JPH11234066A - 低相互変調歪増幅方法および装置 - Google Patents
低相互変調歪増幅方法および装置Info
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- JPH11234066A JPH11234066A JP10334357A JP33435798A JPH11234066A JP H11234066 A JPH11234066 A JP H11234066A JP 10334357 A JP10334357 A JP 10334357A JP 33435798 A JP33435798 A JP 33435798A JP H11234066 A JPH11234066 A JP H11234066A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3223—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
- H03F3/602—Combinations of several amplifiers
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/198—A hybrid coupler being used as coupling circuit between stages of an amplifier circuit
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、増幅器の効率を犠牲にせずにＣ／
ＩＭを改良する信号増幅方法を提供することを目的とす
る。 【解決手段】 多周波数入力信号を電力分割器8 により
分割して異なる遅延を与えてマトリックス16で処理する
コード化段2 において電力振幅が周波数の関数として互
いに変化する多数のコード化された信号にコード化し、
このコード化された信号を増幅器6 によりそれぞれ増幅
し、増幅により生成された相互変調歪成分をコード化さ
れた信号成分に加算し、増幅された信号および相互変調
歪成分をコード化に対して相補的な方法でデコーダ4 で
復号化し、増幅された信号成分がコード化および復号の
両方の処理を受け、相互変調歪成分が復号処理だけを受
けることによって増幅された信号成分を相互変調歪成分
から区別することを特徴とする。
ＩＭを改良する信号増幅方法を提供することを目的とす
る。 【解決手段】 多周波数入力信号を電力分割器8 により
分割して異なる遅延を与えてマトリックス16で処理する
コード化段2 において電力振幅が周波数の関数として互
いに変化する多数のコード化された信号にコード化し、
このコード化された信号を増幅器6 によりそれぞれ増幅
し、増幅により生成された相互変調歪成分をコード化さ
れた信号成分に加算し、増幅された信号および相互変調
歪成分をコード化に対して相補的な方法でデコーダ4 で
復号化し、増幅された信号成分がコード化および復号の
両方の処理を受け、相互変調歪成分が復号処理だけを受
けることによって増幅された信号成分を相互変調歪成分
から区別することを特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は一般に、伝送のために複
数の信号を増幅するために使用される並列増幅システム
に関し、特に所望の信号の方向に伝送される相互変調積
のレベルを低下させる方法および装置に関する。
数の信号を増幅するために使用される並列増幅システム
に関し、特に所望の信号の方向に伝送される相互変調積
のレベルを低下させる方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】フェーズドアレイに対して、ならびにそ
の他多数の電子および電磁用途において使用される増幅
器は、増幅器入力に供給される信号の電力を増加させ
る。一般に、これらの増幅器は入力信号の高電力の複製
を生成するが、この入力が多数の信号から構成されてい
る場合、それらはまた相互変調（混変調）積も生成す
る。これらの相互変調積の多くは、所望の搬送波の周波
数またはそれらの付近で発生し、伝送信号の品質を劣化
させる可能性が高い。所定の帯域幅内では、一般に相互
変調歪（ＩＭＤ）の搬送波に対する比である搬送波対相
互変調比（Ｃ／ＩＭ）によって特徴付けられる。
の他多数の電子および電磁用途において使用される増幅
器は、増幅器入力に供給される信号の電力を増加させ
る。一般に、これらの増幅器は入力信号の高電力の複製
を生成するが、この入力が多数の信号から構成されてい
る場合、それらはまた相互変調（混変調）積も生成す
る。これらの相互変調積の多くは、所望の搬送波の周波
数またはそれらの付近で発生し、伝送信号の品質を劣化
させる可能性が高い。所定の帯域幅内では、一般に相互
変調歪（ＩＭＤ）の搬送波に対する比である搬送波対相
互変調比（Ｃ／ＩＭ）によって特徴付けられる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】増幅器がそのピーク電
力レベルより下で良好に動作されている場合、一般にＣ
／ＩＭは大きく、ＩＭＤは低い。増幅器の動作点（出力
電力）がそのピーク値に近付くにつれて、Ｃ／ＩＭは急
速に劣化する。この現象に対処する通常の方法は、Ｃ／
ＩＭが許容可能な範囲に入るまで、増幅器の動作点をそ
のピーク電力レベルから低下させることである。しかし
ながら、低い駆動レベルでは、一般に増幅器のＤＣ対Ｒ
Ｆ効率は低下する。ＤＣ電力の供給能力の低い通信衛星
等のいくつかの用途では、この効率の低下により、衛星
の通信能力が制限される。一般に、高い効率と高い線形
特性（Ｃ／ＩＭ）とを同時に達成することが非常に望ま
しい。
力レベルより下で良好に動作されている場合、一般にＣ
／ＩＭは大きく、ＩＭＤは低い。増幅器の動作点（出力
電力）がそのピーク値に近付くにつれて、Ｃ／ＩＭは急
速に劣化する。この現象に対処する通常の方法は、Ｃ／
ＩＭが許容可能な範囲に入るまで、増幅器の動作点をそ
のピーク電力レベルから低下させることである。しかし
ながら、低い駆動レベルでは、一般に増幅器のＤＣ対Ｒ
Ｆ効率は低下する。ＤＣ電力の供給能力の低い通信衛星
等のいくつかの用途では、この効率の低下により、衛星
の通信能力が制限される。一般に、高い効率と高い線形
特性（Ｃ／ＩＭ）とを同時に達成することが非常に望ま
しい。
【０００４】地上用途に関して、動作点を低下させるこ
とにより、Ｃ／ＩＭ比が高められるが、出力電力は減少
する。この影響は、高電力増幅器を使用することによっ
て克服されるが、この方法の実用性は、増幅器の有用性
と費用により制限される。
とにより、Ｃ／ＩＭ比が高められるが、出力電力は減少
する。この影響は、高電力増幅器を使用することによっ
て克服されるが、この方法の実用性は、増幅器の有用性
と費用により制限される。
【０００５】一般に、このような多信号増幅器のＣ／Ｉ
Ｍ性能を高める３つの技術が知られている。第１の技術
は、文献（ Meyer氏他による " A Wide-Band Feedforwa
rd Amplifier ",IEEE Journal of Solid-State Circuit
s,Vol.SC-9,No.6,Dec.1974,pages 422-428）に記載され
ているようなフィードフォワード技術である。この方法
はＣ／ＩＭを改善するが、その代償として、システムが
複雑化し、その効率が低下する。
Ｍ性能を高める３つの技術が知られている。第１の技術
