JPH11146229A - クランプ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 映像信号をディジタル信号に変換するにあた
り、Ｈシンクの直流レベルがクランプレベルを割って急
激に低下した場合に速やかにクランプレベルに復帰させ
ること、あるいはＡ／Ｄ変換器のレンジの上限を越えた
場合に速やかにレンジ内に復帰させること。 【解決手段】 通常時は出力信号がクランプコ−ドより
も低くなると、第１のコンパレ−タ２１の出力に基づき
第１のバッファ３から入力信号路のコンデンサ１１に充
電し、逆にクランプコ−ドを越えると緩やかにコンデン
サ１１を放電させる。ここでＨシンクの直流レベルが急
激に低下したときは、第２のコンパレ−タ５の出力に基
づき第２のバッファ４を動作させ、前記コンデンサ１１
に電流を追加供給する。一方Ａ／Ｄ変換器の出力信号が
Ｈシンクの１周期以上上限レベルを越えたときには、第
３のバッファを動作させてコンデンサ１１を放電する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えばディジタル
画像処理を行う場合に用いられる映像信号のクランプ装
置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】テレビカメラから伝送される映像信号の
水平シンク部分の波形は、例えば図１８に示すように水
平同期信号（Ｈシンク）Ｓ１及び画素情報信号Ｓ２を含
んでいる。この映像信号は受像機側でアナログ／ディジ
タル（Ａ／Ｄ）変換されるため、Ａ／Ｄ変換器の入力側
で映像信号の直流電位を固定する、例えばＨシンクのパ
ルスの直流レベルを一定の値に固定する必要がある。

【０００３】そのため従来から例えば図１９に示すクラ
ンプ装置が用いられている。この回路の動作について簡
単に述べると、映像信号は直流カット用コンデンサ１を
通り、Ａ／Ｄ変換器２によりディジタル信号に変換され
る。このディジタル信号即ちＡ／Ｄ変換器２の出力信号
はコンパレータ（ディジタルコンパレータ）２１により
予め定めたクランプレベルに対応するクランプコードと
比較され、クランプコードよりも小さいときにはＮチャ
ネルトランジスタ２２がオンとなる。この結果コンデン
サ２３に充電されていた電荷が抵抗Ｒ１及びトランジス
タ２２を介して放電され、ノードａの電圧が下降し、こ
れによりバッファ３のＰチャネルトランジスタ３１、３
２がオンになる。このため電源＋Ｖｃｃからコンデンサ
１に電流が流れ、コンデンサ１が充電され、ノードＶｉ
ｎの電圧が上昇する。

【０００４】逆に前記出力信号がクランプコードよりも
大きいときには、トランジスタ２２はオフしており、コ
ンデンサ２３は抵抗Ｒ２及びコンデンサ２３の時定数に
基づいて電源Ｖｃｃから充電され、ノードａの電圧が上
昇する。このためバッファ３のＮチャネルトランジスタ
３３、３４がオンし、コンデンサ１の電荷はトランジス
タ３３、３４を通って放電され、ノードＶｉｎの電圧が
下降する。なおコンデンサ２３及び抵抗Ｒ２の時定数
は、コンデンサ２３及び抵抗Ｒ１の時定数よりもかなり
大きくとってあり、このためノードＶｉｎの電圧がクラ
ンプレベル以下になったときには速やかにコンデンサ１
が充電されてノードＶｉｎの電圧が上昇するが、ノード
Ｖｉｎの電圧がクランプレベルよりも大きいときのコン
デンサ１の放電は極めて緩やかに行われ、従って上記の
回路は実質Ｈシンクがクランプレベル以下になったとき
にクランプレベルに維持する働きをすることになる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上述のクランプ装置に
よれば、Ｈシンク、詳しくはＨシンクの底の直流レベル
がクランプレベル以下になっても直ちにフィードバック
されてクランプレベルに維持されるが、Ｈシンクの直流
レベルが急激に大きく低下すると、復帰に長い時間がか
かり、Ｈシンクの直流レベルがＡ／Ｄ変換の範囲よりも
低くなってしまい、クランプコードに復帰するまでの間
同期がとれなくなり、この間画像は乱れてしまう。

【０００６】このような状態は例えばカメラを切り換え
たときに起こる。即ち明るさが０％の黒画面と明るさが
１００％の白画面との間で切り換わり、しかも各々の直
流レベルが異なるＤＣバウンス信号が受像機に入力され
るが、図２０（ａ）に示すように黒画面から白画面に変
化したときに直流レベルが急激に低下し、バッファ３か
らＡ／Ｄ変換器２の入力側のコンデンサ１を充電してＨ
シンクの直流レベルをクランプレベルにまで上昇させる
のに長い時間例えば７０ｍｓを要する。図２０（ｂ）は
この様子を示し、ｔは直流レベルの復帰時間を示してい
る。

【０００７】このため従来では、ＤＣバウンス信号の入
力時には画面の乱れを許容するかあるいは入力端の前段
にクランプ回路などの前処理を行う回路を用いて画面の
乱れを抑えるという手法も採用されていた。しかしなが
ら前処理の回路を設けることはコストアップになってい
た。

