JPH11136959A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH11136959A JPH11136959A JP9296033A JP29603397A JPH11136959A JP H11136959 A JPH11136959 A JP H11136959A JP 9296033 A JP9296033 A JP 9296033A JP 29603397 A JP29603397 A JP 29603397A JP H11136959 A JPH11136959 A JP H11136959A
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- terminal
- switching elements
- circuit
- piezoelectric transformer
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Abstract
(57)【要約】
【課題】圧電トランスを用いたプッシュプル型のインバ
ータ装置において、周囲温度や入力電圧が広い範囲で変
化しても圧電トランスの入力電圧を正弦波に維持して、
回路の損失増加を抑え、温度上昇を防止し、かつ、電磁
ノイズを抑える。 【解決手段】直流電源Ｅと、交互にオン駆動されて直流
電源Ｅからインダクタンス素子に交互に電流を流す一対
のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 と、そのスイッチング動
作により前記インダクタンス素子に発生する起電力を入
力される圧電トランス１と、この圧電トランスの出力に
接続される負荷２とを備えるインバータ装置において、
各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の両端電圧が共にゼロ電
圧になったときにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン・
オフ動作を切り換える。
ータ装置において、周囲温度や入力電圧が広い範囲で変
化しても圧電トランスの入力電圧を正弦波に維持して、
回路の損失増加を抑え、温度上昇を防止し、かつ、電磁
ノイズを抑える。 【解決手段】直流電源Ｅと、交互にオン駆動されて直流
電源Ｅからインダクタンス素子に交互に電流を流す一対
のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 と、そのスイッチング動
作により前記インダクタンス素子に発生する起電力を入
力される圧電トランス１と、この圧電トランスの出力に
接続される負荷２とを備えるインバータ装置において、
各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の両端電圧が共にゼロ電
圧になったときにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン・
オフ動作を切り換える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は圧電トランスを用い
たインバータ装置に関するものである。
たインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に圧電トランスは圧電素子のピエゾ
効果を利用して機械振動を発生させ、２次電極側に変換
された電圧を取り出す電圧変換素子で、電磁トランスと
比較して小型化や薄型化を図れる特徴があり、液晶など
のバックライトの電源などとして注目されている素子で
ある。この種の圧電素子の駆動回路として、広い入力電
圧範囲で動作可能で小型化・薄型化に適した例が特開平
８−２７５５５３号に示されている。
効果を利用して機械振動を発生させ、２次電極側に変換
された電圧を取り出す電圧変換素子で、電磁トランスと
比較して小型化や薄型化を図れる特徴があり、液晶など
のバックライトの電源などとして注目されている素子で
ある。この種の圧電素子の駆動回路として、広い入力電
圧範囲で動作可能で小型化・薄型化に適した例が特開平
８−２７５５５３号に示されている。
【０００３】この従来例では、図７に示すように、圧電
トランス１の１次電極側には、電磁トランスＴ1 ，Ｔ2
がそれぞれ接続され、２位相駆動回路４から出力された
逆相のクロックによってスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が
交互にオン状態になり、電磁トランスＴ1 ，Ｔ2 の１次
側に電源Ｅから電流を流し、電流エネルギーとしてチャ
ージする。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 がオフになる
と、チャージしたエネルギーを放出し、電圧エネルギー
として電源電圧より高い電圧を発生する。これが図８
（ａ）と図８（ｂ）のＶｄ1 とＶｄ2 であり、電源電圧
