JPH11186862A

JPH11186862A - レベル制御方式

Info

Publication number: JPH11186862A
Application number: JP35459397A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Inahashi; 敦稲橋
Original assignee: NEC Saitama Ltd
Current assignee: NEC Saitama Ltd
Priority date: 1997-12-24
Filing date: 1997-12-24
Publication date: 1999-07-09

Abstract

(57)【要約】【課題】レベル保持及び利得保持に必要な主として高
周波無線装置の増幅器部分に適用される、安定度の良い
レベル制御方式を提供する。【解決手段】高周波無線装置の送信部分や増幅器部分
等において使用される自動レベル制御回路方式で、高周
波数信号の広範囲な出力レベルにおけるレベル制御方式
において、送信データを作成するＤＳＰ部１６と、高周
波数信号である変調波を作成する変調器１と、変調波を
増幅する多段増幅器３，３’，５と、分配則に準じた分
配率で高周波数信号を分配する第１および第２の分配器
２，６と、高周波数信号の通過損失を外部からの直流電
圧により可変させる可変減衰器４とを備え、送信機等の
出力するレベルが高い場合には自動レベル制御回路方式
で、送信機等の出力するレベルが低い場合には自動利得
制御回路方式で制御を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高周波無線装置の
送信部分や増幅器部分等において使用される自動レベル
制御回路方式で、高周波数信号の広範囲な出力レベルに
おけるレベル制御方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】上述したレベル制御方式の従来例とし
て、特開平８−３１６７５６号公報に記載の送信出力制
御方式がある。この方式は、高周波数信号の増幅後の出
力信号を自動レベル制御回路（ＡＬＣ）により制御する
送信出力制御方式において、電力低減制御信号を受ける
と、高周波信号を増幅する全段増幅器の電源を断にする
とともに出力信号が電力低減信号に対応するレベルにな
るように設定する低減出力設定手段を備え、これによ
り、出力信号レベルのダイナミックレンジが大きく、ま
た可変減衰器を使用してレベル制御を行う必要がないの
で、回路構成が簡単になり、電力消費を減少することが
できるというものである。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来例では、
レベル制御回路（ＡＬＣ回路）方式であれば、出力する
信号レベルが高い場合はダイオード等によるレベル検出
値のフイードバックによってレベル保持ができるが、出
力するレベルの振幅が、ダイオードのＯＮ電圧を下回っ
ている場合のレベル検出ができず、広い範囲でのＡＬＣ
回路が形成できなかった。また、自動利得制御回路（Ａ
ＧＣ回路）方式においては、任意の増幅器間の利得補正
はできるが、その部分以外のシステム利得の変動には対
処できず、トータルとしての安定度が劣化する結果とな
っていた。

【０００４】そこで、本発明の目的は、上記問題を解決
すべく、レベル保持及び利得保持に必要な主として高周
波無線装置の増幅器部分に適用される、安定度の良いレ
ベル制御方式を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、高周波数信号の広範囲な出力レベルを送信する送信
部分および高周波数信号を増幅する増幅器部分を備えた
高周波無線装置のレベル制御方式において、送信データ
を作成するデジタルシグナルプロセッサ部と、デジタル
シグナルプロセッサ部により作成された送信データを入
力して、高周波数信号である変調波を作成する変調器
と、変調器によって得られた変調波を増幅する多段増幅
器と、多段増幅器の上位，下位にそれぞれ設けられ、分
配則に準じた分配率で高周波数信号を分配する第１およ
び第２の分配器と、第１および第２の分配器のそれぞれ
が分配した一方の信号を、増幅則に準じた利得によって
増幅する第１および第２の増幅器と、第１および第２の
増幅器にそれぞれ接続された第１および第２の検波器
と、第１および第２の検波器の差電圧を抽出する差動器
と、多段増幅器の間に設けられ、高周波数信号の通過損
失を外部からの直流電圧により可変させる可変減衰器と
を備え、送信部分の出力するレベルが高い場合には自動
レベル制御回路方式で、送信部分の出力するレベルが低
い場合には自動利得制御回路方式で制御を行うことを特
徴とする。