【０００８】ところでＨシンクの直流レベルを速やかに
クランプするためにはバッファ３のパワーを大きくすれ
ばつまりサイズの大きいトランジスタを用いて充電の時
間を短くすればよいが、この場合には図２１に示すよう
にＨシンクの直流レベルが急激に上昇するもののクラン
プレベルを越えて高くなり過ぎ、その後低くなり過ぎ、
しばらく波を打った格好になり、安定性に欠けるという
別の問題が起こるし、また消費電力が大きいという不利
益もある。

【０００９】更にＨシンクがＡ／Ｄ変換器の入力レンジ
つまりＡ／Ｄ変換できる入力レベルの上限レベルを越え
たときにも復帰に長い時間がかかる。このような状態は
発生しにくいと考えられるが、電源をオンにしたとき
や、画面を切り換えたときに図２２（ａ）に示すように
Ｈシンクの直流レベルが大きく異なる場合などに起こる
ことがある。図２２（ａ）は１００％の白画面から０％
の黒画面に切り換わり、切り換わり先の画面の直流レベ
ルが高い状態を示している。

【００１０】しかしながらノードＶｉｎを下降させるた
めの放電回路部分の時定数を大きくとってあるため、図
２２（ｂ）に示すようにＨシンクの直流レベルが前記入
力レンジの中に収まるまで長い時間例えば７０ｍｓ程度
かかり、その間同期がとれず画面が流れてしまう。

【００１１】本発明は、このような背景のもとになされ
たものであり、その目的は、映像信号をディジタル処理
する場合のように、例えばアナログ信号をＡ／Ｄ変換す
る場合に、アナログ信号の基準区間の基準信号の直流レ
ベルがクランプレベルから急激に低下しても、速やかに
クランプレベルに復帰しかつ安定化するクランプ装置を
提供することにある。また基準信号の直流レベルが信号
処理部例えばＡ／Ｄ変換器の入力レンジを越えたときに
も速やかに入力レンジ内に復帰し信号処理の乱れ例えば
画像の乱れを抑えることのできるクランプ装置を提供す
ることにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、アナログ信号
を信号処理部に入力する回路に適用され、前記信号処理
部の出力信号に基づいて、前記アナログ信号の基準区間
の基準信号の直流レベルが予め設定されたクランプレベ
ルにクランプされるように前記信号処理部の入力側のコ
ンデンサの充電電圧をフィ−ドバック制御するクランプ
装置において、前記信号処理部の出力信号を予め定めた
クランプレベルと比較し、前記出力信号がクランプレベ
ルよりも低くなったときに第１の駆動信号を出力する第
１の比較部と、この第１の比較部からの第１の駆動信号
が入力されたときに、前記基準信号がクランプレベルか
ら低くなった分を補償するために前記コンデンサに電流
を供給して当該コンデンサの充電電圧を上昇させる第１
の電流供給部と、前記信号処理部の出力信号を取り込
み、当該出力信号が前記クランプレベルよりも低いリミ
ットレベルよりも低くなったときに第２の駆動信号を出
力する充電用の作動回路部と、この作動回路部からの第
２の駆動信号が入力されたときに前記コンデンサの充電
電圧の上昇を早めるために当該コンデンサに電流を供給
する第２の電流供給部と、を備えたことを特徴とする。
前記アナログ信号は例えば映像信号であり、信号処理部
は例えばアナログ／ディジタル変換器である。

【００１３】充電用の作動回路部は、例えばクランプレ
ベルよりも低いリミットレベルと信号処理部の出力信号
とを比較し、前記出力信号がリミットレベルよりも低く
なったときに第２の駆動信号を出力する第２の比較部を
含む構成、または前記第２の比較部から出力される第２
の駆動信号が所定時間継続したときに当該第２の駆動信
号を第２の電流供給部に与える安定化回路部を含む構
成、あるいは第１の比較部から出力される第１の駆動信
号が所定時間継続したときに当該第１の駆動信号を第２
の駆動信号として第２の電流供給部に与える安定化回路
部を含む構成などとすることができる。また本発明で
は、第２の電流供給部を複数設け、信号処理部の出力信
号がリミットレベルより低い状態の継続時間が長いほ
ど、動作状態になる第２の電流供給部の数が多くなるよ
うに構成することもできる。

【００１４】他の発明は、アナログ信号を信号処理部に
入力する回路に適用され、前記信号処理部の出力信号に
基づいて、前記アナログ信号の基準区間の基準信号の直
流レベルが予め設定されたクランプレベルにクランプさ
れるように前記信号処理部の入力側のコンデンサの充電
電圧をフィ−ドバック制御するクランプ装置において、
前記信号処理部の出力信号を予め定めたクランプレベル
と比較し、前記出力信号がクランプレベルよりも高くな
ったときに第３の駆動信号を出力する第１の比較部と、
この第１の比較部からの第３の駆動信号が入力されたと
きに、前記基準信号がクランプレベルから高くなった分
を低下させるために前記コンデンサから電流を放出して
当該コンデンサの充電電圧を下降させる第１の放電部
と、前記信号処理部の出力信号と前記信号処理部の入力
レンジの上限レベルとを比較し、前記出力信号が前記上
限レベルを越えてその状態が前記基準信号の発生周期以
上の時間継続したときに第４の駆動信号を出力する放電
用の作動回路部と、この作動回路部からの第４の駆動信
号が入力されたときに前記コンデンサの充電電圧の下降
を早めるために当該コンデンサから電流を放電させる第
２の放電部と、を備えたことを特徴とする。この場合第
２の放電部が複数設けられ、信号処理部の出力信号が上
限レベルより高い状態の継続時間が長いほど、動作状態
になる第２の放電部の数が多くなるように構成してもよ
い。

