JPH11243690A

JPH11243690A - 電源装置

Info

Publication number: JPH11243690A
Application number: JP10042648A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Niihori; 博市新堀; Naoki Komatsu; 直樹小松; Takeshi Kamoi; 武志鴨井
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1998-02-24
Filing date: 1998-02-24
Publication date: 1999-09-07

Abstract

(57)【要約】【課題】複数の電力変換を行うスイッチング回路がスイ
ッチング素子を共用する電源装置において、商用交流電
源の低電圧付近での入力電流波形の歪みを低減する手段
を提供する。【解決手段】兼用されたスイッチング素子に流入する異
なる電力変換回路からの電流のうち、少なくとも１つの
電力変換回路から流入する電流が、他の少なくとも１つ
の電力変換回路から流入する電流と逆極性となり、互い
に打ち消す方向に流れる期間を少なくとも備えた制御手
段を具備する電源装置であって、１スイッチングサイク
ル中で上記の兼用されたスイッチング素子が第１の電力
変換回路の電源から主に電流を取り込むスイッチング期
間を有するものにおいて、該スイッチング期間を入力電
圧波形の周期のうち、入力電圧が所定の電圧よりも高い
領域において変化させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、商用交流電源を用
いて低周波矩形波出力を得る電源装置に関するものであ
り、特に、入力を高力率にした放電灯点灯装置に適する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、商用電源系統の高調波による電気
機器の不具合に対して、商用交流電源を用いる機器は、
入力電流の高調波を低減して電源電圧と略等しい正弦波
に近づけて、高力率にすることが望まれている。放電灯
点灯装置においても例外ではなく、そのために力率改善
回路（ＰＦＣ）として昇圧型チョッパを用いて、その出
力直流電圧を受けてインバータにより放電灯を点灯させ
るものが周知である。例えば、高輝度放電灯（ＨＩＤ：
ＨｉｇｈＩｎｔｅｎｓｉｔｙＤｉｓｃｈａｒｇｅ
Ｌａｍｐ）を点灯させるための放電灯点灯装置において
も、入力段に昇圧型チョッパを用いて力率改善回路を構
成し、その後段に降圧型チョッパによる電力変換回路と
低周波で極性が切り替わる極性切り替え回路の組み合わ
せ、あるいはこれら降圧チョッパと極性切り替え回路を
融合した回路を用いることにより、商用入力電流の高調
波歪みを低減し、高力率としながらＨＩＤランプを低周
波矩形波で安定点灯させるものがある。

【０００３】然るに、これら入力段に昇圧型チョッパを
用いて力率改善回路を構成するものは、回路部品が多く
なるために、価格が高く、形状も大型化することが避け
られない。そこで、放電灯を点灯させるための電力変換
回路と力率改善回路を融合することにより、部品点数の
増加が少なく、価格上昇を抑えられ、比較的形状を小型
化できる回路方式が各種提案されている。

【０００４】図１に示す回路は、１スイッチングサイク
ルで力率改善回路と出力への電力変換を同時に行いなが
ら、且つスイッチング素子の電流増加を低減した有効な
手段を示している。図中、Ｖｓは商用交流電源、Ｑ１、
Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は逆方向通電要素を有する高速スイッ
チング素子、Ｄ５、Ｄ６はダイオード、Ｌ１、Ｌ２はイ
ンダクタ素子、ＥＣは直流平滑コンデンサ、Ｃ１は出力
平滑コンデンサ、Ｒは負荷である。