【０００６】また、多段増幅器が、高周波数信号を所望
のレベルに増幅するだけの利得を有する段数のみ有する
のが好ましい。

【０００７】さらに、第１および第２の分配器のそれぞ
れが、分配した他方の信号をアンテナなどの終端装置に
出力するのが好ましい。

【０００８】またさらに、第１および第２の検波器に入
力されたレベルが、第１および第２の分配器により分配
された一方の信号の出力レベルに一定比で対応するレベ
ルであるのが好ましい。

【０００９】また、第１および第２の検波器が、同等の
特性を有し、同じレベルに対して同じ直流電圧値を出力
する検波器であるのが好ましい。

【００１０】さらに、第２の検波器の側の絶対レベルを
検出する検出器を備えるのが好ましい。

【００１１】またさらに、検出器が、絶対レベルが高い
ときは低い電圧に、絶対レベルが低いときは高い電圧に
変換する機能を有するのが好ましい。

【００１２】また、差動器の値を、検出器の出力値で重
みづけする変換器を備えるのが好ましい。

【００１３】さらに、変換器の変換値を、デジタルシグ
ナルプロセッサ部に報知し、デジタルシグナルプロセッ
サ部が変換値から多段増幅器の利得誤差を推定し、オフ
セットする値を可変減衰器に出力するのが好ましい。

【００１４】またさらに、デジタルシグナルプロセッサ
部から可変減衰器における信号の急激な変動を防ぐため
の積分器を備えるのが好ましい。

【００１５】また、積分器が、直列抵抗器と並列コンデ
ンサとからなる低域ろ波器であるのが好ましい。

【００１６】さらに、デジタルシグナルプロセッサ部
が、変調波形データから計算された出力レベルに対応す
る検波値が記憶されたメモリを有し、検波値と変換値と
を比較しずれている場合に、可変減衰器に補正する信号
を出力するのが好ましい。

【００１７】またさらに、自動レベル制御回路方式と自
動利得制御回路方式との移行時の補正カーブが、あらか
じめ任意に決めておいた電力範囲内のあるステップ毎に
オフセットが完了するように演算を行うのが好ましい。

【００１８】また、自動レベル制御回路方式の基準値
を、ベースバンド波形の生成の段階の計算値から得るの
が好ましい。

【００１９】さらに、自動利得制御回路方式の差動検出
値に、検出範囲外の利得の変動を加えて補正するのが好
ましい。

【００２０】またさらに、自動レベル制御回路方式およ
び自動利得制御回路方式を併用し、広いダイナミックレ
ンジを得るのが好ましい。

【００２１】また、自動レベル制御回路方式および自動
利得制御回路方式の過渡期に、補正値を加えて制御の連
続性を得るのが好ましい。

【００２２】さらに、自動レベル制御回路方式および自
動利得制御回路方式の過渡期の誤差値を検出し、以降の
自動利得制御回路方式の動作に補正を加えるのが好まし
い。

【００２３】またさらに、自動レベル制御回路方式およ
び自動利得制御回路方式の過渡期の誤差値を検出し、レ
ベルが過渡期を通過する毎に補正値を更新するのが好ま
しい。

【００２４】また、自動利得制御回路方式における検出
利得誤差を、レベルに応じてオフセットして、レベルに
関係なくレベル差と電圧値とが一次的な関係を保持させ
るのが好ましい。

【００２５】本発明では、特に、送信機から出力する高
周波数信号のレベルが高い場合は、検波器によりそのレ
ベルを検波し監視する。デジタルシグナルプロセッサ
（ＤＳＰ）部は、本来出力しているべき波形データと変
調器の変換利得を加味した絶対レベルとの差分を検出
し、レベルを補正する信号を可変減衰器（ＡＴＴ）に出
力して出力の安定を得る。

【００２６】一方、送信機から出力する高周波数信号の
レベルが低い場合は、まず増幅器の入出力レベルを検出
し、その差分つまりは検波器と検波器の値との差分を検
出する。その差分の情報を基に適度の重みづけを加えて
ＡＴＴを制御することによって送信機全体のレベル誤差
を吸収し安定度を得る。ここで高周波数信号のレベルが
低い場合は、比でしか利得補正を行っていないため絶対
値誤差が生ずる。このため、送信機から出力する高周波
数信号のレベルが中領域に達する時点で、上記両者の検
波の誤差をＤＳＰにより検出し、重みづけに加える。こ
のことによって、高周波数信号のレベルが低い場合の絶
対値レベルを保証するとともにＡＬＣの連続性を得るこ
とができる。且つ、広範囲で安定であるＡＬＣ方式を実
現することができる。

