JPH11251949A - 送受信周波数制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】本発明は、回路構成が非常に簡単であり、ま
た、通信動作の信頼性が劣化することがなく、小型で低
コスト化が可能な送受信周波数制御回路を提供する。 【解決手段】本発明は、ＰＬＬ回路によって制御され、
且つ送信用キャリア信号ｆ_T の周波数の１／２で発振出
力する発振回路部VCO2と、前記発振出力の周波数を２逓
倍変換する周波数逓倍回路Ｘとを含む送受信周波数制御
回路である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高周波無線装置、
特に携帯電話装置の送受信周波数の制御を行う送受信周
波数制御回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術及びその問題点】高周波無線装置、特に携
帯電話装置は、図１に示すような回路構成となってい
る。即ち、受信系回路と送信系回路と局部発振信号、キ
ャリア信号を形成する送受信周波数制御回路(PLL-SYN)
とから構成されている。

【０００３】受信系回路は、アンテナANT −デュプレク
サーDPX −ローノイズアンプLNA −受信側バンドパスフ
ィルタR-BPF −ミキサー1stIF-MIX −第１中間周波用バ
ンドパスフィルタ1stIF-BPF −ミキサー2ndIF-MIX −第
２中間周波用バンドパスフィルタ2ndIF BPF −ベースバ
ンドブロックBBなどから構成されている。

【０００４】また、送信系回路は、ベースバンドブロッ
クBB−変調回路MOD −送信用ミキサーT-MIX −送信側バ
ンドパスフィルタT-BPF −増幅器POWER-AMP −アイソレ
ータISO −デュプレクサーDPX −アンテナANT となって
いる。尚、ベースバンドブロックは、受信回路系におい
ては検波回路、送信回路系においては、送信用増幅器な
どをブロック化したものである。

【０００５】さらに、送受信周波数制御回路（PLL-SYN)
は、局部発振信号やキャリア信号を形成し、ミキサー1s
tIF-MIX 、ミキサー2ndIF-MIX 、送信系統の変調回路MO
D に、通信周波数バンド、所定チャンネルに応じた所定
周波数の局部発振信号やキャリア信号を供給するもので
ある。

【０００６】例えば、受信動作において、アンテナANT
で受信された信号は、デュプレクサーDPX 、ローノイズ
アンプLNA 、バンドパスフィルタR-BPF を介して、所定
周波数バンドに応じた周波数成分ｆ_R が抽出されて、ミ
キサー1stIF-MIX に供給される。そして、このミキサー
1stIF-MIX には、所定周波数成分の信号ｆ_R と送受信周
波数制御回路（PLL-SYN)で発生された局部発振信号ｆ_L1
とが周波数混合変換処理される。そして、ミキサー1stI
F-MIX では、｜ｆ_R ±ｆ_L1｜の２つの周波数成分に変換
され、この２つの周波数成分の信号のうち、例えば、一
方の信号ｆ_IF1L＝｜ｆ_R −ｆ_L1｜が、固有の通過帯域特
性を有する第１中間周波用バンドパスフィルタ1stIF-BP
F によって抽出されることになる。

【０００７】尚、局部発振信号ｆ_L1の周波数は、例え
ば、一方の信号ｆ_IF1Lに受信したチャンネル周波数が、
第１中間周波用バンドパスフィルタ1stIF-BPF によって
抽出される周波数が設定される。具体的には、送受信周
波数制御回路（PLL-SYN)を構成するマイコンＭＰＵ、Ｐ
ＬＬ回路によって制御されて決定される。

【０００８】同様に、ミキサー2ndIF-MIX 、第２中間周
波用バンドパスフィルタ2ndIF-BPFによって、周波数が
変換され、検波回路を含むベースバンドブロックBBによ
って音声信号に変換され、レシーバーを介して再生され
ることになる。

【０００９】尚、第１中間周波用バンドパスフィルタ1s
tIF BPF によって抽出される信号ｆ_IF1Lの周波数は固定
的な値であるため、その後にミキサー2ndIF-MIX 、第２
中間周波用バンドパスフィルタ2ndIF-BPF の特性及び局
部発振信号ｆ_L2は固定的な周波数を有する信号で構わな
い。

【００１０】また、送信系回路においては、ベースバン
ドブロックBBで、Ｉ信号、Ｑ信号が形成され、変調回路
MOD で変調処理されされる。即ち、変調回路MOD で、送
受信周波数制御回路（PLL-SYN)で発生されるキャリア信
号ｆ_T に、Ｉ信号、Ｑ信号が変調される。その後、変調
回路MOD で変調された信号ｆ_TXM はパワーアンプPOWER
AMP で出力増幅されて増幅された搬送波ｆ_TXM0となり、
アイソレータISO 、デュプレクサーDPX を介してアンテ
ナANT より、空中に放出される。

【００１１】上述の通信方式に応じた通信バンド、送受
信チャンネル周波数は、送受信周波数制御回路（PLL-SY
N)で形成される局部発振信号ｆ_L1、局部発振信号ｆ_L2、
キャリア信号ｆ_T によって決定されるものであり、高周
波無線装置、特に携帯電話装置では非常に重要な回路と
言える。

