JPH11154929A - 無線通信用ディジタル変復調方式 - Google Patents
無線通信用ディジタル変復調方式Info
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- JPH11154929A JPH11154929A JP9319939A JP31993997A JPH11154929A JP H11154929 A JPH11154929 A JP H11154929A JP 9319939 A JP9319939 A JP 9319939A JP 31993997 A JP31993997 A JP 31993997A JP H11154929 A JPH11154929 A JP H11154929A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 干渉に強いＭ−ａｒｙ変復調方式の特徴を保
持しつつ、フェージングに対しても誤りの発生しにくい
無線通信用ディジタル変復調方式を提供する。 【解決手段】 送信情報を分割部５でＬＮビットずつに
ブロック化し、各ブロックをＮ個のＬビット情報系列に
分割し、各Ｍ−ａｒｙ符号器１で各Ｌビット情報系列に
対してＭ−ａｒｙの直交符号を発生し、ブロック当りＮ
個の直交符号を多重化して各直交符号を時間軸上でＮ倍
の長さに拡散し、該多重化信号で搬送波をディジタル変
調して送信し、受信側では同期検波器３で受信信号を検
波し、検波出力をＮ個の直交符号に分離し、各Ｍ−ａｒ
ｙ復号器４は各直交符号の相互相関を求め、最も相関の
高い直交符号を判定して信号を復調し、該直交符号に対
応したＬビット情報系列を出力し、この出力される受信
単位当りＮ個のＬビット情報系列をＬＮビットの信号に
復元する。
持しつつ、フェージングに対しても誤りの発生しにくい
無線通信用ディジタル変復調方式を提供する。 【解決手段】 送信情報を分割部５でＬＮビットずつに
ブロック化し、各ブロックをＮ個のＬビット情報系列に
分割し、各Ｍ−ａｒｙ符号器１で各Ｌビット情報系列に
対してＭ−ａｒｙの直交符号を発生し、ブロック当りＮ
個の直交符号を多重化して各直交符号を時間軸上でＮ倍
の長さに拡散し、該多重化信号で搬送波をディジタル変
調して送信し、受信側では同期検波器３で受信信号を検
波し、検波出力をＮ個の直交符号に分離し、各Ｍ−ａｒ
ｙ復号器４は各直交符号の相互相関を求め、最も相関の
高い直交符号を判定して信号を復調し、該直交符号に対
応したＬビット情報系列を出力し、この出力される受信
単位当りＮ個のＬビット情報系列をＬＮビットの信号に
復元する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動通信等の端末
と基地局間で無線通信を行う場合の無線通信用ディジタ
ル変復調方式に関し、特にフェージングによる受信信号
強度の変動に強く、誤りの発生を軽減し得る無線通信用
ディジタル変復調方式に関する。
と基地局間で無線通信を行う場合の無線通信用ディジタ
ル変復調方式に関し、特にフェージングによる受信信号
強度の変動に強く、誤りの発生を軽減し得る無線通信用
ディジタル変復調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、移動通信など端末と基地局間で無
線通信を行う場合のディジタル変復調方式としては様々
な方式が知られているが、最近、注目されている方式
に、直交符号によるＭ−ａｒｙ変復調方式がある。Ｍ−
ａｒｙ変復調方式については、例えば、「横山光雄著”
スペクトル拡散通信システム”第１９７ページ〜２１３
ページ、科学技術出版社発行１９８８年」に記述されて
いる。
線通信を行う場合のディジタル変復調方式としては様々
な方式が知られているが、最近、注目されている方式
に、直交符号によるＭ−ａｒｙ変復調方式がある。Ｍ−
ａｒｙ変復調方式については、例えば、「横山光雄著”
スペクトル拡散通信システム”第１９７ページ〜２１３
ページ、科学技術出版社発行１９８８年」に記述されて
いる。
【０００３】図９は従来のＭ−ａｒｙ変復調方式のブロ
ック構成例であり、１はＭ−ａｒｙ符号器、２はＰＳＫ
変調器、３は同期検波器、４はＭ−ａｒｙ復号器であ
る。変調入力端子に入力されたディジタル信号は、予め
Ｌビット（Ｌは２以上の自然数）ずつにブロック化さ
れ、このＬビット情報系列をＬビット符号として見た場
合に各符号に対して一意に定めたＭ＝２L ビット長の直
交符号をＭ−ａｒｙ符号器１から発生する。例えば、図
１０に示した例（Ｌ＝２）では、Ｍ＝４となる。この場
合、入力された情報２ビット（ａ１，ａ２）は同図の変
換規則により、４ビット長の直交符号Ｃ１〜Ｃ４のいず
れかに変換されて出力される。この直交符号でＰＳＫ変
調器２は搬送波を２相位相変調（ＢＰＳＫ）する。受信
側では、同期検波器３で信号を検波し、Ｍ−ａｒｙ復号
器４は検波した信号に対して考えられる全ての直交符号
Ｃ１〜Ｃ４を掛け算して相互相関値を算出する。この結
果、最も相関値の高い直交符号を受信信号と判定する。
更にＭ−ａｒｙ復号器４では判定された直交符号に対応
する源情報２ビットを図１０の変換規則により出力す
る。
ック構成例であり、１はＭ−ａｒｙ符号器、２はＰＳＫ
変調器、３は同期検波器、４はＭ−ａｒｙ復号器であ
る。変調入力端子に入力されたディジタル信号は、予め
Ｌビット（Ｌは２以上の自然数）ずつにブロック化さ
れ、このＬビット情報系列をＬビット符号として見た場
合に各符号に対して一意に定めたＭ＝２L ビット長の直
交符号をＭ−ａｒｙ符号器１から発生する。例えば、図
１０に示した例（Ｌ＝２）では、Ｍ＝４となる。この場
合、入力された情報２ビット（ａ１，ａ２）は同図の変
換規則により、４ビット長の直交符号Ｃ１〜Ｃ４のいず
れかに変換されて出力される。この直交符号でＰＳＫ変
調器２は搬送波を２相位相変調（ＢＰＳＫ）する。受信
