JPH11308868A - 自励式半導体電力変換装置 - Google Patents
自励式半導体電力変換装置Info
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- JPH11308868A JPH11308868A JP11458898A JP11458898A JPH11308868A JP H11308868 A JPH11308868 A JP H11308868A JP 11458898 A JP11458898 A JP 11458898A JP 11458898 A JP11458898 A JP 11458898A JP H11308868 A JPH11308868 A JP H11308868A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】複数の電圧形自励変換器を用い、変換装置用変
圧器の交流巻線を直列接続して多重化した電圧形自励変
換装置において、直流回路を直列接続して直流電圧を高
くした構成を可能とする。 【解決手段】各変換器の直流電圧を検出し、その差電圧
から電圧分担均一化制御を行う。交流電流の位相と振幅
とを検出して、前記制御出力をもとに位相が交流電流に
等しく、振幅が交流電流の振幅に反比例するが交流電流
が０付近ではこの反比例処理を行わないリミッタ処理を
附加して補正信号を発生し、これを各変換器のＰＷＭパ
ルス発生器の入力信号に加減算して各変換器の交流電圧
を補正する。 【効果】直流回路を直列接続した構成において電圧分担
の均一化制御が可能となり、直流電圧を高くした変換装
置を提供できる。
圧器の交流巻線を直列接続して多重化した電圧形自励変
換装置において、直流回路を直列接続して直流電圧を高
くした構成を可能とする。 【解決手段】各変換器の直流電圧を検出し、その差電圧
から電圧分担均一化制御を行う。交流電流の位相と振幅
とを検出して、前記制御出力をもとに位相が交流電流に
等しく、振幅が交流電流の振幅に反比例するが交流電流
が０付近ではこの反比例処理を行わないリミッタ処理を
附加して補正信号を発生し、これを各変換器のＰＷＭパ
ルス発生器の入力信号に加減算して各変換器の交流電圧
を補正する。 【効果】直流回路を直列接続した構成において電圧分担
の均一化制御が可能となり、直流電圧を高くした変換装
置を提供できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は自励式半導体電力変
換装置にかかわり、特に複数の電圧形自励変換器の交流
電圧を変換装置用変圧器の交流巻線で直列に接続して加
算することにより多重化した自励式半導体電力変換装
置。
換装置にかかわり、特に複数の電圧形自励変換器の交流
電圧を変換装置用変圧器の交流巻線で直列に接続して加
算することにより多重化した自励式半導体電力変換装
置。
【０００２】
【従来の技術】一般に多重構成の自励式半導体電力変換
装置では、複数の変換器の交流側は直列に、直列側は並
列に接続される。しかし用途によっては直流側も直列接
続して直流電圧を高くする必要のある場合がある。この
場合、平７年電学産応全国大会Ｎo.Ｉ−５１の「電圧形
自励変換器の直列接続」で記されているように各変換器
ごとに変調度（振幅）と力率角（制御角）を変えること
により交流電圧を補正調整して電圧分担制御することが
可能である。簡単化のため添付図３のように２台の変換
器が直列接続されている場合を考える。装置全体は制御
装置２００からの信号Ｖｃにより制御される。各変換器
のパルス制御は、通常はＰＷＭ（パルス幅変調）制御が
用いられる。すなわち、Ｖｃは各変換器のＰＷＭパルス
発生器２１，２２に入力され、そこで変換器のオン，オ
フパルスが発生され、それに従って変換器４１，４２が
動作する。これにより、各変換器４１，４２は、変換装
置用変圧器５１，５２の直流巻線にそれぞれ交流電圧Ｖ
c1とＶc2を発生する。各変換器の直流電圧をＥd1，
Ｅd2、各変換器の変換電力をＰ1，Ｐ2とすると各変換器
の直流電流はそれぞれ
装置では、複数の変換器の交流側は直列に、直列側は並
列に接続される。しかし用途によっては直流側も直列接