Ｅの約３倍のピーク電圧になる。この電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ
2 は電磁トランスＴ1 ，Ｔ2 の２次側で図８（ｃ）及び
図８（ｄ）のＶｓ1 ，Ｖｓ2 に変換されることになり、
電磁トランスＴ1 ，Ｔ2 の巻数比を１：Ｎとすると、お
よそ３（Ｎ＋１）Ｅ［Ｖｐ−ｐ］の電圧ピークになる。
このパルスは、圧電トランス１の入力電極に交互に入力
されるので、等価的に正弦波の波形で約６（Ｎ＋１）Ｅ
［Ｖｐ−ｐ］の駆動電圧として圧電トランス１を振動さ
せる。
トランス１の１次電極側には、電磁トランスＴ1 ，Ｔ2
がそれぞれ接続され、２位相駆動回路４から出力された
逆相のクロックによってスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が
交互にオン状態になり、電磁トランスＴ1 ，Ｔ2 の１次
側に電源Ｅから電流を流し、電流エネルギーとしてチャ
ージする。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 がオフになる
と、チャージしたエネルギーを放出し、電圧エネルギー
として電源電圧より高い電圧を発生する。これが図８
（ａ）と図８（ｂ）のＶｄ1 とＶｄ2 であり、電源電圧
Ｅの約３倍のピーク電圧になる。この電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ
2 は電磁トランスＴ1 ，Ｔ2 の２次側で図８（ｃ）及び
図８（ｄ）のＶｓ1 ，Ｖｓ2 に変換されることになり、
電磁トランスＴ1 ，Ｔ2 の巻数比を１：Ｎとすると、お
よそ３（Ｎ＋１）Ｅ［Ｖｐ−ｐ］の電圧ピークになる。
このパルスは、圧電トランス１の入力電極に交互に入力
されるので、等価的に正弦波の波形で約６（Ｎ＋１）Ｅ
［Ｖｐ−ｐ］の駆動電圧として圧電トランス１を振動さ
せる。
【０００４】図９は圧電トランス１の入力側から見た等
価回路で、負荷２として冷陰極管の抵抗成分と容量成分
を圧電トランス１の等価回路内の理想トランスの１次側
に変換して表現している。図１０（ａ）〜（ｃ）で圧電
トランス１と電磁トランスＴ 1 ，Ｔ2 に流れる電流波形
の説明をする。
価回路で、負荷２として冷陰極管の抵抗成分と容量成分
を圧電トランス１の等価回路内の理想トランスの１次側
に変換して表現している。図１０（ａ）〜（ｃ）で圧電
トランス１と電磁トランスＴ 1 ，Ｔ2 に流れる電流波形
の説明をする。
【０００５】図１０（ａ）ではスイッチング素子Ｑ1 が
オンして、スイッチング素子Ｑ2 がオフしたｔ1 からｔ
2 の時間の電流について説明する。まず、ｔ1 以前にチ
ャージされた電流によって電磁トランスＴ2 の１次側に
は電圧共振波形が発生し、これが２次側でさらに昇圧さ
れる。これによって、図１０（ｄ）の電流Ｉｓ2 が圧電
トランス１と負荷２を流れ、電磁トランスＴ1 の２次側
からスイッチング素子Ｑ1 を流れる。この電流波形はｔ
2 でゼロになるように、電磁トランスと圧電トランスや
負荷の静電容量を設定する。
オンして、スイッチング素子Ｑ2 がオフしたｔ1 からｔ
2 の時間の電流について説明する。まず、ｔ1 以前にチ
ャージされた電流によって電磁トランスＴ2 の１次側に
は電圧共振波形が発生し、これが２次側でさらに昇圧さ
れる。これによって、図１０（ｄ）の電流Ｉｓ2 が圧電
トランス１と負荷２を流れ、電磁トランスＴ1 の２次側
からスイッチング素子Ｑ1 を流れる。この電流波形はｔ
2 でゼロになるように、電磁トランスと圧電トランスや
負荷の静電容量を設定する。
【０００６】また、電磁トランスＴ1 の１次側インダク
タンスＬｐ1 によって、スイッチング時間に比例して直
線的に増加する電流Ｉｔが流れ、同時に電磁トランスＴ
1 の１次側には前に説明した電流Ｉｓ2 によって巻線比
Ｎ倍になった電流Ｉｓ2 ’が流れることになる。したが
って、スイッチング素子Ｑ1 には、Ｉｔ、Ｉｓ2 、Ｉｓ
2 ’の合成電流が流れることになり、図１０（ｂ）のよ
うなグランドピアノの蓋状の電流波形Ｉｄ1 となる。ま
た、電磁トランスＴ1 の１次側には、Ｉｔ、Ｉｓ2 ’の
合成電流が流れるので、図１０（ｃ）の波形となる。次
に、ｔ2 を過ぎると、スイッチング素子Ｑ1 がオフにな
り、スイッチング素子Ｑ2 がオンするので、電流Ｉｓ2
が逆向きに流れる。電磁トランスＴ1 の１次側電流Ｉｐ
1 はｔ2を過ぎると、スイッチング素子Ｑ1 が電流を流
さないので、Ｉｔ、Ｉｐ2 ’がゼロになり、２次側のＩ
ｓ1 が流れる。
タンスＬｐ1 によって、スイッチング時間に比例して直
線的に増加する電流Ｉｔが流れ、同時に電磁トランスＴ
1 の１次側には前に説明した電流Ｉｓ2 によって巻線比
Ｎ倍になった電流Ｉｓ2 ’が流れることになる。したが
って、スイッチング素子Ｑ1 には、Ｉｔ、Ｉｓ2 、Ｉｓ
2 ’の合成電流が流れることになり、図１０（ｂ）のよ
うなグランドピアノの蓋状の電流波形Ｉｄ1 となる。ま
た、電磁トランスＴ1 の１次側には、Ｉｔ、Ｉｓ2 ’の
合成電流が流れるので、図１０（ｃ）の波形となる。次
に、ｔ2 を過ぎると、スイッチング素子Ｑ1 がオフにな
