電され、その
端子間電圧が大きくなってゆくので、前記接続点P6の
電位は、前記時刻t0において急激に立上がった後、降
下してゆく。
【0072】時刻t1において、前記制御トランジスタ
TR12がonすると、主スイッチング素子Qのゲート
電圧が急激に低下し、該主スイッチング素子Qはoff
する。このとき、前記接続点P6の電位は、制御巻線N
12による負方向の誘起電圧と前記コンデンサC1の充
電電圧との和となり、重負荷時に比べて大きく低下す
る。その後、期間T2に亘って励磁エネルギの放出が行
われるとともに、コンデンサC1の充電電荷が高抵抗値
の分圧抵抗R5を介して緩やかに放電されてゆき、接続
点P6の電位は緩やかに上昇してゆく。
TR12がonすると、主スイッチング素子Qのゲート
電圧が急激に低下し、該主スイッチング素子Qはoff
する。このとき、前記接続点P6の電位は、制御巻線N
12による負方向の誘起電圧と前記コンデンサC1の充
電電圧との和となり、重負荷時に比べて大きく低下す
る。その後、期間T2に亘って励磁エネルギの放出が行
われるとともに、コンデンサC1の充電電荷が高抵抗値
の分圧抵抗R5を介して緩やかに放電されてゆき、接続
点P6の電位は緩やかに上昇してゆく。
【0073】時刻t2において、励磁エネルギの放出が
終了すると、時刻t3までの期間T3に亘ってリンギン
グが発生する。しかしながら、前記コンデンサC1によ
る逆バイアスによって、リンギングパルスのピーク値で
も閾値電圧Vthに到達することはなく、時刻t3以降
の期間T4に亘って、動作が休止状態となる。
終了すると、時刻t3までの期間T3に亘ってリンギン
グが発生する。しかしながら、前記コンデンサC1によ
る逆バイアスによって、リンギングパルスのピーク値で
も閾値電圧Vthに到達することはなく、時刻t3以降
の期間T4に亘って、動作が休止状態となる。
【0074】前記時刻t2以降ではまた、コンデンサC
1−制御巻線N12−主電源ライン13−分圧抵抗R5
−バイアス抵抗R2−コンデンサC1の経路と、コンデ
ンサC1−制御巻線N12−平滑コンデンサ16−ダイ
オードD1−分圧抵抗R4−バイアス抵抗R2−コンデ
ンサC1の経路とで、コンデンサC1の放電および逆方
向の充電が行われる。しかしながら、これらの充放電
は、分圧抵抗R4,R5が高抵抗であるので緩やかに進
行し、主スイッチング素子Qのゲート電圧および接続点
P6の電位は緩やかに上昇する。その後、再び時刻t0
において、前記ゲート電圧が閾値電圧Vthに到達する
と、主スイッチング素子Qがonし、前述と同様の動作
を行う。
1−制御巻線N12−主電源ライン13−分圧抵抗R5
−バイアス抵抗R2−コンデンサC1の経路と、コンデ
ンサC1−制御巻線N12−平滑コンデンサ16−ダイ
オードD1−分圧抵抗R4−バイアス抵抗R2−コンデ
ンサC1の経路とで、コンデンサC1の放電および逆方
向の充電が行われる。しかしながら、これらの充放電
は、分圧抵抗R4,R5が高抵抗であるので緩やかに進
行し、主スイッチング素子Qのゲート電圧および接続点
P6の電位は緩やかに上昇する。その後、再び時刻t0
において、前記ゲート電圧が閾値電圧Vthに到達する
と、主スイッチング素子Qがonし、前述と同様の動作
を行う。
【0075】一方、非待機状態では、図3を参照して、
時刻t0〜t1間が主スイッチング素子Qのon期間T
1となり、時刻t1〜t2間が励磁エネルギの放出期間
T2となり、時刻t2〜t0間がリンギングの発生期間
T3となる。したがって、リンギングパルスによって主
スイッチング素子Qがon駆動されている。
時刻t0〜t1間が主スイッチング素子Qのon期間T
1となり、時刻t1〜t2間が励磁エネルギの放出期間
T2となり、時刻t2〜t0間がリンギングの発生期間
T3となる。したがって、リンギングパルスによって主
スイッチング素子Qがon駆動されている。
【0076】以上のように、抵抗R1の抵抗値を変化す
ることによって、主スイッチング素子Qのon時におけ
るコンデンサC1の充電電圧、すなわち逆バイアスの電
圧を変化することができ、また分圧抵抗R4,R5の抵
抗値を変化することによって、前記2つの経路での充放
電電流を変化することができ、主スイッチング素子Qの
ゲート電圧および接続点P6の電位上昇の傾き、したが
ってスイッチング周波数を変化することができる。
ることによって、主スイッチング素子Qのon時におけ
るコンデンサC1の充電電圧、すなわち逆バイアスの電
圧を変化することができ、また分圧抵抗R4,R5の抵
抗値を変化することによって、前記2つの経路での充放
電電流を変化することができ、主スイッチング素子Qの
ゲート電圧および接続点P6の電位上昇の傾き、したが
ってスイッチング周波数を変化することができる。
【0077】たとえば、待機時の要求電力が大きい場合
には、前記分圧抵抗R4,R5の抵抗値を小さくし、休
止期間T3,T4における充放電の時定数を小さくする
ことによって、主スイッチング素子Qのゲート−ソース
間電圧が前記閾値電圧Vthに速く到達し、スイッチン
グ周期を短く、したがってスイッチング周波数を高くす
ることができる。これに対して、前記要求電力が小さい
場合には、分圧抵抗R4,R5の抵抗値を大きくするこ
とによって、スイッチング周波数を低下することができ
る。また、前記休止期間が長くなりすぎて、スイッチン
グ周波数が可聴周波数範囲と重なる場合には、コンデン
サC14の容量値を小さくして、また抵抗R12の抵抗
値を小さくして、該コンデンサC14の充電電圧が速く
高くなるようにして、主スイッチング素子Qのon期間
を短くすることによって、1スイッチング動作毎に変圧
器N内に蓄積される励磁エネルギを小さくすることがで
き、スイッチングノイズを可聴レベル以下とすることが
できる。
には、前記分圧抵抗R4,R5の抵抗値を小さくし、休
止期間T3,T4における充放電の時定数を小さくする
ことによって、主スイッチング素子Qのゲート−ソース
間電圧が前記閾値電圧Vthに速く到達し、スイッチン
グ周期を短く、したがってスイッチング周波数を高くす
ることができる。これに対して、前記要求電力が小さい
場合には、分圧抵抗R4,R5の抵抗値を大きくするこ
とによって、スイッチング周波数を低下することができ
る。また、前記休止期間が長くなりすぎて、スイッチン
グ周波数が可聴周波数範囲と重なる場合には、コンデン
サC14の容量値を小さくして、また抵抗R12の抵抗
値を小さくして、該コンデンサC14の充電電圧が速く
高くなるようにして、主スイッチング素子Qのon期間
を短くすることによって、1スイッチング動作毎に変圧
器N内に蓄積される励磁エネルギを小さくすることがで
き、スイッチングノイズを可聴レベル以下とすることが
できる。
【0078】ここで、前記分圧抵抗R3〜R5の抵抗値
は、以下のようにして決定することができる。入力端子
P1,P2への入力電圧をVinとし、平滑コンデンサ
C16、すなわち副電源回路19の出力電圧をVsと
し、分圧抵抗R3〜R5の抵抗値をそれぞれ参照符と同
一で示すとき、 電源投入による動作開始時 Vin×[R5/(R3+R4+R5)]>Vth …(1) 待機状態における定常運転時 Vs×[R5/(R4+R5)]>Vth …(2) また、前記ツェナダイオードD15は、待機時に制御ト
ランジスタTR1がonすると、上記式1,式2におい