【００１２】上述のように、３つの信号（キャリア信号
ｆ_T 、局部発振信号ｆ_L1、局部発振信号ｆ_L2）を形成す
る最も簡単な送受信周波数制御回路（PLL-SYN)として
は、図７に示す回路構成が考えられる。即ち、マイコン
MPU 、温度補償型発振器TCXO、フィーズループロックド
回路PLL 、電圧制御型発振回路VCO1〜VCO3、ローパスフ
ィルタLPF1〜3 及びバッフアアンプBA1 〜BA3 から構成
される。

【００１３】マイコンMPU は、通信バンドやチャンネル
による所定周波数を決定するものである。ＰＬＬは、マ
イコンMPU によって決定された周波数が電圧制御型発振
回路VCO1〜VCO3から発振出力されているかを制御するも
のであり、電圧制御型発振回路VCO1〜VCO3などのフィー
ドバック信号に基づいて、発振出力の周波数変動を補償
する。ローパスフィルタLPF1〜LPF3は、ＰＬＬの出力に
基づいて電圧制御型発振回路VCO1〜VCO3に供給すべき制
御電圧を形成するものである。電圧制御型発振回路VCO1
は、局部発振信号ｆ_L1となる信号を発振出力し、電圧制
御型発振回路VCO2は、キャリア信号ｆ_T となる信号を発
振出力し、電圧制御型発振回路VCO3は、局部発振信号ｆ
_L2となる信号を発振出力するものである。

【００１４】尚、図７では、ディジタルバンド( 受信周
波数RXD ：８１０〜８３０ＭＨｚ、ディジタルバンド送
信周波数TXD ：９４０〜９６０ＭＨｚ) を例とし、第１
中間周波用バンドパスフィルタ1stIF-BPF を130 ＭＨ
ｚ、第２中間周波用バンドパスフィルタ2ndIF-BPF は45
0 ｋＨｚに設定した場合の周波数を示す。また、各電圧
制御型発振回路と局部発振信号ｆ_L1、ｆ_L2、キャリア信
号ｆ_T との関係を表１に示す。

【００１５】

【表１】

【００１６】しかし、図7 に示す構造において、１つの
３つの信号（キャリア信号ｆ_T 、局部発振信号ｆ_L1、局
部発振信号ｆ_L2）が各々別の電圧制御型発振回路VCO1〜
VCO3によって形成されている。これにより、送信系回路
における変調・増幅された搬送波（図１でｆ_TXO ）と、
電圧制御型発振回路VCO2の発振出力及びそのフィードバ
ック信号が実質的に同一周波数であるため、種々の障害
が発生してしまう。

【００１７】例えば、図７中のＡに示すように電圧制御
型発振回路VCO2の発振出力に対して妨害波となる。これ
は、無変調の純粋なキャリア信号である電圧制御型発振
回路VCO2の発振出力に、既に変調回路MOD 及びパワーア
ンプPOWER AMP によって変調・増幅された出力レベルが
非常に大きい妨害波Ａが影響すると、無変調の純粋なキ
ャリア信号にノイズが含んでしまい変調回路MOD の変調
処理された結果、データエラーが起こしやすくなる。

【００１８】また、図７のＢに示すように、電圧制御型
発振回路VCO2からＰＬＬに帰還するフィードバック信号
ラインに障害を与えてしまうことがある。

【００１９】即ち、電圧制御型発振回路VCO2からＰＬＬ
に帰還するフィードバック信号ラインに、妨害波Ｂが障
害を与えると、ＰＬＬでの分周動作が乱されて、安定し
た周波数で電圧制御型発振回路VCO2が発振できなくなる
ことがある。

【００２０】また、図８のように、２つの電圧制御型発
振回路で構成した送受信周波数制御回路（PLL-SYN)が考
えられる。これは、電圧制御型発振回路VCOX、VCOY、ミ
キサーL-MIX 、バンドパスフィルタL-BPF とで構成し、
電圧制御型発振回路VCOXで、局部発振信号ｆ_L1及びキャ
リア信号ｆ_T のベースとなる発振信号を発振出力させ、
電圧制御型発振回路VCOYで、局部発振信号ｆ_L2となる発
振信号を出力させるものである。尚、各発振回路の発振
周波数と局部発振信号ｆ_L1、局部発振信号ｆ_L2、キャリ
ア信号ｆ_T との関係を表2 に示す。

【００２１】

【表２】

【００２２】この送受信周波数制御回路（PLL-SYN)にお
いては、電圧制御型発振回路を減少させることができる
ものの、電圧制御型発振回路VCOXと電圧制御型発振回路
VCOYの各々の発振出力をミキサーL-MIX で周波数混合変
換処理を行い、バンドパスフィルタL-BPF で局部発振信
号ｆ_L1及びキャリア信号ｆ_T となる周波数成分のみを抽
出していた。

【００２３】この２つの発振出力ｆｘ、ｆｙの周波数混
合変換処理により、ｆ_H ＝ｆｘ＋ｆｙ及びｆ_L ＝｜ｆｘ
−ｆｙ｜が発生する。実際には、ｆ_L の940.00〜960.00
がバンドパスフィルタL-BPF によって、940.0 〜960.0
ＭＨｚの範囲が選択される。