り、スイッチング素子Ｑ2 がオンするので、電流Ｉｓ2
が逆向きに流れる。電磁トランスＴ1 の１次側電流Ｉｐ
1 はｔ2を過ぎると、スイッチング素子Ｑ1 が電流を流
さないので、Ｉｔ、Ｉｐ2 ’がゼロになり、２次側のＩ
ｓ1 が流れる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来例では、圧電トラ
ンスの等価入力容量Ｃｄ1 は、周囲温度の変化により大
きく変化する。例えば、１５０℃の変化で、Ｃｄ1 は±
３０％程度も変化する。このため、従来例では、周囲温
度が変化すると、圧電トランスの等価入力容量Ｃｄ1 が
変化し、図８（ａ）〜（ｄ）のＶｄ1 ，Ｖｄ2 ，Ｖ
ｓ1 ，Ｖｓ2 の波形の時間幅が変化することになる。こ
れは、Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 ，Ｖｓ1 ，Ｖｓ2 は圧電トランス
の等価入力容量Ｃｄ1 と電磁トランスの片側の１次側イ
ンダクタンスＬｐと、２次側インダクタンスＬｓの合計
インダクタンスによってなる電圧共振波形であるためで
ある。例えば、周囲温度が高くなり過ぎた場合、圧電ト
ランスの等価入力容量Ｃｄ1 が数１０％も大きくなる
と、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のドレイン・ソース間
電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 は、図１１のように、それぞれオフ
期間の間に、ゼロ電圧に戻れず、ターンオンした直後に
サージ電流を流すようになり、スイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 へのストレス及び損失増大を引き起こす。また、逆
に周囲温度が低くなり過ぎた場合、圧電トランスの等価
入力容量Ｃｄ1 が数１０％も小さくなると、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 のドレイン・ソース間電圧Ｖｄ1 ，Ｖ
ｄ2 は、図１２のように、オフ期間の中途でゼロ電圧に
なり、その後、スイッチング素子がオンするまでの時
間、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の寄生ダイオードに電
流が流れ、ゼロ電圧にクランプされる。これにより、余
分な電流がスイッチング素子及び電磁トランスに流れる
ことになり、損失の増加（発熱の増加）を引き起こす。
ンスの等価入力容量Ｃｄ1 は、周囲温度の変化により大
きく変化する。例えば、１５０℃の変化で、Ｃｄ1 は±
３０％程度も変化する。このため、従来例では、周囲温
度が変化すると、圧電トランスの等価入力容量Ｃｄ1 が
変化し、図８（ａ）〜（ｄ）のＶｄ1 ，Ｖｄ2 ，Ｖ
ｓ1 ，Ｖｓ2 の波形の時間幅が変化することになる。こ
れは、Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 ，Ｖｓ1 ，Ｖｓ2 は圧電トランス
の等価入力容量Ｃｄ1 と電磁トランスの片側の１次側イ
ンダクタンスＬｐと、２次側インダクタンスＬｓの合計
インダクタンスによってなる電圧共振波形であるためで
ある。例えば、周囲温度が高くなり過ぎた場合、圧電ト
ランスの等価入力容量Ｃｄ1 が数１０％も大きくなる
と、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のドレイン・ソース間
電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 は、図１１のように、それぞれオフ
期間の間に、ゼロ電圧に戻れず、ターンオンした直後に
サージ電流を流すようになり、スイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 へのストレス及び損失増大を引き起こす。また、逆
に周囲温度が低くなり過ぎた場合、圧電トランスの等価
入力容量Ｃｄ1 が数１０％も小さくなると、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 のドレイン・ソース間電圧Ｖｄ1 ，Ｖ
ｄ2 は、図１２のように、オフ期間の中途でゼロ電圧に
なり、その後、スイッチング素子がオンするまでの時
間、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の寄生ダイオードに電
流が流れ、ゼロ電圧にクランプされる。これにより、余
分な電流がスイッチング素子及び電磁トランスに流れる
ことになり、損失の増加（発熱の増加）を引き起こす。
【０００８】また、図１１及び図１２において、それぞ
れの場合、ともに圧電トランスの両端に入力される電圧
Ｖｓ1 −Ｖｓ2 は正弦波に比べて歪んだ波形となってお
り、圧電トランスの損失増加をもたらし、かつ、高調波
ノイズの増加の原因となる。
れの場合、ともに圧電トランスの両端に入力される電圧
Ｖｓ1 −Ｖｓ2 は正弦波に比べて歪んだ波形となってお