【０００５】図１０に示す回路は、図１に示す回路の制
御回路であり、ＤＲＶ１、ＤＲＶ２、ＤＲＶ３、ＤＲＶ
４は各々スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の駆
動回路、ＯＳ１は基本の高周波信号の発振器である。こ
の高周波信号を受けてトリガーされる単安定マルチバイ
ブレータＭＭ１によって、期間Ｔ１の信号が発生する。
期間Ｔ１の信号の立ち下がりで単安定マルチバイブレー
タＭＭ２がトリガーされ、期間Ｔ２の信号を発生する。
期間Ｔ１の信号と期間Ｔ２の信号は論理和回路ＯＲ１で
論理加算され、期間Ｔ１２（＝Ｔ１＋Ｔ２）の信号を発
生する。電源極性判別器ＰＤＴは、商用交流電源Ｖｓの
極性に応じて信号を出力し、商用交流電源Ｖｓの電圧Ｖ
１の極性が図１中に示す向きであるときに、信号Ｐｏ＝
Ｈｉｇｈを出力する。これらの信号を論理和回路ＯＲ
２、ＯＲ３及び論理積回路群ＡＮＤを含むゲート回路に
よって適宜合成することによって、スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の駆動信号ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ
４が各々図１１に示すごときタイミングで発生される。

【０００６】すなわち、商用交流電源Ｖｓの極性が図中
の＋／−の通りである場合、まず、スイッチング素子Ｑ
３とＱ２がＯＮし、期間Ｔ１の後にスイッチング素子Ｑ
２がＯＦＦすると同時にスイッチング素子Ｑ１がＯＮ
し、期間Ｔ２の後にすべてのスイッチング素子がＯＦＦ
し、再び発振器ＯＳ１の周期Ｔｏでこのスイッチングサ
イクルを繰り返す動作が行われる。商用交流電源Ｖｓの
極性が図中の＋／−と逆の場合は、電源極性判別器ＰＤ
Ｔの極性判別信号が反転し、図１１のようにスイッチン
グ動作が切り替わる。すなわち、まず、スイッチング素
子Ｑ１とＱ４がＯＮし、期間Ｔ１の後にスイッチング素
子Ｑ１がＯＦＦすると同時にスイッチング素子Ｑ２がＯ
Ｎし、期間Ｔ２の後にすべてのスイッチング素子がＯＦ
Ｆし、再び発振器ＯＳ１の周期Ｔｏでこのスイッチング
サイクルを繰り返す動作が行われる。

【０００７】以上の動作をさらに詳しく説明する。ま
ず、商用交流電源Ｖｓのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の
接続点側の極性が負のとき、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ
３をＯＮする期間Ｔ１、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３を
ＯＮする期間Ｔ２、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ
３、Ｑ４をＯＦＦする期間Ｔ３の順に動作し、また、商
用交流電源Ｖｓのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点
側の極性が正のとき、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をＯ
Ｎする期間Ｔ１、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４をＯＮす
る期間Ｔ２、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４
をＯＦＦする期間Ｔ３の順に動作する。

【０００８】この電源装置は、昇圧チョッパ回路を構成
する第１の電力変換回路ＣＮＶ１と降圧チョッパ回路を
構成する第２の電力変換回路ＣＮＶ２から構成されてお
り、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が各電力変換回路に兼
用されている。商用交流電源Ｖｓのスイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２の接続点側の極性が負のときの動作を、昇圧又
は降圧チョッパ回路を構成する各電力変換回路について
説明すると、まず、昇圧チョッパ回路を構成する第１の
電力変換回路に関して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３を
ＯＮする期間Ｔ２は、昇圧チョッパのチョークとして作
用するインダクタＬ１にエネルギーを充電する期間であ
り、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４をＯＦＦ
する期間Ｔ３、並びにスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をＯ
Ｎする期間Ｔ１は、インダクタＬ１に蓄えられたエネル
ギーを放出する期間である。また、降圧チョッパ回路を
構成する第２の電力変換回路に関して、スイッチング素
子Ｑ２、Ｑ３をＯＮする期間Ｔ１は、降圧チョッパのチ
ョークとして作用するインダクタＬ２にエネルギーを充
電する期間であり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３をＯＮ
する期間Ｔ２、並びにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ
３、Ｑ４をＯＦＦする期間Ｔ３は、インダクタＬ２に蓄
えられたエネルギーを放出する期間である。