【００１５】

【発明の実施の形態】（実施の形態１）以下に、アナロ
グの映像信号をディジタル信号に変換する受像機の画像
信号処理装置に本発明を適用した実施の形態について説
明する。図１は映像信号の信号路に本発明の実施の形態
であるクランプ装置を組み合わせた回路の全体構成を示
す図である。図中１はコンデンサ、１１は入力端、２は
Ａ／Ｄ変換器、１２は出力端であり、Ａ／Ｄ変換器２の
出力側の信号路はｎ本配線されているが（ｎビットの場
合）、便宜上１本で示してある。

【００１６】この実施の形態が既に述べた図１９の従来
回路と異なる点は、バッファ３の他にバッファ４を追加
し、このバッファ４を駆動するための回路を設けたこと
にある。図１において、図１９の回路と同一部分若しく
は相当部分は同一の符号を付してあるが、従来技術の項
で述べた部分も含めて全体構成について説明する。Ａ／
Ｄ変換器２は例えば８ビットのディジタル信号を出力
し、０．５〜２．５Ｖのアナログ電圧を２５６階調の信
号に変換するものとすると、第１の比較部である第１の
コンパレータ（ディジタルコンパレータ）２１は、Ａ／
Ｄ変換器２の出力信号（ディジタル信号）と例えばディ
ジタル値「４」のクランプコードとを比較し、ディジタ
ル信号が「４」よりも低くなったときにハイレベルの信
号「Ｈ」を出力する。

【００１７】第１のコンパレータ２１の出力側は、Ｎチ
ャネルトランジスタ２２のゲートに接続され、このトラ
ンジスタ２２は、オンになったときにコンデンサ２３の
電荷を抵抗Ｒ１及び当該トランジスタ２２を介して放電
し、またオフになったときに電源＋Ｖｄｄから抵抗Ｒ２
を通じてコンデンサ２３に充電する役割を持っている。
抵抗Ｒ２及びコンデンサ２３の接続端は第１の電流供給
部である第１のバッファ３の入力側に接続されている。
このバッファ３はＰチャネルトランジスタ３１、３２及
びＮチャネルトランジスタ３３、３４を組み合わせてな
り、コンデンサ２３の充電電圧が低くなってノードａの
電圧が低いときにＰチャネルトランジスタ３１、３２が
オン、Ｎチャネルトランジスタ３３、３４がオフになっ
て、電源＋Ｖｄｄからトランジスタ３１、３２を通じて
コンデンサ１を充電する一方、コンデンサ２３の充電電
圧が高いときにＰチャネルトランジスタ３１、３２がオ
フ、Ｎチャネルトランジスタ３３、３４がオンになって
コンデンサ１の電荷を放電する役割を持つ。

【００１８】そしてこの実施の形態では、前記ディジタ
ル信号（Ａ／Ｄ変換器２の出力信号）とリミットコード
とを比較する第２の比較部である第２のコンパレータ
（ディジタルコンパレータ）５が設けられており、この
コンパレータ５の出力側はインバータよりなるスイッチ
部６を介して、第２の電流供給部である第２のバッファ
をなすＰチャネルトランジスタ４のゲートに接続されて
いる。このトランジスタ４は、オンになったときに電源
＋Ｖｄｄからコンデンサ１に電流を供給するように接続
されている。ここで前記リミットコードは、例えば前記
クランプコードのディジタル値「４」よりも低い例えば
ディジタル値「０」に設定される。この例における第２
のコンパレータ５及びスイッチ部６は、特許請求の範囲
の充電用の作動回路部に相当する。

【００１９】この例では、前記ディジタル信号がリミッ
トコードよりも低くなって第２のコンパレータ５からハ
イレベルの信号「Ｈ」が出力されたときにスイッチ部６
からローレベルの信号「Ｌ」が出力されるが、このスイ
ッチ部６は、例えば図２に示すように構成してもよい。
図２（ａ）の例では第２のコンパレータ５から信号
「Ｈ」が出力されたときにアナログスイッチ６１がオン
になってノードａからあるいは別のバイアス電源からの
信号がトランジスタ４のゲートに与えられ、当該トラン
ジスタ４がオンになる。また第２のコンパレータ５から
信号「Ｌ」が出力されたときにはアナログスイッチ６１
がオフになると共にＰチャネルトランジスタ６２がオン
になり、トランジスタ４がオフになる。

【００２０】図２（ｂ）の例は、アナログスイッチ６１
がオンしたときにトランジスタ４及びトランジスタ６３
がカレントミラ−回路を形成し、電流源６４によりトラ
ンジスタ４が動作するように構成したものである。更に
図２（ｃ）の例は、アナログスイッチ６１がオンしたと
きにトランジスタ４が自己バイアスされてオンになるよ
うに構成したものである。なお前記ディジタル信号がリ
ミットコードよりも低くなったときの第２のコンパレー
タ５の出力の論理がトランジスタ４に対してコンデンサ
１への電流供給動作を行わしめる場合には前記スイッチ
部６は不要である。