り、圧電トランスの損失増加をもたらし、かつ、高調波
ノイズの増加の原因となる。
【０００９】また、従来例では、負荷に与える出力を一
定にするため、駆動周波数を制御しており、例えば、入
力電圧が大きいと駆動周波数を高くして出力を抑えよう
とする。このとき、周波数が高くなり過ぎると、スイッ
チング素子のオフ期間ｔ1 〜ｔ2 あるいはｔ2 〜ｔ3 が
短くなり過ぎ、図１１と同様の波形となり、スイッチン
グ素子へのストレス及び損失上昇を引き起こす。また、
入力電圧が低い場合は逆に駆動周波数を低くするため、
図１２と同様の波形となって、スイッチング素子及び電
磁トランスの損失増加及び発熱する可能性がある。これ
らの状態では、圧電トランスの両端電圧は歪みが発生し
ており、圧電トランスの損失増加、発熱及び高調波ノイ
ズの問題もある。
定にするため、駆動周波数を制御しており、例えば、入
力電圧が大きいと駆動周波数を高くして出力を抑えよう
とする。このとき、周波数が高くなり過ぎると、スイッ
チング素子のオフ期間ｔ1 〜ｔ2 あるいはｔ2 〜ｔ3 が
短くなり過ぎ、図１１と同様の波形となり、スイッチン
グ素子へのストレス及び損失上昇を引き起こす。また、
入力電圧が低い場合は逆に駆動周波数を低くするため、
図１２と同様の波形となって、スイッチング素子及び電
磁トランスの損失増加及び発熱する可能性がある。これ
らの状態では、圧電トランスの両端電圧は歪みが発生し
ており、圧電トランスの損失増加、発熱及び高調波ノイ
ズの問題もある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源
Ｅと、交互にオン・オフ駆動される第１及び第２のスイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ 2 と、第１及び第２のスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 を介して中間端子が前記直流電源Ｅの
アース側端子に接続されると共に１次側端子が前記直流
電源の非アース側端子に接続された第１及び第２のオー
トトランスＴ1 ，Ｔ2 と、第１及び第２のオートトラン
スＴ1 ，Ｔ2 の２次側端子が第１及び第２の入力端子に
それぞれ接続された圧電トランス１と、前記圧電トラン
ス１の出力端子と前記直流電源Ｅのアース側端子との間
に接続された負荷２とを備えるインバータ装置におい
て、第１及び第２のオートトランスＴ1 ，Ｔ2 の中間端
子の電圧を検出し、各検出電圧が共にゼロ電圧になった
ときに第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオ
ン・オフ動作を切り換えるゼロ電圧検出回路３を設けた
ことを特徴とするものである。
の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源
Ｅと、交互にオン・オフ駆動される第１及び第２のスイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ 2 と、第１及び第２のスイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 を介して中間端子が前記直流電源Ｅの
アース側端子に接続されると共に１次側端子が前記直流
電源の非アース側端子に接続された第１及び第２のオー
トトランスＴ1 ，Ｔ2 と、第１及び第２のオートトラン
スＴ1 ，Ｔ2 の２次側端子が第１及び第２の入力端子に
それぞれ接続された圧電トランス１と、前記圧電トラン
ス１の出力端子と前記直流電源Ｅのアース側端子との間
に接続された負荷２とを備えるインバータ装置におい
て、第１及び第２のオートトランスＴ1 ，Ｔ2 の中間端
子の電圧を検出し、各検出電圧が共にゼロ電圧になった
ときに第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオ
ン・オフ動作を切り換えるゼロ電圧検出回路３を設けた
ことを特徴とするものである。
【００１１】
（実施例１）本発明の実施例１を図１に示す。図中、１
は圧電トランス、２は負荷、Ｔ1 ，Ｔ2 は電磁トラン
ス、Ｅは直流電源、Ｑ1 ，Ｑ2 は交互にオン・オフする
スイッチング素子である。電磁トランスＴ1 ，Ｔ2 はそ
れぞれ１次側インダクタンスがＬｐ1 ，Ｌｐ2 、２次側
インダクタンスがＬｓ1 ，Ｌｓ2 のオートトランスであ
る。３はゼロ電圧検出回路で、電磁トランスＴ1 ，Ｔ2
のそれぞれの中間タップに発生する電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2
が入力され、これらの電圧Ｖｄ1 とＶｄ2 がともにゼロ
電圧になったとき、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互
にオン・オフする２位相駆動回路４へオン・オフ信号の
切り換えを指示するものである。
は圧電トランス、２は負荷、Ｔ1 ，Ｔ2 は電磁トラン
ス、Ｅは直流電源、Ｑ1 ，Ｑ2 は交互にオン・オフする