【００２７】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施例について、
図面を参照して詳細に説明する。

【００２８】図１は、本発明のレベル制御方式の実施例
の構成を示すブロック図である。この実施例は、ベース
バンド信号を無線周波数に変換する高周波無線送信機に
適用した例である。ＤＳＰ（ＤＳＰ部）１６により作成
された送信データを変調器（ＭＯＤ）１に入力し、変調
波を得ると共に多段増幅器で増幅する。

【００２９】変調データは、例えばデジタル位相変調の
ためにフォーマットされた信号で、通常そのインパルス
波形をＤ／Ａ変換して変調器１に送出する。図１では、
このＤ／Ａコンバータは図示していない。また変調方式
によっては、同相成分（Ｉ）と直交成分（Ｑ）とに分け
て信号成分を出力する場合があるが、本実施例において
は省略して考える。変調器１は、この信号を受けて変調
された高周波数信号に変換する機能を有する。高周波信
号は分配器（Ｈ）２に入力し、後述する分配則に準じた
分配率で高周波信号を分配する。増幅器（ＡＭＰ）３，
３’，５は、高周波数信号を所望のレベルに増幅するだ
けの利得を有する段数のみ必要で、通常１段以上設けら
れている。本実施例では３段の例で説明する。可変減衰
器（ＡＴＴ）４は、外部からの直流電圧を受けて、入力
する高周波数信号の通過損失を可変させる機能を有す
る。例としてＮＥＣ・マイクロ波デバイスデータブック
１９９２年度版の５１０〜５１３頁に記載のＰＩＮダイ
オード減衰器等を使って構成することができる。増幅器
５を通過した高周波数信号は、分配器（Ｈ）６によって
後述する分配則に準じた分配率で高周波信号を分配し、
その一方をアンテナ等の終端装置に出力する。分配器２
により分配されたもう一方の信号は、後述する増幅則に
準じた利得を有する増幅器７により増幅され、検波器
（ＤＥＴ）９に入力する。また、分配器６により分配さ
れたもう一方の信号は、後述する増幅則に準じた利得を
有する増幅器８により増幅され検波器（ＤＥＴ）１０に
入力する。双方とも検波器に入力するレベルは、分配器
６により分配されたもう一方に出力する出力レベルに一
定比で対応するレベルとなる構成であることが分かる。
また、双方の検波器９，１０は、同等の特性を有してお
り、同じ入力レベルに対して同じ直流電圧値を出力する
検波器であることが好ましい。

【００３０】ここで、無線送信機自体が安定した状態に
あるときの、前述した分配器２および分配器６，増幅器
７および増幅器８の関係を、下記に準じた法則で設定し
ておく。