続して直流電圧を高くする必要のある場合がある。この
場合、平７年電学産応全国大会Ｎo.Ｉ−５１の「電圧形
自励変換器の直列接続」で記されているように各変換器
ごとに変調度（振幅）と力率角（制御角）を変えること
により交流電圧を補正調整して電圧分担制御することが
可能である。簡単化のため添付図３のように２台の変換
器が直列接続されている場合を考える。装置全体は制御
装置２００からの信号Ｖｃにより制御される。各変換器
のパルス制御は、通常はＰＷＭ（パルス幅変調）制御が
用いられる。すなわち、Ｖｃは各変換器のＰＷＭパルス
発生器２１，２２に入力され、そこで変換器のオン，オ
フパルスが発生され、それに従って変換器４１，４２が
動作する。これにより、各変換器４１，４２は、変換装
置用変圧器５１，５２の直流巻線にそれぞれ交流電圧Ｖ
c1とＶc2を発生する。各変換器の直流電圧をＥd1，
Ｅd2、各変換器の変換電力をＰ1，Ｐ2とすると各変換器
の直流電流はそれぞれ
【０００３】
【数１】 Ｉd1＝Ｐ1／Ｅd1、Ｉd2＝Ｐ2／Ｅd2 …（１） 各変換器の交流電圧は図６に示すように
【０００４】
【数２】 Ｖc1＝Ｋ・Ｅd1・ａ1、Ｖc2＝Ｋ・Ｅd2・ａ2 …（２） Ｋは比例定数（サブハーモニック変調では０.６１２
）、ａ1，ａ2は各変換器の変調度である。変換装置用
変圧器の交流側は直列に接続しているので交流電流Ｉc
は共通であり
）、ａ1，ａ2は各変換器の変調度である。変換装置用
変圧器の交流側は直列に接続しているので交流電流Ｉc
は共通であり
【０００５】
【数３】 Ｐ1＝√３Ｖc1・Ｉc・cosφ1＝√３Ｋ・Ｅd1・Ｉc・ａ1・cosφ1 Ｐ2＝√３Ｖc2・Ｉc・cosφ2＝√３Ｋ・Ｅd2・Ｉc・ａ2・cosφ2 …（３） ここでφ1，φ2は各変換器の力率角である。
【０００６】これを（１）式に代入して
【０００７】
【数４】 Ｉd1＝√３Ｋ・Ｉc・ａ1・cosφ1 Ｉd2＝√３Ｋ・Ｉc・ａ2・cosφ2 …（４） 各変換器のａcosφ をこの値に対して交流電流と同方向
に±△ｍだけ補正すると
に±△ｍだけ補正すると
【０００８】
【数５】 Ｉd1＝Ｉd＋△Ｉd Ｉd2＝Ｉd−△Ｉd …（５）
【０００９】
【数６】 Ｉd＝√３Ｋ・Ｉc・ａ・cosφ △Ｉd ＝√３Ｋ・Ｉc・△ｍ …（６） したがって上記方法により各変換器の直流電流が調整さ
れ電圧分担を制御できる。
れ電圧分担を制御できる。
【００１０】ここで、φは変換器１と変換器２の合成ベ
クトルと交流電流Ｉc とがなす力率角である。
クトルと交流電流Ｉc とがなす力率角である。
【００１１】同じく直流電圧多重を実現する方法を平９
年電学全国大会Ｎｏ−９４９「自励式ＨＶＤＣ直流カス
ケード接続方式における直流電圧のバランス制御」に記
載されている。この方式は図４に示すように７種類の電
圧ベクトルを発生することができ、４多重の場合、変換
器は電圧指令に対応して６１種類の出力電圧ベクトルを
発生する。図５に示すようにこの出力可能ベクトルの集
合から電圧指令ベクトルに最も近い合成電圧ベクトルを
選択する。選択された合成電圧ベクトルは単位変換器が
出力する互いに６０°の角をなす電圧ベクトルＶａとＶ
ｂの組み合わせに分解され、これらの電圧ベクトルを各
単位変換器に割り付けることにより単位変換器のスイッ
チング動作を決定する。この方式では各単位変換器は交
流側の変換器用変圧器において直列接続されているた
め、交流電流は各単位変換器に共通である。電圧ベクト
ルＶａとして有効電力を変換器から系統に供給するよう
な位相を選択すると直流電圧が下がり、電圧ベクトルＶ
ｂとして有効電力を系統から注入するような位相を割り
付けると直流電圧が上がる。従って各単位変換器の直流
電圧を検出し、目標値との偏差を補償する方向の電圧ベ
クトルを割り付けることにより、直流電圧を段間で均一
化することができる。しかしながら、この方式は２多重
変換器の場合１９種類の出力電圧ベクトルしか出力でき
ないため、精度良い制御を行うには多重数を大きくする
必要がある。多重数を増やすと変換装置用変圧器が増え
るのでコストが増加する等の問題がでてくる。
年電学全国大会Ｎｏ−９４９「自励式ＨＶＤＣ直流カス