スイッチング素子である。電磁トランスＴ1 ，Ｔ2 はそ
れぞれ１次側インダクタンスがＬｐ1 ，Ｌｐ2 、２次側
インダクタンスがＬｓ1 ，Ｌｓ2 のオートトランスであ
る。３はゼロ電圧検出回路で、電磁トランスＴ1 ，Ｔ2
のそれぞれの中間タップに発生する電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2
が入力され、これらの電圧Ｖｄ1 とＶｄ2 がともにゼロ
電圧になったとき、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互
にオン・オフする２位相駆動回路４へオン・オフ信号の
切り換えを指示するものである。
【００１２】本実施例の動作を図２の波形図を用いて説
明する。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ 2 が交互にオン状態
になったとき、電磁トランスＴ1 ，Ｔ2 の１次側に直流
電源Ｅから電流を流し、電流エネルギーとしてチャージ
する。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2 がオフになると、チ
ャージしたエネルギーを放出し、電圧エネルギーとして
電源電圧より高い電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 を発生する。この
とき、電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 はそれぞれ電磁トランス
Ｔ1 ，Ｔ2 のインダクタンスと圧電トランス１の入力容
量成分との共振で、図２（ａ），（ｂ）の波形となる。
図２において、（ｃ），（ｄ）の波形はスイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 の駆動信号電圧Ｖｇ1 ，Ｖｇ2を示してい
る。
明する。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ 2 が交互にオン状態
になったとき、電磁トランスＴ1 ，Ｔ2 の１次側に直流
電源Ｅから電流を流し、電流エネルギーとしてチャージ
する。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2 がオフになると、チ
ャージしたエネルギーを放出し、電圧エネルギーとして
電源電圧より高い電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 を発生する。この
とき、電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 はそれぞれ電磁トランス
Ｔ1 ，Ｔ2 のインダクタンスと圧電トランス１の入力容
量成分との共振で、図２（ａ），（ｂ）の波形となる。
図２において、（ｃ），（ｄ）の波形はスイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 の駆動信号電圧Ｖｇ1 ，Ｖｇ2を示してい
る。
【００１３】今、スイッチング素子Ｑ1 がオンして、時
間ｔ1 で電圧Ｖｄ2 がゼロ電圧になると、ゼロ電圧検出
回路３は、電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 がともにゼロ電圧になっ
たことを検出して、２位相駆動回路４のオン・オフ駆動
信号Ｖｇ1 ，Ｖｇ2 を図２（ｃ），（ｄ）のように切り
換える。同様に、ｔ2 ，ｔ3 の時刻で電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ
2 がともにゼロ電圧となり、オン・オフ駆動信号Ｖ
ｇ1 ，Ｖｇ2 は切り換わる。
間ｔ1 で電圧Ｖｄ2 がゼロ電圧になると、ゼロ電圧検出
回路３は、電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 がともにゼロ電圧になっ
たことを検出して、２位相駆動回路４のオン・オフ駆動
信号Ｖｇ1 ，Ｖｇ2 を図２（ｃ），（ｄ）のように切り
換える。同様に、ｔ2 ，ｔ3 の時刻で電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ
2 がともにゼロ電圧となり、オン・オフ駆動信号Ｖ
ｇ1 ，Ｖｇ2 は切り換わる。
【００１４】したがって、温度変化により圧電トランス
１の入力容量が変化して、電圧Ｖｄ 1 ，Ｖｄ2 の共振電
圧波形の周期が変わっても、電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 ，Ｖｇ
1 ，Ｖｇ2 の波形の関係（タイミング）は、図２（ａ）
〜（ｄ）と同様となる。つまり、従来例の図１１、図１
２で示したモードになることはなく、圧電トランスの入
力両端に加わる電圧波形はほぼ正弦波となり、圧電トラ
ンスの損失増加、温度上昇を防止でき、また、高調波ノ
イズを抑制できる。また、スイッチング素子へのサージ
電流等によるストレス、損失増加、発熱を防止し、電磁