て、分圧抵抗R5の抵抗値が、バイアス抵抗R2と抵抗
R1との直列回路と、該分圧抵抗R5との並列回路の値
となってしまい、これらの式1,式2を満足することが
できなくなってしまうことを防止するために設けられる
補償用のツェナダイオードである。したがって、ツェナ
電圧は、前記閾値電圧Vth以上で、主スイッチング素
子Qのon時における制御巻線N12の誘起電圧以下に
選ばれる。しかしながら、設計仕様により、待機時にお
いても上記式1,式2を満足することができる場合に
は、該ツェナダイオードD15を削除、すなわちダイオ
ードD11と抵抗R1との間を短絡するようにしてもよ
い。
は、以下のようにして決定することができる。入力端子
P1,P2への入力電圧をVinとし、平滑コンデンサ
C16、すなわち副電源回路19の出力電圧をVsと
し、分圧抵抗R3〜R5の抵抗値をそれぞれ参照符と同
一で示すとき、 電源投入による動作開始時 Vin×[R5/(R3+R4+R5)]>Vth …(1) 待機状態における定常運転時 Vs×[R5/(R4+R5)]>Vth …(2) また、前記ツェナダイオードD15は、待機時に制御ト
ランジスタTR1がonすると、上記式1,式2におい
て、分圧抵抗R5の抵抗値が、バイアス抵抗R2と抵抗
R1との直列回路と、該分圧抵抗R5との並列回路の値
となってしまい、これらの式1,式2を満足することが
できなくなってしまうことを防止するために設けられる
補償用のツェナダイオードである。したがって、ツェナ
電圧は、前記閾値電圧Vth以上で、主スイッチング素
子Qのon時における制御巻線N12の誘起電圧以下に
選ばれる。しかしながら、設計仕様により、待機時にお
いても上記式1,式2を満足することができる場合に
は、該ツェナダイオードD15を削除、すなわちダイオ
ードD11と抵抗R1との間を短絡するようにしてもよ
い。
【0079】さらにまた、逆流防止用のダイオードD1
1は、待機時における主スイッチング素子Qのoff
時、すなわち前記図2における期間T2〜T4間に、制
御トランジスタTR1−抵抗R1−ツェナダイオードD
15の経路で接続点P6に電流が流れ、主スイッチング
素子Qのゲートへの負バイアスが解放されることを阻止
するために設けられている。
1は、待機時における主スイッチング素子Qのoff
時、すなわち前記図2における期間T2〜T4間に、制
御トランジスタTR1−抵抗R1−ツェナダイオードD
15の経路で接続点P6に電流が流れ、主スイッチング
素子Qのゲートへの負バイアスが解放されることを阻止
するために設けられている。
【0080】したがって、たとえば該制御トランジスタ
TR1へのベース電流の供給を主スイッチング素子Qの
on期間T1以外には停止し、さらに残余のoff期間
T2〜T4にはベース電流を引抜く操作を行う等の工夫
をベース電流供給回路に行うことで、前記off期間T
2〜T4に前記経路での電流が流れることを確実に阻止
することができる場合には、前記逆流防止用のダイオー
ドD11を省略することができる。
TR1へのベース電流の供給を主スイッチング素子Qの
on期間T1以外には停止し、さらに残余のoff期間
T2〜T4にはベース電流を引抜く操作を行う等の工夫
をベース電流供給回路に行うことで、前記off期間T
2〜T4に前記経路での電流が流れることを確実に阻止
することができる場合には、前記逆流防止用のダイオー
ドD11を省略することができる。
【0081】なお、出力電源ライン16,17間に、電
圧検出回路18と直列に制御トランジスタTR2を挿入
し、2次副巻線N22に誘起された電圧を、ダイオード
D17および抵抗R15,R16を介して前記制御トラ
ンジスタTR2のベースに与えることによって、検出デ
ータが制御上必要とされる期間にのみ前記電圧検出回路
18を能動化する構成は、このスイッチング電源装置1
1のようなRCC方式のスイッチング電源装置に限ら
ず、前述のPWM方式などの他の方式のスイッチング電
源装置にも、消費電力削減のための手法として好適に用
いることができる。
圧検出回路18と直列に制御トランジスタTR2を挿入
し、2次副巻線N22に誘起された電圧を、ダイオード
D17および抵抗R15,R16を介して前記制御トラ
ンジスタTR2のベースに与えることによって、検出デ
ータが制御上必要とされる期間にのみ前記電圧検出回路
18を能動化する構成は、このスイッチング電源装置1
1のようなRCC方式のスイッチング電源装置に限ら
ず、前述のPWM方式などの他の方式のスイッチング電
源装置にも、消費電力削減のための手法として好適に用
いることができる。
【0082】本発明の実施の第2の形態について、図4
に基づいて説明すれば以下のとおりである。
に基づいて説明すれば以下のとおりである。
【0083】図4は、本発明の実施の第2の形態のスイ
ッチング電源装置21の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置21は、前述のスイッチング電源装置1
1に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。注目すべきは、このスイッチ
ング電源装置21では起動回路が変更されており、前述
の起動回路14におけるコンデンサC2に代えて、この
起動回路14aでは、トランジスタTR14と、抵抗R
6と、コンデンサC3とが用いられている。
ッチング電源装置21の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置21は、前述のスイッチング電源装置1
1に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。注目すべきは、このスイッチ
ング電源装置21では起動回路が変更されており、前述
の起動回路14におけるコンデンサC2に代えて、この
起動回路14aでは、トランジスタTR14と、抵抗R
6と、コンデンサC3とが用いられている。
【0084】PNP型のトランジスタTR14は、前記
分圧抵抗R3〜R5とともに直列回路を構成し、主電源
ライン12,13間に介在される。このトランジスタT
R14のエミッタは、ハイレベル側の主電源ライン12
に接続され、コレクタは、分圧抵抗R3に接続され、ベ
ースは、抵抗R6およびコンデンサC3の直列回路を介
して、ローレベル側の主電源ライン13接続される。ま
た、抵抗R6とコンデンサC3との接続点P9は、前記
ダイオードD4と同様の放電用のダイオードD5を介し
て、ハイレベル側の主電源ライン12に接続される。
分圧抵抗R3〜R5とともに直列回路を構成し、主電源
ライン12,13間に介在される。このトランジスタT
R14のエミッタは、ハイレベル側の主電源ライン12
に接続され、コレクタは、分圧抵抗R3に接続され、ベ
ースは、抵抗R6およびコンデンサC3の直列回路を介
して、ローレベル側の主電源ライン13接続される。ま
た、抵抗R6とコンデンサC3との接続点P9は、前記
ダイオードD4と同様の放電用のダイオードD5を介し
て、ハイレベル側の主電源ライン12に接続される。
【0085】したがって、電源が投入されて主電源電圧
が印加されると、放電していたコンデンサC3によっ
て、トランジスタTR14のベースがほぼ0Vにバイア
スされて、該トランジスタTR14がonし、前記式1
で示すように、主電源電圧Vinの分圧電圧を主スイッ
チング素子Qのゲートに与えて、該主スイッチング素子