ケード接続方式における直流電圧のバランス制御」に記
載されている。この方式は図４に示すように７種類の電
圧ベクトルを発生することができ、４多重の場合、変換
器は電圧指令に対応して６１種類の出力電圧ベクトルを
発生する。図５に示すようにこの出力可能ベクトルの集
合から電圧指令ベクトルに最も近い合成電圧ベクトルを
選択する。選択された合成電圧ベクトルは単位変換器が
出力する互いに６０°の角をなす電圧ベクトルＶａとＶ
ｂの組み合わせに分解され、これらの電圧ベクトルを各
単位変換器に割り付けることにより単位変換器のスイッ
チング動作を決定する。この方式では各単位変換器は交
流側の変換器用変圧器において直列接続されているた
め、交流電流は各単位変換器に共通である。電圧ベクト
ルＶａとして有効電力を変換器から系統に供給するよう
な位相を選択すると直流電圧が下がり、電圧ベクトルＶ
ｂとして有効電力を系統から注入するような位相を割り
付けると直流電圧が上がる。従って各単位変換器の直流
電圧を検出し、目標値との偏差を補償する方向の電圧ベ
クトルを割り付けることにより、直流電圧を段間で均一
化することができる。しかしながら、この方式は２多重
変換器の場合１９種類の出力電圧ベクトルしか出力でき
ないため、精度良い制御を行うには多重数を大きくする
必要がある。多重数を増やすと変換装置用変圧器が増え
るのでコストが増加する等の問題がでてくる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】以上説明したように上
記制御方式では出力交流電流と同じ方向に電圧分担調整
用補正電圧を加える必要がある。ところが電流形変換器
の場合には交流電圧が系統電圧であってほぼ一定であり
位相の基準になるのに対し、電圧形では交流電流が制御
対象であるために変動し、かつその交流制御と併せて電
圧分担制御を行う必要があり、以下の課題がある。
記制御方式では出力交流電流と同じ方向に電圧分担調整
用補正電圧を加える必要がある。ところが電流形変換器
の場合には交流電圧が系統電圧であってほぼ一定であり
位相の基準になるのに対し、電圧形では交流電流が制御
対象であるために変動し、かつその交流制御と併せて電
圧分担制御を行う必要があり、以下の課題がある。
【００１３】 補正電圧の位相を制御対象である交流
電流と同相に制御する必要がある。
電流と同相に制御する必要がある。
【００１４】 各変換器の直流電流が交流電流に比例
するため交流電流の大きさに応じて実効補正量が変動す
る。電流が０になると制御できなくなってしまう。
するため交流電流の大きさに応じて実効補正量が変動す
る。電流が０になると制御できなくなってしまう。
【００１５】本発明の目的はこの課題を解決することに
ある。
ある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の自励式電力変換装置では、各変換器ごとに
その直流電圧と全変換器の直流電圧の平均値との差電圧
から各変換器の交流電圧を補正する補正信号を生成し、
この補正信号を変換装置の制御信号に加算し、この加算
により各変換器の交流電圧を補正して直流電圧の調整を
行い、直流電圧を平均値に一致させる制御を行うように
したものである。
に、本発明の自励式電力変換装置では、各変換器ごとに
その直流電圧と全変換器の直流電圧の平均値との差電圧
から各変換器の交流電圧を補正する補正信号を生成し、
この補正信号を変換装置の制御信号に加算し、この加算
により各変換器の交流電圧を補正して直流電圧の調整を
行い、直流電圧を平均値に一致させる制御を行うように
したものである。
【００１７】また、本発明の自励式電力変換装置では、
補正信号を交流電流設定値から生成するように構成し、
この補正電圧ベクトルの大きさを交流電流の大きさに反
比例させるようにしたものである。
補正信号を交流電流設定値から生成するように構成し、
この補正電圧ベクトルの大きさを交流電流の大きさに反
比例させるようにしたものである。
【００１８】また、本発明の自励式電力変換装置では、
全変換器の直流電圧の平均値との差電圧から補正信号を
生成する制御回路にリミッタを設け、このリミッタを交
流電流が０付近で補正量が過大とならないように設定す
