JPH1098632A - 水平偏向出力用トランジスタの駆動方法及びその駆動装置 - Google Patents
水平偏向出力用トランジスタの駆動方法及びその駆動装置Info
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- JPH1098632A JPH1098632A JP8251595A JP25159596A JPH1098632A JP H1098632 A JPH1098632 A JP H1098632A JP 8251595 A JP8251595 A JP 8251595A JP 25159596 A JP25159596 A JP 25159596A JP H1098632 A JPH1098632 A JP H1098632A
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- Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】マルチスキャンディスプレイの水平偏向出力回
路部において、出力用トランジスタのベース電流駆動条
件を水平偏向周波数ｆH に応じて最適なものに切り換え
ることにより、過大発熱や画像歪みの問題が少なく、信
頼性の高い水平偏向出力トランジスタの駆動方法と駆動
装置を提供することを可能にする。 【解決手段】水平偏向出力回路において、水平偏向出力
用トランジスタのベース電流駆動条件を、水平偏向周波
数に応じて切り換える切換回路を設ける。前記ベース電
流駆動条件は、負方向のピークベース電流値と負方向の
ベース電流の引き抜く度合いであり、切換回路は高周波
モード切り替え信号出力を入力することにより動作する
ものである。なお、負方向のピークベース電流値、又は
負方向のベース電流の引き抜く度合いの制御は、抵抗ま
たはＭＯＳＦＥＴのオン抵抗を用いて行うものであるこ
とを特徴とする。
路部において、出力用トランジスタのベース電流駆動条
件を水平偏向周波数ｆH に応じて最適なものに切り換え
ることにより、過大発熱や画像歪みの問題が少なく、信
頼性の高い水平偏向出力トランジスタの駆動方法と駆動
装置を提供することを可能にする。 【解決手段】水平偏向出力回路において、水平偏向出力
用トランジスタのベース電流駆動条件を、水平偏向周波
数に応じて切り換える切換回路を設ける。前記ベース電
流駆動条件は、負方向のピークベース電流値と負方向の
ベース電流の引き抜く度合いであり、切換回路は高周波
モード切り替え信号出力を入力することにより動作する
ものである。なお、負方向のピークベース電流値、又は
負方向のベース電流の引き抜く度合いの制御は、抵抗ま
たはＭＯＳＦＥＴのオン抵抗を用いて行うものであるこ
とを特徴とする。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、トランジスタの駆
動方法に関するものであり、特にテレビを含むディスプ
レイ用ブラウン管の偏向コイルを駆動する水平偏向出力
回路に使用されるものである。
動方法に関するものであり、特にテレビを含むディスプ
レイ用ブラウン管の偏向コイルを駆動する水平偏向出力
回路に使用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の水平偏向出力用トランジスタの駆
動方法において、図８に示すような水平偏向同期矩形波
信号１を、水平偏向出力用トランジスタＱ2 のベース電
流駆動用トランジスタＱ1 に入力し、その出力をＱ2 の
ベース電流駆動用トランスＴの一次側に入力する。Ｔの
二次側は、ベース電流制御抵抗Ｒ2 とスピードアップダ
イオードＤs の並列回路を通して、水平偏向出力用トラ
ンジスタＱ2 のベースに接続する。このほかＲ2 とＤs
の並列回路を通さず直結する場合、コイルを通して接続
する場合もある。本発明に関連する破線で囲まれたＥの
部分を、以下ベース電流駆動回路と呼ぶことにする。
動方法において、図８に示すような水平偏向同期矩形波