【００２４】しかし、このような送受信周波数制御回路
（PLL-SYN)では、本来必要とする周波数成分（940.0 〜
960.0 ＭＨｚ）以外に、もう一方の不要な周波数成分、
さらに、ミキサーL-MIX に入力した周波数成分が、スプ
リアス成分として発生してしまう。

【００２５】このように、本来必要とする周波数成分以
外に、他の多くの不要な周波数成分が発生すると、本通
信装置内での動作が不安定となったり、他の通信装置に
悪影響を与えてしまう。

【００２６】これらの悪影響を軽減するために、必要と
する周波数分のみをバンドパスフィルタL-BPF で選択抽
出しているが、このバンドパスフィルタL-BPF の特性と
しては、必要とする周波数成分に近接した周波数成分や
入力した周波数成分を抑圧しなくてはならないため、通
過帯域近傍の減衰を急峻化した特性のフィルタとしなく
てはならなかった。

【００２７】このようなバンドパスフィルタは、所定特
性を満足させるためには非常に困難であり、かつ高価な
ものとなる。

【００２８】また、近年、携帯電話端末器のユーザーの
増加に伴う通信チャンネルの大容量化、アナログ通信方
式からディジタル通信方式への移行化が行われている。
例えば、日本の通信方式の１つであるＰＤＣ８００など
がある。

【００２９】このような両通信方式（離散的な送受信周
波数）を１つ携帯電話端末器で対応( デュアルバンド対
応) しようとすれば、局部発振信号ｆ_L1及びキャリア信
号ｆ_T を各々２種類形成しなくてはならない。この結
果、ミキサーL-MIX での周波数混合変換処理、バンドパ
スフィルタL-BPF での周波数選択処理が複雑となり、ス
プリアス成分が増加し、しかも、フィルタ特性要求が一
層厳しくなってしまう。

【００３０】このようなＰＤＣ８００のデュアルバンド
に対応する送受信周波数制御回路（PLL-SYN)としては、
例えば、図9 、図１０に示すような構成を行っていた。
図９、１０の送受信周波数制御回路（PLL-SYN)は、３つ
の電圧制御型発振回路VCO1、VCO2、VCO3、ミキサーL-MI
X 、バンドパスフィルタL-BPF を具備しており、バンド
パスフィルタL-BPF の通過帯域は、例えば925.00〜960.
00ＭＨｚに設定していた。尚、周波数配列は以下のとお
りとなっている。図９における各発振回路の発振周波数
と局部発振信号ｆ_L1、局部発振信号ｆ_L2、キャリア信号
ｆ_T との関係を表３で、図１０における関係を表４に示
す。

【００３１】 ディジタルバンド受信周波数RXD ：８１０〜８３０ＭＨｚ アナログバンド受信周波数RXA ：８７０〜８８５ＭＨｚ アナログバンド送信周波数TXA ：９２５〜９４０ＭＨｚ ディジタルバンド送信周波数TXD ：９４０〜９６０ＭＨｚ

【００３２】

【表３】

【００３３】

【表４】

【００３４】図9 の送受信周波数制御回路（PLL-SYN)に
おいては、電圧制御型発振回路VCO2 は、マイコンＭＰ
ＵやＰＬＬの制御により２つの発振周波数の切り換え可
能なシフト端子を有する電圧制御型発振回路であり、ア
ナログバンドの通信の場合、185 ＭＨｚで発振し、ディ
ジタルバンドの通信の場合、260 ＭＨｚで発振する。

【００３５】O1は、局部発振信号ｆ_L1を専有的に形成す
るための発振回路であり、周波数680〜755 ＭＨｚの範
囲で発振する。具体的には、680 〜700 ＭＨｚの範囲(
ディジタルバンド用) で680.00＋0.05×ｎＭＨｚ又は74
0 ＭＨｚ〜755 ＭＨｚの範囲(アナログバンド用) で74
0.00＋0.05×ｎＭＨｚで発振する。

【００３６】電圧制御型発振回路VCO3は、局部発振信号
ｆ_L2を形成するものである。同時に、電圧制御型発振回
路VCO2の発振信号とともにキャリア信号ｆ_T を形成する
ものであり、その発振周波数が例えば、129.55ＭＨｚの
固定的な発振する。

【００３７】電圧制御型発振回路VCO2は、主にキャリア
信号である局部発振信号ｆ_T の所定周波数を決定する発
振信号を形成するものであり、その発振周波数が例え
ば、795.45〜830.45ＭＨｚで発振する。尚、所定周波数
はディジタルバンド時では一般式が810.45＋0.05×ｎＭ
Ｈｚで、アナログバンド受信時では795.45＋0.05×ｎＭ
Ｈｚとなる。また、その発振周波数は例えば1054.55 〜
1089.55 ＭＨｚであっても構わない。

【００３８】しかし、図9 、図１０に示す送受信周波数
制御回路（PLL-SYN)であっても、少なくともキャリア信
号ｆ_T を形成するために、ミキサーL-MIX 、バンドパス
フィルタL-BPF を必要としていた。