【００２１】次に上述実施の形態の作用について説明す
る。通常の映像信号が入力端１１に入力されているとき
は、Ｈシンクはクランプコード「４」に対応する電圧、
例えば約０．０３Ｖのクランプレベルにクランプされて
おり、このクランプレベルよりも低くなることもある
が、その程度は小さいのですぐにくランプレベルにクラ
ンプされる。即ち通常時には、ディジタル信号がクラン
プコード「４」よりも低くなると、トランジスタ２２が
オンになってコンデンサ２３がトランジスタ２２を介し
て放電され、ノードａの電圧が低くなる。このためバッ
ファ３のＰチャネルトランジスタ３１、３２がオンにな
って電源＋Ｖｄｄからトランジスタ３１、３２を介して
コンデンサ１に充電され、ノードＶｉｎの電圧が上昇す
る。こうしてＨシンクの直流レベルがクランプレベルか
ら下がった分だけフィードバック制御によりコンデンサ
１に電流が供給され、Ｈシンクの直流レベルがクランプ
レベルにクランプされる。この例ではＨシンクから次の
Ｈシンクまでが基準期間に相当し、Ｈシンクは特許請求
の範囲のアナログ信号の基準区間の基準信号に相当し、
第１のコンパレータ２１の出力信号「Ｈ」は第１の駆動
信号に、また第１のコンパレータ２１の出力信号「Ｌ」
は第２の駆動信号に夫々相当する。

【００２２】またディジタル信号がクランプコード
「４」よりも大きいときには、トランジスタ２２がオフ
になり、コンデンサ２３が電源＋Ｖｄｄから抵抗Ｒ２を
介して充電されるが、この充電時定数はかなり大きくと
ってあるため、次のＨシンクが入力されるまでの間は、
バッファ３のトランジスタ３３、３４はオンにならな
い。

【００２３】ここで例えばカメラを切り換えたときに生
じるＤＣバウンス信号、即ち明るさが０％の黒画面と明
るさが１００％の白画面との間で切り換わると共に各々
の直流レベルが異なるＤＣバウンス信号が入力端１１に
入力されたとすると、黒画面から白画面に変化したとき
にＨシンクの直流レベルが急激に低下し、これに伴いＡ
／Ｄ変換器２の出力信号（ディジタル信号）がリミット
コードであるディジタル値「０」よりもかなり低いレベ
ルまで下がる。このため第２のコンパレータ５から第２
の駆動信号である「Ｈ」の信号が出力され、トランジス
タ４がオンになり、コンデンサ１に対して第１のバッフ
ァ３による電流の供給に加えて、いわば追加バッファで
ある第２のバッファ４から電流が追加供給され、コンデ
ンサ１の充電が早められて、ノードＶｉｎにおけるＨシ
ンクの直流レベルが速やかにクランプレベルに復帰す
る。

【００２４】図３はこの様子を説明するためにノードＶ
ｉｎにおける映像信号の一部を模式的に示す波形図であ
り、時刻ｔ０にて明るさ０％の黒画面から明るさ１００
％の白画面に切り換っている。ＨシンクＳ１は時刻ｔ０
にてリミットレベル（リミットコードに対応する直流レ
ベル）よりもかなり低いレベルになるが、速やかに上昇
する。

【００２５】上述の実施の形態によれば、ディジタル信
号がリミットコードよりも低くなると第１のバッファ３
に加えて第２のバッファ４からもコンデンサ１に電流を
供給しているので、例えばＤＣバウンス信号を入力した
場合にＨシンクのレベルが急激に低下しても、ノードＶ
ｉｎの電圧はクランプレベルに短時間で収束する。後述
の実験例からも分かるが、例えば従来ではこの収束時間
が７０ｍｓであったところ、上述実施の形態では数ｍｓ
になっている。

【００２６】またノードＶｉｎの電圧がクランプレベル
まで上昇する前に、リミットレベルを越えたときに追加
バッファ（第２のバッファ）４はオフするので、パワー
の大きいバッファを１個用いたときのようにノードＶｉ
ｎの電圧がクランプレベルをオーバしてその後波を打っ
て不安定になる（図２１参照）といったことがなく、高
い安定性がある。

【００２７】図４は本発明の他の実施の形態を示す図で
あり、第２のコンパレータ５の出力側に安定化回路部７
を設けた点が図１の実施の形態と異なる。この安定化回
路部７は、例えば図５に示すようにｋ個（ｋは２以上の
整数）の遅延回路７１をシリーズに接続し、各遅延回路
７１の出力端をアンド回路７２の入力側に接続して構成
される。各遅延回路７１は、ハイレベルの信号「Ｈ」が
入力されたときに所定時間遅れて「Ｈ」を出力し、ロー
レベルの信号「Ｌ」が入力されると直ちに出力が「Ｌ」
となるように構成されている。この例では、第２のコン
パレータ５、安定化回路部７及びスイッチ部６により作
動回路部が構成されている。