【０００９】電流のループに着目してこれらを説明する
と、商用交流電源Ｖｓのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の
接続点側の極性が負のとき、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ
３をＯＮする期間Ｔ１は、第１の電力変換回路の電流
が、インダクタＬ１、ダイオードＤ５、平滑コンデンサ
ＥＣ、スイッチング素子Ｑ２、及び商用交流電源Ｖｓか
ら成る閉ループを構成する状態と、第２の電力変換回路
の電流が、平滑コンデンサＥＣ、スイッチング素子Ｑ
３、インダクタＬ２、負荷Ｒ、及びスイッチング素子Ｑ
２から成る閉ループを構成する状態とが、同時に成立す
る期間である。また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３をＯ
Ｎする期間Ｔ２は、第１の電力変換回路の電流が、商用
交流電源Ｖｓ、インダクタＬ１、ダイオードＤ５、及び
スイッチング素子Ｑ１から成る閉ループを構成する状態
と、第２の電力変換回路の電流が、インダクタＬ２、負
荷Ｒ、スイッチング素子Ｑ１及びＱ３から成る閉ループ
を構成する状態とが同時に成立する期間である。さら
に、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４をＯＦＦ
する期間Ｔ３は、第１の電力変換回路の電流が、インダ
クタＬ１、ダイオードＤ５、平滑コンデンサＥＣ、及び
スイッチング素子Ｑ２、商用交流電源Ｖｓから成る閉ル
ープを構成する状態と、第２の電力変換回路の電流が、
インダクタＬ２、負荷Ｒ、スイッチング素子Ｑ１、平滑
コンデンサＥＣ、及びスイッチング素子Ｑ４から成る閉
ループを構成する状態とが同時に成立する期間である。

【００１０】Ｔ１の期間では、スイッチング素子Ｑ２に
流入する第２の電力変換回路による正方向の電流と、第
１の電力変換回路による逆方向の電流が重畳されること
により、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流は低減さ
れ、スイッチングロスが減少する効果を奏する。Ｔ２の
期間では、スイッチング素子Ｑ１に流入する第１の電力
変換回路による正方向の電流と第２の電力変換回路によ
る逆方向の電流が重畳されることにより、スイッチング
素子Ｑ１を流れる電流は低減され、スイッチングロスが
減少する効果を奏する。

【００１１】Ｔ３の期間では、スイッチング素子Ｑ２に
流入する第２の電力変換回路による正方向の電流と第１
の電力変換回路による逆方向の電流が重畳されることに
より、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流は低減され、
スイッチングロスが減少する効果を奏する。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術におい
て、電源電圧が低い場合やインダクタＬ１が大きい場合
には、スイッチングの動作が同じでも、各スイッチング
モードでの電流の流れ方が若干異なる。商用交流電源Ｖ
ｓのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点側の極性が負
のときの動作を電流のループに着目して説明すると、ス
イッチング素子Ｑ２、Ｑ３をＯＮする期間Ｔ１は、第２
の電力変換回路の電流が、平滑コンデンサＥＣ、スイッ
チング素子Ｑ３、インダクタＬ２、負荷Ｒ、及びスイッ
チング素子Ｑ２から成る閉ループを構成する状態が成立
する期間であり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３をＯＮす
る期間Ｔ２は、第１の電力変換回路の電流が、商用交流
電源Ｖｓ、インダクタＬ１、ダイオードＤ５、及びスイ
ッチング素子Ｑ１から成る閉ループを構成する状態と、
第２の電力変換回路の電流が、インダクタＬ２、負荷
Ｒ、スイッチング素子Ｑ１及びＱ３から成る閉ループを
構成する状態とが同時に成立する期間であり、スイッチ
ング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４をＯＦＦする期間Ｔ３
は、インダクタＬ１とＬ２に流れる電流との大小関係に
よって、次の２つの状態が生じる。