るようにしたものである。
全変換器の直流電圧の平均値との差電圧から補正信号を
生成する制御回路にリミッタを設け、このリミッタを交
流電流が０付近で補正量が過大とならないように設定す
るようにしたものである。
【００１９】このように、本発明は、交流系統間の電力
制御を行う電圧形自励変換器の直流側を直列接続して多
重構成した変換装置において、交流電流と同じ位相にな
るように電圧分担制御用補正電圧を発生し、それを交流
電圧に加算することにより電圧分担制御を行う。また補
正量は電流の大きさに逆比例させて線形化するように制
御ブロックを構成するものである。さらに電流が０に近
い領域では常に電圧補正がかかるように制御ブロックを
構成し、制御がかからない状態でも電圧分担ができない
ために直流電圧の変動が問題ないレベルに抑制するため
の電圧補正量にリミッタを施すように構成する。
制御を行う電圧形自励変換器の直流側を直列接続して多
重構成した変換装置において、交流電流と同じ位相にな
るように電圧分担制御用補正電圧を発生し、それを交流
電圧に加算することにより電圧分担制御を行う。また補
正量は電流の大きさに逆比例させて線形化するように制
御ブロックを構成するものである。さらに電流が０に近
い領域では常に電圧補正がかかるように制御ブロックを
構成し、制御がかからない状態でも電圧分担ができない
ために直流電圧の変動が問題ないレベルに抑制するため
の電圧補正量にリミッタを施すように構成する。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明の一実施例を図１に示す。
この実施例は変換器が２多重の場合である。図１におい
て変換器４１，４２、直流コンデンサ６１，６２、変換
装置用変圧器５１，５２、交流系統電源（以後系統と呼
ぶ）１０、変流器３０、電圧検出用変圧器２０、有効電
力基準設定器８０Ａ、無効電力基準設定器８１Ｂであ
る。その他のブロックはこの変換器を正常に動作させる
ために必要な制御ブロックである。以下詳細に動作を説
明する。系統電圧の瞬時値は電圧検出用変圧器２０か
ら、系統電流の瞬時値は変流器３０からそれぞれ検出さ
れＰ，Ｑ演算回路１６で瞬時Ｐ，Ｑが演算される。この
瞬時Ｐ，Ｑは各々減算器３１Ｃ，３１Ｉで有効電力基準
設定器８０Ａの出力Ｐdp、無効電力基準設定器８０Ｂの
出力Ｑdpと差をとられ、ＡＰＲ回路１１０、ＡＱＲ回路
１２０によりその偏差が０となるように制御する有効電
流指令Ｉpk、無効電流指令Ｉqkとなる。有効電流指令Ｉ
pkは直流電圧制御回路１７の下限リミッタに印加され
る。変換器４１の直流電圧Ｅd1と変換器４２の直流電圧
Ｅd2を直流電圧検出器７１，７２により検出し、加算器
３１Ａで加算することにより変換器が電力変換に使う直
流電圧Ｅd を求め、直流電圧基準値設定器８０Ｃの出力
Ｅdpと減算器３１Ｄで差をとり、直流電圧制御回路１７
の入力信号△Ｅd とする。この直流電圧制御回路１７は
この差△Ｅd を零にするように働き、直流電圧Ｅd がＥ
dpに等しくなるようにする。これより直流電圧制御回路
１７の出力Ｉdkは全体の電圧が基準電圧に等しくするに
必要な有効電流指令値である。変流器３０により検出し
た系統電流の瞬時値は３相／２相変換回路１４で３相／
２相変換後、ｄ／ｑ軸変換回路１５で有効電流軸成分電
流Ｉdh、無効電流軸成分Ｉqhとして検出される。この検
出を正しく行うために系統電圧の位相を検出する同期信
号発生回路１３を設けている。減算器３１Ｅにて有効電
流指令Ｉdkと有効電流軸成分Ｉdhの差を求め、電流制御
回路１８Ａに印加すると電流制御回路１８Ａはこの差を
零にするように働くので、結果として平均直流電圧Ｅd
が平均直流電圧基準値Ｅdpに等しくなる。電流制御回路
１８Ａとしては比例積分演算を行う回路がよく用いられ
るが、この限りでなく種々の演算を行う回路が用いられ
る。同様に無効電力指令Ｉqkは減算器３１Ｊで無効電流
軸成分Ｉqhと差をとられ電流制御回路１８Ｂに加えられ
る。電流制御回路１８Ｂはこの差を零にするように働く
ので無効電力基準設定値に等しい無効電力を変換器は発
生する。
この実施例は変換器が２多重の場合である。図１におい