【００３１】検波器９に入力するレベル＝検波器１０に
入力するレベルすなわち、分配器２の入力端〜検波器９
までの利得＝分配器２の入力〜検波器１０までの利得こ
こで、差動器（ＤＩＦＦ）１３は、検波器９と検波器１
０との差電圧を抽出する。一般に、オペアンプの差動増
幅器を用いて構成することができる。ここで検波器１０
における絶対レベルを検出器１５によって検出する。こ
こで、検出器１５は、絶対レベルが高い時は低い電圧
に、また絶対レベルが低いときは高い電圧に変換する機
能を有する。一般に、オペアンプの反転増幅器を用いて
構成できる。変換器１４は、差動器１３の値を検出器１
５の出力値で重みづけする。これにより、変調器１の出
力する高周波信号のレベルによらず差成分（比）を一定
電圧という形で抽出することができる。変換器１４の出
力は、Ａ／Ｄ変換されＤＳＰ１６に報知されるが、この
Ａ／Ｄコンバータは、図１中には示していない。ＤＳＰ
１６は、検出された変換値から増幅器３，３’，５の利
得誤差を推定し、オフセットする値を可変減衰器４に出
力する。可変減衰器４への信号はＤ／Ａ変換して出力さ
れるが、図１中にはこのＤ／Ａコンバータは図示してい
ない。信号は急激な変動の伝達を防ぐため、積分器
（τ）１２を介して供給される。積分器１２は、直列抵
抗器と並列コンデンサとからなるＬＰＦ構成で実現する
ことができる。また、分配器６の出力は検波器（ＤＥ
Ｔ）１１にも供給され、分配器６を通過する高周波信号
のレベルが大きいとき検波器１１の出力が有効となる。
検波値はＤ／Ａ変換をされＤＳＰ１６に報知されるが、
図１中にはこのＡ／Ｄコンバータは示していない。メモ
リ１７は、変調波形データから計算された出力レベルに
対応する検波値が記憶されてあり、得られた検波値と比
較しずれている場合、補正する信号を可変減衰器４に出
力する。回路の構成上、増幅器７，８及び検波器９，１
０，１１は、外部環境（特に温度環境）に対し安定動作
していることが必要である。

【００３２】次に、本発明の実施例の動作について、詳
細に説明する。

【００３３】まず、図１に示す送信機の出力するレベル
が大きい場合について説明する。ＤＳＰ１６は現在出力
しようとしている波形データを認識しているため、変調
器１の変換利得を加味した出力レベルは、計算値にて求
めることができる。

【００３４】図２は、出力波形の包絡線と電圧実効値と
の関係を示す図である。この波形は、実際に生成しよう
としている波形を示す。波形包絡線を描いているが、レ
ベル自体は実効値（Ｖ）を求めることで推定される。電
力値は、以下の式で求めることができる。

【００３５】電力値Ｐ＝（Ｖの２乗）／Ｒ（Ｒは任意の
値）この時点では、電力値はある比でしか特定できないが、
変調器の変換利得を鑑みることで決定される。この計算
電力値と実際のレベルとの相関は、あらかじめ分配器６
と検波器１１のデータとを取得することにより検証で
き、その値をメモリ１７に蓄えておく。下記にその例を
メモリーテーブルとして示す。

【００３６】

【表１】

【００３６】

【表１】

【００３７】以上のようにして、送信機の出力している
レベルが正しいか判断できる。例えば、計算値に対応す
る検波値が実際の検波値と一致している場合は、増幅器
は安定した動作をしていると判断できる。異なっている
場合は、差分の電力を計算し補正動作を行う。メモリ１
７には、増幅器が安定動作しているときの基準値と、信
号レベルの可変幅に対応する電圧値とがメモリされてい
る。電圧値は、使用する可変減衰器の特性値をあらかじ
め入力しておく。下記にその例をメモリーテーブルとし
て示す。

【００３８】

【表２】

【００３９】例えば、本来＋８ｄＢｍを出力しようとし
ているときに、検波器１１の検出値が＋５．７Ｖであっ
たとき、可変減衰器制御電圧は、基準値である＋４．０
Ｖから＋２．５Ｖにするように補正することで送信機の
安定した動作を保持できる。

【００４０】次に、図１に示す送信機の出力するレベル
が小さい場合について説明する。レベルが小さいためダ
イオード直流検波等の手段をもって電力を検波する検波
器１１は、十分な入力レベルが得られず、レベルに対応
する検波電圧を出力できなくなる。ＤＳＰ１６は、この
限界点に達する前に検波方式を以下に示す方法に変更す
る。このとき送信機は、増幅器の入力端および出力端に
配置した検波器９および検波器１０による検波値の比較
動作による利得の補正に切り替え安定動作を保持する。
このとき検波器に入力するレベルは非常に低いため、そ
れを想定したレベルにまで増幅する増幅器７，８を有し
ている。一方、この増幅器は、前述したレベルが大きい
ときには増幅器が飽和してしまい、出力レベルの変動を
検波器に伝えることができなくなる。この場合は、前述
したレベルの大きな場合における方式で動作することに
なる。また、送信機が安定している場合、検波器９の出
力と検波器１０の出力とが同じになるよう設定されてい
るため、差動器１３と変換器１４とを経由した検出値は
０になる。この情報値と可変減衰器４の制御電圧とが基
準値（０ｄＢ）であることが合致したとき、送信機は安
定した動作をしていると判断できる。