信号１を、水平偏向出力用トランジスタＱ2 のベース電
流駆動用トランジスタＱ1 に入力し、その出力をＱ2 の
ベース電流駆動用トランスＴの一次側に入力する。Ｔの
二次側は、ベース電流制御抵抗Ｒ2 とスピードアップダ
イオードＤs の並列回路を通して、水平偏向出力用トラ
ンジスタＱ2 のベースに接続する。このほかＲ2 とＤs
の並列回路を通さず直結する場合、コイルを通して接続
する場合もある。本発明に関連する破線で囲まれたＥの
部分を、以下ベース電流駆動回路と呼ぶことにする。
【０００３】図８に示す回路は、このほか共振コイルＬ
y と共に水平偏向周波数ｆH に共振する共振コンデンサ
Ｃy1〜Ｃy3と、これらを切り換えるためのＭＯＳＦＥＴ
スイッチ回路Ｑ3 、Ｑ4 と、Ｌs と共にＳ字補正を行う
コンデンサＣs1〜Ｃs3と、これらを切り換えるためのＭ
ＯＳＦＥＴスイッチ回路Ｑ5 、Ｑ6 と、ダンパダィオー
ドＤi と、高周波モード切り替え信号の出力部３と、Ｆ
ＢＴ(Fly-Back Transformer)６から構成される。
y と共に水平偏向周波数ｆH に共振する共振コンデンサ
Ｃy1〜Ｃy3と、これらを切り換えるためのＭＯＳＦＥＴ
スイッチ回路Ｑ3 、Ｑ4 と、Ｌs と共にＳ字補正を行う
コンデンサＣs1〜Ｃs3と、これらを切り換えるためのＭ
ＯＳＦＥＴスイッチ回路Ｑ5 、Ｑ6 と、ダンパダィオー
ドＤi と、高周波モード切り替え信号の出力部３と、Ｆ
ＢＴ(Fly-Back Transformer)６から構成される。
【０００４】図８の回路において、水平偏向用出力トラ
ンジスタＱ2 のベース電流ＩB 、コレクタ電流ＩC の波
形及びコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEの波形は、図９に
示すようになる。ここにＴH は水平偏向同期矩形波信号
の周期、ＩB1(end) はベース電流ＩB が引き抜かれる直
前の正方向ベース電流、ＩCP、ＶCPはそれぞれＱ2 のコ
レクタ電流ＩC 、コレクタ・エミッタ間電圧ＶCEのピー
ク値である。図１０はベース電流ＩB とコレクタ電流Ｉ
C の波形の詳細を示す図である。ここにＩB2は負方向の
ピークベース電流値、ｔstg はＩB1(end) からＩB2にな
るまでの蓄積時間、ｔf はコレクタ電流ＩC の下降時間
である。
ンジスタＱ2 のベース電流ＩB 、コレクタ電流ＩC の波
形及びコレクタ・エミッタ間電圧ＶCEの波形は、図９に
示すようになる。ここにＴH は水平偏向同期矩形波信号
の周期、ＩB1(end) はベース電流ＩB が引き抜かれる直
前の正方向ベース電流、ＩCP、ＶCPはそれぞれＱ2 のコ
レクタ電流ＩC 、コレクタ・エミッタ間電圧ＶCEのピー
ク値である。図１０はベース電流ＩB とコレクタ電流Ｉ
C の波形の詳細を示す図である。ここにＩB2は負方向の
ピークベース電流値、ｔstg はＩB1(end) からＩB2にな
るまでの蓄積時間、ｔf はコレクタ電流ＩC の下降時間
である。
【０００５】ベース電流ＩB の単位時間当りの引き抜く
度合いｄＩB ／ｄｔ［Ａ／μｓ］は、図１０に示すよう
に、図８のトランスＴの漏れインダクタンスにより、ほ
ぼ直線的に引き抜かれる。
度合いｄＩB ／ｄｔ［Ａ／μｓ］は、図１０に示すよう
に、図８のトランスＴの漏れインダクタンスにより、ほ
ぼ直線的に引き抜かれる。
【０００６】
【数１】
【０００７】ここに｜ｄＩB ／ｄｔ｜、｜ＩB2｜はそれ
ぞれ絶対値を表す。また、マルチスキャンディスプレイ
として水平偏向周波数ｆH が変化する場合、共振コイル
Ｌy は固定であるが、直列接続されている共振コンデン
サＣy1〜Ｃy3をスイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 で切り換え
ることにより、共振周波数が切り換えられる。共振コイ
ルＬy 、共振コンデンサＣy には次の関係がある。
ぞれ絶対値を表す。また、マルチスキャンディスプレイ
として水平偏向周波数ｆH が変化する場合、共振コイル