て変換器４１，４２、直流コンデンサ６１，６２、変換
装置用変圧器５１，５２、交流系統電源（以後系統と呼
ぶ）１０、変流器３０、電圧検出用変圧器２０、有効電
力基準設定器８０Ａ、無効電力基準設定器８１Ｂであ
る。その他のブロックはこの変換器を正常に動作させる
ために必要な制御ブロックである。以下詳細に動作を説
明する。系統電圧の瞬時値は電圧検出用変圧器２０か
ら、系統電流の瞬時値は変流器３０からそれぞれ検出さ
れＰ，Ｑ演算回路１６で瞬時Ｐ，Ｑが演算される。この
瞬時Ｐ，Ｑは各々減算器３１Ｃ，３１Ｉで有効電力基準
設定器８０Ａの出力Ｐdp、無効電力基準設定器８０Ｂの
出力Ｑdpと差をとられ、ＡＰＲ回路１１０、ＡＱＲ回路
１２０によりその偏差が０となるように制御する有効電
流指令Ｉpk、無効電流指令Ｉqkとなる。有効電流指令Ｉ
pkは直流電圧制御回路１７の下限リミッタに印加され
る。変換器４１の直流電圧Ｅd1と変換器４２の直流電圧
Ｅd2を直流電圧検出器７１，７２により検出し、加算器
３１Ａで加算することにより変換器が電力変換に使う直
流電圧Ｅd を求め、直流電圧基準値設定器８０Ｃの出力
Ｅdpと減算器３１Ｄで差をとり、直流電圧制御回路１７
の入力信号△Ｅd とする。この直流電圧制御回路１７は
この差△Ｅd を零にするように働き、直流電圧Ｅd がＥ
dpに等しくなるようにする。これより直流電圧制御回路
１７の出力Ｉdkは全体の電圧が基準電圧に等しくするに
必要な有効電流指令値である。変流器３０により検出し
た系統電流の瞬時値は３相／２相変換回路１４で３相／
２相変換後、ｄ／ｑ軸変換回路１５で有効電流軸成分電
流Ｉdh、無効電流軸成分Ｉqhとして検出される。この検
出を正しく行うために系統電圧の位相を検出する同期信
号発生回路１３を設けている。減算器３１Ｅにて有効電
流指令Ｉdkと有効電流軸成分Ｉdhの差を求め、電流制御
回路１８Ａに印加すると電流制御回路１８Ａはこの差を
零にするように働くので、結果として平均直流電圧Ｅd
が平均直流電圧基準値Ｅdpに等しくなる。電流制御回路
１８Ａとしては比例積分演算を行う回路がよく用いられ
るが、この限りでなく種々の演算を行う回路が用いられ
る。同様に無効電力指令Ｉqkは減算器３１Ｊで無効電流
軸成分Ｉqhと差をとられ電流制御回路１８Ｂに加えられ
る。電流制御回路１８Ｂはこの差を零にするように働く
ので無効電力基準設定値に等しい無効電力を変換器は発
生する。
【００２１】一方各変換器の直流電圧の分担制御を行う
には、次の構成にする必要がある。図６に示す電圧分担
補正分ΔＶ，−ΔＶと各変換器の交流電圧Ｖc1、Ｖc2と
合成電圧Ｖc との間には下記の関係がある。
には、次の構成にする必要がある。図６に示す電圧分担
補正分ΔＶ，−ΔＶと各変換器の交流電圧Ｖc1、Ｖc2と
合成電圧Ｖc との間には下記の関係がある。
【００２２】
【数７】
【００２３】ここで、ΔＶは交流電流と同相に選んだの
でＫを抵抗の次元を持つ比例係数とすると下記の関係式
が成りたつ。
でＫを抵抗の次元を持つ比例係数とすると下記の関係式
が成りたつ。
【００２４】
【数８】
【００２５】ただし、Ｉd：有効電流成分，Ｉq：無効電
流成分 また各変換器の交流電圧Ｖc1，Ｖc2、及びΔＶを有効電
流，無効電流成分で表すと
流成分 また各変換器の交流電圧Ｖc1，Ｖc2、及びΔＶを有効電
流，無効電流成分で表すと
【００２６】
【数９】 ＶP1＝Ｖd＋ΔＶd,ＶQ1＝Ｖq＋ΔＶq,ＶP2＝Ｖd−ΔＶd,ＶQ2＝Ｖq−ΔＶq …（９） これより変換器１で発生する電力Ｐ1 は
【００２７】
【数１０】 Ｐ1≒（Ｖd＋ΔＶd）・Ｉd＋（Ｖq＋ΔＶq）・Ｉq ≒（ＶdＩd＋ＶqＩq）＋（ΔＶdＩd＋ΔＶqＩq）＝Ｐ＋ΔＰ …（１０） ただし、Ｐは各変換器が融通する電力、ΔＰは変換器１
が電圧分担するために必要な電力である。ここで、ΔＶ
d＝Ａ・Ｉd／（Ｉ2 d＋Ｉ2 q），ΔＶq＝Ａ・Ｉq／（Ｉ2 d＋
Ｉ2 q）とすると（１０）式の第２項はＡとなり、これは
直流電圧分担用の電力ΔＰと同じになる。すなわち直流
電圧分担制御を行うにはＡを操作量として使えばよい。
これより操作量Ａとして各変換器の直流電圧誤差信号を
ＰＩブロックで変換した信号とする。