は、文献（ Meyer氏他による " A Wide-Band Feedforwa
rd Amplifier ",IEEE Journal of Solid-State Circuit
s,Vol.SC-9,No.6,Dec.1974,pages 422-428）に記載され
ているようなフィードフォワード技術である。この方法
はＣ／ＩＭを改善するが、その代償として、システムが
複雑化し、その効率が低下する。
【０００６】第２の技術は、文献（ Cahana 氏他による
" Linearized trans-ponder technology for satellit
e communications ",Comsat Technical Review,Vol.15,
No.2A,Fall 1985,pages 277-307 ）に記載されている予
め歪みを与えて線形化する方法である。この技術はピー
クレベルより下で動作された増幅器のＣ／ＩＭ性能を改
善するために広く使用されている。効率の高いピーク電
力において、顕著な改良は行われない。
" Linearized trans-ponder technology for satellit
e communications ",Comsat Technical Review,Vol.15,
No.2A,Fall 1985,pages 277-307 ）に記載されている予
め歪みを与えて線形化する方法である。この技術はピー
クレベルより下で動作された増幅器のＣ／ＩＭ性能を改
善するために広く使用されている。効率の高いピーク電
力において、顕著な改良は行われない。
【０００７】第３の技術は、バトラー(Butler)マトリク
ストランスポンダと呼ばれており、文献（ W.A.Sandrin
氏による " Comsat technical Review ",Vol.4,No.2,Fa
ll 1974,pages 319-345 ）に記載されている。この技術
は、１組のＮ個の増幅器に先行および後続する１対のＮ
×Ｎバトラーマトリクスと、出力バトラーマトリクスに
後続する１組のフィルタとを使用する。 Sandrin氏によ
ると、全電力レベルにおける非常に多数の信号に対する
Ｃ／ＩＭの改良は、ほぼＭ2 ／（２Ｍ−１）であり、こ
こでＭはチャンネルフィルタの数であり、Ｎ（マトリク
スのオーダー）以下である。
ストランスポンダと呼ばれており、文献（ W.A.Sandrin
氏による " Comsat technical Review ",Vol.4,No.2,Fa
ll 1974,pages 319-345 ）に記載されている。この技術
は、１組のＮ個の増幅器に先行および後続する１対のＮ
×Ｎバトラーマトリクスと、出力バトラーマトリクスに
後続する１組のフィルタとを使用する。 Sandrin氏によ
ると、全電力レベルにおける非常に多数の信号に対する
Ｃ／ＩＭの改良は、ほぼＭ2 ／（２Ｍ−１）であり、こ
こでＭはチャンネルフィルタの数であり、Ｎ（マトリク
スのオーダー）以下である。
【０００８】本発明の目的は、増幅器の効率を犠牲にせ
ずに改良されたＣ／ＩＭを提供し、それによってフィー
ドフォワードおよび予め歪みを与えて線形化する技術に
関して改良された性能を有する信号増幅方法を提供する
ことである。本発明はまた、バトラーマトリクストラン
スポンダ技術により実現されるより大きいＣ／ＩＭ改良
を行うことのできる信号増幅方法を提供することを目的
とする。本発明の別の目的は、従来の他の技術により実
現可能であったものより小さいＩＭＤで単一通路中の複
数の信号を増幅し、増幅された形態の信号を単一の通路
上をまたは特定の空間方向に導くために使用できる信号
増幅方法を提供することである。
ずに改良されたＣ／ＩＭを提供し、それによってフィー
ドフォワードおよび予め歪みを与えて線形化する技術に
関して改良された性能を有する信号増幅方法を提供する
ことである。本発明はまた、バトラーマトリクストラン
スポンダ技術により実現されるより大きいＣ／ＩＭ改良
を行うことのできる信号増幅方法を提供することを目的
とする。本発明の別の目的は、従来の他の技術により実
現可能であったものより小さいＩＭＤで単一通路中の複
数の信号を増幅し、増幅された形態の信号を単一の通路
上をまたは特定の空間方向に導くために使用できる信号
増幅方法を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の信号増幅方法
は、電力振幅が周波数の関数として互いに変化する多数
のコード化された信号に多周波数入力信号をコード化
し、このコード化された信号を増幅し、その増幅プロセ
スにおいて、所望しない相互変調歪（ＩＭＤ）成分を生
成してこれらをコード化された信号成分に加算し、増幅
された信号および相互変調歪成分を前記コード化に対し
て相補的な方法で復号化し、前記増幅された信号成分が
前記コード化および復号化の両方を表わし、かつ前記相
互変調歪成分が前記復号化だけを表わすことにより増幅
された信号成分を相互変調歪成分と区別するステップを
含んでいることを特徴とする。
は、電力振幅が周波数の関数として互いに変化する多数
のコード化された信号に多周波数入力信号をコード化
し、このコード化された信号を増幅し、その増幅プロセ
スにおいて、所望しない相互変調歪（ＩＭＤ）成分を生
成してこれらをコード化された信号成分に加算し、増幅
された信号および相互変調歪成分を前記コード化に対し
て相補的な方法で復号化し、前記増幅された信号成分が
前記コード化および復号化の両方を表わし、かつ前記相
互変調歪成分が前記復号化だけを表わすことにより増幅
された信号成分を相互変調歪成分と区別するステップを
含んでいることを特徴とする。
【００１０】より線形に近い多信号増幅は、信号成分が
出力でコヒーレントに結合するが、ＩＭＤ成分は結合し
ないように、入力および出力ネットワーク間で動作する
並列増幅器によって行われる。異なる周波数成分を有す
る複合入力信号は、並列増幅器の群または列(bank)に供
給される前に３段階のプロセスでコード化される。第１
の段階は、１からＮへの電力分割ネットワークによって
複合信号をＮ個の等しい部分に分割することである。第
２の段階において、各部分が特有の異なった時間遅延を
受ける。第３の段階では、それらの部分がＮ×Ｎバトラ
ーマトリクスのような結合器／分割器マトリクスを通過
され、そのマトリクスの各出力はそこに入力された各部
分からの影響を含んでいる。マトリクス出力は、それら
のスペクトル振幅応答特性が周波数の関数として互いに
変化する。この時点で、処理された複合信号のＮ個の各
部分は、Ｎ個の増幅器群の各増幅器によってそれぞれ増
幅される。
出力でコヒーレントに結合するが、ＩＭＤ成分は結合し
ないように、入力および出力ネットワーク間で動作する
並列増幅器によって行われる。異なる周波数成分を有す
る複合入力信号は、並列増幅器の群または列(bank)に供
給される前に３段階のプロセスでコード化される。第１
の段階は、１からＮへの電力分割ネットワークによって
複合信号をＮ個の等しい部分に分割することである。第
２の段階において、各部分が特有の異なった時間遅延を
受ける。第３の段階では、それらの部分がＮ×Ｎバトラ
ーマトリクスのような結合器／分割器マトリクスを通過
され、そのマトリクスの各出力はそこに入力された各部
分からの影響を含んでいる。マトリクス出力は、それら
のスペクトル振幅応答特性が周波数の関数として互いに
変化する。この時点で、処理された複合信号のＮ個の各