側では、同期検波器３で信号を検波し、Ｍ−ａｒｙ復号
器４は検波した信号に対して考えられる全ての直交符号
Ｃ１〜Ｃ４を掛け算して相互相関値を算出する。この結
果、最も相関値の高い直交符号を受信信号と判定する。
更にＭ−ａｒｙ復号器４では判定された直交符号に対応
する源情報２ビットを図１０の変換規則により出力す
る。
【０００４】なお、直交符号としては、通常の直交符号
の他、陪直交符号も使用できることが知られており（例
えば、「横山光雄著”スペクトル拡散通信システム”第
２０３ページ〜２１３ページ、科学技術出版社発行１９
８８年」）、この場合Ｍ＝２L-1 （Ｌ≧３）となる。
の他、陪直交符号も使用できることが知られており（例
えば、「横山光雄著”スペクトル拡散通信システム”第
２０３ページ〜２１３ページ、科学技術出版社発行１９
８８年」）、この場合Ｍ＝２L-1 （Ｌ≧３）となる。
【０００５】Ｍ−ａｒｙ変復調方式では、異なる入力情
報に対しては互いに直交する符号を用いるので、信号間
の相互相関が０となる。これにより同一チャネル干渉が
少ないという特徴を持つ。この特徴は、ＣＤＭＡ方式の
ように、同一周波数で複数の信号を多重化する場合の変
復調方式として都合が良い。
報に対しては互いに直交する符号を用いるので、信号間
の相互相関が０となる。これにより同一チャネル干渉が
少ないという特徴を持つ。この特徴は、ＣＤＭＡ方式の
ように、同一周波数で複数の信号を多重化する場合の変
復調方式として都合が良い。
【０００６】しかしながら、移動通信環境では、フェー
ジングによる受信電力の落ち込みが頻繁に発生し、熱雑
音および急激な搬送波位相の回転によるバースト誤りが
一般的に発生する。図１１は、図１０に示した例（Ｌ＝
２）におけるフェージング時の誤りの発生の様子を示
す。図１１において、フェージングによる受信電力の落
ち込み時間Ｔf が複数ビットに渡る場合、フェージング
の落ち込みに遭遇した直交符号（図１１では斜線で示
す）は熱雑音によって相関検出が困難となる。この結
果、別の直交符号として誤って復号される可能性が高
く、その場合、Ｌビット程度の長さのバースト誤りが発
生する。
ジングによる受信電力の落ち込みが頻繁に発生し、熱雑
音および急激な搬送波位相の回転によるバースト誤りが
一般的に発生する。図１１は、図１０に示した例（Ｌ＝
２）におけるフェージング時の誤りの発生の様子を示
す。図１１において、フェージングによる受信電力の落
ち込み時間Ｔf が複数ビットに渡る場合、フェージング
の落ち込みに遭遇した直交符号（図１１では斜線で示
す）は熱雑音によって相関検出が困難となる。この結
果、別の直交符号として誤って復号される可能性が高
く、その場合、Ｌビット程度の長さのバースト誤りが発
生する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
のＭ−ａｒｙ変復調方式では、フェージングによる受信
電力の落ち込みによってバースト誤りが発生するという
問題がある。
のＭ−ａｒｙ変復調方式では、フェージングによる受信
電力の落ち込みによってバースト誤りが発生するという
問題がある。
【０００８】本発明は、上記に鑑みてなされたもので、
その目的とするところは、干渉に強いＭ−ａｒｙ変復調
方式の特徴を保持しつつ、フェージングに対しても誤り
の発生しにくい無線通信用ディジタル変復調方式を提供
することにある。
その目的とするところは、干渉に強いＭ−ａｒｙ変復調
方式の特徴を保持しつつ、フェージングに対しても誤り
の発生しにくい無線通信用ディジタル変復調方式を提供
することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の本発明は、送信側と受信側の間で無
線通信を行う場合の無線通信用ディジタル変復調方式で
あって、送信側が、送信情報を予めＬＮビット（Ｌ，Ｎ
は２以上の自然数）ずつのブロックとし、それぞれのブ
ロックをＮ個のＬビット情報系列に分割する分割手段
と、Ｌビット情報系列をＬビットの符号として見た場合
に各符号に対して一意に定めたＭビット長の直交符号を
発生する符号化手段と、該符号化手段から出力されるブ
ロック当りＮ個の直交符号を多重化する多重化手段と、
この多重化された信号で搬送波をディジタル変調する変
調手段とを有し、受信側が、送信側から受信した信号を
検波する検波手段と、該検波手段からの検波出力を送信
側での多重化に同期したＮＭビット時間長の受信単位と
し、それぞれの受信単位をＮ個のＭビット系列に分離す
る分離手段と、各Ｍビット系列に対して送信側で定めた
すべての種類の直交符号との相互相関を求め、最も相関
の高い直交符号を判定する相関検出手段と、該相関検出
手段で判定された直交符号に対応したＬビット情報系列
を出力する復号手段と、該復号手段から出力される受信
単位当りＮ個のＬビット情報系列を送信側と逆の操作に
よりＬＮビットの信号に復元する合成手段とを有するこ
とを要旨とする。
め、請求項１記載の本発明は、送信側と受信側の間で無
線通信を行う場合の無線通信用ディジタル変復調方式で
あって、送信側が、送信情報を予めＬＮビット（Ｌ，Ｎ
は２以上の自然数）ずつのブロックとし、それぞれのブ
ロックをＮ個のＬビット情報系列に分割する分割手段
と、Ｌビット情報系列をＬビットの符号として見た場合
に各符号に対して一意に定めたＭビット長の直交符号を
発生する符号化手段と、該符号化手段から出力されるブ
ロック当りＮ個の直交符号を多重化する多重化手段と、
この多重化された信号で搬送波をディジタル変調する変
調手段とを有し、受信側が、送信側から受信した信号を
検波する検波手段と、該検波手段からの検波出力を送信
側での多重化に同期したＮＭビット時間長の受信単位と
し、それぞれの受信単位をＮ個のＭビット系列に分離す
る分離手段と、各Ｍビット系列に対して送信側で定めた
すべての種類の直交符号との相互相関を求め、最も相関
の高い直交符号を判定する相関検出手段と、該相関検出