【００３９】従って、周波数混合変換処理により発生す
る不要な周波数成分の発生は避けられず、送受信系回路
の動作、送受信周波数制御回路（PLL-SYN)の動作の信頼
性を低下させるものであった。また、バンドパスフィル
タの通過帯域特性が急峻な高価なフィルタが必要とな
り、低コストが困難であった。

【００４０】同時に、送受信周波数制御回路（PLL-SYN)
が複雑化し、集積化・小型化が困難であった。

【００４１】特に、変調・増幅された搬送波及びその周
波数近傍に発生するスプリアス成分は、規格が厳しく、
その抑圧に労力を要する。これらスプリアス成分は単に
回路的対策のみで解決できるものではなく、回路基板上
のグランドの取り方やシールドケースのグランドの取り
方等で経験的に対策していた。

【００４２】結局、従来のように周波数混合変換処理及
び周波数選択による周波数変換方式を用いた場合には、
通信動作の信頼性向上は期待できず、回路構成が複雑と
なり、集積化・小型、低コスト化の達成が非常に困難で
あった。

【００４３】本発明は、上述の課題に鑑みて案出された
ものであり、その目的は、回路構成が非常に簡単であ
り、また、通信動作の信頼性が劣化することがなく、小
型、低コスト化が可能な送受信周波数回路を提供するも
のである。

【００４４】

【課題を解決するための手段】本発明は、ＰＬＬ回路に
よって制御され、且つ送信用キャリア信号の周波数の１
／２で発振出力する発振回路部と、前記発振出力の周波
数を２逓倍変換する周波数逓倍回路とを有する送受信周
波数制御回路である。

【００４５】そして、好ましくは前記周波数逓倍回路
は、ＲＦ入力端子及びローカル入力端子を具備した差動
増幅ダブルバランス型ミキサーと、所定周波数成分を抽
出するフィルタとから成り、ＲＦ入力端子及びローカル
入力端子へ同位相で同時に発振出力を入力して動作させ
ることである。

【００４６】

【作用】本発明によれば、キャリア信号を形成するにあ
たり、２つの発振出力の周波数成分の周波数混合変換処
理及び所定通過帯域のみを抽出処理するバンドパスフィ
ルタを用いる必要がない。具体的には、発振回路部で、
キャリア信号周波数ｆ_Tの１／２の周波数ｆ_T0で発振さ
せ、この発振出力ｆ_T0を周波数逓倍回路で発振出力を２
逓倍に変換している。

【００４７】即ち、周波数混合変換処理及び所定周波数
の帯域通過フィルタを用いていないことにより、発振回
路部の発振周波数とキャリア信号周波数とが大きく異な
らせることができ、不要な周波数成分の発生を抑えるこ
とができる。従って、変調・増幅された送信用搬送波
が、送受信周波数制御回路（PLL-SYN)や受信系回路や送
信系回路に悪影響を与えることがなく、安定した送受信
動作が達成される。

【００４８】しかも、送受信周波数制御回路（PLL-SYN)
の回路構成が簡略化、電子部品の部材数を減少でき、小
型、低コスト化が達成できる。

【００４９】さらに、周波数逓倍回路に差動増幅ダブル
バランス型ミキサーを用いる。これにより、発振回路部
の発振出力ｆ_T0の正弦波形（Sinx) を、｜Sinx｜に簡単
に変換することができる。そして、変換された｜Sinx｜
には、発振出力の周波数成分の2 倍、4 倍・・・の周波
数成分が含まれており、発振出力の周波数成分ｆ_T0は含
まれていない。従って、所定周波数成分を抽出するフィ
ルタ( ローパスフィルタ) により、発振出力の周波数成
分の２倍の周波数成分のみを抽出することができる。

【００５０】これは、キャリア信号ｆ_T の周波数( 発振
出力の周波数成分の２倍周波数) 成分のみを非常に高い
レベルで得られることができ、周波数以外のスプリアス
成分を簡単に且つ確実に抑制できる。

【００５１】以上のように、本発明では回路構成が非常
に簡単となり、また、通信特性の信頼性が向上し、小
型、低コスト化の送受信周波数制御回路となる。

【００５２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の送受信周波数回路
を図面に基づいて説明する。

【００５３】図１は、本発明の送受信周波数回路を具備
した高周波無線装置のブロック回路図であり、図２は、
本発明の送受信周波数制御回路のブロック図である。

【００５４】高周波無線装置の受信系回路は、アンテナ
ANT −デュプレクサーDPX −ローノイズアンプLNA −受
信側バンドパスフィルタR-BPF −ミキサー1stIF-MIX −
第１中間周波用バンドパスフィルタ1stIF-BPF −ミキサ
ー2ndIF-MIX −第２中間周波用バンドパスフィルタ2ndI
F BPF −復調回路を含むベースバンドブロックBBなどの
構成となっている。

【００５５】また、送信系回路は、送信側増幅器を含む
ベースバンドブロックBB−変調回路MOD −増幅器POWER-
AMP −アイソレータISO −デュプレクサーDPX −アンテ
ナANT の構成となっている。