トランスの損失増加、発熱も防止できる。また、入力電
圧の変動、負荷変動があっても、本実施例では周波数制
御による出力調整を行うものではないため、従来例の図
１１、図１２のモードにはならない。
１の入力容量が変化して、電圧Ｖｄ 1 ，Ｖｄ2 の共振電
圧波形の周期が変わっても、電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 ，Ｖｇ
1 ，Ｖｇ2 の波形の関係（タイミング）は、図２（ａ）
〜（ｄ）と同様となる。つまり、従来例の図１１、図１
２で示したモードになることはなく、圧電トランスの入
力両端に加わる電圧波形はほぼ正弦波となり、圧電トラ
ンスの損失増加、温度上昇を防止でき、また、高調波ノ
イズを抑制できる。また、スイッチング素子へのサージ
電流等によるストレス、損失増加、発熱を防止し、電磁
トランスの損失増加、発熱も防止できる。また、入力電
圧の変動、負荷変動があっても、本実施例では周波数制
御による出力調整を行うものではないため、従来例の図
１１、図１２のモードにはならない。
【００１５】（実施例２）本発明の実施例２を図３に示
す。本実施例は、実施例１の構成において、電磁トラン
スＴ1 ，Ｔ2 の代わりに、チョーク１１，１２を用いた
ものである。圧電トランス１への入力電圧が電源Ｅの２
〜３倍でよいときに用いる。トランスに比べてコストが
安くなる。電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 ，Ｖｇ1 ，Ｖｇ2 の波形
は、図２の（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）となり、実
施例１と同様の効果がある。
す。本実施例は、実施例１の構成において、電磁トラン
スＴ1 ，Ｔ2 の代わりに、チョーク１１，１２を用いた
ものである。圧電トランス１への入力電圧が電源Ｅの２
〜３倍でよいときに用いる。トランスに比べてコストが
安くなる。電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 ，Ｖｇ1 ，Ｖｇ2 の波形
は、図２の（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）となり、実
施例１と同様の効果がある。
【００１６】（実施例３）本発明の実施例３を図４に示
す。本実施例は、直流電源Ｅと、定電流化のためのチョ
ークＬ0 と、１次側巻線Ｌｐ1 ，Ｌｐ2 、２次側巻線Ｌ
ｓの３巻線の電磁トランス７と、圧電トランス１と、負
荷２と、交互にオン・オフするスイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 と、ゼロ電圧検出回路３と、２位相駆動回路４とか
ら成る。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の駆動は実施例１
と同様で、電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 ，Ｖｇ1 ，Ｖｇ2 の波形
は、図２の（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）となり、実
施例１と同様の効果がある。
す。本実施例は、直流電源Ｅと、定電流化のためのチョ
ークＬ0 と、１次側巻線Ｌｐ1 ，Ｌｐ2 、２次側巻線Ｌ
ｓの３巻線の電磁トランス７と、圧電トランス１と、負
荷２と、交互にオン・オフするスイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 と、ゼロ電圧検出回路３と、２位相駆動回路４とか
ら成る。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の駆動は実施例１
と同様で、電圧Ｖｄ1 ，Ｖｄ2 ，Ｖｇ1 ，Ｖｇ2 の波形
は、図２の（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）となり、実
施例１と同様の効果がある。
【００１７】図５は本実施例に対する比較例であり、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を自励式としたものである。
電磁トランス１０に帰還巻線を設けて、スイッチング素
子Ｑ 1 ，Ｑ2 を交互にオン・オフさせている。この場
合、圧電トランス１の入力容量の変化に対してスイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の周期が追従する。しかし、温度変
化が大きい場合、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のベース
電流が大きく変動し、異常発振する恐れがあり、安定動
作しにくい。
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を自励式としたものである。
電磁トランス１０に帰還巻線を設けて、スイッチング素