手段で判定された直交符号に対応したＬビット情報系列
を出力する復号手段と、該復号手段から出力される受信
単位当りＮ個のＬビット情報系列を送信側と逆の操作に
よりＬＮビットの信号に復元する合成手段とを有するこ
とを要旨とする。
【００１０】請求項１記載の本発明にあっては、送信側
で送信情報をＬＮビットずつにブロック化し、各ブロッ
クをＮ個のＬビット情報系列に分割し、符号化手段でそ
れぞれのＬビット情報系列に対してＭ−ａｒｙの直交符
号を発生し、この結果のブロック当りＮ個の直交符号を
多重化して各直交符号を時間軸上でＮ倍の長さに拡散
し、この多重化された信号で搬送波をディジタル変調し
て送信する。受信側では受信信号を検波し、検波出力を
送信側での多重化に同期するような受信単位でＮ個の直
交符号（雑音を含む）に分離し、この分離された各直交
符号と送信側で定めた全ての種類の直交符号との相互相
関を求め、最も相関の高い直交符号を判定して信号を復
調し、判定された直交符号に対応した元のＬビット情報
系列を出力し、この出力される受信単位当りＮ個のＬビ
ット情報系列を送信側と逆の操作によりＬＮビットの信
号に復元する。
で送信情報をＬＮビットずつにブロック化し、各ブロッ
クをＮ個のＬビット情報系列に分割し、符号化手段でそ
れぞれのＬビット情報系列に対してＭ−ａｒｙの直交符
号を発生し、この結果のブロック当りＮ個の直交符号を
多重化して各直交符号を時間軸上でＮ倍の長さに拡散
し、この多重化された信号で搬送波をディジタル変調し
て送信する。受信側では受信信号を検波し、検波出力を
送信側での多重化に同期するような受信単位でＮ個の直
交符号（雑音を含む）に分離し、この分離された各直交
符号と送信側で定めた全ての種類の直交符号との相互相
関を求め、最も相関の高い直交符号を判定して信号を復
調し、判定された直交符号に対応した元のＬビット情報
系列を出力し、この出力される受信単位当りＮ個のＬビ
ット情報系列を送信側と逆の操作によりＬＮビットの信
号に復元する。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明の実施
の形態について説明する。
の形態について説明する。
【００１２】図１は、本発明の第１の実施形態に係る無
線通信用ディジタル変復調方式の構成を示すブロック図
である。同図において、５は送信すべき情報ＬＮビット
をＮ個のＬビット情報系列に分割する分割部、１−１〜
１−ＮはＮ系列のＭ−ａｒｙ符号器、６はＮ個の直交符
号を多重化する多重化部、２はＰＳＫ変調器、３は同期
検波器、７は検波信号をＮ個のＭビット系列に分離する
分離部、４−１〜４−ＮはＮ系列のＭ−ａｒｙ復号器、
８はＮ個のＬビット情報系列を送信側と逆の操作により
ＬＮビットの信号に復元する合成部である。
線通信用ディジタル変復調方式の構成を示すブロック図
である。同図において、５は送信すべき情報ＬＮビット
をＮ個のＬビット情報系列に分割する分割部、１−１〜
１−ＮはＮ系列のＭ−ａｒｙ符号器、６はＮ個の直交符
号を多重化する多重化部、２はＰＳＫ変調器、３は同期
検波器、７は検波信号をＮ個のＭビット系列に分離する
分離部、４−１〜４−ＮはＮ系列のＭ−ａｒｙ復号器、
８はＮ個のＬビット情報系列を送信側と逆の操作により
ＬＮビットの信号に復元する合成部である。
【００１３】図１において、変調入力端子に入力された
ディジタル信号は、分割部５においてＬＮビット（Ｌ，
Ｎは２以上の自然数）ずつにブロック化され、各ブロッ
クはさらにＮ個のＬビット情報系列に分割されて出力さ
れ、それぞれがＭ−ａｒｙ符号器１−１〜１−Ｎへ入力
される。次にＭ−ａｒｙ符号器１−１〜１−Ｎでは、入
力に対してそれぞれ対応するＭ−ａｒｙの直交符号を従
来技術の場合と同様に発生する。例えば、Ｌ＝２で通常
の直交符号を使用した場合、Ｍ−ａｒｙ符号器１−ｋ
（１≦ｋ≦Ｎ）に入力された情報２ビット（ａ１，ａ
２）は、図１０の変換規則により、４ビット長の直交符
号Ｃ１〜Ｃ４のいずれかに変換されて出力される。また
直交符号として、通常の直交符号の他、陪直交符号も使
用でき、Ｍ＝２L-1 （Ｌ≧３）となることは従来技術の
説明で述べたとおりである。この結果得られたＮ個の直
交符号を多重化部６が多重化する。多重化部６の出力は
ＰＳＫ変調器２に入力され、搬送波を位相変調する。
ディジタル信号は、分割部５においてＬＮビット（Ｌ，
Ｎは２以上の自然数）ずつにブロック化され、各ブロッ
クはさらにＮ個のＬビット情報系列に分割されて出力さ
れ、それぞれがＭ−ａｒｙ符号器１−１〜１−Ｎへ入力
される。次にＭ−ａｒｙ符号器１−１〜１−Ｎでは、入
力に対してそれぞれ対応するＭ−ａｒｙの直交符号を従
来技術の場合と同様に発生する。例えば、Ｌ＝２で通常
の直交符号を使用した場合、Ｍ−ａｒｙ符号器１−ｋ
（１≦ｋ≦Ｎ）に入力された情報２ビット（ａ１，ａ
２）は、図１０の変換規則により、４ビット長の直交符
号Ｃ１〜Ｃ４のいずれかに変換されて出力される。また
直交符号として、通常の直交符号の他、陪直交符号も使
用でき、Ｍ＝２L-1 （Ｌ≧３）となることは従来技術の
説明で述べたとおりである。この結果得られたＮ個の直
交符号を多重化部６が多重化する。多重化部６の出力は
ＰＳＫ変調器２に入力され、搬送波を位相変調する。
【００１４】ＰＳＫ変調器２の入力までの信号処理の詳
細の例を図２に示す。図２はＬ＝２，Ｎ＝４，Ｍ＝４の
場合の例である。入力信号（ａ）は分割部５において、
８ビットずつにブロック化され、この８ビットは２ビッ
トずつの４系列に分割されてＭ−ａｒｙ符号器１−１〜
１−４へ入力される。８ビットを４系列に分割する方法
は任意であり、図では入力された順番に２ビットずつま
とめて系列を作る例を示している。多重化部６では、４
つのＭ−ａｒｙ符号器から出力された信号をビット単位
で多重化する。すなわち、Ｍ−ａｒｙ符号器１−１から
出力された４ビット長の直交符号は、図２の（ｄ）の斜