【００１３】まず、インダクタＬ１の電流の絶対値がイ
ンダクタＬ２の電流の絶対値よりも小さい場合、図１３
の電流ループ図（ｃ）より、第１の電力変換回路の電流
が、商用交流電源Ｖｓ、インダクタＬ１、ダイオードＤ
５、スイッチング素子Ｑ１から成る閉ループを構成する
状態と、第２の電力変換回路が、インダクタＬ２、負荷
Ｒ、スイッチング素子Ｑ１、平滑コンデンサＥＣ、及び
スイッチング素子Ｑ４から成る閉ループを構成する状態
とが同時に成立する。また、インダクタＬ１の電流の絶
対値がインダクタＬ２の電流の絶対値に一致すると、第
１の電力変換回路及び第２の電力変換回路からの電流が
互いに打ち消された結果、兼用されたスイッチング素子
に流入する電流の総和が０となり、事実上、各々の電力
変換回路の内部で、上記の兼用されたスイッチング素子
を経る電流の閉ループが構成されず、図１２、図１３の
（ｄ）のように、インダクタＬ１、ダイオードＤ５、平
滑コンデンサＥＣ、スイッチング素子Ｑ４、インダクタ
Ｌ２、負荷Ｒ及び商用交流電源Ｖｓから成る閉ループを
構成する状態が成立する。この期間では、兼用されたス
イッチング素子を経る電流の閉ループが構成されないた
め、電力変換回路が動作しているにもかかわらず、スイ
ッチング素子Ｑ１及びＱ２に全く電流が流れないから、
電力損失が生じない。さらに、インダクタＬ１の電流の
絶対値がインダクタＬ２の電流の絶対値よりも大きい場
合、図１２の電流ループ図（ｃ）より、第１の電力変換
回路の電流が、商用交流電源Ｖｓ、インダクタＬ１、ダ
イオードＤ５、平滑コンデンサＥＣ、スイッチング素子
Ｑ２から成る閉ループを構成する状態と、第２の電力変
換回路が、インダクタＬ２、負荷Ｒ、スイッチング素子
Ｑ２、及びスイッチング素子Ｑ４から成る閉ループを構
成する状態が成立する。なお、図１２と図１３の電流ル
ープ図では、負荷Ｒと出力コンデンサＣ１を負荷回路
（Ｌｏａｄ）として簡略化して図示している。また、図
中のＤ１〜Ｄ４はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の寄生ダ
イオードである。

【００１４】前述のように、図１の回路方式では、昇圧
と降圧の２つのチョッパを融合させながら、商用交流電
源Ｖｓの極性と同期した矩形波出力を高力率に得られる
ものであり、当然ながら第１の電力変換回路たる昇圧チ
ョッパは力率改善回路として機能し、装置を低価格、小
型化させることが出来る好適な電力変換装置を提供する
ものである。

【００１５】ところが、電源Ｖｓの１周期すなわち出力
の１周期にわたり、一連のスイッチング周期が等しく、
また、平滑コンデンサＥＣから主として負荷Ｒに電力を
供給するスイッチング区間と、電源Ｖｓからインダクタ
Ｌ１にエネルギーを蓄積するスイッチング区間が電源Ｖ
ｓの１周期の間、すべて所定の時間に固定されている場
合には、電源谷部において電流が不足するため、図１４
に示すように電源山部が尖ったような入力電流波形とな
る。

【００１６】本発明はこのような課題を解決するもので
あり、その目的とするところは、複数の電力変換を行う
スイッチング回路がスイッチング素子を共用する電源装
置において、商用交流電源の低電圧付近での入力電流波
形の歪みを低減する手段を提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、各々が少なくとも１つのスイ
ッチング素子を有して成る電力変換回路を少なくとも２
つ有し、上記スイッチング素子のうち少なくとも１つ
が、少なくとも２つの異なる電力変換回路を構成する要
素として兼用され、上記の兼用されたスイッチング素子
に流入する異なる電力変換回路からの電流のうち、少な
くとも１つの電力変換回路から流入する電流が、他の少
なくとも１つの電力変換回路から流入する電流と逆極性
となり、互いに打ち消す方向に流れる期間を少なくとも
備えた制御手段を具備する電源装置であって、１スイッ
チングサイクル中で上記の兼用されたスイッチング素子
が第１の電力変換回路の電源から主に電流を取り込むス
イッチング期間を有するものにおいて、該スイッチング
期間を入力電圧波形の周期のうち入力電圧が所定の電圧
よりも高い領域において変化させることを特徴とするも
のである。