Ｌy は固定であるが、直列接続されている共振コンデン
サＣy1〜Ｃy3をスイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 で切り換え
ることにより、共振周波数が切り換えられる。共振コイ
ルＬy 、共振コンデンサＣy には次の関係がある。
【０００８】
【数２】
【０００９】
【数３】
【００１０】水平偏向出力用トランジスタにおいて、コ
レクタ・エミッタ間飽和電圧ＶCE(sat) 、画像歪みに関
係する蓄積時間ｔstg 、下降時間ｔf 、Ｑ2 の損失ＰW
がＱ2 のスイッチング特性に関連する主要な特性項目で
ある。
レクタ・エミッタ間飽和電圧ＶCE(sat) 、画像歪みに関
係する蓄積時間ｔstg 、下降時間ｔf 、Ｑ2 の損失ＰW
がＱ2 のスイッチング特性に関連する主要な特性項目で
ある。
【００１１】これらの特性項目は、トランジスタの直流
電流増幅率ｈFE又はＶCE(sat) のばらつき等、トランジ
スタ側に依存する項目と、ＩB1(end) 、ＩB2、ｄＩB ／
ｄｔ、ｆH 等、ベース電流ＩB の駆動方法に依存する項
目とが互いに影響してその値が定められる。
電流増幅率ｈFE又はＶCE(sat) のばらつき等、トランジ
スタ側に依存する項目と、ＩB1(end) 、ＩB2、ｄＩB ／
ｄｔ、ｆH 等、ベース電流ＩB の駆動方法に依存する項
目とが互いに影響してその値が定められる。
【００１２】前記ｈFE又はＶCE(sat) のばらつき等、ト
ランジスタ側に依存する項目については、ベース電流Ｉ
B の駆動方法により、そのばらつき等の対策をするのが
一般的である。図１１に蓄積時間ｔstg 、下降時間ｔ
f 、負方向ピークベース電流−ＩB2及び損失ＰW のベー
ス電流の引き抜く度合い｜ｄＩB ／ｄｔ｜に対する依存
性が、ｈFEの大きさにより変化する様子を示す。図の実
線はｈFEの大きなトランジスタ、点線はｈFEの小さなト
ランジスタについて求められたものである。また、これ
らの曲線は水平偏向周波数ｆH 、ＩB1(end) 及び周囲温
度一定の条件で求められたものである。
ランジスタ側に依存する項目については、ベース電流Ｉ
B の駆動方法により、そのばらつき等の対策をするのが
一般的である。図１１に蓄積時間ｔstg 、下降時間ｔ
f 、負方向ピークベース電流−ＩB2及び損失ＰW のベー
ス電流の引き抜く度合い｜ｄＩB ／ｄｔ｜に対する依存
性が、ｈFEの大きさにより変化する様子を示す。図の実
線はｈFEの大きなトランジスタ、点線はｈFEの小さなト
ランジスタについて求められたものである。また、これ
らの曲線は水平偏向周波数ｆH 、ＩB1(end) 及び周囲温
度一定の条件で求められたものである。
【００１３】図の矢印に示した｜ｄＩB ／ｄｔ｜の範囲
が、Ｑ2 のｈFEばらつきに対して、これらの特性項目値
のばらつきを小さくする最適範囲ということができる。
Ｑ２の損失と画像歪みの小さい、最適な水平偏向を行う
ことができる｜ｄＩＢ ／ｄｔ｜とＩB1(end) の、水平
偏向周波数ｆH に対する依存性を図１２に示す。ここに
｜ｄＩB ／ｄｔ｜はＩB1(end) 一定、周囲温度一定の条
件で、またＩB1(end) は｜ｄＩB ／ｄｔ｜一定、周囲温
度一定の条件で求めたものである。
が、Ｑ2 のｈFEばらつきに対して、これらの特性項目値
のばらつきを小さくする最適範囲ということができる。
Ｑ２の損失と画像歪みの小さい、最適な水平偏向を行う
ことができる｜ｄＩＢ ／ｄｔ｜とＩB1(end) の、水平
偏向周波数ｆH に対する依存性を図１２に示す。ここに
｜ｄＩB ／ｄｔ｜はＩB1(end) 一定、周囲温度一定の条
件で、またＩB1(end) は｜ｄＩB ／ｄｔ｜一定、周囲温
度一定の条件で求めたものである。
【００１４】このように、Ｑ2 の損失と画像歪みの小さ
い最適な水平偏向を行うためには、与えられたｆH に対
して、｜ｄＩB ／ｄｔ｜とＩB1(end) が、共に図１２に
示す最適値であることが必要となる。