【００４１】一方、増幅器の温度特性等が発生した場
合、検波器９と検波器１０との間にも差が生じる。この
とき通常であれば、ダイオード直流検波等の手段をもっ
て電力を検波する検波器９および１０は三次特性を有し
ているため、同じ差分でもレベルが高いときと低いとき
では検出値に差が生じてしまう。これを補正するために
検波器１０の検出値（あるいは検波器９の検出値でも良
い）に応じて差動器１３出力に重みづけを行う。検波器
１０の値の大きいときはマイナスの重みづけを、小さい
ときにはプラスの重みづけを検出器１５によって定義付
け変換器１４によって重みづけする。例えば検出器１５
は、オペアンプ（演算増幅器）を用いた差動増幅器を用
いて構成することができる。検出器１５の原理図を図３
に示す。

【００４２】図３は、検出器１５の原理を示す概略図で
ある。この図によると、検波値はある任意の基準値より
上の場合は低い電圧に変換され、下の場合は高い電圧に
変換される。

【００４３】図４は、変換器１４の原理を示す概略図で
ある。変換器１４も検出器１５と同じく、オペアンプを
用いた差動増幅器によって構成することができる。差動
器１３によって得られた値は重みづけ値によって重みづ
けを加えられＤＳＰ１６に入力する。

【００４４】図５は、検波器９と検波器１０の出力値と
その間に生ずる利得誤差の関係を示すグラフである。可
変減衰器４の制御電圧が０ｄＢ相当で、検波器９の検出
電圧が＋４．５Ｖ、検波器１０の検波電圧が＋５．０Ｖ
であるとする。重みづけを０と考えた場合、分配器２と
６との間に１ｄＢの誤差があると考えられる。しかしな
がらこの場合、可変減衰器４を−１ｄＢ動かしても送信
機全体のレベル補正ができたことにはならない。これは
分配器間以外に変調器１自体の温度特性があるためで、
この部分の検出は非常に困難である。

【００４５】そこで本発明では、あらかじめ総合特性を
鑑みた上で変調器１自体の変動量をもオフセットするよ
うに動作させる。これは事前に変調器１の特性と増幅器
の特性との相関をとっておくことで可能となる。下記
に、特性に対する補正値の例を示す。この値は、同様に
メモリ１７にメモリしておく必要がある。

【００４６】

【表３】

【００４７】また、差動電圧が重みづけによって一定化
されているので、変換式によるソフト演算においても実
現可能である。この場合は、例えば下記のように構成す
ることができる。

【００４８】補正量（ｄＢ）＝−（電圧値×２）図５で示すの範囲は、本実施例に示す送信機が利得補
償のない状態で、ある一定温度内における利得変動を示
した図である。横軸上の点は検波器９における検波
値、横軸上の点は検波器１０の検波値を示し、それぞ
れ＋４．５Ｖ，＋５．０Ｖを検波しており利得変動が１
ｄＢあることを示している（カーブ（ａ））。仮に利得
変動がない場合、両方の検波値は＋４．３Ｖを示すはず
である。

【００４９】この例では、分配器２〜分配器６の変動量
１ｄＢに対して変調器１の変動量が１ｄＢである例で示
してあり、１ｄＢ分の変動量が検出され且つオフセット
値（縦軸の値）が表３に合致した値となっていない場
合、補正動作が開始され、−２ｄＢ分のオフセットをか
けることを意味する。これを順に追って説明すると、ま
ず、可変減衰器４の制御電圧が０ｄＢであり、且つ、差
動検出出力が（５Ｖ−４．５Ｖ＝）０．５Ｖ（この場合
１ｄＢ相当と認識する）である（ステップ１）。

【００５０】この時点で送信機全体の利得変動は＋２ｄ
Ｂであると認識する。次に、可変減衰器４を−２ｄＢオ
フセットする（ステップ２）。このことによりＤＳＰ上
のカーブが（ｂ）に変換される。ここでも両検波器の差
分として１ｄＢが検出されるが、既にオフセットが−２
ｄＢかけられている（（ｂ）のカーブの起点が縦軸上の
−２ｄＢの位置にあるということ）と認識し、この時点
でレベル制御は収束したと判断する。