【００１８】本発明において、スイッチング期間を入力
電圧が所定の電圧よりも高い領域において変化させるの
は、図１２（ｃ）と図１３（ｃ）における電流ループの
違いによるものである。図１３（ｃ）におけるようにイ
ンダクタＬ１の電流の絶対値がインダクタＬ２の電流の
絶対値よりも小さい場合、第１の電力変換回路の電流
が、商用交流電源Ｖｓ、インダクタＬ１、ダイオードＤ
５、スイッチング素子Ｑ１から成る閉ループを構成する
状態と、第２の電力変換回路の電流が、インダクタＬ
２、負荷Ｒ、スイッチング素子Ｑ１、平滑コンデンサＥ
Ｃ、及びスイッチング素子Ｑ４から成る閉ループを構成
する状態となる。つまり、上記状態のときスイッチング
素子Ｑ１は、本来ＯＦＦであるが、第２の電力変換回路
を構成するインダクタＬ２に蓄えられたエネルギーを放
出する電流がスイッチング素子Ｑ１に並列に逆接続され
たダイオードＤ１を流れるため、実質上、スイッチング
素子Ｑ１はＯＮすることになる。つまり、図６（ａ），
（ｂ）に示すように、電源Ｖｓの１周期すなわち出力の
１同期にわたり、一連のスイッチング周期が等しく、ま
た、平滑コンデンサＥＣから主として負荷Ｒに電力を供
給するスイッチング期間と、電源ＶｓからインダクタＬ
１にエネルギーを蓄積するスイッチング期間が電源Ｖｓ
の１周期の間、すべて所定の時間に固定されている場合
においても、実質上、図６（ｃ）に示すように、電源Ｖ
ｓの谷部付近における電源ＶｓからインダクタＬ１にエ
ネルギーを蓄積するスイッチング期間は、所定の時間に
固定されているスイッチング期間よりも長くなる。

【００１９】

【発明の実施の形態】図１の電源装置では、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ
３，Ｑ４の直列回路と、ダイオードＤ５，Ｄ６の直列回
路とが、電解コンデンサＥＣの両端間に並列に接続され
ている。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と
スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間にはインダ
クタＬ２と負荷Ｒが接続されており、ダイオードＤ５，
Ｄ６の接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と
の間には、交流電源ＶｓとインダクタＬ１とが接続され
ている。Ｃ１は負荷Ｒと並列に接続された出力コンデン
サである。なお、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は逆並
列の寄生ダイオードをそれぞれ備えている。

【００２０】まず、この回路の動作の一例を、以下に示
す。入力の交流電源Ｖｓのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２
の接続点側が負極性の場合、スイッチング素子Ｑ２及び
Ｑ３がＯＮ、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４がＯＦＦの
期間と、スイッチング素子Ｑ１及びＱ３がＯＮ、スイッ
チング素子Ｑ２及びＱ４がＯＦＦの期間と、すべてのス
イッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＯＦＦの期間が順にあり、
それらを周期的に繰り返すように動作する。また、入力
の交流電源Ｖｓのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点
側が正極性の場合、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４がＯ
Ｎ、スイッチング素子Ｑ２及びＱ３がＯＦＦの期間と、
スイッチング素子Ｑ２及びＱ４がＯＮ、スイッチング素
子Ｑ１及びＱ３がＯＦＦの期間と、すべてのスイッチン
グ素子Ｑ１〜Ｑ４がＯＦＦの期間が順にあり、それらを
周期的に繰り返すように動作する。以上のごとく回路が
動作することにより、負荷Ｒには入力の商用周波電源Ｖ
ｓと同期した矩形波状の電圧を印加するものである。