線でハッチングした４ケ所（ｂ１１，ｂ１２，ｂ１３，
ｂ１４）に配置され、Ｍ−ａｒｙ符号器１−２から出力
された４ビット長の直交符号は、それぞれ１ビットずれ
た４ケ所（ｂ２１，ｂ２２，ｂ２３，ｂ２４）に配置さ
れる。
細の例を図２に示す。図２はＬ＝２，Ｎ＝４，Ｍ＝４の
場合の例である。入力信号（ａ）は分割部５において、
８ビットずつにブロック化され、この８ビットは２ビッ
トずつの４系列に分割されてＭ−ａｒｙ符号器１−１〜
１−４へ入力される。８ビットを４系列に分割する方法
は任意であり、図では入力された順番に２ビットずつま
とめて系列を作る例を示している。多重化部６では、４
つのＭ−ａｒｙ符号器から出力された信号をビット単位
で多重化する。すなわち、Ｍ−ａｒｙ符号器１−１から
出力された４ビット長の直交符号は、図２の（ｄ）の斜
線でハッチングした４ケ所（ｂ１１，ｂ１２，ｂ１３，
ｂ１４）に配置され、Ｍ−ａｒｙ符号器１−２から出力
された４ビット長の直交符号は、それぞれ１ビットずれ
た４ケ所（ｂ２１，ｂ２２，ｂ２３，ｂ２４）に配置さ
れる。
【００１５】受信側では、同期検波器３で信号を検波す
る。検波された信号は分離部７に入力され、送信側での
多重化に同期したＮＭビット時間長の受信単位とされ
る。更に分離部７は、それぞれの受信単位をＮ個のＭビ
ット系列に分離して出力する。このＮ個の出力はそれぞ
れＭ−ａｒｙ復号器４−１〜４−Ｎへ入力される。次に
Ｍ−ａｒｙ復号器４−１〜４−Ｎでは、入力された検波
信号に対して考えられる全ての直交符号を掛け算して相
互相関値を算出する。この結果、最も相関値の高い直交
符号を受信信号と判定する。更にＭ−ａｒｙ復号器では
判定された直交符号に対応する源情報Ｌビットを送信側
で用いた変換規則により出力する。合成部８は全てのＭ
−ａｒｙ復号器から出力されたＮ個のＬビット情報系列
を送信側と逆の操作によりＬＮビットの信号に復元す
る。
る。検波された信号は分離部７に入力され、送信側での
多重化に同期したＮＭビット時間長の受信単位とされ
る。更に分離部７は、それぞれの受信単位をＮ個のＭビ
ット系列に分離して出力する。このＮ個の出力はそれぞ
れＭ−ａｒｙ復号器４−１〜４−Ｎへ入力される。次に
Ｍ−ａｒｙ復号器４−１〜４−Ｎでは、入力された検波
信号に対して考えられる全ての直交符号を掛け算して相
互相関値を算出する。この結果、最も相関値の高い直交
符号を受信信号と判定する。更にＭ−ａｒｙ復号器では
判定された直交符号に対応する源情報Ｌビットを送信側
で用いた変換規則により出力する。合成部８は全てのＭ
−ａｒｙ復号器から出力されたＮ個のＬビット情報系列
を送信側と逆の操作によりＬＮビットの信号に復元す
る。
【００１６】同期検波器３の出力以降の信号処理の詳細
の例を図３に示す。図３は図２に対応する例である。４
多重された検波器出力（ｅ）は、分離部７において、送
信側の多重化部６と逆の操作により、４系列の信号に分
離される。分離された４系列の信号はそれぞれＭ−ａｒ
ｙ復号器４−１〜４−４へ入力される。Ｍ−ａｒｙ復号
器４−１〜４−４では、入力に対して最も相関値の高い
直交符号を受信信号と判定し、判定された直交符号に対
応する源情報２ビットを送信側で用いた変換規則（図１
０）により出力する。Ｍ−ａｒｙ復号器４−１〜４−４
から出力された４系列の２ビット情報は合成部８で送信
側と逆の操作により８ビットの信号に復元される。
の例を図３に示す。図３は図２に対応する例である。４
多重された検波器出力（ｅ）は、分離部７において、送
信側の多重化部６と逆の操作により、４系列の信号に分
離される。分離された４系列の信号はそれぞれＭ−ａｒ
ｙ復号器４−１〜４−４へ入力される。Ｍ−ａｒｙ復号
器４−１〜４−４では、入力に対して最も相関値の高い
直交符号を受信信号と判定し、判定された直交符号に対
応する源情報２ビットを送信側で用いた変換規則（図１
０）により出力する。Ｍ−ａｒｙ復号器４−１〜４−４
から出力された４系列の２ビット情報は合成部８で送信
側と逆の操作により８ビットの信号に復元される。
【００１７】次に、フェージングによる受信電力の落ち
込みに対して、本実施形態では誤りが発生しにくいこと
を説明する。図２において斜線でハッチングした入力情
報ビットａ１（またはａ２）に対応する直交符号４ビッ
トは、変調器入力（ｄ）ではｂ１１〜ｂ１４の位置に時
間拡散されて配置されている。このため、図３に示した
フェージングによる受信電力の落ち込み時間Ｔf （Ｔf
は図１１と同一とする）内にはｂ１４の１ビットのみが
遭遇する。このため、相関検出時に異なる直交符号に誤
って判定される確率が小さい。これに対して従来例の図
１１では、１つの直交符号の４ビットが連続して配置さ
れていたために、フェージングによる受信電力の落ち込
み時間内に複数ビット（図示では４ビット）が遭遇する
ので、誤判定の確率が大きい。
込みに対して、本実施形態では誤りが発生しにくいこと
を説明する。図２において斜線でハッチングした入力情
報ビットａ１（またはａ２）に対応する直交符号４ビッ
トは、変調器入力（ｄ）ではｂ１１〜ｂ１４の位置に時
間拡散されて配置されている。このため、図３に示した
フェージングによる受信電力の落ち込み時間Ｔf （Ｔf
は図１１と同一とする）内にはｂ１４の１ビットのみが
遭遇する。このため、相関検出時に異なる直交符号に誤
って判定される確率が小さい。これに対して従来例の図
１１では、１つの直交符号の４ビットが連続して配置さ
れていたために、フェージングによる受信電力の落ち込
み時間内に複数ビット（図示では４ビット）が遭遇する
ので、誤判定の確率が大きい。
【００１８】図１では、変復調方式としてＰＳＫ同期検
波を示した。しかしながらフェージング環境では単に受
信電力の落ち込みが発生するだけでなく、急激な搬送波
位相の回転が起こるので、ＰＳＫ同期検波では急激な搬
送波位相の回転に追従できず、誤りが多く発生して良好