【００５１】以上説明したように、本発明では、分配器
２と分配器６との間にあらわれた利得変動は、それ以外
の区間の利得変動と相関があることを利用して利得補正
する。仮に、変調器１の特性が逆極性であっても、それ
を想定した論理で回路を構成することにより、送信機自
体の安定度を保持することができる。

【００５２】また、図１中の領域１８で示した点は、Ｄ
ＳＰ１６によるソフト演算に盛り込むことも可能であ
る。その場合、検波器９と検波器１０との値をＡ／Ｄ変
換により取り込む必要があるが、そのためのＡ／Ｄコン
バータは図１中には示していない。この場合、制御フロ
ーを上述した形のように構成することで実現が可能であ
る。

【００５３】上述した可変減衰器４への補正電圧は、増
幅する無線高周波数信号の変調成分に影響がない様に伝
達させなければならない。積分器１２はそのために設け
てあり、構成は直列抵抗と並列コンデンサとを用いた低
域ろ波器の形で簡単に構成することができる。その場合
の時定数は、無線高周波信号に変調された変調周波数成
分に対して十分大きく設定しておくことが必要である。

【００５４】以上説明したように、本発明では、高い電
力時には絶対値電力検波による自動レベル制御回路（Ａ
ＬＣ）を、低い電力時には相対値電力検波と予測オフセ
ットとを併用した自動利得制御回路（ＡＧＣ）を構成し
ているが、これら２方式の接合点において不連続点を生
ずる可能性がある。このため、上記２方式の接合点にお
いては、オーバーラップする領域を設けておくことが必
要である。これは、絶対値電力検波が可能になる点にお
いて、相対値電力検波＋予測オフセット方式との誤差を
補正する必要があるためである。このため、以下のフロ
ーをソフト演算に盛り込む。このフローは、上記２方式
のオーバーラップ領域に電力がさしかかったときに動作
する。このときの補正量は、次回の同領域にさしかかっ
た場合まで有効としておくことが必要である。基本的に
は、絶対値検波値を最終的な参照値にすることが必要で
ある。以下に補正フローをＡＬＣ領域からＡＧＣ領域に
移行するときと、ＡＧＣ領域からＡＬＣ領域に移行する
ときに分けて説明する。（補正フロー１）ＡＬＣ領域からＡＧＣ領域に移行する
ときは、まず、絶対電力を検波し可変減衰器制御量を特
定し、相対値補正量を計算し可変減衰器制御量を推定す
る。次に、２方式間の誤差量を検出する。次に、予測オ
フセット値に誤差量を加算して、可変減衰器制御電圧を
出力し、以降のＡＧＣ動作を行う。

【００５５】図６は、ＡＬＣ−ＡＧＣ移行時の誤差を補
正するフローを説明したグラフである。このグラフは、
上述した補正フロー１を盛り込んだレベル関係を表すグ
ラフを示す。（ａ）はＡＬＣ動作による電力の動きを示
し、（ｂ）はＡＧＣ動作による推定値を示す。この補正
がない場合は、（ａ）のカーブから（ｂ）のカーブに不
連続的に移行してしまう。（ｃ）は本来動いて行くべき
電力の動きを示し、（ｄ）は２方式間の誤差量を示す。
以降予測オフセット値に加算することによって電力値は
（ｃ）のカーブ上を動く。（補正フロー２）ＡＧＣ領域からＡＬＣ領域に移行する
ときは、現在の可変減衰器制御量を認識し、絶対電力値
を検出する。次に、現在の可変減衰器制御量との差分を
検出し、その差分値を予測オフセット値に加算，保持し
ておく。次に、可変減衰器制御量を補正する。このＡＧ
Ｃ領域からの移行の場合、可変減衰制御電圧を一気に動
作させても積分器１２により変化量が緩やかになるた
め、変調信号への影響は少なくて済む。一方、可変ステ
ップに連続性を期待する場合は、図７の過渡制御補正を
行う。