【００２１】そして、兼用されたスイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２には２つのループの電流が同時に逆向きに流れ
ることで、スイッチング素子に実質的に流れる電流を少
なくして、スイッチング素子の損失を低減し、発熱等を
抑えて、小形且つ低コストの電源装置を提供できるもの
である。

【００２２】本発明にあっては、この図１に示すような
電源装置において、図２又は図７に示すような制御回路
を採用することにより、入力電源Ｖｓの電圧値Ｖ１ある
いは負荷Ｒの電圧Ｖ２及びインダクタＬ１、Ｌ２の電流
値Ｉ_L1、Ｉ_L2に応じてスイッチング期間を変化させて、
入力電流歪みあるいは出力電流歪みを改善するものであ
る。以下、具体的な制御回路の構成について説明する。

【００２３】（実施例１）図１及び図２に本発明の実施
例１を示す。図１に示す主回路の構成は既に説明した通
りである。図２に示す制御回路の構成は図１０の基本回
路を改良したものであり、電源電圧の絶対値検出器ＡＢ
Ｓとクランプ回路ＣＬＰ、平滑コンデンサＥＣの電圧Ｖ
ｅｃを検出する誤差増幅器ＥＡが新たに付加されてい
る。また、スイッチング期間Ｔ２を決定する単安定マル
チバイブレータＭＭ２は、電圧制御式の単安定マルチバ
イブレータであり、制御入力端ＣＴに印加される電圧に
応じてスイッチング期間Ｔ２を可変できるものである。

【００２４】図３に本実施例の制御回路の各部の信号電
圧波形を示す。まず、商用交流電源Ｖｓの瞬時電圧の絶
対値を検出器ＡＢＳで検出し、検出された電圧をある所
定値以下はクランプ回路ＣＬＰにより０Ｖとする。そし
て、誤差増幅器ＥＡにより平滑コンデンサＥＣの電圧が
所定値になったのを確認すると、クランプ回路ＣＬＰに
よって波形整形された電圧を単安定マルチバイブレータ
ＭＭ２の制御入力端ＣＴに加える。その結果、図３の信
号波形に示す如く商用交流電源Ｖｓの電圧が所定電圧よ
りも低い場合には、予め決められていたスイッチング期
間Ｔ２で、また、商用交流電源Ｖｓが所定電圧よりも高
い場合にはスイッチング期間Ｔ２を短めにするようにＰ
ＷＭ制御を施す。

【００２５】本実施例における電源電圧Ｖｓによる単安
定マルチバイブレータＭＭ２の制御入力端子電圧の変化
と、それによるＯＮデュティーの変化を図４（ａ）〜
（ｃ）に示す。これによって、実質的なＯＮデューティ
は図４（ｄ）のようになり、本来の昇圧チョッパによる
入力歪み改善のための補償信号となる。したがって、電
源山部の過剰な電流を抑えることができ、入力電流の平
均値波形は図９に示すように改善される。

【００２６】図５は従来の制御回路（図１０）の各部の
信号電圧波形を本実施例との比較のために示す。従来例
では、単安定マルチバイブレータＭＭ２のパルス幅が固
定であることにより、駆動信号のＯＮデューティは図６
（ｂ）に示すように固定されており、スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の逆方向ダイオードの導通により実質的なＯ
Ｎデューティは図６（ｃ）に示すようになる。