部分は、Ｎ個の増幅器群の各増幅器によってそれぞれ増
幅される。
【００１１】増幅後、Ｎ個の部分は復号化プロセスを受
け、この復号化プロセスはコード化プロセスと相補的な
ものである。最初に、それらは逆マトリクスを通過さ
れ、次にそれぞれが相補的な区別的な時間遅延を受け、
最後にＮ個の部分がＮから１への電力結合器において結
合される。
け、この復号化プロセスはコード化プロセスと相補的な
ものである。最初に、それらは逆マトリクスを通過さ
れ、次にそれぞれが相補的な区別的な時間遅延を受け、
最後にＮ個の部分がＮから１への電力結合器において結
合される。
【００１２】複合信号は増幅前にコード化され、増幅後
に相補的な復号化プロセスを実施されるため、そのＮ個
の部分は出力でコヒーレントに結合される。増幅器の後
段において、増幅器において生成されたＩＭＤ積もまた
相補的に変換される。しかしながら、それらは入力変換
プロセスによってコード化されなかったため、それらは
出力においてコヒーレントに結合しない。その代わり、
それらは加算ネットワークのＮ個の出力ポート間で分配
される。
に相補的な復号化プロセスを実施されるため、そのＮ個
の部分は出力でコヒーレントに結合される。増幅器の後
段において、増幅器において生成されたＩＭＤ積もまた
相補的に変換される。しかしながら、それらは入力変換
プロセスによってコード化されなかったため、それらは
出力においてコヒーレントに結合しない。その代わり、
それらは加算ネットワークのＮ個の出力ポート間で分配
される。
【００１３】第１の実施形態において、加算ネットワー
クは、マイクロ波伝送ラインネットワーク（ハイブリッ
ドカップラのネットワークのような）として実現され
る。信号ポートを除く出力ポートの全てが通常負荷で終
端される。多量のＩＭＤ電力が負荷されたポートに送ら
れる。信号出力ポートに送られるＩＭＤ電力が減少され
ることにより、線形性の所望した改良が実現される。
クは、マイクロ波伝送ラインネットワーク（ハイブリッ
ドカップラのネットワークのような）として実現され
る。信号ポートを除く出力ポートの全てが通常負荷で終
端される。多量のＩＭＤ電力が負荷されたポートに送ら
れる。信号出力ポートに送られるＩＭＤ電力が減少され
ることにより、線形性の所望した改良が実現される。
【００１４】第２の実施形態では、加算ネットワークが
アンテナのフェーズドアレイと置換され、このアレイに
よって、信号成分は所望の方向にコヒーレントに加算さ
れ、ＩＭＤ電力はそのほとんどが別の方向に非コヒーレ
ントに加算または散乱される。本発明により実現される
Ｃ／ＩＭの改良は、ほぼＮ2 ／３であり、ここでＮは使
用される並列増幅器の数である。
アンテナのフェーズドアレイと置換され、このアレイに
よって、信号成分は所望の方向にコヒーレントに加算さ
れ、ＩＭＤ電力はそのほとんどが別の方向に非コヒーレ
ントに加算または散乱される。本発明により実現される
Ｃ／ＩＭの改良は、ほぼＮ2 ／３であり、ここでＮは使
用される並列増幅器の数である。
【００１５】
【発明の実施の形態】本発明は、一般に、マイクロ波中
継器や衛星リレー（それらに限定されない）のような線
形増幅器システムに適用可能である。増幅された出力に
おけるＩＭＤ積を低下させるために本発明が使用する一
般的な方法は、振幅が周波数の関数として互いに変化す
る多信号に複合入力信号をコード化し、コード化された
信号を増幅し、コード化プロセスと逆に行われる相補的
な方式で増幅された信号を復号し、それによってもとの
複合入力信号を増幅された形態で復元する。このような
ＩＭＤ積は、コード化プロセスではなく復号化プロセス
を受けているため、所望の出力信号と区別される。図１
には、本発明の１実施形態のブロック図が示されてお
り、エンコーダ部分が参照符号2 で示され、デコーダ部
分が符号4 で示され、増幅器部分が符号6 で示されてい
る。
継器や衛星リレー（それらに限定されない）のような線
形増幅器システムに適用可能である。増幅された出力に
おけるＩＭＤ積を低下させるために本発明が使用する一
般的な方法は、振幅が周波数の関数として互いに変化す
る多信号に複合入力信号をコード化し、コード化された
信号を増幅し、コード化プロセスと逆に行われる相補的
な方式で増幅された信号を復号し、それによってもとの
複合入力信号を増幅された形態で復元する。このような
ＩＭＤ積は、コード化プロセスではなく復号化プロセス
を受けているため、所望の出力信号と区別される。図１
には、本発明の１実施形態のブロック図が示されてお
り、エンコーダ部分が参照符号2 で示され、デコーダ部
分が符号4 で示され、増幅器部分が符号6 で示されてい
る。
【００１６】好ましい実施形態において、１：Ｎ電力分
割器8 は、入力端子10における多周波数入力信号を、分
割器出力ライン12ａ，12ｂ，12ｃ，…12Ｎ上のＮ個の分
割された信号に分割する。分割された信号は互いに等し
い電力を有することができ、あるいはそれらは異なる電
力レベルを有することができるが、その場合には復号部
分における異なる電力レベルに対して相補型の電力結合
器によってもとの信号波形を復元するように加重され
る。
割器8 は、入力端子10における多周波数入力信号を、分
割器出力ライン12ａ，12ｂ，12ｃ，…12Ｎ上のＮ個の分
割された信号に分割する。分割された信号は互いに等し
い電力を有することができ、あるいはそれらは異なる電
力レベルを有することができるが、その場合には復号部
分における異なる電力レベルに対して相補型の電力結合
器によってもとの信号波形を復元するように加重され
る。
【００１７】分割された信号は各時間遅延素子14ａ，14
ｂ，14ｃ，…14Ｎに供給され、これらの各時間遅延素子
が周波数の関数として変化する分割された信号の間に相
対的な位相シフトを導入する。その結果、分割された信
号は、それらの周波数の関数として電力振幅が互いに変
化すると共にそれらの位相分布が互いに変化する。分割
された各信号は入力信号波長帯にわたる多数の周波数を
搬送するため、所定の分割された信号に与えられる時間
遅延によって、関心のある重要な帯域幅に対する周波数
の関数である位相シフトが生成される。
ｂ，14ｃ，…14Ｎに供給され、これらの各時間遅延素子
が周波数の関数として変化する分割された信号の間に相
対的な位相シフトを導入する。その結果、分割された信
号は、それらの周波数の関数として電力振幅が互いに変
化すると共にそれらの位相分布が互いに変化する。分割
された各信号は入力信号波長帯にわたる多数の周波数を
搬送するため、所定の分割された信号に与えられる時間
遅延によって、関心のある重要な帯域幅に対する周波数
の関数である位相シフトが生成される。
【００１８】図１において、ライン12ａ上の第１の分割
された信号は遅延されず、一方、残りのライン12ｂ，12
ｃ，…12Ｎ上の分割された信号は増分τで線形的に増加
する時間遅延を与えられ、ライン12ｂ上の信号は１τだ
け遅延され、ライン12ｃ上の信号は２τだけ遅延される
というように順次遅延され、（Ｎ−１）τだけ遅延され
るライン12Ｎ上の信号まで遅延が与えられる。分割され
た各入力信号に対する位相遅延が周波数の関数として線
形的に変化するように、τは定数であることが好まし
い。もっとも、τが周波数の関数として変化するシステ
ムもまた構成可能である。同様に、それぞれ連続する分
割された信号に対する時間遅延は、一定した増分で増加
されることが好ましい。しかしながら、連続する分割さ
れた信号間の時間遅延の差がある信号と次の信号とで変