子Ｑ 1 ，Ｑ2 を交互にオン・オフさせている。この場
合、圧電トランス１の入力容量の変化に対してスイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の周期が追従する。しかし、温度変
化が大きい場合、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のベース
電流が大きく変動し、異常発振する恐れがあり、安定動
作しにくい。
【００１８】（実施例４）本発明の実施例４を図６に示
す。本実施例の構成は、実施例１〜３に示されるインバ
ータ回路５と直流電源Ｅとの間に電圧調整回路７を設け
ると共に、インバータ回路５と負荷２との間に出力検出
回路８を設け、この出力検出回路８の出力を受けて電圧
調整回路７の調整を指示する制御回路９を設けたもので
ある。これにより、実施例１〜３のインバータ回路５の
出力が負荷変動、温度変化、直流電源Ｅの変動により変
化しても、電圧調整回路７の出力を調整して所定の出力
が負荷２に与えられるように制御できる。
す。本実施例の構成は、実施例１〜３に示されるインバ
ータ回路５と直流電源Ｅとの間に電圧調整回路７を設け
ると共に、インバータ回路５と負荷２との間に出力検出
回路８を設け、この出力検出回路８の出力を受けて電圧
調整回路７の調整を指示する制御回路９を設けたもので
ある。これにより、実施例１〜３のインバータ回路５の
出力が負荷変動、温度変化、直流電源Ｅの変動により変
化しても、電圧調整回路７の出力を調整して所定の出力
が負荷２に与えられるように制御できる。
【００１９】このとき、出力調整は周波数制御で行うも
のではないため、実施例１〜３の効果はそのままであ
る。電圧調整回路７の例としては、例えば、チョッパー
回路がある。また、出力検出回路８には、出力電流を検
出するものと、出力電圧を検出するものがある。また、
制御回路９の例として、ＰＷＭ制御回路がある。
のではないため、実施例１〜３の効果はそのままであ
る。電圧調整回路７の例としては、例えば、チョッパー
回路がある。また、出力検出回路８には、出力電流を検
出するものと、出力電圧を検出するものがある。また、
制御回路９の例として、ＰＷＭ制御回路がある。
【００２０】
【発明の効果】本発明によれば、圧電トランスを用いた
プッシュプル型のインバータ装置において、一対のスイ
ッチング素子の各両端電圧がともにゼロ電圧になったと
きに前記一対のスイッチング素子のオン・オフ動作を切
り換える他励駆動回路を設けたので、周囲温度や入力電
圧が広い範囲で変化しても圧電トランスの入力電圧は正
弦波に維持され、圧電トランス、インダクタ、スイッチ
ング素子の損失増加を抑え、温度上昇を防止し、かつ、
電磁ノイズを抑えることができる。また、負荷変動が大
きい場合や、出力を調整する場合でも上記と同様の効果
がある。
プッシュプル型のインバータ装置において、一対のスイ
ッチング素子の各両端電圧がともにゼロ電圧になったと
きに前記一対のスイッチング素子のオン・オフ動作を切
り換える他励駆動回路を設けたので、周囲温度や入力電
圧が広い範囲で変化しても圧電トランスの入力電圧は正
弦波に維持され、圧電トランス、インダクタ、スイッチ
ング素子の損失増加を抑え、温度上昇を防止し、かつ、
電磁ノイズを抑えることができる。また、負荷変動が大
きい場合や、出力を調整する場合でも上記と同様の効果
がある。
【図１】本発明の実施例１の回路図である。
【図２】本発明の実施例１の動作説明のための波形図で
ある。
ある。
【図３】本発明の実施例２の回路図である。
【図４】本発明の実施例３の回路図である。
【図５】本発明の実施例３に対する比較例の回路図であ
る。
る。
【図６】本発明の実施例４の回路図である。
【図７】従来例の回路図である。
【図８】従来例の動作波形図である。
【図９】従来例の動作説明のための回路図である。
【図１０】従来例の半サイクルの電流を示す動作波形図
である。
である。
【図１１】従来例の周囲温度が高過ぎるときの動作波形
図である。
図である。
【図１２】従来例の周囲温度が低過ぎるときの動作波形
図である。
図である。
Ｅ 直流電源 Ｑ1 スイッチング素子 Ｑ2 スイッチング素子 １ 圧電トランス ２ 負荷 ３ ゼロ電圧検出回路 Ｔ1 オートトランス Ｔ2 オートトランス
Claims (7)
- 【請求項１】 直流電源と、この直流電源に対して直
列的に接続されるインダクタンス素子と、一端を前記直
流電源に接続され交互にオン駆動されて前記直流電源か
ら前記インダクタンス素子に交互に電流を流す一対のス
イッチング素子と、前記一対のスイッチング素子のスイ
ッチング動作により前記インダクタンス素子に発生する
起電力を入力端子間に印加される圧電トランスと、この
圧電トランスの出力端子に接続される負荷とを備えるイ
ンバータ装置において、前記一対のスイッチング素子の
各両端電圧がともにゼロ電圧になったときに前記一対の
スイッチング素子のオン・オフ動作を切り換える他励駆
動回路を設けたことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 直流電源と、交互にオン・オフ駆動さ