な特性が得られない場合がある。このような場合には、
ＰＳＫ同期検波より、ＦＳＫエネルギ検波を用いた方が
良好な特性が得られる。ＦＳＫエネルギ検波を用いる場
合、図中のＰＳＫ変調器２の代わりにＦＳＫ変調器を用
い、同期検波器３の代わりにＦＳＫエネルギ検波器を用
いれば、本発明の効果を得ることができる。
波を示した。しかしながらフェージング環境では単に受
信電力の落ち込みが発生するだけでなく、急激な搬送波
位相の回転が起こるので、ＰＳＫ同期検波では急激な搬
送波位相の回転に追従できず、誤りが多く発生して良好
な特性が得られない場合がある。このような場合には、
ＰＳＫ同期検波より、ＦＳＫエネルギ検波を用いた方が
良好な特性が得られる。ＦＳＫエネルギ検波を用いる場
合、図中のＰＳＫ変調器２の代わりにＦＳＫ変調器を用
い、同期検波器３の代わりにＦＳＫエネルギ検波器を用
いれば、本発明の効果を得ることができる。
【００１９】図４は、本発明の第２の実施形態の構成を
示すブロック図である。第２の実施形態は、多値の変調
方式を用いた場合のものである。図４において、５，１
−１〜１−Ｎは第１の実施形態と同様であり、９は多値
変調に対応した多重化部、１０は多値変調器、１１は多
値検波器、１２は多値変調に対応した分離部、４−１〜
４−Ｎ、８は第１の実施形態と同様である。以下では、
本実施形態の動作について、第１の実施形態と異なる多
重化部９から分離部１２までを主に説明する。
示すブロック図である。第２の実施形態は、多値の変調
方式を用いた場合のものである。図４において、５，１
−１〜１−Ｎは第１の実施形態と同様であり、９は多値
変調に対応した多重化部、１０は多値変調器、１１は多
値検波器、１２は多値変調に対応した分離部、４−１〜
４−Ｎ、８は第１の実施形態と同様である。以下では、
本実施形態の動作について、第１の実施形態と異なる多
重化部９から分離部１２までを主に説明する。
【００２０】図４において、変調入力端子から多重化部
９の入力までの各部の動作および信号の状態は図１の場
合と同一である。多重化部９では、Ｎ個の直交符号を多
重化して多値数に対応した個数の信号系列を出力する。
多重化部９の出力は多値変調器１０に入力され、搬送波
を多値変調する。多値変調器１０の入力までの信号処理
の詳細の例を図５に示す。
９の入力までの各部の動作および信号の状態は図１の場
合と同一である。多重化部９では、Ｎ個の直交符号を多
重化して多値数に対応した個数の信号系列を出力する。
多重化部９の出力は多値変調器１０に入力され、搬送波
を多値変調する。多値変調器１０の入力までの信号処理
の詳細の例を図５に示す。
【００２１】図５は図２と同じＬ＝２，Ｎ＝４，Ｍ＝４
で、多値数が４値の場合の例である。入力信号（ａ）は
分割部５において、８ビットずつにブロック化され、こ
の８ビットは２ビットずつの４系列に分割されてＭ−ａ
ｒｙ符号器１−１〜１−４へ入力される。多重化部９で
は、４つのＭ−ａｒｙ符号器から出力された信号をビッ
ト単位で多重化する。この例ではＭ−ａｒｙ符号器１−
１と１−３からの信号を多重化して（ｇ１）なる系列を
発生し、Ｍ−ａｒｙ符号器１−２と１−４からの信号を
多重化して（ｇ２）なる系列を発生している。すなわ
ち、Ｍ−ａｒｙ符号器１−１から出力された４ビット長
の直交符号は、図５の（ｇ１）の斜線でハッチングした
４ケ所（ｂ１１，ｂ１２，ｂ１３，ｂ１４）に配置さ
れ、Ｍ−ａｒｙ符号器１−２から出力された４ビット長
の直交符号は、（ｇ２）の４ケ所（ｂ２１，ｂ２２，ｂ
２３，ｂ２４）に配置される。（ｇ１）と（ｇ２）の同
時刻の２ビットの情報を１シンボルとして、４値の変調
を行うことができる。
で、多値数が４値の場合の例である。入力信号（ａ）は
分割部５において、８ビットずつにブロック化され、こ
の８ビットは２ビットずつの４系列に分割されてＭ−ａ
ｒｙ符号器１−１〜１−４へ入力される。多重化部９で
は、４つのＭ−ａｒｙ符号器から出力された信号をビッ
ト単位で多重化する。この例ではＭ−ａｒｙ符号器１−
１と１−３からの信号を多重化して（ｇ１）なる系列を
発生し、Ｍ−ａｒｙ符号器１−２と１−４からの信号を
多重化して（ｇ２）なる系列を発生している。すなわ
ち、Ｍ−ａｒｙ符号器１−１から出力された４ビット長
の直交符号は、図５の（ｇ１）の斜線でハッチングした
４ケ所（ｂ１１，ｂ１２，ｂ１３，ｂ１４）に配置さ
れ、Ｍ−ａｒｙ符号器１−２から出力された４ビット長
の直交符号は、（ｇ２）の４ケ所（ｂ２１，ｂ２２，ｂ
２３，ｂ２４）に配置される。（ｇ１）と（ｇ２）の同
時刻の２ビットの情報を１シンボルとして、４値の変調
を行うことができる。
【００２２】多値変調の一例として、４値ＦＳＫエネル
ギ検波の場合の多値変調器および多値検波器の構成を図
６に示す。図６において、１３は４値ＦＳＫ変調器、１
４は４値ＦＳＫエネルギ検波器である。４値ＦＳＫ変調
器１３では、変調入力としてｇ１，ｇ２があり、ｇ１，
ｇ２の値に対して表に示す周波数を出力する。４値ＦＳ
Ｋエネルギ検波器１４では、それぞれ中心周波数ｆ1 ，
ｆ2 ，ｆ3 ，ｆ4 を有する帯域通過フィルタＢＰＦ１〜
ＢＰＦ４で受信信号をろ波した後、４つの検波出力を
得、最も大きな検波出力が得られた周波数に対応する信
号２ビットをｈ１，ｈ２として出力する。
ギ検波の場合の多値変調器および多値検波器の構成を図
６に示す。図６において、１３は４値ＦＳＫ変調器、１
４は４値ＦＳＫエネルギ検波器である。４値ＦＳＫ変調
器１３では、変調入力としてｇ１，ｇ２があり、ｇ１，
ｇ２の値に対して表に示す周波数を出力する。４値ＦＳ
Ｋエネルギ検波器１４では、それぞれ中心周波数ｆ1 ，
ｆ2 ，ｆ3 ，ｆ4 を有する帯域通過フィルタＢＰＦ１〜
ＢＰＦ４で受信信号をろ波した後、４つの検波出力を
得、最も大きな検波出力が得られた周波数に対応する信
号２ビットをｈ１，ｈ２として出力する。
【００２３】このようにして多値検波器１１から出力さ