Qをon起動させることができる。また、電源投入と同
時に、コンデンサC3の充電が開始され、副電源回路1
9内の前記平滑コンデンサC16が所定の充電電圧に充
電される前記予め定める時間経過後には、該コンデンサ
C3の端子間電圧は、ほぼ主電源電圧に等しくなってい
る。これによって、トランジスタTR14はoffし、
待機状態では、前述のように平滑コンデンサC16の充
電電圧の分圧電圧で、主スイッチング素子Qのon起動
が継続される。
が印加されると、放電していたコンデンサC3によっ
て、トランジスタTR14のベースがほぼ0Vにバイア
スされて、該トランジスタTR14がonし、前記式1
で示すように、主電源電圧Vinの分圧電圧を主スイッ
チング素子Qのゲートに与えて、該主スイッチング素子
Qをon起動させることができる。また、電源投入と同
時に、コンデンサC3の充電が開始され、副電源回路1
9内の前記平滑コンデンサC16が所定の充電電圧に充
電される前記予め定める時間経過後には、該コンデンサ
C3の端子間電圧は、ほぼ主電源電圧に等しくなってい
る。これによって、トランジスタTR14はoffし、
待機状態では、前述のように平滑コンデンサC16の充
電電圧の分圧電圧で、主スイッチング素子Qのon起動
が継続される。
【0086】電源が遮断されると、平滑コンデンサC1
1の出力電圧の低下に伴い、該平滑コンデンサC11−
主電源ライン13−コンデンサC3−ダイオードD5−
主電源ライン12−平滑コンデンサC11の経路で、コ
ンデンサC3の放電経路が形成され、電源再投入に備え
て、前述のようなリセット動作が行われる。
1の出力電圧の低下に伴い、該平滑コンデンサC11−
主電源ライン13−コンデンサC3−ダイオードD5−
主電源ライン12−平滑コンデンサC11の経路で、コ
ンデンサC3の放電経路が形成され、電源再投入に備え
て、前述のようなリセット動作が行われる。
【0087】このように構成される起動回路14aで
は、トランジスタTR14の電流増幅率をhfeとする
とき、コンデンサC3の容量を、前述のコンデンサC2
の容量の1/hfeとすることができ、起動回路におけ
るコンデンサを小型化することができる。
は、トランジスタTR14の電流増幅率をhfeとする
とき、コンデンサC3の容量を、前述のコンデンサC2
の容量の1/hfeとすることができ、起動回路におけ
るコンデンサを小型化することができる。
【0088】本発明の実施の第3の形態について、図5
〜図8に基づいて説明すれば以下のとおりである。
〜図8に基づいて説明すれば以下のとおりである。
【0089】図5は、本発明の実施の第3の形態のスイ
ッチング電源装置31の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置31において、前述のスイッチング電源
装置11,21に類似し、対応する部分には同一の参照
符号を付して、その説明を省略する。
ッチング電源装置31の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置31において、前述のスイッチング電源
装置11,21に類似し、対応する部分には同一の参照
符号を付して、その説明を省略する。
【0090】このスイッチング電源装置31では、前述
のスイッチング電源装置11,21における制御トラン
ジスタTR2や、それを駆動するための2次副巻線N2
2、ダイオードD17および抵抗R15,R16から成
る電圧検出回路18のon/off駆動のための構成が
省略されている。したがって、電圧検出回路18による
消費電力が増加するけれども、低コストな構成に好適で
あり、また該スイッチング電源装置31の変圧器Naで
は、タップ数の増加も抑えることができる。
のスイッチング電源装置11,21における制御トラン
ジスタTR2や、それを駆動するための2次副巻線N2
2、ダイオードD17および抵抗R15,R16から成
る電圧検出回路18のon/off駆動のための構成が
省略されている。したがって、電圧検出回路18による
消費電力が増加するけれども、低コストな構成に好適で
あり、また該スイッチング電源装置31の変圧器Naで
は、タップ数の増加も抑えることができる。
【0091】また、このスイッチング電源装置31で
は、副電源回路19aは、前記平滑コンデンサC16
と、2つのダイオードD2,D3と、チョークコイルL
とを備えて構成されている。ダイオードD2は、主スイ
ッチング素子Qがonしている期間に、制御巻線N12
の一方の端子から誘起電流を取出し、チョークコイルL
を介して平滑コンデンサC16を充電する。フライホイ
ールダイオードD3は、チョークコイルLとダイオード
D2との接続点P10を、前記制御巻線N12の他方の
端子に接続している。したがって、主スイッチング素子
Qがoffし、制御巻線N12の誘起電圧の極性方向が
反転すると、ダイオードD2がoffし、チョークコイ
ルL内の励磁電流は、フライホイールダイオードD3を
介して平滑コンデンサC16を充電する。チョークコイ
ルLのインダクタンスは、非待機時における次回の主ス
イッチング素子のon時までに、前記励磁電流が零とな
るように選ばれている。
は、副電源回路19aは、前記平滑コンデンサC16
と、2つのダイオードD2,D3と、チョークコイルL
とを備えて構成されている。ダイオードD2は、主スイ
ッチング素子Qがonしている期間に、制御巻線N12
の一方の端子から誘起電流を取出し、チョークコイルL
を介して平滑コンデンサC16を充電する。フライホイ
ールダイオードD3は、チョークコイルLとダイオード
D2との接続点P10を、前記制御巻線N12の他方の
端子に接続している。したがって、主スイッチング素子
Qがoffし、制御巻線N12の誘起電圧の極性方向が
反転すると、ダイオードD2がoffし、チョークコイ
ルL内の励磁電流は、フライホイールダイオードD3を
介して平滑コンデンサC16を充電する。チョークコイ
ルLのインダクタンスは、非待機時における次回の主ス
イッチング素子のon時までに、前記励磁電流が零とな
るように選ばれている。
【0092】このように構成される副電源回路19aで
は、変圧器Naから前記副電源巻線N13を削除し、タ
ップ数を削減することができる。
は、変圧器Naから前記副電源巻線N13を削除し、タ
ップ数を削減することができる。
【0093】また、前述の副電源回路19では、平滑コ
ンデンサC16がフライバック方式で充電され、なおか
つ副電源巻線N13の整流電圧が平滑コンデンサC16
に直結しているので、前記平滑コンデンサC16の充電
電圧EO は、2次側出力電流値の影響を受けることはな
く、2次巻線N21と、副電源巻線N13との巻数をそ
れぞれ参照符と同一で表すとき、 EO =Vo×(N13/N21) …(3) で示す一定値となり、待機時におけるスイッチング周波
数は、2次側負荷変動の影響を反映することなく、ほぼ
一定値となる。
ンデンサC16がフライバック方式で充電され、なおか
つ副電源巻線N13の整流電圧が平滑コンデンサC16
に直結しているので、前記平滑コンデンサC16の充電
電圧EO は、2次側出力電流値の影響を受けることはな
く、2次巻線N21と、副電源巻線N13との巻数をそ
れぞれ参照符と同一で表すとき、 EO =Vo×(N13/N21) …(3) で示す一定値となり、待機時におけるスイッチング周波