化するシステムもまた構成可能である。理論的には、τ
として多数の異なる値を選択できるが、τが複合入力信
号の帯域幅で除算した４πの整数倍であるときに、最適
な結果が得られている。その結果は、ＩＭレベルの改良
が増幅器間における振幅および位相の不均衡に対してほ
とんど反応しない点で最適である。
された信号は遅延されず、一方、残りのライン12ｂ，12
ｃ，…12Ｎ上の分割された信号は増分τで線形的に増加
する時間遅延を与えられ、ライン12ｂ上の信号は１τだ
け遅延され、ライン12ｃ上の信号は２τだけ遅延される
というように順次遅延され、（Ｎ−１）τだけ遅延され
るライン12Ｎ上の信号まで遅延が与えられる。分割され
た各入力信号に対する位相遅延が周波数の関数として線
形的に変化するように、τは定数であることが好まし
い。もっとも、τが周波数の関数として変化するシステ
ムもまた構成可能である。同様に、それぞれ連続する分
割された信号に対する時間遅延は、一定した増分で増加
されることが好ましい。しかしながら、連続する分割さ
れた信号間の時間遅延の差がある信号と次の信号とで変
化するシステムもまた構成可能である。理論的には、τ
として多数の異なる値を選択できるが、τが複合入力信
号の帯域幅で除算した４πの整数倍であるときに、最適
な結果が得られている。その結果は、ＩＭレベルの改良
が増幅器間における振幅および位相の不均衡に対してほ
とんど反応しない点で最適である。
【００１９】遅延された分割された信号は、好ましくは
ハイブリッドカップラ・バトラーマトリクスとして構成
されたＮ×Ｎマトリクス16に入力として供給され、この
マトリクスは、出力ライン18ａ，18ｂ，18ｃ，…18Ｎ上
のそのＮ個の各出力が異なる各マトリクス入力からの影
響を含むようにその入力を分配する。バトラーマトリク
スはよく知られており、たとえば文献（Electronics En
gineers' Handbook,Fink and Christiansen,ed.,Third
Edition 1989,pages 25-61 - 25-62）に記載されてい
る。
ハイブリッドカップラ・バトラーマトリクスとして構成
されたＮ×Ｎマトリクス16に入力として供給され、この
マトリクスは、出力ライン18ａ，18ｂ，18ｃ，…18Ｎ上
のそのＮ個の各出力が異なる各マトリクス入力からの影
響を含むようにその入力を分配する。バトラーマトリク
スはよく知られており、たとえば文献（Electronics En
gineers' Handbook,Fink and Christiansen,ed.,Third
Edition 1989,pages 25-61 - 25-62）に記載されてい
る。
【００２０】コード化されたマトリクス出力は、各電力
増幅器20ａ，20ｂ，20ｃ，…20Ｎに供給され、これらの
増幅器は衛星用として典型的に固体電力増幅器（ＳＳＰ
Ａ）または進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）であるが、一般
に多周波数入力に応答してＩＭＤを導入する任意の電力
増幅器であってよい。
増幅器20ａ，20ｂ，20ｃ，…20Ｎに供給され、これらの
増幅器は衛星用として典型的に固体電力増幅器（ＳＳＰ
Ａ）または進行波管増幅器（ＴＷＴＡ）であるが、一般
に多周波数入力に応答してＩＭＤを導入する任意の電力
増幅器であってよい。
【００２１】デコーダ部分4 は、やはりハイブリッドカ
ップラ・バトラーマトリクスであることが好ましい逆Ｎ
×Ｎマトリクス22、それぞれその遅延が素子14ａ，14
ｂ，14ｃ，…14Ｎと等しいマトリクス出力における一連
の時間遅延素子24ａ，24ｂ，24ｃ，…24Ｎ、および時間
遅延素子24ａ…24Ｎからの信号を端子28で出力される信
号に結合するＮ：１電力結合器26から構成されている。
復号マトリクス22、時間遅延素子24ａ乃至24Ｎおよび電
力結合器26は、対応したコード化素子8 、時間遅延素子
14ａ乃至14ＮおよびＮ×Ｎマトリクス16とは逆の順序で
配置されており、相補的な方式で増幅器出力に作用し
て、出力端子28においてもとの入力信号を増幅された形
態で復元する。以下、マトリクスがこの信号復元を行う
ように動作する方式を図３を参照してさらに詳細に説明
する。電力結合器26は、ハイブリッドカップラのネット
ワークにより構成された通常のマイクロ波伝送ラインネ
ットワークであることができ、信号ポート以外の結合器
の全ての出力が負荷で終端される。
ップラ・バトラーマトリクスであることが好ましい逆Ｎ
×Ｎマトリクス22、それぞれその遅延が素子14ａ，14
ｂ，14ｃ，…14Ｎと等しいマトリクス出力における一連
の時間遅延素子24ａ，24ｂ，24ｃ，…24Ｎ、および時間
遅延素子24ａ…24Ｎからの信号を端子28で出力される信
号に結合するＮ：１電力結合器26から構成されている。
復号マトリクス22、時間遅延素子24ａ乃至24Ｎおよび電
力結合器26は、対応したコード化素子8 、時間遅延素子
14ａ乃至14ＮおよびＮ×Ｎマトリクス16とは逆の順序で
配置されており、相補的な方式で増幅器出力に作用し
て、出力端子28においてもとの入力信号を増幅された形
態で復元する。以下、マトリクスがこの信号復元を行う
ように動作する方式を図３を参照してさらに詳細に説明
する。電力結合器26は、ハイブリッドカップラのネット
ワークにより構成された通常のマイクロ波伝送ラインネ
ットワークであることができ、信号ポート以外の結合器
の全ての出力が負荷で終端される。
【００２２】増幅器20ａ乃至20Ｎは、それらが増幅した
信号成分中にＩＭＤを導入する。コード化電力分割器8
の出力は互いにコヒーレント（互いに同位相）であり、
かつコード化時間遅延素子14ａ乃至14Ｎおよびマトリク
ス16は、復号マトリクス22および時間遅延素子24ａ乃至
24Ｎの相補型であるため、入力ライン30ａ，30ｂ，30ｃ
…30Ｎから電力結合器26への信号成分もまた互いにコヒ
ーレントであり、コヒーレントな加法で結合して、出力
端子28においてもとの入力信号を増幅された形態で再生
する。しかしながら、増幅器によって導入されるＩＭＤ
成分は、増幅された入力が異なるので、各増幅器につい
て異なっており、また電力結合器26への入力におけるＩ
ＭＤ成分は、コード化プロセスではなく復号プロセスだ
けを受けているため、相関されず、互いに非コヒーレン
トである。復号遅延および結合プロセスの後でさえ、２
つのＩＭＤ成分がほとんど相関されていない状態であ
り、ほぼ電力ベースで加算する。しかしながら、所望の
信号成分は、コヒーレントに結合し、電圧ベースで加算
する。したがって、ＩＭＤ成分は電力結合器26において
コヒーレントに結合せず、それ以外の場合よりもはるか
に小さいレベルのＩＭＤが出力端子28に送られる。した
がって、電力結合器26は、信号成分をコヒーレントに結
合するが、ＩＭＤ成分を非コヒーレントに結合すること
により、復号された増幅された信号成分を復号されたＩ
ＭＤ成分から効率的に分離する。ＩＭＤの一部分だけが
出力28に到達する。残りのＩＭＤ電力は、電力結合器26
の内部の負荷に送られる。
信号成分中にＩＭＤを導入する。コード化電力分割器8
の出力は互いにコヒーレント（互いに同位相）であり、
かつコード化時間遅延素子14ａ乃至14Ｎおよびマトリク
ス16は、復号マトリクス22および時間遅延素子24ａ乃至
24Ｎの相補型であるため、入力ライン30ａ，30ｂ，30ｃ
…30Ｎから電力結合器26への信号成分もまた互いにコヒ