【００５６】図７は、ＡＧＣ−ＡＬＣ移行時の誤差を補
正するフローを説明したグラフである。（ｅ）はＡＧＣ
制御による電力の動きを示し、（ｆ）はＡＬＣ制御によ
る真値を示し、（ｇ）は補正カーブの動きを示す。ま
た、（ｈ）は補正カーブの修正区間で入力（出力）電力
に応じて補正値を可変する領域を示す。さらに、（ｉ）
は補正区間中に電力が減少した場合の電力の動きで補正
値を加えた後、図６に示した制御を行う。

【００５７】ここで、補正カーブは、あらかじめ任意に
決めておいた電力範囲内のあるステップ毎にオフセット
が完了するように演算を行う。例えば、２方式間の誤差
が２ｄＢあったとする。これを現在出力している電力か
ら＋４ｄＢ範囲内で収束するようにする例を考える。こ
の場合、総電力値が１ｄＢ上がる毎に０．５ｄＢのオフ
セットを行っていくことで補正が完了する。上記補正区
間を完了せずに総出力電力が下降する場合は、今度は同
様のオフセットを逆極性で行うことで動作を完了する。
以上に示すフローでレベル制御に連続性をもたせること
ができる。

【００５８】本発明は、上述した実施例における送信機
に限定されるものではなく、増幅器単体や受信ＡＭＰ
等、温度安定性の悪い増幅器，減衰器，フィルタ類等広
くに適用が可能である。

【００５９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
送信機等の出力するレベルが高い場合にはＡＬＣ制御
を、送信機等の出力するレベルが低い場合にはＡＧＣ制
御を行い、両方式の過渡期には補正利得を計算し、可変
減衰器を制御することによって広いダイナミックレンジ
での利得安定性を高い精度で得ることができるという効
果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例の構成を示すブロック図であ
る。

【図２】出力波形の包路線と電圧実効値との関係を示す
グラフである。

【図３】検出器の原理を示す概略図である。

【図４】変換器の原理を示す概略図である。

【図５】検波器の出力値とその間に生ずる利得誤差の関
係を示すグラフである。

【図６】ＡＬＣ−ＡＧＣ移行時の誤差を補正するフロー
を説明したグラフである。

【図７】ＡＧＣ−ＡＬＣ移行時の誤差を補正するフロー
を説明したグラフである。

【符号の説明】

１変調器２分配器３，３’ 増幅器４可変減衰器５増幅器６分配器７第１の増幅器８第２の増幅器９検波器１０検波器１１検波器１２積分器１３差動器１４変換器１５検出器１６ＤＳＰ部１７メモリ１８領域