数は、2次側負荷変動の影響を反映することなく、ほぼ
一定値となる。
【0094】これに対して、該副電源回路19aでは、
平滑コンデンサC16は、制御巻線N12からチョーク
コイルLを介して充電されるので、前記充電電圧E
O は、2次側出力電流値が大きい程、すなわち主スイッ
チング素子Qのon期間が長くなる程、高くなり、スイ
ッチング周波数を高くすることができる。
平滑コンデンサC16は、制御巻線N12からチョーク
コイルLを介して充電されるので、前記充電電圧E
O は、2次側出力電流値が大きい程、すなわち主スイッ
チング素子Qのon期間が長くなる程、高くなり、スイ
ッチング周波数を高くすることができる。
【0095】すなわち、制御トランジスタTR1がon
する待機時において、比較的負荷が軽い状態での主スイ
ッチング素子Qのスイッチング動作が図6(a)で表さ
れるとき、負荷が少し重くなると、前述のスイッチング
電源装置11,21では、平滑コンデンサC16が副電
源巻線N13の整流電圧で直接充電され、その充電電圧
EO が前記式3で示す一定値であるので、スイッチング
周波数は一定のままで、on期間が長くなる。やがて、
図6(b)で示すような前記抵抗R12によって制限さ
れるon期間となると、それ以上に負荷が重くなって
も、対応できなくなる。
する待機時において、比較的負荷が軽い状態での主スイ
ッチング素子Qのスイッチング動作が図6(a)で表さ
れるとき、負荷が少し重くなると、前述のスイッチング
電源装置11,21では、平滑コンデンサC16が副電
源巻線N13の整流電圧で直接充電され、その充電電圧
EO が前記式3で示す一定値であるので、スイッチング
周波数は一定のままで、on期間が長くなる。やがて、
図6(b)で示すような前記抵抗R12によって制限さ
れるon期間となると、それ以上に負荷が重くなって
も、対応できなくなる。
【0096】これに対して、このスイッチング電源装置
31では、平滑コンデンサC16が、制御巻線N12の
出力電圧のチョークコイルLを介する電圧で充電される
ので、前記充電電圧EO は、以下に詳述するように、2
次側出力電流値が大きい程高くなり、図6(c)で示す
ように、前記抵抗R12によって制限される期間までo
n期間が長くなるとともに、スイッチング周波数も増加
する。したがって、待機時においても負荷変動に対応す
ることができる。
31では、平滑コンデンサC16が、制御巻線N12の
出力電圧のチョークコイルLを介する電圧で充電される
ので、前記充電電圧EO は、以下に詳述するように、2
次側出力電流値が大きい程高くなり、図6(c)で示す
ように、前記抵抗R12によって制限される期間までo
n期間が長くなるとともに、スイッチング周波数も増加
する。したがって、待機時においても負荷変動に対応す
ることができる。
【0097】図7は、副電源回路19aの動作を説明す
るための等価回路図である。なおこの図7では、電流を
消費する起動回路14、制御トランジスタTR12およ
び抵抗R14を定抵抗RO で表し、その消費電流をIO
で表している。制御巻線N12からの正パルス、すなわ
ち図7において、ダイオードD2に順方向となるパルス
の出力時間をTINとし、その電圧値をEINとし、主スイ
ッチング素子Qのスイッチング周期をTS とし、平滑コ
ンデンサC16の充電電圧を前記EO とするとき、制御
巻線N12に発生するパルスEINおよびチョークコイル
Lを介して平滑コンデンサC16に流入する電流I
L は、図8で示すようになり、また前記電流IL の平均
値ILAV は、チョークコイルLのインダクタンスを参照
符と同一で表すとき、下式から求めることができる。
るための等価回路図である。なおこの図7では、電流を
消費する起動回路14、制御トランジスタTR12およ
び抵抗R14を定抵抗RO で表し、その消費電流をIO
で表している。制御巻線N12からの正パルス、すなわ
ち図7において、ダイオードD2に順方向となるパルス
の出力時間をTINとし、その電圧値をEINとし、主スイ
ッチング素子Qのスイッチング周期をTS とし、平滑コ
ンデンサC16の充電電圧を前記EO とするとき、制御
巻線N12に発生するパルスEINおよびチョークコイル
Lを介して平滑コンデンサC16に流入する電流I
L は、図8で示すようになり、また前記電流IL の平均
値ILAV は、チョークコイルLのインダクタンスを参照
符と同一で表すとき、下式から求めることができる。
【0098】
【数1】
【0099】一方、平滑コンデンサC16から定抵抗R
O に流出する電流IO は、 IO =EO /RO …(5) であり、平滑コンデンサC16の充電電圧EO が安定し
ている状態では、ILAV=IO であり、前記式4,5か
ら、
O に流出する電流IO は、 IO =EO /RO …(5) であり、平滑コンデンサC16の充電電圧EO が安定し
ている状態では、ILAV=IO であり、前記式4,5か
ら、
【0100】
【数2】
【0101】となる。
【0102】したがって、主スイッチング素子Qがon
している期間TINが大きくなるに従って、平滑コンデン
サC16の充電電圧EO の上昇することが理解される。
こうして、前述のように2次側出力電流値が大きい程o
n期間が長くなり、スイッチング周波数も増加して、待
機時においても負荷変動に対応することができる。
している期間TINが大きくなるに従って、平滑コンデン
サC16の充電電圧EO の上昇することが理解される。
こうして、前述のように2次側出力電流値が大きい程o
n期間が長くなり、スイッチング周波数も増加して、待
機時においても負荷変動に対応することができる。
【0103】上記の説明は、図8で示すように、制御巻
線N12の正パルスのoff期間中にチョークコイルL
に流れる電流が消滅する場合を示しているけれども、消
滅しない場合でも同様に、負荷増加に伴って平滑コンデ
ンサC16の充電電圧EO は増加する。
線N12の正パルスのoff期間中にチョークコイルL
に流れる電流が消滅する場合を示しているけれども、消
滅しない場合でも同様に、負荷増加に伴って平滑コンデ
ンサC16の充電電圧EO は増加する。
【0104】本発明の実施の第4の形態について、図9
に基づいて説明すれば以下のとおりである。
に基づいて説明すれば以下のとおりである。
【0105】図9は、本発明の実施の第4の形態のスイ
ッチング電源装置41の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置41は、前述のスイッチング電源装置3
1に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。このスイッチング電源装置4
1では、前述のスイッチング電源装置31の副電源回路
19aの平滑コンデンサC16が2次側出力電流値に対
応した電圧に充電されることに着目し、この平滑コンデ
ンサC16の出力電圧に基づいて、制御トランジスタT
R1のon/off駆動が行われている。
ッチング電源装置41の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置41は、前述のスイッチング電源装置3
1に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。このスイッチング電源装置4
1では、前述のスイッチング電源装置31の副電源回路