【００５６】次に受信動作を説明する。まず、アンテナ
ANT に受信された電波は、デュプレクサーDPX によっで
受信信号に分離され、ローノイズアンプLNA 、受信側バ
ンドパスフィルタR-BPF に供給される。これまでの動作
により、通信方式の受信周波数帯域を含む周波数が抽出
されることになる。この信号をｆ_R と記す。

【００５７】その後、信号ｆ_R は、ミキサー1stIF-MIX
に供給され、周波数混合変換処理される。即ち、周波数
混合変換処理において、ミキサー1stIF-MIX には同時に
局部発振信号ｆ_L1が供給される。

【００５８】この周波数混合変換処理では、信号の周波
数ｆ_R と局部発振信号の周波数ｆ_L1の和及び差の絶対値
で表される２つの周波数成分ｆ_IF1H、ｆ_IF1Lが出力され
る。

【００５９】尚、ｆ_IF1Hは、ｆ_R ＋ｆ_L1で表され、ｆ
_IF1Lは｜ｆ_R −ｆ_L1｜で表される。

【００６０】この２つの信号ｆ_IF1H、ｆ_IF1Lは、第１中
間周波用バンドパスフィルタ1stIFBPF に供給され、一
方の周波数成分の信号、例えばｆ_IF1Lが抽出され、ミキ
サー2ndIF-MIX に供給される。

【００６１】その後、ミキサー2ndIF-MIX では、上述の
ように周波数混合変換処理される。

【００６２】この周波数混合変換処理では、信号の周波
数ｆ_IF1Lと局部発振信号の周波数ｆ_L2の和及び差の絶対
値で表される２つの周波数成分ｆ_IF2H、ｆ_IF2Lが出力さ
れる。尚、ｆ_IF2Hは、ｆ_IF1L＋ｆ_L2で表され、ｆ_IF2Lは
｜ｆ_IF1L−ｆ_L2｜で表される。

【００６３】この２つの信号ｆ_IF2H、ｆ_IF2Lは、第２中
間周波用バンドパスフィルタ2ndIFBPF に供給され、一
方の周波数成分の信号、例えばｆ_IF2Lが抽出され、ベー
スバンドブロックBBに供給され、変調回路で音声信号に
変換されな、レシーバ( 図示せず) を介して放音され
る。

【００６４】次に、送信動作を説明する。まず、マイク
MIC に入力された音声信号は、ベースバンドブロックBB
でＩ信号、Ｑ信号となり、変調回路MOD でキャリア信号
ｆ_Tに基づいて変調処理される。その変調された搬送信
号ｆ_TXM は、増幅器POWER-AMP で増幅され、アイソレー
タISO を介してデュプレクサーDPX に供給されて、アン
テナANT を介して空中に放出される。

【００６５】このような、基本的な動作で重要となるの
は、送受信周波数制御回路（ＰＬＬ−ＳＣＮ）で形成さ
れる1stIF-MIX に供給される局部発振信号ｆ_L1、2ndIF-
MIXに供給される局部発振信号ｆ_L2及び変調回路MOD に
供給されるキャリア信号ｆ_Tの形成方法である。しか
も、複雑化する通信方式（受信周波数バンド、送信周波
数バンド）にどのように対応するかが重要となる。

【００６６】本発明の送受信周波数制御回路（PLL-SYN)
は、ＰＬＬ回路と、例えば３つの電圧制御型発振回路VC
O1〜VCO3と、キャリア信号ｆ_T を形成する電圧制御型発
振回路VCO2に直列的に接続される周波数逓倍回路Ｘ（逓
倍処理部F/F 、ローパスフィルタＬＰＦ）とを具備する
ものである。

【００６７】ここで、３つの電圧制御型発振回路のう
ち、例えば、電圧制御型発振回路VCO1は、第１局部発振
信号ｆ_L1を専有的に形成する発振回路である。

【００６８】また、電圧制御型発振回路VCO3は、局部発
振信号ｆ_L2を専有的に形成する発振回路である。

【００６９】さらに、電圧制御型発振回路VCO2は、送信
用キャリア信号ｆ_T を形成するための原信号ｆ_T0を形成
する発振回路である。この電圧制御型発振回路VCO2は、
上述のように、周波数逓倍回路Ｘが接続されている。こ
の周波数逓倍回路Ｘによって、電圧制御型発振回路VCO2
の発振出力の周波数ｆ_T0は、２逓倍の周波数ｆ_T1とな
る。

【００７０】上述の電圧制御型発振回路VCO1〜VCO3の発
振周波数は、実質的にＰＬＬによって制御されている。
即ち、電圧制御型発振回路VCO1〜VCO3が所定発振周波数
となるように、制御信号をローパスフィルタLPF1〜LPF3
に供給し、このローパスフィルタLPF1〜LPF3で、その所
定制御電圧が決定される。そして電圧制御型発振回路VC
O1〜VCO3に所定制御電圧が供給されて、所定発振周波数
となる。

【００７１】尚、この発振出力などは、ＰＬＬにフィー
ドバックされる帰還信号となり、この帰還信号を所定分
周率で分周し、同時に、温度補償型発振器ＴＣＸＯの基
準発振信号との比較より、電圧制御型発振回路VCO1〜VC
O3の発振周波数のずれを検出して、この周波数ずれを補
正するような制御信号をローパスフィルタLPF1〜ＬＰＦ
３に供給するものである。尚、フィードバック信号は、
電圧制御型発振回路ＶＣＯ２の発振出力を直接、ＰＬＬ
にフィードバックしてもよいし、また、ＰＬＬの内部の
設定次第で、周波数逓倍回路Ｘ後の信号をフィードバッ
クしても構わない。