れた信号ｈi は分離部１２に入力される。多値検波器出
力以降の信号処理の詳細の例を図７に示す。
れた信号ｈi は分離部１２に入力される。多値検波器出
力以降の信号処理の詳細の例を図７に示す。
【００２４】図７は図５に対応する例である。４多重さ
れた検波器出力（ｈ１）と（ｈ２）は、分離部１２にお
いて、送信側の多重化部９と逆の操作により、４系列の
信号に分離される。分離された４系列の信号はそれぞれ
Ｍ−ａｒｙ復号器４−１〜４−４へ入力される。Ｍ−ａ
ｒｙ復号器４−１〜４−４では、入力に対して最も相関
値の高い直交符号を受信信号と判定し、判定された直交
符号に対応する源情報２ビットを送信側で用いた変換規
則（図１０）により出力する。Ｍ−ａｒｙ復号器４−１
〜４−４から出力された４系列の２ビット情報は合成部
８で送信側と逆の操作により８ビットの信号に復元され
る。
れた検波器出力（ｈ１）と（ｈ２）は、分離部１２にお
いて、送信側の多重化部９と逆の操作により、４系列の
信号に分離される。分離された４系列の信号はそれぞれ
Ｍ−ａｒｙ復号器４−１〜４−４へ入力される。Ｍ−ａ
ｒｙ復号器４−１〜４−４では、入力に対して最も相関
値の高い直交符号を受信信号と判定し、判定された直交
符号に対応する源情報２ビットを送信側で用いた変換規
則（図１０）により出力する。Ｍ−ａｒｙ復号器４−１
〜４−４から出力された４系列の２ビット情報は合成部
８で送信側と逆の操作により８ビットの信号に復元され
る。
【００２５】次に、フェージングによる受信電力の落ち
込みに対して、本実施形態での誤りの影響について説明
する。図５において斜線でハッチングした入力情報ビッ
トａ１（またはａ２）に対応する直交符号４ビットは、
変調器入力（ｇ１）ではｂ１１〜ｂ１４の位置に時間拡
散されて配置されている。このため、図７に示したフェ
ージングによる受信電力の落ち込み時間内にはｂ１４の
１ビットのみが遭遇する。フェージングによる受信電力
の落ち込み時間Ｔf は、図３および図１１と同一として
おり、図７のこの結果は、第１の実施形態で説明した結
果と同じである。したがって、本実施形態においても、
第１の実施形態と同様、相関検出時に異なる直交符号に
誤って判定される確率が小さく、従来例に比べてフェー
ジングによるバースト誤りの発生を軽減することが可能
となる。
込みに対して、本実施形態での誤りの影響について説明
する。図５において斜線でハッチングした入力情報ビッ
トａ１（またはａ２）に対応する直交符号４ビットは、
変調器入力（ｇ１）ではｂ１１〜ｂ１４の位置に時間拡
散されて配置されている。このため、図７に示したフェ
ージングによる受信電力の落ち込み時間内にはｂ１４の
１ビットのみが遭遇する。フェージングによる受信電力
の落ち込み時間Ｔf は、図３および図１１と同一として
おり、図７のこの結果は、第１の実施形態で説明した結
果と同じである。したがって、本実施形態においても、
第１の実施形態と同様、相関検出時に異なる直交符号に
誤って判定される確率が小さく、従来例に比べてフェー
ジングによるバースト誤りの発生を軽減することが可能
となる。
【００２６】なお多値数としては、４値の他、８値、１
６値なども考えられ、変調器入力信号系列（ｇi ）およ
び検波器出力信号系列（ｈi ）の数Ｈも、３系列（２3
＝８値）、４系列（２4 ＝１６値）と増えていく。この
とき本発明による時間拡散の効果を得るには、分割数Ｎ
を上記系列数Ｈ以上の数とすればよい。分割数Ｎが大き
い程、時間拡散の効果は大きく、フェージングによるバ
ースト誤りの発生を著しく軽減することが可能となる。
６値なども考えられ、変調器入力信号系列（ｇi ）およ
び検波器出力信号系列（ｈi ）の数Ｈも、３系列（２3
＝８値）、４系列（２4 ＝１６値）と増えていく。この
とき本発明による時間拡散の効果を得るには、分割数Ｎ
を上記系列数Ｈ以上の数とすればよい。分割数Ｎが大き
い程、時間拡散の効果は大きく、フェージングによるバ
ースト誤りの発生を著しく軽減することが可能となる。
【００２７】多値の変復調方式としては、多値ＦＳＫエ
ネルギ検波のほか、多値ＰＳＫ同期検波や１６ＱＡＭ
（直交振幅変調）パイロット同期検波（三瓶政一著”陸
上移動通信用１６ＱＡＭのフェージングひずみ補償方
式”、電子情報通信学会論文誌（Ｂ−II）、ｖｏｌ．Ｊ
７２−Ｂ−II，Ｎｏ．１を参照）など、様々な方式が使
用可能である。
ネルギ検波のほか、多値ＰＳＫ同期検波や１６ＱＡＭ
（直交振幅変調）パイロット同期検波（三瓶政一著”陸
上移動通信用１６ＱＡＭのフェージングひずみ補償方
式”、電子情報通信学会論文誌（Ｂ−II）、ｖｏｌ．Ｊ
７２−Ｂ−II，Ｎｏ．１を参照）など、様々な方式が使
用可能である。
【００２８】また、直交符号長Ｍが大きい程、時間拡散
の効果は大きく、フェージングによるバースト誤りの発
生を軽減することが可能となる。
の効果は大きく、フェージングによるバースト誤りの発
生を軽減することが可能となる。
【００２９】次に、図８を参照して、本発明の効果の一
例を従来技術と比較して説明する。図８に示す例は、Ｌ
＝４，Ｍ＝１６、４ＦＳＫ変調エネルギ検波を用い、最
大ドップラー周波数４Ｈｚの条件で２００ｂｐｓの変調
信号を伝送した場合である。横軸は１ビットで規格化し
た受信Ｓ／Ｎ比（Ｅb ／Ｎ0 ）、縦軸は平均ビット誤り
率である。従来の場合に比べ、本発明（Ｎ＝８および４
４）ではビット誤り率が大きく改善されることがわか
る。また、Ｎが大きい程、平均化効果が大きいため、改
善効果が大きいことがわかる。
例を従来技術と比較して説明する。図８に示す例は、Ｌ
＝４，Ｍ＝１６、４ＦＳＫ変調エネルギ検波を用い、最
大ドップラー周波数４Ｈｚの条件で２００ｂｐｓの変調
信号を伝送した場合である。横軸は１ビットで規格化し
た受信Ｓ／Ｎ比（Ｅb ／Ｎ0 ）、縦軸は平均ビット誤り
率である。従来の場合に比べ、本発明（Ｎ＝８および４
４）ではビット誤り率が大きく改善されることがわか