19aの平滑コンデンサC16が2次側出力電流値に対
応した電圧に充電されることに着目し、この平滑コンデ
ンサC16の出力電圧に基づいて、制御トランジスタT
R1のon/off駆動が行われている。
【0106】すなわち、制御トランジスタTR1のベー
スは、前記フォトカプラPC2のフォトトランジスタT
R13に代えて、トランジスタTR15によってローレ
ベル側の主電源ライン13と接続され、またこのトラン
ジスタTR15のベースには、ツェナダイオードD18
および抵抗R17を介して、前記平滑コンデンサC16
の出力電圧が与えられる。
スは、前記フォトカプラPC2のフォトトランジスタT
R13に代えて、トランジスタTR15によってローレ
ベル側の主電源ライン13と接続され、またこのトラン
ジスタTR15のベースには、ツェナダイオードD18
および抵抗R17を介して、前記平滑コンデンサC16
の出力電圧が与えられる。
【0107】したがって、2次側負荷が重くなって平滑
コンデンサC16の充電電圧が高くなり、ツェナダイオ
ードD18のツェナ電圧以上となると、トランジスタT
R15のベースに電流が流れ、該トランジスタTR15
がonする。これによって、トランジスタTR1のベー
スはローレベルとなり、該トランジスタTR1はoff
となって、非待機状態の通常動作モードで動作を行う。
コンデンサC16の充電電圧が高くなり、ツェナダイオ
ードD18のツェナ電圧以上となると、トランジスタT
R15のベースに電流が流れ、該トランジスタTR15
がonする。これによって、トランジスタTR1のベー
スはローレベルとなり、該トランジスタTR1はoff
となって、非待機状態の通常動作モードで動作を行う。
【0108】これに対して、2次側負荷が軽くなって前
記充電電圧がツェナ電圧より低くなると、トランジスタ
TR15のベース電流が零となって、該トランジスタT
R15がoffし、これによってトランジスタTR1の
ベースが前記抵抗R14によってバイアスされて、該ト
ランジスタTR1がonし、待機時の動作モードでの動
作を行うことができる。
記充電電圧がツェナ電圧より低くなると、トランジスタ
TR15のベース電流が零となって、該トランジスタT
R15がoffし、これによってトランジスタTR1の
ベースが前記抵抗R14によってバイアスされて、該ト
ランジスタTR1がonし、待機時の動作モードでの動
作を行うことができる。
【0109】このようにして、1次側のみで負荷の軽重
を判定し、自動的に制御トランジスタTR1を制御する
ことができるので、制御端子P5などの搭載機器の動作
モードを検出するための特別な構成を設ける必要がなく
なり、低コスト化を図ることができる。
を判定し、自動的に制御トランジスタTR1を制御する
ことができるので、制御端子P5などの搭載機器の動作
モードを検出するための特別な構成を設ける必要がなく
なり、低コスト化を図ることができる。
【0110】
【発明の効果】請求項1の発明に係るスイッチング電源
装置は、以上のように、リンギングチョークコンバータ
方式のスイッチング電源装置において、重負荷時には、
リンギングパルスを第1のコンデンサおよび第2の抵抗
を介して主スイッチング素子の制御端子に与えて主スイ
ッチング素子をon駆動する通常のスイッチング動作を
行うようにし、軽負荷時には、主スイッチング素子のo
n時に制御巻線に誘起される電圧によって前記第1のコ
ンデンサに電荷を蓄積しておき、主スイッチング素子が
offして励磁エネルギの放出が終了し、リンギングパ
ルスが発生しても、そのリンギングパルスを前記第1の
コンデンサの充電電圧分だけ逆バイアスして、主スイッ
チング素子のon駆動を阻止する。
装置は、以上のように、リンギングチョークコンバータ
方式のスイッチング電源装置において、重負荷時には、
リンギングパルスを第1のコンデンサおよび第2の抵抗
を介して主スイッチング素子の制御端子に与えて主スイ
ッチング素子をon駆動する通常のスイッチング動作を
行うようにし、軽負荷時には、主スイッチング素子のo
n時に制御巻線に誘起される電圧によって前記第1のコ
ンデンサに電荷を蓄積しておき、主スイッチング素子が
offして励磁エネルギの放出が終了し、リンギングパ
ルスが発生しても、そのリンギングパルスを前記第1の
コンデンサの充電電圧分だけ逆バイアスして、主スイッ
チング素子のon駆動を阻止する。
【0111】それゆえ、軽負荷時には、重負荷時のよう
なリンギングパルスによる主スイッチング素子の再起動
を停止し、該軽負荷時に主スイッチング素子が一旦スイ
ッチング動作を行うと、次のスイッチング動作は電源投
入時と同様に緩やかに行われるようにし、主スイッチン
グ素子のスイッチング周波数を低下することができる。
これによって、ドレイン−ソース間の浮遊容量に蓄積さ
れた電荷の引抜きに要する電力などのスイッチング周波
数に比例して増加する損失を抑制し、軽負荷時において
も高い電力変換効率を得ることができる。
なリンギングパルスによる主スイッチング素子の再起動
を停止し、該軽負荷時に主スイッチング素子が一旦スイ
ッチング動作を行うと、次のスイッチング動作は電源投
入時と同様に緩やかに行われるようにし、主スイッチン
グ素子のスイッチング周波数を低下することができる。
これによって、ドレイン−ソース間の浮遊容量に蓄積さ
れた電荷の引抜きに要する電力などのスイッチング周波
数に比例して増加する損失を抑制し、軽負荷時において
も高い電力変換効率を得ることができる。
【0112】また、このような軽負荷時のスイッチング
周波数の低下を、充電のために第1のコンデンサと主ス
イッチング素子との間を高インピーダンスとする第2の
抵抗と、前記第1のコンデンサと第2の抵抗との接続点
を主電源ラインに接続する第1の抵抗および第1の制御
スイッチング素子から成る直列回路との簡易な構成で実
現することができ、低コストな構成で実現することがで
きる。
周波数の低下を、充電のために第1のコンデンサと主ス
イッチング素子との間を高インピーダンスとする第2の
抵抗と、前記第1のコンデンサと第2の抵抗との接続点
を主電源ラインに接続する第1の抵抗および第1の制御
スイッチング素子から成る直列回路との簡易な構成で実
現することができ、低コストな構成で実現することがで
きる。
【0113】また、請求項2の発明に係るスイッチング
電源装置は、以上のように、電源投入から予め定める時
間が経過するまでの間は、第2のコンデンサと、第3〜
第5の抵抗との直列回路から成る起動回路による主電源
電圧の分圧電圧によって前記主スイッチング素子をon
起動し、電源投入から予め定める時間が経過して、副電
源回路の平滑コンデンサの出力電圧が主スイッチング素
子の起動に充分な電圧となると、該副電源回路の分圧電
圧によって前記主スイッチング素子をon起動するとと
もに、第2のコンデンサに発生している主電源電圧と副
電源回路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧によっ
て、主電源からの電流の流入を阻止する。
電源装置は、以上のように、電源投入から予め定める時
間が経過するまでの間は、第2のコンデンサと、第3〜
第5の抵抗との直列回路から成る起動回路による主電源
電圧の分圧電圧によって前記主スイッチング素子をon
起動し、電源投入から予め定める時間が経過して、副電
源回路の平滑コンデンサの出力電圧が主スイッチング素