【００２７】（実施例２）図７に本発明の実施例２の制
御回路を示す。本実施例における主回路の構成は既に説
明した図１の回路と基本的には同様であるが、インダク
タＬ１に２次巻線Ｎ２、３次巻線Ｎ３を設けた点が異な
る。この実施例２では、インダクタＬ１の１次巻線Ｎ１
に発生した電圧（図８（ｂ））を巻数比倍した２次巻線
Ｎ２の電圧（図８（ｃ））、３次巻線Ｎ３の電圧（図８
（ｄ））をダイオードＤ７、Ｄ８により整流し、コンデ
ンサＣ２、Ｃ３により包絡線電圧を検出する。そして、
図８（ｅ），（ｆ）に示すようにコンデンサＣ４、Ｃ５
により前記包絡線電圧から直流電圧をカットし、極性判
別回路１により一方向を取り除くことにより、図８
（ｇ），（ｈ）のように波形整形する。この波形整形さ
れた電圧を加算することにより図８（ｉ）のような電源
電圧Ｖｓの所定電圧よりも低い電圧部がカットされたよ
うな電圧波形とし、この電圧を電圧制御式の単安定マル
チバイブレータＭＭ２の制御入力端ＣＴに加える。そし
て、商用交流電源Ｖｓの所定電圧よりも低い領域におい
ては、予め設定しているスイッチング期間Ｔ２で、ま
た、所定電圧よりも高い領域においては、スイッチング
期間Ｔ２を短めにするように、ＰＷＭ制御を施す。この
ときの単安定マルチバイブレータＭＭ２のオンデュティ
ーは、図４（ｃ）に示すようになる。これにより、電源
山部における過剰な入力電流が商用交流電源Ｖｓから流
れることを抑えることができるため、入力電流の平均値
波形は図９に示すように改善される。

【００２８】

【発明の効果】本発明によれば、簡単な付加回路で力率
改善性能と出力安定性をより向上させることが出来るの
で、商用交流電源入力で低周波矩形波出力を得られる小
型で性能の良い低価格な電源装置あるいは点灯装置を提
供することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電源装置の主回路の構成を示す回路図
である。