【００７２】このような、ＰＬＬはＭＰＵによって制御
されている。即ち、ＭＰＵでは、受信周波数バンド、チ
ャンネル割り当てなどを考慮して、受信周波数帯域の中
で、通信に必要なチャンネル周波数を決定し、また、送
信周波数帯域の中で、通信に必要なチャンネル周波数を
決定し、局部発振信号ｆ_L1、キャリア信号ｆ_T の値を決
定して、その情報をＰＬＬに提供している。

【００７３】例えば、上述のＰＤＣ８００に対応した各
電圧制御型発振回路VCO1〜電圧制御型発振回路VCO3の発
振周波数と局部発振信号ｆ_L1、ｆ_L2、キャリア信号ｆ_T
との関係を表5 に示す。

【００７４】

【表５】

【００７５】本発明において、キャリア信号ｆ_T は，上
述のように、電圧制御型発振回路VCO2の発振出力信号ｆ
_T0を基に、この周波数を２倍に逓倍変換する周波数逓倍
回路Ｘによって、逓倍処理されて形成されている。そし
て、周波数逓倍回路Ｘは、逓倍処理部F/F とローパスフ
ィルタLPF とから構成されている。

【００７６】従って、電圧制御型発振回路VCO2の発振信
号（周波数ｆ_T0）は、逓倍処理部F/F で逓倍処理され、
その結果、発振信号の周波数ｆ_T0を２倍とした２×
ｆ_T0、４×ｆ_T0、６×ｆ_T0・・・の周波数成分が含まれ
ている出力信号ｆ_T1が出力される。

【００７７】そして、この信号ｆ_T1はローパスフィルタ
LPF で高次の周波数成分を除去する処理が行われる。そ
の結果、信号ｆ_T1中の、２×ｆ_T0、４×ｆ_T0、６×ｆ_T0
・・・の周波数成分のうち、発振信号の周波数ｆ_T0を２
倍とした２×ｆ_T0のみが抽出される。この２逓倍化され
た信号ｆ_T2が、バッファアンプBA2 により増幅されて、
キャリア信号ｆ_T として、送受信周波数制御回路Ｘから
変調回路MOD に出力されることになる。

【００７８】上述の逓倍処理部F/F は、例えば、図3 に
示すように、トランジスタのコレクタ電流が交互に位相
が反転する一対の差動増幅トランジスタが３対組み合わ
されて構成されている。そして、１対のトランジスタTR
₁ 、TR₂ は、他の２対のトランジスタTR₃ 〜TR₆ の電流
源であり、それぞれのコレクタ電流動作は互いに同期し
ている。

【００７９】また、他の２対のトランジスタTR₃ 〜TR₆
は、主に出力波形を制御するものである。例えば、トラ
ンジスタTR₃ 〜TR₄ は、トランジスタTR₁ に流れる電流
I₁に位相同期した電流が流れる。そして、この電流の位
相が正弦波の正の時、逓倍処理部F/F の出力端子OUTPUT
には、トランジスタTR₄ の信号が出力される。

【００８０】また、例えば、トランジスタTR₅ 〜TR
₆ は、トランジスタTR₂ に流れる電流I₂に同期した電流
が流れる。そして、この電流の位相が正の時（電流Ｉ₁
が負の時）、逓倍処理部F/F の出力端子OUTPUTには、ト
ランジスタTR₆ の信号が出力される。

【００８１】この時、出力側である２対のトランジスタ
TR₃ 、TR₄ 及びトランジスタTR₅ 、TR₆ において、一方
の対を成すトランジスタTR₃ 、TR₄ のうち出力トランジ
スタTR₄ と、他方の対を成すトランジスタTR₅ 、TR₆ の
うち出力しない側のトランジスタTR₅ とが同一ベース電
圧で動作している。このため、トランジスタTR₄ 、TR₅
は、ベース電圧の波形と同一の位相で動作し、トランジ
スタTR₃ 、TR₆ はベース電圧の波形と逆位相で動作する
ことになる。

【００８２】従って、対を成すトランジスタTR₃ 、TR₄
及びトランジスタTR₅ 、TR₆ のうち出力トランジスタTR
₄ 、TR₆ の出力波形は、夫々逆位相の波形が現れる。

【００８３】そして、実際の出力においては上述したよ
うに、トランジスタTR₁ に流れる電流Ｉ₁ が正弦波の正
の時、一方の対のトランジスタTR₄ の出力が選択され
る。また、トランジスタTR₂ に流れる電流Ｉ₂ が正弦波
の正の時、他方の対のトランジスタTR₆ の出力が選択さ
れることになる。

【００８４】その結果、入力信号ｆ_T0の位相に対して、
例えば0 〜π₀ では、トランジスタTR₄ の正の信号が、
例えばπ₀ 〜２π₀ では、トランジスタTR₆ の正の信号
が出力端子OUTPUTから現れることになる。