子の起動に充分な電圧となると、該副電源回路の分圧電
圧によって前記主スイッチング素子をon起動するとと
もに、第2のコンデンサに発生している主電源電圧と副
電源回路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧によっ
て、主電源からの電流の流入を阻止する。
【0114】それゆえ、前記請求項1で示すように、主
スイッチング素子の再起動を電源投入時と同様に第3〜
第5の抵抗による主電源電圧の分割によって行うように
構成しても、電源投入時にのみ、比較的高い電圧の該主
電源電圧の分圧電圧によって主スイッチング素子がon
起動され、前記予め定める時間経過後は、比較的低い電
圧の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主スイッチング
素子がon起動されるので、分圧抵抗である第3〜第5
の抵抗による電力消費も削減することができ、一層、高
効率化を図ることができる。
スイッチング素子の再起動を電源投入時と同様に第3〜
第5の抵抗による主電源電圧の分割によって行うように
構成しても、電源投入時にのみ、比較的高い電圧の該主
電源電圧の分圧電圧によって主スイッチング素子がon
起動され、前記予め定める時間経過後は、比較的低い電
圧の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主スイッチング
素子がon起動されるので、分圧抵抗である第3〜第5
の抵抗による電力消費も削減することができ、一層、高
効率化を図ることができる。
【0115】さらにまた、請求項3の発明に係るスイッ
チング電源装置は、以上のように、電源投入から予め定
める時間が経過するまでの間は、第2のコンデンサと、
第3〜第5の抵抗との直列回路から成る起動回路による
主電源電圧の分圧電圧によって前記主スイッチング素子
をon起動し、電源投入から予め定める時間が経過し
て、副電源回路の平滑コンデンサの出力電圧が主スイッ
チング素子の起動に充分な電圧となると、該副電源回路
の分圧電圧によって前記主スイッチング素子をon起動
するとともに、第2のコンデンサに発生している主電源
電圧と副電源回路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧
によって、主電源からの電流の流入を阻止する。
チング電源装置は、以上のように、電源投入から予め定
める時間が経過するまでの間は、第2のコンデンサと、
第3〜第5の抵抗との直列回路から成る起動回路による
主電源電圧の分圧電圧によって前記主スイッチング素子
をon起動し、電源投入から予め定める時間が経過し
て、副電源回路の平滑コンデンサの出力電圧が主スイッ
チング素子の起動に充分な電圧となると、該副電源回路
の分圧電圧によって前記主スイッチング素子をon起動
するとともに、第2のコンデンサに発生している主電源
電圧と副電源回路の出力電圧との差にほぼ対応した電圧
によって、主電源からの電流の流入を阻止する。
【0116】それゆえ、前記請求項1で示すように、主
スイッチング素子の再起動を電源投入時と同様に第3〜
第5の抵抗による主電源電圧の分割によって行うように
構成しても、電源投入時にのみ、比較的高い電圧の該主
電源電圧の分圧電圧によって主スイッチング素子がon
起動され、前記予め定める時間経過後は、比較的低い電
圧の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主スイッチング
素子がon起動されるので、分圧抵抗である第3〜第5
の抵抗による電力消費も削減することができ、一層、高
効率化を図ることができる。
スイッチング素子の再起動を電源投入時と同様に第3〜
第5の抵抗による主電源電圧の分割によって行うように
構成しても、電源投入時にのみ、比較的高い電圧の該主
電源電圧の分圧電圧によって主スイッチング素子がon
起動され、前記予め定める時間経過後は、比較的低い電
圧の副電源回路の出力電圧の分圧電圧で主スイッチング
素子がon起動されるので、分圧抵抗である第3〜第5
の抵抗による電力消費も削減することができ、一層、高
効率化を図ることができる。
【0117】また、副電源回路では、主スイッチング素
子がonしている期間には、第2のダイオードおよびチ
ョークコイルを介して平滑コンデンサに充電が行われ、
主スイッチング素子がoffすると、フライホイールダ
イオードを介するチョークコイルからの励磁電流によっ
て平滑コンデンサに充電が行われる。
子がonしている期間には、第2のダイオードおよびチ
ョークコイルを介して平滑コンデンサに充電が行われ、
主スイッチング素子がoffすると、フライホイールダ
イオードを介するチョークコイルからの励磁電流によっ
て平滑コンデンサに充電が行われる。
【0118】したがって、平滑コンデンサがチョークコ
イルLを介して充電されるので、2次側出力電流値の影
響を受けることになり、該2次側出力電流値に対応して
スイッチング周波数が変化する。これによって、軽負荷
時における大きな負荷変動にも対応することができる。
さらにまた、副電源回路への電力供給のために、変圧器
のタップ数を増加する必要もない。
イルLを介して充電されるので、2次側出力電流値の影
響を受けることになり、該2次側出力電流値に対応して
スイッチング周波数が変化する。これによって、軽負荷
時における大きな負荷変動にも対応することができる。
さらにまた、副電源回路への電力供給のために、変圧器
のタップ数を増加する必要もない。
【0119】また、請求項4の発明に係るスイッチング
電源装置は、以上のように、前記第3〜第5の抵抗と並
列に、かつ逆バイアス方向に設けた放電用の第4のダイ
オードによって、電源遮断後、主電源の電源電圧が低下
すると、主電源−該第4のダイオード−第2のコンデン
サ−主電源の経路で、第2のコンデンサの放電経路を形
成する。
電源装置は、以上のように、前記第3〜第5の抵抗と並
列に、かつ逆バイアス方向に設けた放電用の第4のダイ
オードによって、電源遮断後、主電源の電源電圧が低下
すると、主電源−該第4のダイオード−第2のコンデン
サ−主電源の経路で、第2のコンデンサの放電経路を形
成する。
【0120】それゆえ、電源遮断から再投入までの時間
が短くても、第2のコンデンサを確実に放電させてお
き、電源再投入時には、低下している副電源回路の平滑
コンデンサの出力電圧ではなく、前記主電源の分圧電圧
などによって、確実に起動させることができる。
が短くても、第2のコンデンサを確実に放電させてお
き、電源再投入時には、低下している副電源回路の平滑
コンデンサの出力電圧ではなく、前記主電源の分圧電圧
などによって、確実に起動させることができる。
【0121】さらにまた、請求項5の発明に係るスイッ
チング電源装置は、以上のように、前記第2のコンデン
サに代えて、一方の主電源ラインと第3の抵抗との間に
トランジスタを設け、該トランジスタのベースを第6の
抵抗および第3のコンデンサから成る直列回路によって
他方の主電源ラインと接続し、前記第6の抵抗と第3の
コンデンサとの接続点を第5のダイオードによって前記
一方の主電源ラインに接続するようにし、コンデンサの
充電電流を、1/hfeとする。
チング電源装置は、以上のように、前記第2のコンデン
サに代えて、一方の主電源ラインと第3の抵抗との間に