い最適な水平偏向を行うためには、与えられたｆH に対
して、｜ｄＩB ／ｄｔ｜とＩB1(end) が、共に図１２に
示す最適値であることが必要となる。
【００１５】ＩB の駆動方法については、従来ｆH が低
周波から高周波に変化すると同時にベース電流駆動電源
＋ＶBBをさげ、ＩB1(end) を図１２の高周波に対応する
値まで減少させる方法も一部に見られたが、この時｜ｄ
ＩB ／ｄｔ｜は図１２の曲線から外れ、不適切な値とな
る。このため水平偏向周波数ｆH が変化しても、＋ＶBB
を固定して使用する場合が多かった。このように、従来
ｆH の値によっては適切なＩB の駆動がなされず、過大
な発熱や画像歪みを生じ、問題となっていた。
周波から高周波に変化すると同時にベース電流駆動電源
＋ＶBBをさげ、ＩB1(end) を図１２の高周波に対応する
値まで減少させる方法も一部に見られたが、この時｜ｄ
ＩB ／ｄｔ｜は図１２の曲線から外れ、不適切な値とな
る。このため水平偏向周波数ｆH が変化しても、＋ＶBB
を固定して使用する場合が多かった。このように、従来
ｆH の値によっては適切なＩB の駆動がなされず、過大
な発熱や画像歪みを生じ、問題となっていた。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】上記したように、従来
の水平偏向出力トランジスタの駆動方法では、ベース電
流駆動条件が固定されているために、水平偏向周波数が
切り換えられたときに、各周波数における最適な駆動が
されないことから、損失が増大することによる過大発熱
や、ｔstg の変化による画像歪みの問題を生じ、これを
解決することが課題となっていた。
の水平偏向出力トランジスタの駆動方法では、ベース電
流駆動条件が固定されているために、水平偏向周波数が
切り換えられたときに、各周波数における最適な駆動が
されないことから、損失が増大することによる過大発熱
や、ｔstg の変化による画像歪みの問題を生じ、これを
解決することが課題となっていた。
【００１７】本発明は、上記の問題点を解決すべくなさ
れたもので、モニターやマルチメディア対応テレビ等に
用いるマルチスキャンディスプレイの水平偏向出力回路
において、出力用トランジスタのベース電流駆動条件、
すなわち、負方向のピークベース電流ＩB2、または負方
向のベース電流の引き抜く度合いｄＩB ／ｄｔを、水平
偏向周波数ｆH に応じて最適なものに切り換えることに
より、前記過大発熱や画像歪みの問題が少なく、信頼性
の高い水平偏向出力トランジスタの駆動方法を提供する
ことを目的としている。
れたもので、モニターやマルチメディア対応テレビ等に
用いるマルチスキャンディスプレイの水平偏向出力回路
において、出力用トランジスタのベース電流駆動条件、
すなわち、負方向のピークベース電流ＩB2、または負方
向のベース電流の引き抜く度合いｄＩB ／ｄｔを、水平
偏向周波数ｆH に応じて最適なものに切り換えることに
より、前記過大発熱や画像歪みの問題が少なく、信頼性
の高い水平偏向出力トランジスタの駆動方法を提供する
ことを目的としている。
【００１８】
【課題を解決する手段】本発明の水平偏向出力トランジ
スタの駆動方法は、水平偏向出力用トランジスタのベー
ス電流駆動条件を、水平偏向周波数に応じて切換回路に
より切り換えることを特徴とする。
スタの駆動方法は、水平偏向出力用トランジスタのベー
ス電流駆動条件を、水平偏向周波数に応じて切換回路に
より切り換えることを特徴とする。
【００１９】ここで用いるベース電流駆動条件は、少な
くとも負方向のピークベース電流値、負方向のベース電
流の引き抜く度合いのいずれか１つであり、切換回路は
高周波モード切り替え信号出力を前記切換回路に入力す
ることにより動作するものである。また、前記少なくと
も負方向のピークベース電流値、負方向のベース電流の
引き抜く度合いのいずれか１つの制御は、少なくとも抵
抗、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗のいずれか１つを用いて行