れる第１及び第２のスイッチング素子と、第１及び第２
のスイッチング素子を介して中間端子が前記直流電源の
アース側端子に接続されると共に１次側端子が前記直流
電源の非アース側端子に接続された第１及び第２のオー
トトランスと、第１及び第２のオートトランスの２次側
端子が第１及び第２の入力端子にそれぞれ接続された圧
電トランスと、前記圧電トランスの出力端子と前記直流
電源のアース側端子との間に接続された負荷とを備える
インバータ装置において、第１及び第２のオートトラン
スの中間端子の電圧を検出し、各検出電圧が共にゼロ電
圧になったときに第１及び第２のスイッチング素子のオ
ン・オフ動作を切り換えるゼロ電圧検出回路を設けたこ
とを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】 直流電源と、交互にオン・オフ駆動さ
れる第１及び第２のスイッチング素子と、第１及び第２
のスイッチング素子を介して一端が前記直流電源のアー
ス側端子に接続されると共に他端が前記直流電源の非ア
ース側端子に接続された第１及び第２のチョークと、第
１及び第２のチョークの各一端が第１及び第２の入力端
子にそれぞれ接続された圧電トランスと、前記圧電トラ
ンスの出力端子と前記直流電源のアース側端子との間に
接続された負荷とを備えるインバータ装置において、前
記圧電トランスの第１及び第２の入力端子の電圧を検出
し、各検出電圧がともにゼロ電圧になったときに第１及
び第２のスイッチング素子のオン・オフ動作を切り換え
るゼロ電圧検出回路を設けたことを特徴とするインバー
タ装置。 - 【請求項４】 直流電源と、交互にオン・オフ駆動さ
れる第１及び第２のスイッチング素子と、１次側の中間
端子をチョークを介して前記直流電源の非アース側端子
に接続されると共に第１及び第２のスイッチング素子を
介して前記直流電源のアース側端子に一対の１次側端子
を接続された電磁トランスと、この電磁トランスの１対
の２次側端子が入力端子両端間に接続された圧電トラン
スと、この圧電トランスの一方の入力端子と出力端子の
間に接続された負荷とを備えるインバータ装置におい
て、前記電磁トランスの第１及び第２の１次側巻線電圧
を検出し、各検出電圧がともにゼロ電圧になったときに
第１及び第２のスイッチング素子のオン・オフ動作を切
り換えるゼロ電圧検出回路を設けたことを特徴とするイ
ンバータ装置。 - 【請求項５】 請求項１乃至４のいずれかにおいて、
直流電源とインバータ回路の間に設けられた電圧調整回
路と、インバータ回路と負荷の間に設けられた出力検出
回路と、この出力検出回路の出力を受けて前記電圧調整
回路の出力を設定する制御回路とを備え、負荷に所定の
出力を与えるようにしたことを特徴とするインバータ装
置。 - 【請求項６】 請求項５において、電圧調整回路がチ
ョッパ回路であることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項７】 請求項５において、制御回路がＰＷＭ
制御回路であることを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9296033A JPH11136959A (ja) | 1997-10-28 | 1997-10-28 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9296033A JPH11136959A (ja) | 1997-10-28 | 1997-10-28 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11136959A true JPH11136959A (ja) | 1999-05-21 |
Family
ID=17828246
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9296033A Pending JPH11136959A (ja) | 1997-10-28 | 1997-10-28 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11136959A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2020089079A (ja) * | 2018-11-26 | 2020-06-04 | 株式会社ベルニクス | プッシュプル電圧共振型コンバータ回路 |
-
1997
- 1997-10-28 JP JP9296033A patent/JPH11136959A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2020089079A (ja) * | 2018-11-26 | 2020-06-04 | 株式会社ベルニクス | プッシュプル電圧共振型コンバータ回路 |
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