トランジスタを設け、該トランジスタのベースを第6の
抵抗および第3のコンデンサから成る直列回路によって
他方の主電源ラインと接続し、前記第6の抵抗と第3の
コンデンサとの接続点を第5のダイオードによって前記
一方の主電源ラインに接続するようにし、コンデンサの
充電電流を、1/hfeとする。
【0122】それゆえ、コンデンサを小型化することが
できる。
できる。
【0123】また、電源遮断後、主電源の電源電圧が低
下すると、主電源−第3のコンデンサ−第5のダイオー
ド−主電源の経路で、第3のコンデンサの放電経路が形
成される。
下すると、主電源−第3のコンデンサ−第5のダイオー
ド−主電源の経路で、第3のコンデンサの放電経路が形
成される。
【0124】したがって、電源遮断から再投入までの時
間が短くても、第3のコンデンサを確実に放電させてお
き、電源再投入時には、低下している副電源回路の平滑
コンデンサの出力電圧ではなく、前記主電源の分圧電圧
などによって、確実に起動させることができる。
間が短くても、第3のコンデンサを確実に放電させてお
き、電源再投入時には、低下している副電源回路の平滑
コンデンサの出力電圧ではなく、前記主電源の分圧電圧
などによって、確実に起動させることができる。
【0125】また、請求項6の発明に係るスイッチング
電源装置は、以上のように、前記請求項3で示すよう
に、副電源回路の平滑コンデンサがチョークコイル等の
インピーダンス素子を介して充電される場合、その充電
電圧は2次側出力電流値に対応しているので、該充電電
圧から負荷の軽重を判定し、第1の制御スイッチング素
子を制御する。
電源装置は、以上のように、前記請求項3で示すよう
に、副電源回路の平滑コンデンサがチョークコイル等の
インピーダンス素子を介して充電される場合、その充電
電圧は2次側出力電流値に対応しているので、該充電電
圧から負荷の軽重を判定し、第1の制御スイッチング素
子を制御する。
【0126】それゆえ、搭載機器の動作モードを検出す
るための特別な構成を設ける必要はなくなり、1次側だ
けで負荷の軽重を判定して、自動的に第1の制御スイッ
チング素子を制御することができ、低コスト化を図るこ
とができる。
るための特別な構成を設ける必要はなくなり、1次側だ
けで負荷の軽重を判定して、自動的に第1の制御スイッ
チング素子を制御することができ、低コスト化を図るこ
とができる。
【0127】さらにまた、請求項7の発明に係るスイッ
チング電源装置は、以上のように、2次側出力ライン間
に電圧検出回路と直列にタイミング制御用の第2の制御
スイッチング素子を設け、2次側に出力電圧が誘起され
ると、変圧器の2次副巻線からバイアス回路を介してス
イッチング素子の制御端子にバイアス電圧を与え、電圧
検出回路を2次側出力ライン間に接続する。
チング電源装置は、以上のように、2次側出力ライン間
に電圧検出回路と直列にタイミング制御用の第2の制御
スイッチング素子を設け、2次側に出力電圧が誘起され
ると、変圧器の2次副巻線からバイアス回路を介してス
イッチング素子の制御端子にバイアス電圧を与え、電圧
検出回路を2次側出力ライン間に接続する。
【0128】それゆえ、2次側出力電圧の検出に必要最
小限の期間だけ電圧検出回路を能動化させることがで
き、フォトカプラの発光ダイオードや分圧抵抗などを備
える該電圧検出回路の消費電力を削減することができ、
電力変換効率を高めることができる。
小限の期間だけ電圧検出回路を能動化させることがで
き、フォトカプラの発光ダイオードや分圧抵抗などを備
える該電圧検出回路の消費電力を削減することができ、
電力変換効率を高めることができる。
【図1】本発明の実施の第1の形態のRCC方式のスイ
ッチング電源装置の電気回路図である。
ッチング電源装置の電気回路図である。
【図2】図1で示すスイッチング電源装置の待機時にお
ける動作を説明するための波形図である。
ける動作を説明するための波形図である。
【図3】図1で示すスイッチング電源装置の非待機時に
おける動作を説明するための波形図である。
おける動作を説明するための波形図である。
【図4】本発明の実施の第2の形態のRCC方式のスイ
ッチング電源装置の電気回路図である。
ッチング電源装置の電気回路図である。
【図5】本発明の実施の第3の形態のRCC方式のスイ
ッチング電源装置の電気回路図である。
ッチング電源装置の電気回路図である。
【図6】図1および図4で示すスイッチング電源装置
と、図5で示すスイッチング電源装置との待機状態での
負荷変動時の主スイッチング素子のスイッチング動作を
比較するための図である。
と、図5で示すスイッチング電源装置との待機状態での
負荷変動時の主スイッチング素子のスイッチング動作を
比較するための図である。
【図7】図5で示すスイッチング電源装置における副電
源回路の動作を説明するための等価回路図である。
源回路の動作を説明するための等価回路図である。
【図8】図5で示すスイッチング電源装置の動作を説明
するための波形図である。
するための波形図である。
【図9】本発明の実施の第4の形態のRCC方式のスイ
ッチング電源装置の電気回路図である。
ッチング電源装置の電気回路図である。
【図10】RCC方式の典型的な従来技術のスイッチン
グ電源装置の電気回路図である。
グ電源装置の電気回路図である。
11,21,31,41 スイッチング電源装置 12,13 主電源ライン 14,14a 起動回路 15 スナバー回路 16,17 出力電源ライン 18 電圧検出回路 19,19a 副電源回路 C1 コンデンサ(第1のコンデンサ) C2 コンデンサ(第2のコンデンサ) C3 コンデンサ(第3のコンデンサ) C11,C13,C16 平滑コンデンサ C12,C14 コンデンサ C15 寄生容量 D1 ダイオード(第1のダイオード) D2 ダイオード(第2のダイオード) D3 フライホイールダイオード D4 ダイオード(第4のダイオード) D5 ダイオード(第5のダイオード) D11,D12,D16,D17 ダイオード D13,D14 発光ダイオード D15,D18 ツェナダイオード L チョークコイル N 変圧器 N11 1次主巻線 N12 制御巻線 N13 副電源巻線 N21 2次主巻線 N22 2次副巻線 PC1,PC2 フォトカプラ Q 主スイッチング素子 R1 抵抗(第1の抵抗) R2 バイアス抵抗(第2の抵抗) R3 分圧抵抗(第3の抵抗) R4 分圧抵抗(第4の抵抗) R5 分圧抵抗(第5の抵抗) R6 抵抗(第6の抵抗) R11〜R17 抵抗 TR1 制御トランジスタ(第1の制御スイッチング素
子) TR2 制御トランジスタ(第2の制御スイッチング素
子) TR11,TR13 フォトトランジスタ TR12 制御トランジスタ TR14,TR15 トランジスタ
子) TR2 制御トランジスタ(第2の制御スイッチング素
子) TR11,TR13 フォトトランジスタ TR12 制御トランジスタ TR14,TR15 トランジスタ
Claims (7)
- 【請求項1】主スイッチング素子のon期間中に変圧器
内に蓄積された励磁エネルギをoff期間に2次側の出
力回路に出力し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発生
するリンギングパルスを直流カット用の第1のコンデン
サを介して前記主スイッチング素子の制御端子に帰還
し、該主スイッチング素子をon駆動するリンギングチ