ーレントであり、コヒーレントな加法で結合して、出力
端子28においてもとの入力信号を増幅された形態で再生
する。しかしながら、増幅器によって導入されるＩＭＤ
成分は、増幅された入力が異なるので、各増幅器につい
て異なっており、また電力結合器26への入力におけるＩ
ＭＤ成分は、コード化プロセスではなく復号プロセスだ
けを受けているため、相関されず、互いに非コヒーレン
トである。復号遅延および結合プロセスの後でさえ、２
つのＩＭＤ成分がほとんど相関されていない状態であ
り、ほぼ電力ベースで加算する。しかしながら、所望の
信号成分は、コヒーレントに結合し、電圧ベースで加算
する。したがって、ＩＭＤ成分は電力結合器26において
コヒーレントに結合せず、それ以外の場合よりもはるか
に小さいレベルのＩＭＤが出力端子28に送られる。した
がって、電力結合器26は、信号成分をコヒーレントに結
合するが、ＩＭＤ成分を非コヒーレントに結合すること
により、復号された増幅された信号成分を復号されたＩ
ＭＤ成分から効率的に分離する。ＩＭＤの一部分だけが
出力28に到達する。残りのＩＭＤ電力は、電力結合器26
の内部の負荷に送られる。
【００２３】図２は、増幅された入力信号が出力伝送ラ
インに供給されるのではなく多素子アレイアンテナから
放送される別の実施形態を示す。この実施形態におい
て、アンテナは、増幅され復号された信号成分をＩＭＤ
成分から分離する電力結合器の機能を果たす。
インに供給されるのではなく多素子アレイアンテナから
放送される別の実施形態を示す。この実施形態におい
て、アンテナは、増幅され復号された信号成分をＩＭＤ
成分から分離する電力結合器の機能を果たす。
【００２４】デコーダ電力結合器26を除き、図２の回路
は図１のものと同一である。図１の電力結合器26はフェ
ーズドアレイ32により置換されており、このフェーズド
アレイ32は、各デコーダ時間遅延素子の出力ラインから
それぞれ供給される放射アンテナ素子32ａ，32ｂ，32
ｃ，…32Ｎから構成されている。このアレイによって、
信号成分が所望の方向にコヒーレントに加算され、ＩＭ
Ｄ積電力はそのほとんどが別の方向に非コヒーレントに
加算または散乱される。放射された信号成分34ａ，34
ｂ，34ｃ，…34Ｎは互いに平行であり、したがって加算
される。復号された出力信号間に位相差を導入すること
により、図２に示されているようにアレイに対して非垂
直方向に信号が放射されることができる。ＩＭＤ成分36
ａ，36ｂ，36ｃ，…36Ｎは、アレイから異なる方向に散
乱され、それによって所望の信号のように効果的に加算
しないようにされる。
は図１のものと同一である。図１の電力結合器26はフェ
ーズドアレイ32により置換されており、このフェーズド
アレイ32は、各デコーダ時間遅延素子の出力ラインから
それぞれ供給される放射アンテナ素子32ａ，32ｂ，32
ｃ，…32Ｎから構成されている。このアレイによって、
信号成分が所望の方向にコヒーレントに加算され、ＩＭ
Ｄ積電力はそのほとんどが別の方向に非コヒーレントに
加算または散乱される。放射された信号成分34ａ，34
ｂ，34ｃ，…34Ｎは互いに平行であり、したがって加算
される。復号された出力信号間に位相差を導入すること
により、図２に示されているようにアレイに対して非垂
直方向に信号が放射されることができる。ＩＭＤ成分36
ａ，36ｂ，36ｃ，…36Ｎは、アレイから異なる方向に散
乱され、それによって所望の信号のように効果的に加算
しないようにされる。
【００２５】図３には、新しい線形技術を使用する図１
のシステムの２増幅器形態が示されている。電力分割器
8 は、一方の入力が入力端子10に接続され、他方の入力
が負荷40に接続されている３ｄＢハイブリッドカップラ
38と、ハイブリッドカップラの上部出力脚部における−
９０°位相シフタ42とによって構成されている。ハイブ
リッドカップラの上部入力脚部に現れた信号は、上部お
よび下部出力脚部間で分割され、上部出力脚部上の信号
は入力信号と同位相であり、下部出力脚部上の信号は入
力信号から−９０°シフトされている。（同様に、下部
入力脚部に供給された入力信号は２つの出力脚部間で分
割され、下部出力脚部上の信号は入力信号と同位相であ
り、上部出力脚部上の信号はこの入力信号に関して−９
０°シフトされている。）位相シフタ42は、カップラの
両出力脚部上の信号を振幅が等しく、かつ互いに同位相
のものとする。
のシステムの２増幅器形態が示されている。電力分割器
8 は、一方の入力が入力端子10に接続され、他方の入力
が負荷40に接続されている３ｄＢハイブリッドカップラ
38と、ハイブリッドカップラの上部出力脚部における−
９０°位相シフタ42とによって構成されている。ハイブ
リッドカップラの上部入力脚部に現れた信号は、上部お
よび下部出力脚部間で分割され、上部出力脚部上の信号
は入力信号と同位相であり、下部出力脚部上の信号は入
力信号から−９０°シフトされている。（同様に、下部
入力脚部に供給された入力信号は２つの出力脚部間で分
割され、下部出力脚部上の信号は入力信号と同位相であ
り、上部出力脚部上の信号はこの入力信号に関して−９
０°シフトされている。）位相シフタ42は、カップラの
両出力脚部上の信号を振幅が等しく、かつ互いに同位相
のものとする。
【００２６】両脚部上の信号が２×２バトラーマトリク
ス16に供給される前に、下部出力脚部上の信号が遅延素
子14ｂによってτ秒だけ遅延される。このマトリクス16
は、直接および遅延された形態の入力信号を分割および
結合し、１対の増幅器20ａおよび20ｂに駆動信号を供給
する。次のハイブリッドカップラ22は、やはりバトラー
マトリクスであり、これは増幅された入力信号およびそ
の遅延された対応部分(counterpart) を再構成する。そ
の結果このバトラーマトリクス22の下部出力脚部上にお
いて遅延された直流信号が得られ、また上部出力脚部上
にはその遅延された対応するものが得られる。したがっ
て、コード化バトラーマトリクス16の上部入力脚部にお
ける入力信号は、増幅された形態で復号バトラーマトリ
クス22の下部出力脚部上に現れる。これは、バトラーマ
トリクス16の上部入力脚部における信号がマトリクス16
の上部出力脚部上の同位相成分と、マトリクス16の下部
出力脚部上の−９０°シフトされた成分とに分割される
ためである。この上部出力脚部上の同位相成分は、バト
ラーマトリクス22の上部出力脚部上の別の同位相成分と
このマトリクス22の下部出力脚部上の−９０°シフトさ
れた成分とに分割される（増幅後）。コード化マトリク
ス16の下部出力脚部上の−９０°の信号は、復号バトラ
ーマトリクス22の上部出力脚部上の−１８０°シフトさ
れた成分と、このマトリクス22の下部出力脚部上の−９
０°成分とに分割される（やはり増幅後に）。バトラー
マトリクス22の上部出力脚部上の同位相および−１８０
°の信号成分は互いに相殺し、一方マトリクス22の下部
出力脚部上の２つの−９０°信号成分は加算して、バト
ラーマトリクス16の上部入力脚部におけるもとの入力信
号（−９０°の位相シフトを与えられた）を復元する。
同様に、バトラーマトリクス16の下部入力脚部上の信号
は、復号バトラーマトリクス22の上部出力脚部上に増幅
された形態で現れることとなる。
ス16に供給される前に、下部出力脚部上の信号が遅延素
子14ｂによってτ秒だけ遅延される。このマトリクス16
は、直接および遅延された形態の入力信号を分割および
結合し、１対の増幅器20ａおよび20ｂに駆動信号を供給