が電圧分担するために必要な電力である。ここで、ΔＶ
d＝Ａ・Ｉd／（Ｉ2 d＋Ｉ2 q），ΔＶq＝Ａ・Ｉq／（Ｉ2 d＋
Ｉ2 q）とすると（１０）式の第２項はＡとなり、これは
直流電圧分担用の電力ΔＰと同じになる。すなわち直流
電圧分担制御を行うにはＡを操作量として使えばよい。
これより操作量Ａとして各変換器の直流電圧誤差信号を
ＰＩブロックで変換した信号とする。
【００２８】直流電圧分担制御を安定に行うには直流電
圧検出器７１，７２により変換器４１の直流電圧Ｅd1と
変換器４２の直流電圧Ｅd2を検出し、減算器３１Ｂで減
算することにより各インバータ間の直流電圧差を求め、
直流電圧制御回路１１に印加し、電圧分担差電圧△Ｅd1
を得る。ただし、その出力が系統電流が流れないときに
電圧分担制御が働かないために直流電圧の不平衡を所定
量以下にするリミッタをこの直流電圧制御回路１１にも
たせる。加えて、電圧分担は上述したように各変換器の
直流コンデンサに蓄積された電力を操作することにより
行うため操作指令は有効電流指令値Ｉdkと無効電流指令
値Ｉqkの自乗和となるので、自乗和回路２２で電圧分担
用の指令値△Ｅdpを作成する。この後、図７に示す電流
指令値を所定量以下の場合は固定値にするリミッタ回路
１９Ｂに加え、割算回路２３で電圧分担電圧差△Ｅd1を
割り、図８に示す所定量以下では有効電流指令値Ｉdk，
無効電流指令値Ｉqkを固定値にするリミッタ回路１９
Ａ，１９Ｃを通った信号２５Ａ，２５Ｂと掛算回路２２
Ａ，２２Ｂにて掛け算することによりｄ軸，ｑ軸電圧補
正信号Ｄdv，Ｑdvを生成する。こうして得た電圧補正信
号Ｄdv，Ｑdvは加算器３１Ｆでｄ軸電流制御回路出力と
変換装置用変圧器のインピーダンスによる電圧降下補正
を行うためのインピーダンス回路２１Ｂとｑ軸電流指令
値Ｉqkを掛け算した出力信号、系統電圧からｄ軸のフィ
ードフォワード電圧Ｖdhとを図に示す符号で加算する。
その後、この３１Ｆ出力にＤdvを加算器３１Ｇで加算す
ると変換器４１の三相ＰＷＭのｄ軸電圧指令値が得られ
る。同じようにｑ軸電圧指令値も加算器３１Ｋでｑ軸電
流制御回路出力と変換装置用変圧器のインピーダンスに
よる電圧降下補正を行うためのインピーダンス回路２１
Ａとｄ軸電流指令値Ｉdkを掛け算した出力信号、系統電
圧からｑ軸のフィードフォワード電圧Ｖqhとを図に示す
符号で加算したものに加算器３１Ｌで加算することによ
り求めることができる。一方変換器４２のｄ軸電圧指令
値とｑ軸電圧指令値は逆に上記のフィードフォワード電
圧Ｖdh，Ｖqh、インピーダンス補正回路出力の加算した
ものから電圧補正信号Ｄdv，Ｑdvを引き算することによ
り得る。このように変換器４１と変換器４２で電圧補正
信号を逆に加算することにより全体として直流電圧補正
の影響を変換器出力に与えないようにすることができ
る。
圧検出器７１，７２により変換器４１の直流電圧Ｅd1と
変換器４２の直流電圧Ｅd2を検出し、減算器３１Ｂで減
算することにより各インバータ間の直流電圧差を求め、
直流電圧制御回路１１に印加し、電圧分担差電圧△Ｅd1
を得る。ただし、その出力が系統電流が流れないときに
電圧分担制御が働かないために直流電圧の不平衡を所定
量以下にするリミッタをこの直流電圧制御回路１１にも
たせる。加えて、電圧分担は上述したように各変換器の
直流コンデンサに蓄積された電力を操作することにより
行うため操作指令は有効電流指令値Ｉdkと無効電流指令
値Ｉqkの自乗和となるので、自乗和回路２２で電圧分担
用の指令値△Ｅdpを作成する。この後、図７に示す電流
指令値を所定量以下の場合は固定値にするリミッタ回路
１９Ｂに加え、割算回路２３で電圧分担電圧差△Ｅd1を
割り、図８に示す所定量以下では有効電流指令値Ｉdk，
無効電流指令値Ｉqkを固定値にするリミッタ回路１９
Ａ，１９Ｃを通った信号２５Ａ，２５Ｂと掛算回路２２
Ａ，２２Ｂにて掛け算することによりｄ軸，ｑ軸電圧補
正信号Ｄdv，Ｑdvを生成する。こうして得た電圧補正信
号Ｄdv，Ｑdvは加算器３１Ｆでｄ軸電流制御回路出力と
変換装置用変圧器のインピーダンスによる電圧降下補正
を行うためのインピーダンス回路２１Ｂとｑ軸電流指令