【００２８】図４の実施の形態では、ディジタル信号が
リミットコードよりも低くなったときに１段目の遅延回
路７１から「Ｈ」の信号が出力され、続いて２段目、３
段目…ｋ段目の遅延回路７１から順次遅れて「Ｈ」の信
号が出力される。そして１段目からｋ段目までの遅延回
路５１の出力信号が全て「Ｈ」になったときに第２のバ
ッファ４がオンとなり、ｋ段目の遅延回路７１の出力が
「Ｈ」になる前にノードＶｉｎの電圧がリミットレベル
よりも高いレベルに復帰すれば第２のバッファ４はオン
にならない。

【００２９】図６はこのような様子を示し、時刻ｔ０に
て映像信号の直流レベル即ちノードＶｉｎの電圧がノイ
ズにより一瞬だけリミットレベルより低くなっている
が、ｎ段目の遅延回路７１の出力が「Ｈ」になる前にノ
ードＶｉｎの電圧が復帰しているので第２のバッファ４
はオンにならない。これに対し時刻ｔ１にてノードＶｉ
ｎの電圧がリミットレベルよりも低くなり、その状態が
１段目からｎ段目までの遅延回路７１の遅延時間を越え
て時刻ｔｎまで続いたとすると、アンド回路７２から
「Ｈ」が出力されて第２のバッファ４がオンになる。従
ってこのような実施の形態によれば、ノイズの発生によ
り第２のバッファ５が誤動作することを防止でき、Ｈシ
ンクの直流レベルの安定化が図れる。

【００３０】図７は本発明の更に他の実施の形態を示
し、この例では第２のコンパレータ５を用いずに第１の
コンパレータ２１の出力端を、例えば既述と同様の構成
の安定化回路部７に接続している。この場合第１のコン
パレータ２１、安定化回路部７及びスイッチ部６により
充電用の作動回路部が構成され、コンパレータが１個で
済む利点がある。作動回路部は第２のコンパレータを備
えてないが、ディジタル信号がクランプコード４より低
下しても安定化回路部７が設けられているため、クラン
プレベルよりも低いあるリミットレベル即ち安定化回路
部７の回路定数で決まるリミットレベルまで低下したと
きに第２のバッファ４に対して第２の駆動信号（スイッ
チ部６からの「Ｌ」の信号）が発せられる。

【００３１】図８は本発明の更にまた他の実施の形態を
示し、この例では第２のコンパレータ５の出力側に、安
定化回路部８、スイッチ部６及び第２のバッファ４より
なる回路が複数段並列に接続されている。各安定化回路
部８は、遅れ時間即ち第２のコンパレータ５から「Ｈ」
の信号が入力されてから「Ｈ」の信号を出力するまでの
時間が異なっており、例えば１段目の安定化回路部８
（８−１）よりも２段目の安定化回路部８（８−２）の
方が遅延時間が長く、順次段数が高くなるにつれて安定
化回路部８の遅延時間が長くなるように構成されてい
る。

【００３２】従ってＨシンクの直流レベルがクランプレ
ベルよりも低いあるレベルになると１段目の第２のバッ
ファ４（４−１）が動作し、それよりも低いレベルにな
ると２段目の第２のバッファ４（４−２）が動作すると
いった具合に、Ｈシンクの直流レベルが低くなるにつれ
て、順次各段の第２のバッファ４が動作する。つまりＨ
シンクの直流レベルが低いほど、動作する第２のバッフ
ァ４の数が増える。このことはＨシンクの直流レベルに
応じて第２のバッファ４のパワーが変わるので、迅速に
無駄なく直流レベルが復帰することになる。なお各段の
第２のバッファ４は、互にパワー（サイズ）が異なって
いてもよく、例えば高い段数のものほどパワーが大きく
なるように構成してもよい。

【００３３】以上において前記安定化回路部７、８とし
ては、上述の例の他、カウンタとコンパレータとを組み
合わせ、カウンタに信号「Ｈ」が入力された後カウント
アップしたときにコンパレータから信号「Ｈ」が出力さ
れるものでもよいし、あるいはリセット付き積分器とコ
ンパレータとを組み合わせたものでもよい。リセット付
き積分器を用いる場合には、当該積分器の入力信号を積
分し、その積分値が所定値を越えたときにコンパレータ
から例えば信号「Ｈ」が出力されると共に、入力信号が
一定値以下になったときに積分器がリセットされるよう
に構成すればよく、この場合にはＡ／Ｄ変換器２を用い
る代わりにアナログ信号が出力される信号処理部を用い
たシステムにも適用することができる。

【００３４】ここで本発明の実施の形態である図１に示
す回路と従来の図１１に示す回路とを用い、ＤＣバウン
ス信号が入力され、０％黒画面から１００％白画面に切
り換ったときのノードＶｉｎの電圧波形を図９の
（ａ）、（ｂ）に夫々示す。なお上下の線の間は白抜き
としあるが、実際にはＨシンク及び画像情報信号からな
る映像信号が連続したものであり、レコーダ上では塗り
潰されている。この結果から分かるように、映像信号の
直流レベルの急激な低下が起こった後の復帰に図９
（ｂ）ではおよそ７０ｍｓ程度の時間を要しているが、
図９（ａ）では数ｍｓしか要していない。