する。次のハイブリッドカップラ22は、やはりバトラー
マトリクスであり、これは増幅された入力信号およびそ
の遅延された対応部分(counterpart) を再構成する。そ
の結果このバトラーマトリクス22の下部出力脚部上にお
いて遅延された直流信号が得られ、また上部出力脚部上
にはその遅延された対応するものが得られる。したがっ
て、コード化バトラーマトリクス16の上部入力脚部にお
ける入力信号は、増幅された形態で復号バトラーマトリ
クス22の下部出力脚部上に現れる。これは、バトラーマ
トリクス16の上部入力脚部における信号がマトリクス16
の上部出力脚部上の同位相成分と、マトリクス16の下部
出力脚部上の−９０°シフトされた成分とに分割される
ためである。この上部出力脚部上の同位相成分は、バト
ラーマトリクス22の上部出力脚部上の別の同位相成分と
このマトリクス22の下部出力脚部上の−９０°シフトさ
れた成分とに分割される（増幅後）。コード化マトリク
ス16の下部出力脚部上の−９０°の信号は、復号バトラ
ーマトリクス22の上部出力脚部上の−１８０°シフトさ
れた成分と、このマトリクス22の下部出力脚部上の−９
０°成分とに分割される（やはり増幅後に）。バトラー
マトリクス22の上部出力脚部上の同位相および−１８０
°の信号成分は互いに相殺し、一方マトリクス22の下部
出力脚部上の２つの−９０°信号成分は加算して、バト
ラーマトリクス16の上部入力脚部におけるもとの入力信
号（−９０°の位相シフトを与えられた）を復元する。
同様に、バトラーマトリクス16の下部入力脚部上の信号
は、復号バトラーマトリクス22の上部出力脚部上に増幅
された形態で現れることとなる。
【００２７】復号部分の電力結合器は、別のハイブリッ
ドカップラ44によって構成され、このカップラ44の上部
入力脚部は、−９０°位相シフタ46を通って０τの時間
遅延素子24ａの出力に接続され、その下部入力脚部は１
τの時間遅延素子24ｂの出力に直接接続され、その上部
出力脚部は出力端子28に接続され、その下部出力脚部は
終端負荷48に接続されている。したがって、コード化お
よび復号部分は完全に相補型となり、コード化バトラー
マトリクス16の上部入力脚部における遅延されていない
信号は復号化部分で１τの遅延を与えられ、コード化バ
トラーマトリクス16に対する入力で１τ遅延されている
信号は、復号バトラーマトリクス22の上部出力脚部で０
τの遅延を与えられる。上部および下部復号化時間遅延
出力上の信号は時間的に整列され、信号成分が電力結合
器26においてコヒーレントに結合されて、増幅された出
力信号を端子28において生成し、またＩＭＤ成分が負荷
48を通ってシステムから除去される。記載された配置に
よって、入力信号が増幅され、個々の増幅器のＣ／ＩＭ
に関するＣ／ＩＭ比がほぼ２ｄＢまで改良される。
ドカップラ44によって構成され、このカップラ44の上部
入力脚部は、−９０°位相シフタ46を通って０τの時間
遅延素子24ａの出力に接続され、その下部入力脚部は１
τの時間遅延素子24ｂの出力に直接接続され、その上部
出力脚部は出力端子28に接続され、その下部出力脚部は
終端負荷48に接続されている。したがって、コード化お
よび復号部分は完全に相補型となり、コード化バトラー
マトリクス16の上部入力脚部における遅延されていない
信号は復号化部分で１τの遅延を与えられ、コード化バ
トラーマトリクス16に対する入力で１τ遅延されている
信号は、復号バトラーマトリクス22の上部出力脚部で０
τの遅延を与えられる。上部および下部復号化時間遅延
出力上の信号は時間的に整列され、信号成分が電力結合
器26においてコヒーレントに結合されて、増幅された出
力信号を端子28において生成し、またＩＭＤ成分が負荷
48を通ってシステムから除去される。記載された配置に
よって、入力信号が増幅され、個々の増幅器のＣ／ＩＭ
に関するＣ／ＩＭ比がほぼ２ｄＢまで改良される。
【００２８】図４のａは、図３の２増幅器システムに対
する正規化された電力スペクトル分布を示す。増幅器20
ａおよび20ｂの電力振幅は、曲線20ａ´および20ｂ´に
よって周波数の関数としてそれぞれ示されている。２つ
の曲線はほぼ正弦曲線で位相が１８０°ずれており、一
方の増幅器がある周波数でピーク電力振幅に達すると、
他方の増幅器の電力振幅はその周波数で最小になる。ま
たその反対の場合も同様である。
する正規化された電力スペクトル分布を示す。増幅器20
ａおよび20ｂの電力振幅は、曲線20ａ´および20ｂ´に
よって周波数の関数としてそれぞれ示されている。２つ
の曲線はほぼ正弦曲線で位相が１８０°ずれており、一
方の増幅器がある周波数でピーク電力振幅に達すると、
他方の増幅器の電力振幅はその周波数で最小になる。ま
たその反対の場合も同様である。
【００２９】図４のｂは、増幅器20ａおよび20ｂの正規
化された各信号振幅応答特性20ａ''および20ｂ''であ
り、それらはほぼ正弦曲線で位相が９０°ずれており、
一方の増幅器がピーク振幅に達したときに、他方の増幅
器がゼロ振幅であることを示している。図４のｃでは、
両増幅器20ａおよび20ｂに対する周波数の関数としての
信号位相20ａ，ｂ''' が、帯域幅の下端部で４５°であ
り、中心周波数の−１３５°を通ってこの帯域幅の上端
部の−３１５°に至る直線をたどることが示されてい
る。
化された各信号振幅応答特性20ａ''および20ｂ''であ
り、それらはほぼ正弦曲線で位相が９０°ずれており、
一方の増幅器がピーク振幅に達したときに、他方の増幅
器がゼロ振幅であることを示している。図４のｃでは、
両増幅器20ａおよび20ｂに対する周波数の関数としての
信号位相20ａ，ｂ''' が、帯域幅の下端部で４５°であ
り、中心周波数の−１３５°を通ってこの帯域幅の上端
部の−３１５°に至る直線をたどることが示されてい
る。
【００３０】図３の増幅器システムのネットワーク特性
のシミュレーションは、ＩＭＤの相対的な改善が重要な
周波数帯域の中心において２．０４ｄＢであることを示
している。このレベルの改善は、４πラジアンの位相シ
フトが重要な帯域幅を横切って生じるようにτの値が選
択されたときに実現する。図５には、この条件の下で達
成された改善が示されており、ここにおいて改善されて
いない増幅で得られたＩＭＤレベルは破線50で示され、
本発明から結果的に実現された改善されたレベルは実線
52によって示されている。４πラジアンを重要な帯域幅
で除算したものに等しいτにより、帯域の中心の改良は
２．０４ｄＢとなり、改良されたＩＭＤスペクトル52は
その帯域にわたって比較的フラットとなる。相関されな
いＩＭＤ積がネットワークの終端された出力ポートに送
られるため、ＩＭＤは改善される。
のシミュレーションは、ＩＭＤの相対的な改善が重要な
周波数帯域の中心において２．０４ｄＢであることを示
している。このレベルの改善は、４πラジアンの位相シ
フトが重要な帯域幅を横切って生じるようにτの値が選
択されたときに実現する。図５には、この条件の下で達
成された改善が示されており、ここにおいて改善されて
いない増幅で得られたＩＭＤレベルは破線50で示され、
本発明から結果的に実現された改善されたレベルは実線
52によって示されている。４πラジアンを重要な帯域幅
で除算したものに等しいτにより、帯域の中心の改良は
２．０４ｄＢとなり、改良されたＩＭＤスペクトル52は
その帯域にわたって比較的フラットとなる。相関されな
いＩＭＤ積がネットワークの終端された出力ポートに送
られるため、ＩＭＤは改善される。