値Ｉqkを掛け算した出力信号、系統電圧からｄ軸のフィ
ードフォワード電圧Ｖdhとを図に示す符号で加算する。
その後、この３１Ｆ出力にＤdvを加算器３１Ｇで加算す
ると変換器４１の三相ＰＷＭのｄ軸電圧指令値が得られ
る。同じようにｑ軸電圧指令値も加算器３１Ｋでｑ軸電
流制御回路出力と変換装置用変圧器のインピーダンスに
よる電圧降下補正を行うためのインピーダンス回路２１
Ａとｄ軸電流指令値Ｉdkを掛け算した出力信号、系統電
圧からｑ軸のフィードフォワード電圧Ｖqhとを図に示す
符号で加算したものに加算器３１Ｌで加算することによ
り求めることができる。一方変換器４２のｄ軸電圧指令
値とｑ軸電圧指令値は逆に上記のフィードフォワード電
圧Ｖdh，Ｖqh、インピーダンス補正回路出力の加算した
ものから電圧補正信号Ｄdv，Ｑdvを引き算することによ
り得る。このように変換器４１と変換器４２で電圧補正
信号を逆に加算することにより全体として直流電圧補正
の影響を変換器出力に与えないようにすることができ
る。
【００２９】このようにして得たｄ軸電圧指令値とｑ軸
電圧指令値を使ってＰＷＭパルス発生回路２１，２２が
変換器４１，４２のオン，オフパルスを発生して直流電
圧分担制御を行った変換器制御を行うことができる。こ
こで本実施例では直流電圧の差電圧から直流電圧分担制
御を行うようにしているが、各変換器ごとに直流電圧と
平均電圧の差電圧から制御してもゲインが２分の１とな
ることを除けば上記と同じである。
電圧指令値を使ってＰＷＭパルス発生回路２１，２２が
変換器４１，４２のオン，オフパルスを発生して直流電
圧分担制御を行った変換器制御を行うことができる。こ
こで本実施例では直流電圧の差電圧から直流電圧分担制
御を行うようにしているが、各変換器ごとに直流電圧と
平均電圧の差電圧から制御してもゲインが２分の１とな
ることを除けば上記と同じである。
【００３０】図２は、本発明の第２実施例に係る電圧形
自励多重変換装置の制御構成図である。本実施例では、
変換器の直流回路４１，４２が並列接続され、これら２
つの回路が直列接続されている。また変換器４１，４２
の直流電圧と平均電圧の差電圧から補正信号を生成する
ようにしている。その他の構成は上述した図１の構成と
同じである。直流電源７０はＲＥＣ側の変換器を模擬し
たもので、ＩＮＶ側の変換器の電力を供給する。このよ
うな装置構成においても上述した実施例と同等の効果を
得ることが可能になる。
自励多重変換装置の制御構成図である。本実施例では、
変換器の直流回路４１，４２が並列接続され、これら２
つの回路が直列接続されている。また変換器４１，４２
の直流電圧と平均電圧の差電圧から補正信号を生成する
ようにしている。その他の構成は上述した図１の構成と
同じである。直流電源７０はＲＥＣ側の変換器を模擬し
たもので、ＩＮＶ側の変換器の電力を供給する。このよ
うな装置構成においても上述した実施例と同等の効果を
得ることが可能になる。
【００３１】
【発明の効果】本実施例によれば、直列に接続された変
換器の間での電圧分担が制御されるため、電圧分担を均
等化できる効果がある。またその結果、変換器の直列接
続が容易になり、直列接続によって直流電圧を高電圧と
した変換装置を容易に提供できる効果がある。
換器の間での電圧分担が制御されるため、電圧分担を均
等化できる効果がある。またその結果、変換器の直列接
続が容易になり、直列接続によって直流電圧を高電圧と
した変換装置を容易に提供できる効果がある。
【図１】本発明の一実施例を説明する図。
【図２】本発明の第２実施例に係る電圧形自励多重変換
装置の構成図。
装置の構成図。
【図３】従来の他の半導体電力変換装置を説明する図。
【図４】単位変換器の出力ベクトル図。
【図５】近似ベクトル出力の原理説明。
【図６】電圧分担制御方法。
【図７】自乗和用リミッタ特性。
【図８】リミッタ特性。
１０…交流系統、２０…電圧検出用変圧器、２１，２２
…パルス発生装置、３０…変流器、４１，４２，４３，
４４…変換器、５１，５２，５３，５４…変換装置用変
圧器、６１，６２…直流コンデンサ、２００…制御装
置。
…パルス発生装置、３０…変流器、４１，４２，４３，
４４…変換器、５１，５２，５３，５４…変換装置用変