うものであることを特徴とする。
くとも負方向のピークベース電流値、負方向のベース電
流の引き抜く度合いのいずれか１つであり、切換回路は
高周波モード切り替え信号出力を前記切換回路に入力す
ることにより動作するものである。また、前記少なくと
も負方向のピークベース電流値、負方向のベース電流の
引き抜く度合いのいずれか１つの制御は、少なくとも抵
抗、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗のいずれか１つを用いて行
うものであることを特徴とする。
【００２０】本発明の水平偏向出力トランジスタの駆動
装置は、水平偏向同期矩形波信号を入力する入力端子
と、ベースが前記入力端子に接続され、コレクタが第１
の電位に接続され、かつエミッタが水平偏向出力用トラ
ンジスタのベースに接続された第１のトランジスタと、
ベースが前記入力端子に接続され、コレクタが第２の電
位に接続され、かつエミッタが水平偏向出力用トランジ
スタのベースに接続された第２のトランジスタと、前記
第２のトランジスタのコレクタと前記水平偏向出力用ト
ランジスタのエミッタ間に並列接続された、少なくとも
抵抗、ＭＯＳＦＥＴのいずれか１つを有し、前記ＭＯＳ
ＦＥＴのゲートに高周波モード切替信号出力部が接続さ
れたことを特徴とする。
装置は、水平偏向同期矩形波信号を入力する入力端子
と、ベースが前記入力端子に接続され、コレクタが第１
の電位に接続され、かつエミッタが水平偏向出力用トラ
ンジスタのベースに接続された第１のトランジスタと、
ベースが前記入力端子に接続され、コレクタが第２の電
位に接続され、かつエミッタが水平偏向出力用トランジ
スタのベースに接続された第２のトランジスタと、前記
第２のトランジスタのコレクタと前記水平偏向出力用ト
ランジスタのエミッタ間に並列接続された、少なくとも
抵抗、ＭＯＳＦＥＴのいずれか１つを有し、前記ＭＯＳ
ＦＥＴのゲートに高周波モード切替信号出力部が接続さ
れたことを特徴とする。
【００２１】また本発明の水平偏向出力トランジスタの
駆動装置は、水平偏向出力用トランジスタの少なくとも
負方向のピークベース電流値、負方向のベース電流の引
き抜く度合いが、水平偏向周波数に応じて切り換えられ
る切換回路を具備することを特徴とする。
駆動装置は、水平偏向出力用トランジスタの少なくとも
負方向のピークベース電流値、負方向のベース電流の引
き抜く度合いが、水平偏向周波数に応じて切り換えられ
る切換回路を具備することを特徴とする。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。図１は本発明の第１の実施
の形態に係る水平偏向トランジスタの駆動方法を示す図
である。破線で囲まれたベース電流駆動回路Ａは、図８
に示す従来のベース電流駆動回路Ｅに相当する部分であ
る。図１の右端には、図８の対応する部分の右側にある
回路と同一のものが付加される。
施の形態を詳細に説明する。図１は本発明の第１の実施
の形態に係る水平偏向トランジスタの駆動方法を示す図
である。破線で囲まれたベース電流駆動回路Ａは、図８
に示す従来のベース電流駆動回路Ｅに相当する部分であ
る。図１の右端には、図８の対応する部分の右側にある
回路と同一のものが付加される。
【００２３】図１のベース電流駆動回路Ａは、相補型に
接続されたバイポーラトランジスタＱ7 、Ｑ8 とその電
源＋ＶBB、水平偏向出力用トランジスタＱ2 の正方向ベ
ース電流ＩB を制限するための抵抗Ｒ1 と、水平偏向出
力用トランジスタの負方向ベース電流−ＩB を制限する
ための抵抗Ｒ2 及びＭＯＳＦＥＴのオン抵抗のような、
抵抗と同様な特性を持つ半導体素子Ｑ9 、Ｑ10からなっ
ている。
接続されたバイポーラトランジスタＱ7 、Ｑ8 とその電
源＋ＶBB、水平偏向出力用トランジスタＱ2 の正方向ベ
ース電流ＩB を制限するための抵抗Ｒ1 と、水平偏向出
力用トランジスタの負方向ベース電流−ＩB を制限する
ための抵抗Ｒ2 及びＭＯＳＦＥＴのオン抵抗のような、