【００８５】この出力端子OUTPUTの信号ｆ_T1は、入力信
号ｆ_T0の位相π₀ に対して１／２の位相（π）で、ｆ
（Ｘ）＝｜SinX｜の波形となる。

【００８６】このｆ（Ｘ）＝｜SinX｜の波形をフーリェ
展開すると、

【００８７】

【数１】

【００８８】となり、cos2x 、cos4x 、cos6x ・・・の
ように、基本周波数成分ｆ_T0に対して、2 倍、4 倍・・
・の高次の周波数成分が含まれており、基本周波数成分
ｆ_T0であるX は含まれていない。

【００８９】即ち、この逓倍処理部F/F は、基本周波数
成分ｆ_T0を含まず、2 倍、4 倍・・・の高次の周波数成
分が含まれた出力信号ｆ_T1を導出するものであり、逓倍
化されたことになる。

【００９０】この逓倍処理部F/F の出力された出力信号
ｆ_T1は、例えば、基本周波数成分ｆ_T0の２倍の値と４倍
との値の間で、通過帯域が制限されたローパスフィルタ
LPFによって処理される。これにより、ローパスフィル
タLPF からは、信号ｆ_T1に含まれる高次の周波数成分が
抑制されて、基本周波数成分ｆ_T0の２倍の周波数成分の
みが抽出された信号ｆ_T2を導出する。

【００９１】図３の逓倍処理部F/F でのトランジスタTR
₁ 、TR₂ の増幅特性、トランジスタTR4 (TR6) の増幅特
性及びそれらの波形を図４、図５及び図６に示す。

【００９２】図４は、トランジスタTR₁ 、トランジスタ
TR₂ の増幅特性であり、線ＣはトランジスタTR₁ の増幅
曲線であり、線ＤはトランジスタTR₂ の増幅特性であ
る。

【００９３】図５は、トランジスタTR₄ の増幅特性であ
り、線ＥはトランジスタTR₄ の増幅曲線であり、線Ｆは
参考までにトランジスタTR₅ の増幅特性である。

【００９４】図６（ａ）は、電圧制御型発振回路VCO₂の
発振信号ｆ_T0であり、同時に、逓倍処理部F/F のＲＦ端
子及びＬＯ端子の信号波形である。図６（ｂ）は、トラ
ンジスタTR₁ に流れる電流Ｉ₁ の波形である。図６
（ｃ）は、トランジスタTR₂ に流れる電流Ｉ₂ の波形で
ある。図６（ｄ）は、一方の出力部を構成するトランジ
スタTR₄ の電流Ｉ₄ の波形（他方の出力部を構成するト
ランジスタTR₅ の電流Ｉ₅の波形）である。図６（ｅ）
は、他方の出力部を構成するトランジスタTR₆ の電流Ｉ
₆ の波形（一方の出力部を構成するトランジスタTR₃ の
電流Ｉ₅ の波形）である。図６（ｆ）は、逓倍処理部F/
F の出力信号ｆ_T2の波形｜Sin Ｘ｜であり、出力Ｉ₄ と
出力Ｉ₆ との合成波形である。

【００９５】上述の逓倍処理部F/F とローパスフィルタ
LPF との組み合わせなる周波数逓倍回路Ｘは、従来のよ
うに、所定周波数を形成するために、周波数混合変換処
理をおこなうミキサーが不要となる。同時に、ミキサー
による周波数変換で避けることができない不要な周波数
成分（ミキサーに供給した周波数成分、周波数混合変換
された結果に選択されない側の周波数成分、さらにそれ
らの高次の周波数成分）の発生を有効に抑えることがで
きる。同時に、通過帯域の近傍を充分に減衰した特性の
バンドパスフィルタが不要となる。尚、本発明の逓倍処
理回路Ｘに用いるフィルタは、所定周波数とその周波数
の倍の周波数とを区別できる程度の簡単で且つ安価なロ
ーパスフィルタを用いることができる。

【００９６】また、上述のように不要な周波数成分 (ス
プリアス成分) の発生を有効に抑えられることにより、
不要な周波数成分に起因する発振飛び、妨害波などが発
生しにくくなり、送受信系回路での誤動作、送受信周波
数制御回路（PLL-SYN)の誤動作を抑え、通信動作全体の
動作信頼性が格段に向上し、他の通信装置に対する開く
悪影響も抑えることができる。

【００９７】この送受信周波数制御回路（PLL-SYN)の回
路を簡素化するため、この回路又は他の回路とともに、
集積回路化することが可能であり、非常に小型化を図る
ことができる。

【００９８】上述の逓倍処理部F/F は、２つ出力部を具
備して、入力信号（０〜２π₀ ）の半周期毎に、２つの
出力部を交互に動作して、出力部で各々半波整流した出
力信号を合成している。しかし、動作的には、電圧制御
型発振回路VCO2の発振信号ｆ_T0（位相= ２π₀ ）に対し
て、１／２の位相π( π=1/2×π₀ ) で表される信号ｆ
（Ｘ）を、ｆ（Ｘ）＝｜Sin X ｜となるような信号を導
出するようにすれば、トランジスタの構成や組み合わせ
を任意に変更しても構わない。