【００３５】（実施の形態２）次にＨシンクの直流レベ
ルがＡ／Ｄ変換器２の入力レンジの上限を越えたときに
その直流レベルを前記入力レンジの中に急速に収めるた
めの回路について図１０を参照しながら説明する。この
実施の形態では、前記ディジタル信号と入力レンジの上
限に相当するリミットコード（上限側リミットコード）
とを比較する第３の比較部である第３のコンパレータ５
１が設けられており、このコンパレータ５１の出力側は
継続時間監視部５２及びスイッチ部５３を介して、放電
部である第３のバッファをなすＮチャネルトランジスタ
９のゲートに接続されている。このスイッチ部５３とし
ては、例えば既述した図２に示す回路と同様の回路を用
いることができ、その例を図１１に示す。図１１におい
て、６５はＮチャネルトランジスタ、６６はアナログス
イッチ、６７は定電流源、６８はＮチャネルトランジス
タであり、いずれの場合もディジタル信号が上昇して第
３のコンパレ−タ５１の負入力端の信号が大きくなると
「Ｌ」の信号が出力され、トランジスタ６５がオフ、ア
ナログスイッチ６６がオンになり、第３のバッファ９が
オンになる。

【００３６】ここで前記第１のバッファ３はトランンジ
スタ３１、３２により第１の電流供給部が構成される
が、トランジスタ３３、３４によりコンデンサ１の電荷
をアースに放電する放電部も構成しており、この放電部
はこの例では特許請求の範囲の第１の放電部に相当す
る。この第１の放電部は第１のコンパレ−タ２１から出
力される第２の駆動信号である「Ｌ」の信号に基づいて
放電動作を行う。また第３のバッファをなすトランジス
タ９は、オンになったときにコンデンサ１の電荷をアー
スに放電するものであり、この例では特許請求の範囲の
第２の放電部に相当する。

【００３７】上限側リミットコードは例えば入力レンジ
の上限に相当するディジタル値である「２５６」に設定
され、第３のコンパレータ５１の負側の入力端に入力さ
れる。従ってＡ／Ｄ変換器２の出力信号（ディジタル信
号）が「２５６」を越えると第３のコンパレータ５１か
ら第４の駆動信号である「Ｌ」の信号が出力される。前
記継続時間監視部５２は、第４の駆動信号がＨシンクの
周期（発生周期）よりも長い時間継続して発生している
か否かを監視し、Ｈシンクの周期よりも長い時間発生し
ていれば、第４の駆動信号をスイッチ部５３に出力す
る。スイッチ部５３は、継続時間監視部５２からの出力
でトランジスタ９を駆動すればよいので回路図の上では
必ずしも必要ではないが、実際に設計する場合には、例
えば継続時間監視部５２からの出力に基づいて図示しな
いトランジスタを駆動し、バイアス電源からトランジス
タ９のゲートに電圧を印加する構成などが採用される。

【００３８】第３のバッファであるトランジスタ９はオ
ンになるとコンパレータ１の電荷をアースに放電し、ノ
ードＶｉｎの電圧を低下させるためのものである。従っ
て前記ディジタル信号が入力レンジの上限であるリミッ
トコード例えば「２５６」を越えたときにトランジスタ
９がオンするという単純な構成では、Ｈシンクはクラン
プレベルに保持されているが、画素情報信号のレベルが
上限レベルを越えている場合にもトランジスタ９がオン
してしまい、Ｈシンクが低下しまう。

【００３９】図１２（ａ）はＨシンクの１周期の長さ
（ＴＨ）を示しており、図１２（ｂ）は画素情報信号が
入力レンジの上限を越えている状態を示している。図１
２（ｃ）に示すようにＨシンクが入力レンジの上限を越
えたときには、第３のコンパレータ５１からの第４の駆
動信号は必ず前記ＴＨよりも長い時間継続しているの
で、継続時間監視部５２にて、Ｈシンクが上昇している
のかそれとも画素情報信号のみが上昇しているのかを区
別するために第４の駆動信号が前記ＴＨよりも長い時間
継続しているか否かを監視している。なお継続時間の設
定値はＴＨ以上であればよく、システムなどに応じて適
宜決められる。

【００４０】また継続時間監視部５２は、第４の駆動信
号が設定時間以上入力されたときに出力信号を発し（こ
の場合この出力信号が第４の駆動信号となる）、第４の
駆動信号の入力が消失したときに出力信号も消失するも
のであればよく、例えば既述の図５に示すような回路で
もよいし、カウンタなどで構成してもよい。

【００４１】図１３は例えば電源の投入時あるいは画面
の切り換わり時にＨシンクが入力レベルの上限を越え、
そのときに図１０の回路が動作してノードＶｉｎの電圧
が下がる状態を示している。Ｈシンクが入力レベルの上
限を越え、第３のコンパレータ５１からＴＨ以上の時間
「Ｈ」の信号が出力され、時刻ｔ０にて第３のバッファ
（トランジスタ）９がオンしたとすると、コンパレータ
１の電荷が第３のバッファ９を通じてアースに放電さ
れ、ノードＶｉｎの電圧が急激に低下する。そしてノー
ドＶｉｎの電圧が入力レベルの上限以下になると、つま
りディジタル信号がリミットコード「２５６」以下にな
ると第３のバッファ９がオフし、通常の放電動作つまり
第１のバッファ３を通じて放電が行われる。この例では
第３のコンパレータ５１、継続時間監視部５２及びスイ
ッチ部５３により放電用の作動回路部が構成される。