る。また、Ｎが大きい程、平均化効果が大きいため、改
善効果が大きいことがわかる。
【００３０】上述した実施形態で参照した各構成図は本
発明による動作原理を説明するための図であり、装置化
にあたっては様々な実施形態が可能である。例えば、分
割部、Ｍ−ａｒｙ符号器、多重化部、分離部、Ｍ−ａｒ
ｙ復号器、合成部は、ハードウェア（論理回路）によっ
て実現してもよいし、ソフトウェア（プログラム）によ
る実現も可能である。
発明による動作原理を説明するための図であり、装置化
にあたっては様々な実施形態が可能である。例えば、分
割部、Ｍ−ａｒｙ符号器、多重化部、分離部、Ｍ−ａｒ
ｙ復号器、合成部は、ハードウェア（論理回路）によっ
て実現してもよいし、ソフトウェア（プログラム）によ
る実現も可能である。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
送信すべき直交符号を時間軸上でＮ倍の長さに拡散して
から送信し、受信側では時間拡散された状態で直交符号
（雑音を含む）を相関検出することにより、フェージン
グによる受信電力の落ち込みの影響を回避し、時間軸上
で元の信号に復元するので、フェージングによるバース
ト誤りの発生を軽減することができ、これにより受信所
要Ｓ／Ｎを低減できる。この結果、端末送信出力または
上り信号の受信に必要な受信局数を低減でき、経済的な
システムを構築し得る。また、ＣＤＭＡ方式に用いた場
合、容量を増大することができる。
送信すべき直交符号を時間軸上でＮ倍の長さに拡散して
から送信し、受信側では時間拡散された状態で直交符号
（雑音を含む）を相関検出することにより、フェージン
グによる受信電力の落ち込みの影響を回避し、時間軸上
で元の信号に復元するので、フェージングによるバース
ト誤りの発生を軽減することができ、これにより受信所
要Ｓ／Ｎを低減できる。この結果、端末送信出力または
上り信号の受信に必要な受信局数を低減でき、経済的な
システムを構築し得る。また、ＣＤＭＡ方式に用いた場
合、容量を増大することができる。
【図１】本発明の第１の実施形態に係る無線通信用ディ
ジタル変復調方式の構成を示すブロック図である。
ジタル変復調方式の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す実施形態における送信側の信号処理
を示す説明図である。
を示す説明図である。
【図３】図１に示す実施形態における受信側の信号処理
とフェージング時の誤りの影響の様子を示す説明図であ
る。
とフェージング時の誤りの影響の様子を示す説明図であ
る。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る無線通信用ディ
ジタル変復調方式の構成を示すブロック図である。
ジタル変復調方式の構成を示すブロック図である。
【図５】図４に示す実施形態における送信側の信号処理
を示す説明図である。
を示す説明図である。
【図６】図４に示す実施形態に使用されている多値変調
器および多値検波器の構成例を示す図である。
器および多値検波器の構成例を示す図である。
【図７】図４に示す実施形態における受信側の信号処理
とフェージング時の誤りの影響の様子を示す説明図であ
る。
とフェージング時の誤りの影響の様子を示す説明図であ
る。
【図８】本発明の効果例を示すグラフである。
【図９】従来のＭ−ａｒｙ変復調方式の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図１０】Ｍ−ａｒｙ符号器における変換規則を示す図
である。
である。
【図１１】図９に示す従来例におけるフェージング時の
誤りの影響の様子を示す説明図である。
誤りの影響の様子を示す説明図である。
１−１〜１−Ｎ Ｍ−ａｒｙ符号器 ２ ＰＳＫ変調器 ３ ＰＳＫ同期検波器 ４−１〜４−Ｎ Ｍ−ａｒｙ復号器 ５ 分割部 ６，９ 多重化部 ７，１２ 分離部 ８ 合成部 １０ 多値変調器 １１ 多値検波器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 嶋田 功伯留都 東京都港区虎ノ門二丁目10番１号 エヌ・ ティ・ティ移動通信網株式会社内 (72)発明者 安達 文幸 東京都港区虎ノ門二丁目10番１号 エヌ・ ティ・ティ移動通信網株式会社内
Claims (1)
- 【請求項１】 送信側と受信側の間で無線通信を行う場
合の無線通信用ディジタル変復調方式であって、 送信側は、送信情報を予めＬＮビット（Ｌ，Ｎは２以上
の自然数）ずつのブロックとし、それぞれのブロックを
Ｎ個のＬビット情報系列に分割する分割手段と、Ｌビッ
ト情報系列をＬビットの符号として見た場合に各符号に
対して一意に定めたＭビット長の直交符号を発生する符
号化手段と、該符号化手段から出力されるブロック当り
Ｎ個の直交符号を多重化する多重化手段と、この多重化
された信号で搬送波をディジタル変調する変調手段とを
有し、 受信側は、送信側から受信した信号を検波する検波手段
と、該検波手段からの検波出力を送信側での多重化に同
期したＮＭビット時間長の受信単位とし、それぞれの受
信単位をＮ個のＭビット系列に分離する分離手段と、各
Ｍビット系列に対して送信側で定めたすべての種類の直
交符号との相互相関を求め、最も相関の高い直交符号を
判定する相関検出手段と、該相関検出手段で判定された
直交符号に対応したＬビット情報系列を出力する復号手
段と、該復号手段から出力される受信単位当りＮ個のＬ
ビット情報系列を送信側と逆の操作によりＬＮビットの
信号に復元する合成手段とを有することを特徴とする無
線通信用ディジタル変復調方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9319939A JPH11154929A (ja) | 1997-11-20 | 1997-11-20 | 無線通信用ディジタル変復調方式 |