抵抗と同様な特性を持つ半導体素子Ｑ9 、Ｑ10からなっ
ている。
【００２４】ここに相補型に接続されたバイポーラトラ
ンジスタＱ7 とＱ8 のコレクタは、それぞれ電源＋ＶBB
から抵抗Ｒ1 による電圧降下を差し引いた第１の電位
と、接地よりＱ9 、Ｑ10の抵抗値及び抵抗Ｒ2 の合成抵
抗による電圧降下分だけ高い第２の電位とに接続され
る。
ンジスタＱ7 とＱ8 のコレクタは、それぞれ電源＋ＶBB
から抵抗Ｒ1 による電圧降下を差し引いた第１の電位
と、接地よりＱ9 、Ｑ10の抵抗値及び抵抗Ｒ2 の合成抵
抗による電圧降下分だけ高い第２の電位とに接続され
る。
【００２５】また前記Ｒ2 、Ｑ9 、Ｑ10は、図１に示す
高周波モード切換信号出力部３からの水平偏向周波数ｆ
H によって切換える構造となっている。ｆH が低いとき
には、Ｑ9 、Ｑ10は共にオフのままであり、ＩB2及びｄ
ＩB ／ｄｔで定められるベース引き抜き電流−ＩB は、
Ｒ2 により制御される。ｆH が中の時は、Ｑ9 オフ、Ｑ
10オンとなり、ＩB2及びｄＩB ／ｄｔはＱ10・Ｒ2 ／
（Ｑ10＋Ｒ2 ）により制御される。ｆH が高いとき、Ｑ
9 オン、Ｑ10オフとなりＩB2及びｄＩB ／ｄｔは、Ｑ9
・Ｒ2 ／（Ｑ9 ＋Ｒ2 ）により制御される。このとき抵
抗成分の大小関係は、
高周波モード切換信号出力部３からの水平偏向周波数ｆ
H によって切換える構造となっている。ｆH が低いとき
には、Ｑ9 、Ｑ10は共にオフのままであり、ＩB2及びｄ
ＩB ／ｄｔで定められるベース引き抜き電流−ＩB は、
Ｒ2 により制御される。ｆH が中の時は、Ｑ9 オフ、Ｑ
10オンとなり、ＩB2及びｄＩB ／ｄｔはＱ10・Ｒ2 ／
（Ｑ10＋Ｒ2 ）により制御される。ｆH が高いとき、Ｑ
9 オン、Ｑ10オフとなりＩB2及びｄＩB ／ｄｔは、Ｑ9
・Ｒ2 ／（Ｑ9 ＋Ｒ2 ）により制御される。このとき抵
抗成分の大小関係は、
【００２６】
【数４】 の関係が成り立つように、Ｑ9 、Ｑ10のオン抵抗からＭ
ＯＳＦＥＴの形状を決める。ここに数式中のＱ9 、Ｑ10
はそれぞれスイッチのオン抵抗を示す。
ＯＳＦＥＴの形状を決める。ここに数式中のＱ9 、Ｑ10
はそれぞれスイッチのオン抵抗を示す。
【００２７】前記ベース電流駆動回路Ａにおいて、ｆH
が低周波であるときのＱ2 のベース電流ＩB の波形が図
２（ａ）の実線で、周波数がその約２倍の高周波である
ときの波形が破線でそれぞれ示されている。前記のよう
にｆH が低周波の場合には、ベース引き抜き電流−ＩB
はＲ2 により制御されるが、高周波では式（６）に従っ
てＲ2 に比べて低い抵抗値で制御されるため、ベース引
き抜き電流の負方向のピーク値はＩB2´は低周波の値Ｉ
B2に比べてより深くなる。
が低周波であるときのＱ2 のベース電流ＩB の波形が図
２（ａ）の実線で、周波数がその約２倍の高周波である
ときの波形が破線でそれぞれ示されている。前記のよう
にｆH が低周波の場合には、ベース引き抜き電流−ＩB
はＲ2 により制御されるが、高周波では式（６）に従っ
てＲ2 に比べて低い抵抗値で制御されるため、ベース引
き抜き電流の負方向のピーク値はＩB2´は低周波の値Ｉ
B2に比べてより深くなる。
【００２８】一方ＩB1(end) はＲ1 のみで制御されｆH
に依存しないので、式（１）より｜ｄＩB ／ｄｔ｜は高
周波側で大きくなる。従ってベース引き抜き電流−ＩB
を条件式（６）に従って制御することにより、｜ｄＩB
／ｄｔ｜を図１２に示す最適条件に合わせることができ
るため、損失や画像歪みの最適状態を維持しつつ水平変
更周波数ｆH を切り替えることができる。
に依存しないので、式（１）より｜ｄＩB ／ｄｔ｜は高
周波側で大きくなる。従ってベース引き抜き電流−ＩB
を条件式（６）に従って制御することにより、｜ｄＩB
／ｄｔ｜を図１２に示す最適条件に合わせることができ
るため、損失や画像歪みの最適状態を維持しつつ水平変
更周波数ｆH を切り替えることができる。
【００２９】従来のベース電流駆動回路、図８のＥにお