【図２】本発明の実施例１の制御回路の構成を示す回路
図である。

【図３】本発明の実施例１の制御回路の動作波形図であ
る。

【図４】本発明の実施例１によるＯＮデューティの変化
を示す説明図である。

【図５】従来例の制御回路の動作波形図である。

【図６】従来例によるＯＮデューティの変化を示す説明
図である。

【図７】本発明の実施例２の制御回路の構成を示す回路
図である。

【図８】本発明の実施例２の制御回路の動作波形図であ
る。

【図９】本発明の電源装置による入力電圧及び入力電流
の波形図である。

【図１０】従来例の制御回路の回路図である。

【図１１】従来例の制御回路の各部の動作波形を示す波
形図である。

【図１２】図１に示す電源回路の１つの電流経路を示す
説明図である。

【図１３】図１に示す電源回路の他の電流経路を示す説
明図である。

【図１４】従来例の入力電圧及び入力電流の波形図であ
る。

【符号の説明】

Ｑ１〜Ｑ４スイッチング素子Ｄ５、Ｄ６ダイオードＶｓ交流電源Ｌ１第１のインダクタＬ２第２のインダクタＥＣ平滑コンデンサＲ負荷

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】各々が少なくとも１つのスイッチング
素子を有して成る電力変換回路を少なくとも２つ有し、
上記スイッチング素子のうち少なくとも１つが、少なく
とも２つの異なる電力変換回路を構成する要素として兼
用され、上記の兼用されたスイッチング素子に流入する
異なる電力変換回路からの電流のうち、少なくとも１つ
の電力変換回路から流入する電流が、他の少なくとも１
つの電力変換回路から流入する電流と逆極性となり、互
いに打ち消す方向に流れる期間を少なくとも備えた制御
手段を具備する電源装置であって、１スイッチングサイ
クル中で上記の兼用されたスイッチング素子が第１の電
力変換回路の電源から主に電流を取り込むスイッチング
期間を有するものにおいて、該スイッチング期間を入力
電圧波形の周期のうち、入力電圧が所定の電圧よりも高
い領域において変化させることを特徴とする電源装置。
【請求項２】請求項１記載の電源装置の構成であっ
て、１スイッチング周期のうち、すべてのスイッチング
素子の駆動をオフしている際に、兼用されたスイッチン
グ素子の逆方向通電要素に電流が流れることで、実質的
に該スイッチング素子がオンしている状態を有しないス
イッチング周期になる電源電圧範囲と略一致する期間に
おいて、該スイッチング素子に信号を印加してオンせし
める期間を変化させることを特徴とする電源装置。
【請求項３】請求項１又は２のスイッチング期間の
変化幅は電源電圧に応じて制御されることを特徴とする
電源装置。
【請求項４】少なくとも２つの異なる電力変換回路
のうち、第１の電力変換回路が、上記の兼用されたスイ
ッチング素子と、電源及び第１のインダクタを少なくと
も有して成る閉ループを少なくとも有して構成され、第
２の電力変換回路が、上記の兼用されたスイッチング素
子と、負荷回路、第２のインダクタ及びコンデンサを少
なくとも有して成る閉ループを有して構成されることを
特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項５】請求項４の電源装置であって、１スイ
ッチングサイクル中で兼用されたスイッチング素子が第
１の電力変換回路の電源から主に電流を取り込むスイッ
チング期間を、電源電圧に応じて変化させることを特徴
とする電源装置。
【請求項６】請求項４の電源装置であって、１スイ
ッチングサイクル中で兼用されたスイッチング素子が第
１の電力変換回路の電源から主に電流を取り込むスイッ
チング期間を、第１の電力変換回路の第１のインダクタ
の両端に発生する電圧の包絡線電圧に応じて変化させる
ことを特徴とする電源装置。
【請求項７】請求項４記載の電源装置の構成であっ
て、第１の電力変換回路の電源から主に電流を取り込む
スイッチング期間は、該スイッチング期間が終了する直
前に第２のインダクタの電流が第１のインダクタの電流
よりも少なくなる場合には、該スイッチング期間の長さ
を変化させることを特徴とする電源装置。
【請求項８】請求項７の電源装置であって、スイッ
チング期間の長さを、電源電圧に応じて変化させること
を特徴とする電源装置。
【請求項９】請求項７の電源装置であって、スイッ
チング期間の長さを、第１の電力変換回路の第１のイン
ダクタに発生する電圧の包絡線に応じて変化させること
を特徴とする電源装置。
【請求項１０】第１の電力変換回路が、昇圧チョッ
パ回路若しくは昇降圧チョッパ回路として構成され、第
２の電力変換回路が、降圧チョッパ回路として構成され
ることを特徴とする請求項４乃至９のいずれに記載の電
源装置。
【請求項１１】第１の電力変換回路は、商用交流電
源を入力とし、直流出力電圧をコンデンサに蓄積する電
力変換回路であり、第２の電力変換回路は、該コンデン
サの直流電圧を入力とする電力変換回路であることを特
徴とする請求項１０記載の電源装置。
【請求項１２】第２の電力変換回路の出力が低周波
矩形波であることを特徴とする請求項１から１１のいず
れかに記載の電源装置。
【請求項１３】逆方向通電要素をそれぞれ並列に備
える第１及び第２のスイッチング素子を順方向が一致す
るように直列に接続した回路と、逆方向通電要素をそれ
ぞれ並列に備える第３及び第４のスイッチング素子を順
方向が一致するように直列に接続した回路とを同じ極性
でコンデンサと並列接続し、２つの整流素子を直列に接
続した回路を前記コンデンサに対して逆極性となるよう
に並列接続し、前記２つの整流素子の接続点と第１及び
第２のスイッチング素子の接続点との間に、交流電源と
第１のインダクタの直列回路を接続し、前記第１及び第
２のスイッチング素子の接続点と第３及び第４のスイッ
チング素子の接続点との間に、負荷回路と第２のインダ
クタの直列回路を接続した回路構成を備えることを特徴
とする請求項１乃至１２のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１４】逆方向通電要素をそれぞれ並列に備
える第１乃至第４のスイッチング素子は、各々逆並列の
寄生ダイオードを有する電界効果トランジスタであるこ
とを特徴とする請求項１３に記載の電源装置。