| US09/195,682 US6351498B1 (en) | 1997-11-20 | 1998-11-19 | Robust digital modulation and demodulation scheme for radio communications involving fading |
| EP98121593A EP0918409A3 (en) | 1997-11-20 | 1998-11-20 | Robust digital modulation and demodulation scheme for radio communications involving fading |
| CNB981226019A CN1194515C (zh) | 1997-11-20 | 1998-11-20 | 在衰落的无线通信中强抗干扰数字调制和解调方案 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9319939A JPH11154929A (ja) | 1997-11-20 | 1997-11-20 | 無線通信用ディジタル変復調方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11154929A true JPH11154929A (ja) | 1999-06-08 |
Family
ID=18115936
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9319939A Pending JPH11154929A (ja) | 1997-11-20 | 1997-11-20 | 無線通信用ディジタル変復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11154929A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009540665A (ja) * | 2006-06-09 | 2009-11-19 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド | 移動通信システムにおけるデータ転送方法 |
-
1997
- 1997-11-20 JP JP9319939A patent/JPH11154929A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009540665A (ja) * | 2006-06-09 | 2009-11-19 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド | 移動通信システムにおけるデータ転送方法 |
| US8218481B2 (en) | 2006-06-09 | 2012-07-10 | Lg Electronics Inc. | Method of transmitting data in a mobile communication system |
| US8683058B2 (en) | 2006-06-09 | 2014-03-25 | Lg Electronics Inc. | Method of transmitting data in a mobile communication system |
| US9037736B2 (en) | 2006-06-09 | 2015-05-19 | Evolved Wireless Llc | Method of transmitting data in a mobile communication system |
| US9241349B2 (en) | 2006-06-09 | 2016-01-19 | Evolved Wireless Llc | Method of transmitting data in a mobile communication system |
| US9560650B2 (en) | 2006-06-09 | 2017-01-31 | Evolved Wireless Llc | Method of transmitting data in a mobile communication system |
| US9705624B2 (en) | 2006-06-09 | 2017-07-11 | Evolved Wireless Llc | Method of transmitting data in a mobile communication system |
| US9806838B2 (en) | 2006-06-09 | 2017-10-31 | Evolved Wireless Llc | Method of transmitting data in a mobile communication system |
| US10187170B2 (en) | 2006-06-09 | 2019-01-22 | Evolved Wireless Llc | Detection in a communication system using a preamble sequence |
| US10659183B2 (en) | 2006-06-09 | 2020-05-19 | Evolved Wireless Llc | Method of transmitting data in a mobile communication system |
| US11336385B2 (en) | 2006-06-09 | 2022-05-17 | Evolved Wireless Llc | Preamble sequence for a random access channel |
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