いて、ｆH を低周波からその２倍の高周波に切換えたと
きのベース電流ＩB の波形が、図２（ｂ）の実線と破線
で示されている。このときは、ベース電流引抜き回路の
構成はｆH によって変化しないのでＩB1(end) 、ＩB2及
びこれから定まるｄＩB ／ｄｔに変化はない。従ってｄ
ＩB ／ｄｔは図１２に示す最適条件から外れることとな
る。
いて、ｆH を低周波からその２倍の高周波に切換えたと
きのベース電流ＩB の波形が、図２（ｂ）の実線と破線
で示されている。このときは、ベース電流引抜き回路の
構成はｆH によって変化しないのでＩB1(end) 、ＩB2及
びこれから定まるｄＩB ／ｄｔに変化はない。従ってｄ
ＩB ／ｄｔは図１２に示す最適条件から外れることとな
る。
【００３０】なお、図２（ａ）、（ｂ）において、横軸
はいずれも時間ｔを示している。図３は、前記ベース電
流ＩB の波形に対応するＱ2 のコレクタ電流ＩC の波形
を、水平偏向周波数が低いときと高いときについて示し
たものである。図３（ａ）は本発明の第１の実施の形態
におけるベース電流駆動回路Ａを用いた場合、図３
（ｂ）は従来のベース電流駆動回路、図８のＥを用いた
場合を示す。
はいずれも時間ｔを示している。図３は、前記ベース電
流ＩB の波形に対応するＱ2 のコレクタ電流ＩC の波形
を、水平偏向周波数が低いときと高いときについて示し
たものである。図３（ａ）は本発明の第１の実施の形態
におけるベース電流駆動回路Ａを用いた場合、図３
（ｂ）は従来のベース電流駆動回路、図８のＥを用いた
場合を示す。
【００３１】従来のベース電流駆動回路Ｅを用いた場合
には、水平偏向周波数ｆH が低いとき、ｄＩB ／ｄｔが
最適条件から外れるために、図３（ｂ）に示すＩC の波
形の破線で囲む部分にＩc がゼロにならないテーリング
が発生し易く、ＩC と共振電圧ＶCEとの積からなる損失
が増大する（図９参照）一方、本発明の第１の実施の形
態におけるベース電流駆動回路Ａを用いた場合には、ｄ
ＩB ／ｄｔを最適条件に保つことができるため、図３
（ａ）に示すように、ＩC 波形の対応する部分にテーリ
ングが発生し難く、損失を抑制することができる。
には、水平偏向周波数ｆH が低いとき、ｄＩB ／ｄｔが
最適条件から外れるために、図３（ｂ）に示すＩC の波
形の破線で囲む部分にＩc がゼロにならないテーリング
が発生し易く、ＩC と共振電圧ＶCEとの積からなる損失
が増大する（図９参照）一方、本発明の第１の実施の形
態におけるベース電流駆動回路Ａを用いた場合には、ｄ
ＩB ／ｄｔを最適条件に保つことができるため、図３
（ａ）に示すように、ＩC 波形の対応する部分にテーリ
ングが発生し難く、損失を抑制することができる。
【００３２】次に図４〜６を用いて本発明の第１の実施
の形態の変形例について説明する。図４のベース電流駆
動回路Ｂは、電圧保持用ダイオードＤ1 〜Ｄn の保持電
圧をコンデンサＣに充電し、負電源−ＶBBの代りとした
ものである。ここに相補型に接続されたバイポーラトラ
ンジスタＱ7 とＱ8 のコレクタは、図１と同様、それぞ
れ電源＋ＶBBから抵抗Ｒ1 による電圧降下を差し引いた
第１の電位と、接地よりＱ9 、Ｑ10の抵抗値及び抵抗Ｒ
2 の合成抵抗による電圧降下分だけ高い第２の電位とに
接続される。
の形態の変形例について説明する。図４のベース電流駆
動回路Ｂは、電圧保持用ダイオードＤ1 〜Ｄn の保持電
圧をコンデンサＣに充電し、負電源−ＶBBの代りとした
ものである。ここに相補型に接続されたバイポーラトラ
ンジスタＱ7 とＱ8 のコレクタは、図１と同様、それぞ
れ電源＋ＶBBから抵抗Ｒ1 による電圧降下を差し引いた
第１の電位と、接地よりＱ9 、Ｑ10の抵抗値及び抵抗Ｒ
2 の合成抵抗による電圧降下分だけ高い第２の電位とに
接続される。
【００３３】図５に示すように、正電圧側を高レベル、
電圧ゼロを低レベルとする水平偏向同期矩形波信号２を
ベース電流駆動回路Ｃに入力するとき、すなわち、ＴＴ