ョークコンバータ方式のスイッチング電源装置におい
て、 第1の抵抗および第1の制御スイッチング素子から成
り、前記第1のコンデンサの出力側に接続される直列回
路と、 前記第1のコンデンサと前記主スイッチング素子との間
に介在される第2の抵抗とを含み、 前記第1の制御スイッチング素子は軽負荷時にon駆動
され、該軽負荷時における主スイッチング素子のon期
間に、前記制御巻線に誘起される電圧によって前記第1
のコンデンサに電荷を蓄積しておき、前記リンギングパ
ルス発生時に該第1のコンデンサの充電電荷によって逆
バイアスを発生し、前記主スイッチング素子のon駆動
を阻止することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項2】第2のコンデンサと、第3〜第5の抵抗と
の直列回路から成り、主電源ライン間に介在され、第4
の抵抗と第5の抵抗との接続点が前記主スイッチング素
子の制御端子に接続される起動回路と、 前記変圧器に設けられる副電源巻線と、 前記副電源巻線の出力を整流・平滑化する副電源回路
と、 前記副電源回路の出力を前記第3の抵抗と第4の抵抗と
の接続点に与える逆流防止用の第1のダイオードとを備
え、 電源投入から予め定める時間が経過するまでの間は、前
記起動回路による主電源電圧の分圧電圧によって前記主
スイッチング素子をon起動し、電源投入から前記予め
定める時間経過後は、前記副電源回路の分圧電圧によっ
て前記主スイッチング素子をon起動することを特徴と
する請求項1記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項3】第2のコンデンサと、第3〜第5の抵抗と
の直列回路から成り、主電源ライン間に介在され、第4
の抵抗と第5の抵抗との接続点が前記主スイッチング素
子の制御端子に接続される起動回路と、 前記変圧器の制御巻線の一方の端子から出力を取出す第
2のダイオードと、前記第2のダイオードの出力が与え
られるチョークコイルと、前記チョークコイルを介する
電流を平滑化する平滑コンデンサと、前記第2のダイオ
ードとチョークコイルとの接続点を前記制御巻線の他方
の端子に接続するフライホイールダイオードとを有する
副電源回路と、 前記副電源回路の出力を前記第3の抵抗と第4の抵抗と
の接続点に与える逆流防止用の第1のダイオードとを備
え、 電源投入から予め定める時間が経過するまでの間は、前
記起動回路による主電源電圧の分圧電圧によって前記主
スイッチング素子をon起動し、電源投入から前記予め
定める時間経過後は、前記副電源回路の分圧電圧によっ
て前記主スイッチング素子をon起動することを特徴と
する請求項1記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項4】前記第3〜第5の抵抗と並列に、かつ逆バ
イアス方向に設けられる放電用の第4のダイオードをさ
らに備えることを特徴とする請求項2または3記載のス
イッチング電源装置。 - 【請求項5】前記第2のコンデンサに代えて、一方の主
電源ラインと第3の抵抗との間に設けられるトランジス
タと、 前記トランジスタのベースを他方の主電源ラインと接続
する第6の抵抗および第3のコンデンサから成る直列回
路と、 前記第6の抵抗と第3のコンデンサとの接続点を前記一
方の主電源ラインに接続する放電用の第5のダイオード
とをさらに備えることを特徴とする請求項2または3記
載のスイッチング電源装置。 - 【請求項6】前記第1の制御スイッチング素子の制御
を、前記副電源回路の平滑コンデンサの充電電圧を用い
て行うことを特徴とする請求項3記載のスイッチング電
源装置。 - 【請求項7】変圧器の2次側出力電圧を電圧検出回路が
検出し、その検出結果に応答して主スイッチング素子が
前記変圧器の1次電流をスイッチングすることによっ
て、所望とする一定電圧の2次電流を得るようにしたス
イッチング電源装置において、 2次側出力ライン間に前記電圧検出回路と直列に介在さ
れるタイミング制御用の第2の制御スイッチング素子
と、 変圧器の2次副巻線の出力を前記第2の制御スイッチン
グ素子の制御端子に与えるバイアス回路とを含むことを
特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP02073999A JP3392769B2 (ja) | 1998-02-24 | 1999-01-28 | スイッチング電源装置 |
EP99301339A EP0938184B1 (en) | 1998-02-24 | 1999-02-24 | Switching power supply |
US09/256,979 US6178100B1 (en) | 1998-02-24 | 1999-02-24 | Switching power source |
DE69911671T DE69911671T2 (de) | 1998-02-24 | 1999-02-24 | Schaltnetzteil |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4265498 | 1998-02-24 | ||
JP10-42654 | 1998-02-24 | ||
JP02073999A JP3392769B2 (ja) | 1998-02-24 | 1999-01-28 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11313482A true JPH11313482A (ja) | 1999-11-09 |
JP3392769B2 JP3392769B2 (ja) | 2003-03-31 |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1531541A3 (en) * | 2003-11-15 | 2007-05-02 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Power supply having reduced-power mode |
JP2012124993A (ja) * | 2010-12-06 | 2012-06-28 | Canon Inc | スイッチング電源装置及び画像形成装置 |
-
1999
- 1999-01-28 JP JP02073999A patent/JP3392769B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1531541A3 (en) * | 2003-11-15 | 2007-05-02 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Power supply having reduced-power mode |
JP2012124993A (ja) * | 2010-12-06 | 2012-06-28 | Canon Inc | スイッチング電源装置及び画像形成装置 |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP3392769B2 (ja) | 2003-03-31 |
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