【００４２】このよう実施の形態によれば、Ｈシンクが
入力レンジの上限レベルを越えたときには、第１のバッ
ファ３による放電動作に加えて、第３のバッファ９によ
る放電動作が行われるため、図１４に示す試験結果から
も分かるように、Ｈシンクが入力レンジ内に復帰するま
での時間Ｔ１が従来の７０ｍｓから数ｍｓに短縮され、
画像の乱れを抑えることができる。

【００４３】更に本発明は図１５に示すように第３のコ
ンパレータ５１の出力側に継続時間監視部５２、スイッ
チ部５３及び第３のバッファ９よりなる回路を複数段並
列に接続するようにしてもよい。この場合１段目の継続
時間監視部５２−１よりも２段目の継続時間監視部５２
−２の設定時間を長くし、順次段数が高くなるにつれて
設定時間が長くなるように構成されている。

【００４４】このような構成によれば、次のような利点
がある。即ち図１６に示すように画面Ａから別の画面Ｂ
に切り換えるときに（ｔ０は切り替え時である）、画面
ＡではＨシンクが入力レンジの上限を越えているが、画
面Ｂでは画素情報信号のみが前記上限を越えていたとす
る。このとき時刻ｔ１で第３のバッファ９がオンにな
り、電流の引き込みが大きいと、切り換わった画面Ｂの
Ｈシンクがクランプレベルよりも低下してしまう。この
ような状態を避けるために、先ず１段目の回路でＨシン
クが上限をＴＨだけ越えたときには電流の弱い引き込み
を行い、Ｈシンクがまだ上限を越えていれば２段目の回
路の第３のバッファ９−２をオンにしてといった具合
に、Ｈシンクが上限を越えている継続時間が長い程、順
次電流の引き込みを強くしている。

【００４５】なお各段の第３のバッファ９は互にパワー
（サイズ）が異なっていてもよく、例えば高い段数のも
のほどパワーが大きくなるようにしてもよい。また図１
６に示すような構成とする代わりに継続時間の設定値を
２ＴＨいじょうにすれば、図１０に示すように１段の回
路であってもよく、どちらを選択するかはシステムなど
に応じて決めればよい。

【００４６】以上において、実施の形態１で述べた回路
を下限用復帰回路、実施の形態２で述べた回路を上限用
復帰回路と呼ぶことにすると、図１７に示すようにこれ
らを組み合わせた回路としてクランプ装置を構成すれ
ば、Ｈシンクが入力レンジの上側、下側のどちらに振れ
ても画像の乱れを抑えることができる。

【００４７】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、アナログ
信号を例えばＡ／Ｄ変換する場合に、アナログ信号の基
準区間の基準信号の直流レベルがクランプレベルから急
激に低下しても、速やかにクランプレベルに復帰しかつ
安定化する。またアナログ信号の基準区間の基準信号の
直流レベルが信号処理部の入力レベルの上限例えばＡ／
Ｄ変換器のレンジの上限を越えたときにも、速やかに上
限レベルよりも低いレベルに復帰し、安定した信号処理
がなされる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図２】上記実施の形態のスイッチ部の他の例を示す回
路図である。

【図３】上記実施の形態のノードＶｉｎの電圧波形を示
す波形図である。

【図４】第１の実施の形態の他の例を示す回路図であ
る。

【図５】図４の実施の形態の安定化回路部の一例を示す
回路図である。

【図６】上記他の例の動作を説明するためのタイムチャ
ートである。

【図７】第１の実施の形態の更に他の例を示す回路図で
ある。

【図８】本発明の更にまた他の実施の形態を示す回路図
である。

【図９】本発明のクランプ装置と従来のクランプ装置と
について映像信号の変化を比較するための説明図であ
る。

【図１０】本発明の第２の実施の形態を示す回路図であ
る。

【図１１】上記第２の実施の形態のスイッチ部の他の例
を示す回路図である。

【図１２】第２の実施の形態において、ディジタル信号
が入力レンジの上限レベルを越えている時間がＨシンク
の周期以上必要であることを示す説明図である。

【図１３】第２の実施の形態の動作を説明する波形図で
ある。

【図１４】第２の実施の形態を用いて行った試験結果を
示す説明図である。

【図１５】第２の実施の形態の他の例を示す回路図であ
る。

【図１６】第２の実施の形態の他の例を用いた場合の利
点を説明するための波形図である。

【図１７】第１の実施の形態と第２の実施の形態を組み
合わせた回路を示す回路図である。

【図１８】映像信号を示す波形図である。

【図１９】従来のクランプ装置を示す回路図である。

【図２０】ＤＣバウンス信号と従来のクランプ装置のノ
ードＶｉｎの電圧とを示す説明図である。

【図２１】従来のクランプ装置においてバッファのパワ
ーを大きくした場合について、ＤＣバウンス信号に対す
るノードＶｉｎの電圧を示す説明図である。

【図２２】ＤＣバウンス信号と従来のクランプ装置のノ
ードＶｉｎの電圧とを示す説明図である。

【符号の説明】

１ コンデンサ ２ アナログ／ディジタル変換器 ２１ 第１の比較部であるディジタルコンパレータ ３ 第１の電流供給部であるバッファ ４ 第２の電流供給部であるバッファ ５ 第２の比較部であるディジタルコンパレータ ６ スイッチ部 ７ 安定化回路部 ７１ 遅延回路 ７２ アンド回路 ８ 安定化回路部 ５１ 第３のコンパレ−タ ５２ 継続時間監視部 ５３ スイッチ部 ９ 第３のバッファ