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】高周波数信号の広範囲な出力レベルを送信
する送信部分および前記高周波数信号を増幅する増幅器
部分を備えた高周波無線装置のレベル制御方式におい
て、送信データを作成するデジタルシグナルプロセッサ部
と、前記デジタルシグナルプロセッサ部により作成された送
信データを入力して、前記高周波数信号である変調波を
作成する変調器と、前記変調器によって得られた変調波を増幅する多段増幅
器と、前記多段増幅器の上位，下位にそれぞれ設けられ、分配
則に準じた分配率で前記高周波数信号を分配する第１お
よび第２の分配器と、前記第１および第２の分配器のそれぞれが分配した一方
の信号を、増幅則に準じた利得によって増幅する第１お
よび第２の増幅器と、前記第１および第２の増幅器にそれぞれ接続された前記
第１および第２の検波器と、前記第１および第２の検波器の差電圧を抽出する差動器
と、前記多段増幅器の間に設けられ、前記高周波数信号の通
過損失を外部からの直流電圧により可変させる可変減衰
器と、を備え、前記送信部分の出力するレベルが高い場合には
自動レベル制御回路方式で、前記送信部分の出力するレ
ベルが低い場合には自動利得制御回路方式で制御を行う
ことを特徴とするレベル制御方式。
【請求項２】前記多段増幅器が、前記高周波数信号を所
望のレベルに増幅するだけの利得を有する段数のみ有す
ることを特徴とする、請求項１に記載のレベル制御方
式。
【請求項３】前記第１および第２の分配器のそれぞれ
が、分配した他方の信号をアンテナなどの終端装置に出
力することを特徴とする、請求項１または２に記載のレ
ベル制御方式。
【請求項４】前記第１および第２の検波器に入力された
レベルが、前記第１および第２の分配器により分配され
た前記一方の信号の出力レベルに一定比で対応するレベ
ルであることを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに
記載のレベル制御方式。
【請求項５】前記第１および第２の検波器が、同等の特
性を有し、同じレベルに対して同じ直流電圧値を出力す
る検波器であることを特徴とする、請求項１〜４のいず
れかに記載のレベル制御方式。
【請求項６】前記第２の検波器の側の絶対レベルを検出
する検出器を備えたことを特徴とする、請求項１〜５の
いずれかに記載のレベル制御方式。
【請求項７】前記検出器が、前記絶対レベルが高いとき
は低い電圧に、前記絶対レベルが低いときは高い電圧に
変換する機能を有することを特徴とする、請求項６に記
載のレベル制御方式。
【請求項８】前記差動器の値を、前記検出器の出力値で
重みづけする変換器を備えたことを特徴とする、請求項
７に記載のレベル制御方式。
【請求項９】前記変換器の変換値を、前記デジタルシグ
ナルプロセッサ部に報知し、前記デジタルシグナルプロ
セッサ部が前記変換値から前記多段増幅器の利得誤差を
推定し、オフセットする値を前記可変減衰器に出力する
ことを特徴とする、請求項８に記載のレベル制御方式。
【請求項１０】前記デジタルシグナルプロセッサ部から
前記可変減衰器における信号の急激な変動を防ぐための
積分器を備えたことを特徴とする、請求項９に記載のレ
ベル制御方式。
【請求項１１】前記積分器が、直列抵抗器と並列コンデ
ンサとからなる低域ろ波器であることを特徴とする、請
求項１０に記載のレベル制御方式。
【請求項１２】前記デジタルシグナルプロセッサ部が、
変調波形データから計算された出力レベルに対応する検
波値が記憶されたメモリを有し、前記検波値と前記変換
値とを比較しずれている場合に、前記可変減衰器に補正
する信号を出力することを特徴とする、請求項１１に記
載のレベル制御方式。
【請求項１３】前記自動レベル制御回路方式と前記自動
利得制御回路方式との移行時の補正カーブが、あらかじ
め任意に決めておいた電力範囲内のあるステップ毎にオ
フセットが完了するように演算を行うことを特徴とす
る、請求項１２に記載のレベル制御方式。
【請求項１４】前記自動レベル制御回路方式の基準値
を、ベースバンド波形の生成の段階の計算値から得るこ
とを特徴とする、請求項１〜１３のいずれかに記載のレ
ベル制御方式。
【請求項１５】前記自動利得制御回路方式の差動検出値
に、検出範囲外の利得の変動を加えて補正することを特
徴とする、請求項１〜１４のいずれかに記載のレベル制
御方式。
【請求項１６】前記自動レベル制御回路方式および前記
自動利得制御回路方式を併用し、広いダイナミックレン
ジを得ることを特徴とする、請求項１〜１５のいずれか
に記載のレベル制御方式。
【請求項１７】前記自動レベル制御回路方式および前記
自動利得制御回路方式の過渡期に、補正値を加えて制御
の連続性を得ることを特徴とする、請求項１〜１６のい
ずれかに記載のレベル制御方式。
【請求項１８】前記自動レベル制御回路方式および前記
自動利得制御回路方式の過渡期の誤差値を検出し、以降
の自動利得制御回路方式の動作に補正を加えることを特
徴とする、請求項１７に記載のレベル制御方式。
【請求項１９】前記自動レベル制御回路方式および前記
自動利得制御回路方式の過渡期の誤差値を検出し、レベ
ルが過渡期を通過する毎に補正値を更新することを特徴
とする、請求項１７または１８に記載のレベル制御方
式。
【請求項２０】前記自動利得制御回路方式における検出
利得誤差を、レベルに応じてオフセットして、レベルに
関係なくレベル差と電圧値とが一次的な関係を保持させ
ることを特徴とする、請求項１７〜１９のいずれかに記
載のレベル制御方式。