【００３１】図３に示されているネットワークはまた、
予測された性能改良を確認するための１対の進行波管
（ＴＷＴ）に対するコンピュータシミュレーションによ
って評価された。時間遅延が信号帯域幅を横切る４πラ
ジアンの位相シフトに対応するように選択されたとき
に、２ｄＢの改良が達成された。このＣ／ＩＭ改良は、
図６に示されているように広範囲の入力信号駆動レベル
にわたって成立する。図６において、本発明を使用した
場合をシミュレートした結果が上方の実線54で示され、
また本発明を使用しない場合の結果が下方の破線56で示
されている。このシミュレーションは、Ｃ／ＩＭに関係
したパラメータが雑音対電力比（ＮＰＲ）である無数の
入力搬送波（ホワイト雑音）の場合について行われた。
予測された性能改良を確認するための１対の進行波管
（ＴＷＴ）に対するコンピュータシミュレーションによ
って評価された。時間遅延が信号帯域幅を横切る４πラ
ジアンの位相シフトに対応するように選択されたとき
に、２ｄＢの改良が達成された。このＣ／ＩＭ改良は、
図６に示されているように広範囲の入力信号駆動レベル
にわたって成立する。図６において、本発明を使用した
場合をシミュレートした結果が上方の実線54で示され、
また本発明を使用しない場合の結果が下方の破線56で示
されている。このシミュレーションは、Ｃ／ＩＭに関係
したパラメータが雑音対電力比（ＮＰＲ）である無数の
入力搬送波（ホワイト雑音）の場合について行われた。
【００３２】新しい技術によるＣ／ＩＭの改良は、信号
とＩＭＤ積について動作するネットワークの特性の結果
として達成され、したがって使用される増幅器のタイプ
とは無関係である。それ故、各増幅器をＴＷＴおよび予
め歪を与えられた線形化装置から構成することができ
る。その上、ネットワークはこの線形化装置によって為
されたほぼ２ｄＢの改良を依然として提供する。一般
に、新しい技術はＣ／ＩＭの複合的な改良を実現する線
形化装置と共に使用することができる。
とＩＭＤ積について動作するネットワークの特性の結果
として達成され、したがって使用される増幅器のタイプ
とは無関係である。それ故、各増幅器をＴＷＴおよび予
め歪を与えられた線形化装置から構成することができ
る。その上、ネットワークはこの線形化装置によって為
されたほぼ２ｄＢの改良を依然として提供する。一般
に、新しい技術はＣ／ＩＭの複合的な改良を実現する線
形化装置と共に使用することができる。
【００３３】本発明は、さらに大きいＣ／ＩＭ改良を実
現するためのさらに高次の増幅器群に拡大することがで
きる。図７は、適切な時間遅延素子を備えた４個のハイ
ブリッド結合された並列増幅器を有するネットワークを
示す。図７は、２個ではなく４個の増幅器および時間遅
延素子を使用し、かつ２×２マトリクスではなく４×４
ハイブリッドカップラマトリクスを使用することを除い
て図３にほぼ対応する。図３で使用された参照符号は、
図７において100 を加えて引き続き使用されており、し
たがって、たとえば図７のコード化電力分割器108 は図
３の電力分割器8 に対応する。コード化電力分割器108
は、３個のハイブリッドカップラ 138ａ， 138ｂ， 138
ｃおよび位相シフタ 142ａ， 142ｂ， 142ｃから構成さ
れ、これらは、各脚部における位相が等しい４方向電力
分割ネットワークを形成している。次のネットワーク段
は、各脚部における漸進的に遅延時間が増加する時間遅
延素子 114ａ， 114ｂ， 114ｃ， 114ｄから構成されて
いる。これらの遅延素子は、０から始まるτの整数倍に
等しい時間遅延を有する。その後、４次のバトラーマト
リクス116 は、各脚部中の信号の一部分を４個の各増幅
器 120ａ， 120ｂ，120ｃ， 120ｄに送る。増幅器の後
の復号化部分は、コード化部分の鏡像であり、４次のバ
トラーマトリクス112 と、０τ，１τ，２τおよび３τ
の時間遅延素子 124ａ， 124ｂ， 124ｃ， 124ｄと、４
方向電力結合器126 とを含んでいる。この電力結合器12
6 は、３個のハイブリッドカップラ 144ａ， 144ｂ， 1
44ｃおよび３個の−９０°位相シフタ 146ａ， 146ｂ，
146ｃから構成されている。
現するためのさらに高次の増幅器群に拡大することがで
きる。図７は、適切な時間遅延素子を備えた４個のハイ
ブリッド結合された並列増幅器を有するネットワークを
示す。図７は、２個ではなく４個の増幅器および時間遅
延素子を使用し、かつ２×２マトリクスではなく４×４
ハイブリッドカップラマトリクスを使用することを除い
て図３にほぼ対応する。図３で使用された参照符号は、
図７において100 を加えて引き続き使用されており、し
たがって、たとえば図７のコード化電力分割器108 は図
３の電力分割器8 に対応する。コード化電力分割器108
は、３個のハイブリッドカップラ 138ａ， 138ｂ， 138
ｃおよび位相シフタ 142ａ， 142ｂ， 142ｃから構成さ
れ、これらは、各脚部における位相が等しい４方向電力
分割ネットワークを形成している。次のネットワーク段
は、各脚部における漸進的に遅延時間が増加する時間遅
延素子 114ａ， 114ｂ， 114ｃ， 114ｄから構成されて
いる。これらの遅延素子は、０から始まるτの整数倍に
等しい時間遅延を有する。その後、４次のバトラーマト
リクス116 は、各脚部中の信号の一部分を４個の各増幅
器 120ａ， 120ｂ，120ｃ， 120ｄに送る。増幅器の後
の復号化部分は、コード化部分の鏡像であり、４次のバ
トラーマトリクス112 と、０τ，１τ，２τおよび３τ
の時間遅延素子 124ａ， 124ｂ， 124ｃ， 124ｄと、４
方向電力結合器126 とを含んでいる。この電力結合器12
6 は、３個のハイブリッドカップラ 144ａ， 144ｂ， 1
44ｃおよび３個の−９０°位相シフタ 146ａ， 146ｂ，
146ｃから構成されている。
【００３４】４増幅器構造の性能は、ディスクリートな
搬送波および無限の搬送波の両者について分析的に判断
された。Ｃ／ＩＭの改良は、２５の等しい搬送波に対し
て約７ｄＢであることが決定された。この改良は、搬送
波の数が無限に増加されるにつれて７．４３ｄＢに近付
いた。これらの結果は、帯域幅を横切る４πラジアンの
位相シフトに対応したτの値により得られた。
搬送波および無限の搬送波の両者について分析的に判断
された。Ｃ／ＩＭの改良は、２５の等しい搬送波に対し
て約７ｄＢであることが決定された。この改良は、搬送
波の数が無限に増加されるにつれて７．４３ｄＢに近付
いた。これらの結果は、帯域幅を横切る４πラジアンの
位相シフトに対応したτの値により得られた。
【００３５】本発明は、さらに高度のＣ／ＩＭの改良に
より非常に多数の増幅器に適用可能である。図８は、2
，4 および8 個の増幅器群に対して利用できる計算さ
れた中間帯域ＩＭＤの改良を示す。３つのデータ点が円
58，60，62によって示されている。これらの点は、実線
64で示されている関数１０ｌｏｇ（Ｎ2 ／３）によって
近似される。４増幅器点より下で実線64から若干はずれ
る破線66は、実際のデータ点を結んだ曲線である。参考
のために、上述の従来のバトラーマトリクストランスポ
ンダ技術により得られる改良を破線68で示す。
より非常に多数の増幅器に適用可能である。図８は、2
，4 および8 個の増幅器群に対して利用できる計算さ
れた中間帯域ＩＭＤの改良を示す。３つのデータ点が円
58，60，62によって示されている。これらの点は、実線