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 アナログ信号を信号処理部に入力する回
   路に適用され、前記信号処理部の出力信号に基づいて、
   前記アナログ信号の基準区間の基準信号の直流レベルが
   予め設定されたクランプレベルにクランプされるように
   前記信号処理部の入力側のコンデンサの充電電圧をフィ
   −ドバック制御するクランプ装置において、 前記信号処理部の出力信号を予め定めたクランプレベル
   と比較し、前記出力信号がクランプレベルよりも低くな
   ったときに第１の駆動信号を出力する第１の比較部と、 この第１の比較部からの第１の駆動信号が入力されたと
   きに、前記基準信号がクランプレベルから低くなった分
   を補償するために前記コンデンサに電流を供給して当該
   コンデンサの充電電圧を上昇させる第１の電流供給部
   と、 前記信号処理部の出力信号を取り込み、当該出力信号が
   前記クランプレベルよりも低いリミットレベルよりも低
   くなったときに第２の駆動信号を出力する充電用の作動
   回路部と、 この作動回路部からの第２の駆動信号が入力されたとき
   に前記コンデンサの充電電圧の上昇を早めるために当該
   コンデンサに電流を供給する第２の電流供給部と、を備
   えたことを特徴とするクランプ装置。
2. 【請求項２】 充電用の作動回路部はクランプレベルよ
   りも低いリミットレベルと信号処理部の出力信号とを比
   較し、前記出力信号がリミットレベルよりも低くなった
   ときに第２の駆動信号を出力する第２の比較部を含むこ
   とを特徴とする請求項１記載のクランプ装置。
3. 【請求項３】 充電用の作動回路部は、第２の比較部か
   ら出力される第２の駆動信号が所定時間継続したときに
   当該第２の駆動信号を第２の電流供給部に与える安定化
   回路部を含むことを特徴とする請求項２記載のクランプ
   装置。
4. 【請求項４】 充電用の作動回路部は、第１の比較部か
   ら出力される第１の駆動信号が所定時間継続したときに
   当該第１の駆動信号を第２の駆動信号として第２の電流
   供給部に与える安定化回路部を含むことを特徴とする請
   求項１記載のクランプ装置。
5. 【請求項５】 第２の電流供給部が複数設けられ、信号
   処理部の出力信号がリミットレベルより低い状態の継続
   時間が長いほど、動作状態になる第２の電流供給部の数
   が多くなるように構成されたことを特徴とする請求項
   １、２、３または４記載のクランプ装置。
6. 【請求項６】 アナログ信号を信号処理部に入力する回
   路に適用され、前記信号処理部の出力信号に基づいて、
   前記アナログ信号の基準区間の基準信号の直流レベルが
   予め設定されたクランプレベルにクランプされるように
   前記信号処理部の入力側のコンデンサの充電電圧をフィ
   −ドバック制御するクランプ装置において、 前記信号処理部の出力信号を予め定めたクランプレベル
   と比較し、前記出力信号がクランプレベルよりも高くな
   ったときに第３の駆動信号を出力する第１の比較部と、 この第１の比較部からの第３の駆動信号が入力されたと
   きに、前記基準信号がクランプレベルから高くなった分
   を低下させるために前記コンデンサから電流を放出して
   当該コンデンサの充電電圧を下降させる第１の放電部
   と、 前記信号処理部の出力信号と前記信号処理部の入力レン
   ジの上限レベルとを比較し、前記出力信号が前記上限レ
   ベルを越えてその状態が前記基準信号の発生周期以上の
   時間継続したときに第４の駆動信号を出力する放電用の
   作動回路部と、 この作動回路部からの第４の駆動信号が入力されたとき
   に前記コンデンサの充電電圧の下降を早めるために当該
   コンデンサから電流を放電させる第２の放電部と、を備
   えたことを特徴とするクランプ装置。
7. 【請求項７】 放電用の作動回路部は、信号処理部の入
   力レンジの上限レベルと信号処理部の出力信号とを比較
   し、前記出力信号が上限レベルを越えたときに第４の駆
   動信号を出力する第３の比較部と、この第３の比較部か
   ら出力される第４の駆動信号が所定時間継続したときに
   当該第４の駆動信号を第２の放電部に与える継続時間監
   視部と、を含むことを特徴とする請求項６記載のクラン
   プ装置。
8. 【請求項８】 第２の放電部が複数設けられ、信号処理
   部の出力信号が上限レベルより高い状態の継続時間が長
   いほど、動作状態になる第２の放電部の数が多くなるよ
   うに構成されたことを特徴とする請求項６または７記載
   のクランプ装置。