【００９９】さらに、フリップフロップ回路などを用い
てディジタル回路を構成しても構わない。

【０１００】尚、上述の表１に示した電圧制御型発振回
路VCO1〜VCO3の発振周波数と局部発振信号ｆ_L1、局部発
振信号ｆ_L2、キャリア信号ｆ_T との関係は、ＰＤＣ８０
０のデュアル通信方式に対応したものである。

【０１０１】しかし、別の周波数を用いるデュアルバン
ド型の通信方式や、単一の通信方式では、当然、電圧制
御型発振回路VCO1〜VCO2の発振周波数の範囲をその方式
の周波数帯域に対応して適宜変更されるものである。

【０１０２】また、送信用キャリア信号ｆ_T のみを使用
する送信装置のみに適用することもできる。

【０１０３】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、キャリ
ア信号は発振回路及びその発振出力を逓倍処理する周波
数逓倍回路とから構成された回路部分で形成される。こ
れより、２つの信号の周波数を周波数混合変換処理し、
また、所定周波数成分を抽出する周波数選択処理する必
要がない。

【０１０４】このため、不要な周波数成分の発生を抑え
るこきができ、送受信系回路、送受信周波数制御回路で
の動作の信頼性が向上する。また、低コスト化が可能と
なる。さらに、送受信周波数制御回路の回路の構成が簡
素化し、集積化が可能となり、小型化が達成される。

【０１０５】また、特性的にも、信号の損失、減衰が軽
減されることから、送受信周波数制御の動作も安定化す
る。

【０１０６】また、送信系回路で、パワーアンプによっ
て増幅される搬送波の周波数と、送受信周波数制御回路
内の発振周波数が大きくかけ離れているため、キャリア
信号が、送受信周波数制御回路中に悪影響を与えること
が有効に抑えられ、これによっても、送受信周波数制御
の動作も安定化する。

【０１０７】さらに、単一の送受信バンドの通信方式の
みならず、デュアルバンド方式に簡単に対応することが
できる。

【０１０８】また、逓倍処理において、発振回路の発信
出力を、該発振出力の2 倍の周波数成分を含む信号を形
成することができる。しかしも、特性的に簡単なローパ
スフィルタを用いることにより、不要な高次の周波数成
分を有する信号を抑えることができ、安定したキャリア
信号を形成することができる。

【０１０９】結局、本発明は、周波数混合変換手段であ
るミキサー、所定周波数成分のみを抽出するバンドパス
フィルタが不要となること、さらに、スプリアス成分を
非常に少なくすることができることから、動作的安定化
し、回路構成的に簡素化でき、集積化の比率が向上し、
もって、小型化、低コストが達成できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】送受信周波数制御回路を具備した通常の高周波
通信装置のブロック回路図である。

【図２】本発明の送受信周波数制御回路のブロック回路
図である。

【図３】本発明の送受信周波数制御回路の逓倍処理部の
回路図である。

【図４】図３に示す逓倍処理部のトランジスタＴＲ₁ 、
ＴＲ₂ の増幅特性を示す図である。

【図５】図３に示す逓倍処理部の一方の出力側トランジ
スタ部分の増幅特性を示す図である。

【図６】図３に示す逓倍処理部の各信号波形を示す図で
あり、（ａ）は、電圧制御型発振回路VCO2の発信信号の
波形を示し、（ｂ）は、トランジスタTR₁ に流れる電流
波形を示し、（ｃ）はトランジスタTR₂ に流れる電流波
形を示し、（ｄ）は、トランジスタTR₄ の出力波形であ
り、（ｅ）はトランジスタTR₆ の出力波形であり、
（ｆ）はこの逓倍回路から出力される波形を示す。

【図７】従来の単一通信バンドに対応した層受信周波数
制御回路のブロック回路図である。

【図８】従来の別の単一バンドに対応した送受信周波数
制御回路のブロック回路図である。

【図９】従来のデュアルバンドに対応した送受信周波数
制御回路のブロック回路図である。

【図１０】従来のデュアルバンドに対応した送受信周波
数制御回路のブロック回路図である。

【符号の説明】

VCO1 〜VCO3・・・電圧制御型発振回路 Ｘ・・・・・周波数逓倍回路 Ｆ／Ｆ・・・逓倍処理部 ＬＰＦ・・・ローパスフィルタ ｆ_T ・・・キャリア信号 ｆ_L1・・・1stIF 用局部発振信号 ｆ_L2・・・2ndIF 用局部発振信号

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＰＬＬ回路によって制御され、且つ送信
   用キャリア信号の周波数の１／２で発振出力する発振回
   路部と、前記発振出力の周波数を２逓倍変換する周波数
   逓倍回路とを有する送受信周波数制御回路。
2. 【請求項２】 前記周波数逓倍回路は、ＲＦ入力端子及
   びローカル入力端子を具備した差動増幅ダブルバランス
   型ミキサーと、所定周波数成分を抽出するフィルタとか
   ら成り、ＲＦ入力端子及びローカル入力端子へ同位相で
   同時に発振出力を入力して動作させることを特徴とする
   請求項１記載の送受信周波数制御回路。