圧器、６１，６２…直流コンデンサ、２００…制御装
置。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 古関 庄一郎 茨城県日立市幸町三丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立工場内 (72)発明者 林 敏之 東京都狛江市岩戸北２丁目11番１号 財団 法人 電力中央研究所 狛江研究所内 (72)発明者 高崎 昌洋 東京都狛江市岩戸北２丁目11番１号 財団 法人 電力中央研究所 狛江研究所内
Claims (3)
- 【請求項１】複数の変換器の交流電圧が変換装置用変圧
器の交流巻線側で直列に接続されて多重化され、各変換
器の直流回路が直列に接続された自励式半導体電力変換
装置において、各変換器ごとにその直流電圧と全変換器
の直流電圧の平均値との差電圧から各変換器の交流電圧
を補正する補正信号を生成し、該補正信号を変換装置の
制御信号に加算し、該加算により各変換器の交流電圧を
補正して直流電圧の調整を行い、直流電圧を平均値に一
致させる制御を行うことを特徴とする自励式半導体電力
変換装置。 - 【請求項２】請求項第１項の自励式半導体電力変換装置
において、補正信号を交流電流設定値から生成するよう
に構成し、該補正電圧ベクトルの大きさを交流電流の大
きさに反比例させるようにし、かつ交流電流が０付近で
は補正量が過大にならないように該反比例の処理を行わ
ないことを特徴とする自励式半導体電力変換装置。 - 【請求項３】請求項第１項の自励式半導体電力変換装置
において、全変換器の直流電圧の平均値との差電圧から
補正信号を生成する制御回路にリミッタを設け、該リミ
ッタを交流電流が０付近で補正量が過大とならないよう
に設定するように構成したことを特徴とする自励式半導
体電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11458898A JP3299718B2 (ja) | 1998-04-24 | 1998-04-24 | 自励式半導体電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11458898A JP3299718B2 (ja) | 1998-04-24 | 1998-04-24 | 自励式半導体電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11308868A true JPH11308868A (ja) | 1999-11-05 |
| JP3299718B2 JP3299718B2 (ja) | 2002-07-08 |
Family
ID=14641622
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11458898A Expired - Fee Related JP3299718B2 (ja) | 1998-04-24 | 1998-04-24 | 自励式半導体電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3299718B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103311957A (zh) * | 2013-06-28 | 2013-09-18 | 阳光电源股份有限公司 | 一种网侧变流器控制方法和系统 |
-
1998
- 1998-04-24 JP JP11458898A patent/JP3299718B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103311957A (zh) * | 2013-06-28 | 2013-09-18 | 阳光电源股份有限公司 | 一种网侧变流器控制方法和系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3299718B2 (ja) | 2002-07-08 |
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