64で示されている関数１０ｌｏｇ（Ｎ2 ／３）によって
近似される。４増幅器点より下で実線64から若干はずれ
る破線66は、実際のデータ点を結んだ曲線である。参考
のために、上述の従来のバトラーマトリクストランスポ
ンダ技術により得られる改良を破線68で示す。
【００３６】本発明の特定の実施形態を図示および説明
してきたが、本発明の技術的範囲内において種々の形態
および別の実施形態が可能である。たとえば、本発明は
アナログ素子に関して記載されているが、図１および２
に示されている種々の機能ブロックをデジタル方式で構
成することも可能である。したがって、本発明は、添付
された特許請求の範囲によってのみ限定されるものであ
る。
してきたが、本発明の技術的範囲内において種々の形態
および別の実施形態が可能である。たとえば、本発明は
アナログ素子に関して記載されているが、図１および２
に示されている種々の機能ブロックをデジタル方式で構
成することも可能である。したがって、本発明は、添付
された特許請求の範囲によってのみ限定されるものであ
る。
【図１】信号成分をコヒーレントに結合し、ＩＭＤ成分
を非コヒーレントに結合することによって増幅された信
号成分がＩＭＤ成分から分離される新しい増幅方法の実
施形態を構成している増幅システムのブロック図。
を非コヒーレントに結合することによって増幅された信
号成分がＩＭＤ成分から分離される新しい増幅方法の実
施形態を構成している増幅システムのブロック図。
【図２】フェーズドアレイとは異なる角度で信号および
ＩＭＤ成分を伝送することによって分離が行われる別の
実施形態のブロック図。
ＩＭＤ成分を伝送することによって分離が行われる別の
実施形態のブロック図。
【図３】図１の実施形態の２増幅器形態の概略図。
【図４】図３の増幅器の周波数に対する電力、振幅応答
特性、および位相応答特性をそれぞれ示すグラフ。
特性、および位相応答特性をそれぞれ示すグラフ。
【図５】本発明を使用した場合と本発明を使用しない場
合の周波数に対するＩＭＤレベルを比較したグラフ。
合の周波数に対するＩＭＤレベルを比較したグラフ。
【図６】ピーク出力から引き下げられた増幅器出力の周
波数に対する本発明を使用した場合のＣ／ＩＭ比と本発
明を使用しない場合のＣ／ＩＭ比とを比較したグラフ。
波数に対する本発明を使用した場合のＣ／ＩＭ比と本発
明を使用しない場合のＣ／ＩＭ比とを比較したグラフ。
【図７】図１の実施形態の４増幅器形態の概略図。
【図８】使用される増幅器の個数に対するＩＭＤの改良
を示すグラフ。
を示すグラフ。
Claims (10)
- 【請求項１】 電力振幅が周波数の関数として互いに変
化する多数のコード化された信号に多周波数入力信号を
コード化し、 前記コード化された信号を増幅し、その増幅プロセスに
おいては所望しない相互変調歪（ＩＭＤ）成分が生成さ
れて前記コード化された信号成分に加算されており、 増幅された信号および相互変調歪成分を前記コード化に
対して相補的な方法で復号化し、前記増幅された信号成
分が前記コード化および復号化の両方を表わし、かつ前
記相互変調歪成分が前記復号化だけを表わすことにより
増幅された信号成分を相互変調歪成分と区別するステッ
プを含んでいる信号増幅方法。 - 【請求項２】 前記復号化された増幅された信号成分
は、増幅された信号成分をコヒーレントに結合し、かつ
復号化された相互変調歪成分を非コヒーレントに結合す
ることによって前記復号化された相互変調歪成分から分
離される請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 前記復号化された増幅された信号成分
は、フェーズドアレイに対して異なる角度で前記復号化
された増幅された信号成分および復号化された相互変調
歪成分の少なくとも一部分を送信することによって前記
復号化された相互変調歪成分から分離される請求項１記
載の方法。 - 【請求項４】 前記入力信号を多数の分割された信号に
分割し、異なる各時間遅延を前記分割された信号に与
え、前記分割された信号を互いに結合することによっ
て、コード化された信号が得られる請求項１乃至３のい
ずれか１項記載の方法。 - 【請求項５】 前記時間遅延は、４πの整数倍を入力信
号の帯域幅で除算したものである請求項４記載の方法。 - 【請求項６】 電力振幅が周波数の関数として互いに変
化する多数のコード化された信号に多周波数復号入力信
号をコード化するように構成されている信号エンコーダ
と、 前記コード化された信号を増幅するように接続されてお
り、前記コード化された信号の信号成分に相互変調歪成
分を導入する特性を有する増幅器回路と、 増幅された信号成分および相互変調歪成分を前記コード
化に対して相補的な方法で復号化し、増幅された信号成
分が前記コード化および復号化の両方を表わし、かつ相
互変調歪成分が前記復号化だけを表わすことにより増幅
された信号成分を相互変調歪成分と区別するように構成
されている信号デコーダとを具備している相互変調歪の
少ない信号増幅システム。 - 【請求項７】 前記信号デコーダは、復号化された相互
変調歪成分の少なくとも一部分から復号化された増幅さ
れた信号成分を前記区別に基づいて分離するように接続
された信号分離装置を含んでいる請求項６記載の増幅シ
ステム。 - 【請求項８】 前記信号エンコーダは、前記入力信号を
多数の分割された信号に分割する信号分割器と、異なる
各時間遅延を前記分割された信号に与える時間遅延部分
と、前記分割された信号を互いに結合して前記コード化
された信号を得る結合ネットワークとを含んでいる請求
項６または７記載の増幅システム。 - 【請求項９】 前記結合ネットワークは、バトラーマト
リクスを含んでいる請求項８記載の増幅システム。 - 【請求項１０】 前記時間遅延部分は、４πの整数倍を
入力信号の帯域幅で除算したものである時間遅延を前記
分割された信号に与える請求項８または９記載の増幅シ
ステム。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US977724 | 1997-11-25 | ||
| US08/977,724 US5966048A (en) | 1997-11-25 | 1997-11-25 | Low IMD amplification method and apparatus |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11234066A true JPH11234066A (ja) | 1999-08-27 |
| JP3081594B2 JP3081594B2 (ja) | 2000-08-28 |
Family
ID=25525445
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10334357A Expired - Lifetime JP3081594B2 (ja) | 1997-11-25 | 1998-11-25 | 低相互変調歪増幅方法および装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5966048A (ja) |
| EP (1) | EP0924912B1 (ja) |
| JP (1) | JP3081594B2 (ja) |
| DE (1) | DE69827228T2 (ja) |
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