Ｌ信号をそのまま入力するときは、図１のベース電流駆
動回路Ａに、ダイオードＤi1、Ｄi2を用いてレベルシフ
ト回路を構成すれば良い。また図６のベース電流駆動回
路Ｄにおいて、高周波モード切換信号出力３を、図の破
線で囲んだフォトカプラ４と５に入力して、ＭＯＳスイ
ッチＱ9 、Ｑ10を動作するようにしても良い。
電圧ゼロを低レベルとする水平偏向同期矩形波信号２を
ベース電流駆動回路Ｃに入力するとき、すなわち、ＴＴ
Ｌ信号をそのまま入力するときは、図１のベース電流駆
動回路Ａに、ダイオードＤi1、Ｄi2を用いてレベルシフ
ト回路を構成すれば良い。また図６のベース電流駆動回
路Ｄにおいて、高周波モード切換信号出力３を、図の破
線で囲んだフォトカプラ４と５に入力して、ＭＯＳスイ
ッチＱ9 、Ｑ10を動作するようにしても良い。
【００３４】なお、図６においても図１と同様、Ｑ7 と
Ｑ8 のコレクタはそれぞれ電源＋ＶBBから抵抗Ｒ1 によ
る電圧降下を差し引いた第１の電位と、−ＶBBよりＱ
9 、Ｑ10の抵抗値及び抵抗Ｒ2 等の合成抵抗による電圧
降下分だけ高い第２の電位とに接続されている。
Ｑ8 のコレクタはそれぞれ電源＋ＶBBから抵抗Ｒ1 によ
る電圧降下を差し引いた第１の電位と、−ＶBBよりＱ
9 、Ｑ10の抵抗値及び抵抗Ｒ2 等の合成抵抗による電圧
降下分だけ高い第２の電位とに接続されている。
【００３５】本発明の第１の実施の形態における出力ト
ランジスタの｜ｄＩB ／ｄｔ｜の、水平偏向周波数ｆH
に対する依存性を、従来の方法と比較して図７（ａ）に
示す。
ランジスタの｜ｄＩB ／ｄｔ｜の、水平偏向周波数ｆH
に対する依存性を、従来の方法と比較して図７（ａ）に
示す。
【００３６】図７（ｂ）は出力トランジスタの損失ＰW
のｆH 依存性を示す。いずれも、実線は本発明の方法に
よるもの、破線は従来の方法によるものである。これら
のデータはいずれも、ＩB1(end) 一定、周囲温度一定の
条件で求めたものである。
のｆH 依存性を示す。いずれも、実線は本発明の方法に
よるもの、破線は従来の方法によるものである。これら
のデータはいずれも、ＩB1(end) 一定、周囲温度一定の
条件で求めたものである。
【００３７】図７（ａ）に見られるように、本発明の方
法によれば｜ｄＩB ／ｄｔ｜は、ｆH と共に増加する
が、従来の方法によればｆH に依存せず一定である。こ
れに対応して、出力トランジスタの損失ＰW は図７
（ｂ）の実線に示すように、本発明の方法ではｆH に依
存することなく一定の低い値に抑えることができるが、
従来の方法によれば、図の破線に示すようにｆH の高周
波側でＰW を低く抑えることができてもても低周波側で
はＰW が増加することとなる。なお、本発明は上記の実
施の形態に限定されるものではなく、この他本発明の要
旨を逸脱しない範囲で、種々に変形して実施することが
できる。
法によれば｜ｄＩB ／ｄｔ｜は、ｆH と共に増加する
が、従来の方法によればｆH に依存せず一定である。こ
れに対応して、出力トランジスタの損失ＰW は図７
（ｂ）の実線に示すように、本発明の方法ではｆH に依
存することなく一定の低い値に抑えることができるが、
従来の方法によれば、図の破線に示すようにｆH の高周
波側でＰW を低く抑えることができてもても低周波側で
はＰW が増加することとなる。なお、本発明は上記の実
施の形態に限定されるものではなく、この他本発明の要
旨を逸脱しない範囲で、種々に変形して実施することが
できる。
【００３８】
【発明の効果】上述したように本発明の方法によれば、
モニタ又はマルチメディア対応テレビのマルチスキャン
ディスプレイ水平偏向出力用トランジスタのベース電流
駆動条件を、水平偏向周波数の変化に応じて、極めて簡
単な回路で最適なものに切り替えることにより、画像歪
みや出力トランジスタの過大な発熱を防止し、放熱設計
の点で信頼性の高い出力トランジスタの動作を達成する
ことができる。
モニタ又はマルチメディア対応テレビのマルチスキャン
ディスプレイ水平偏向出力用トランジスタのベース電流
駆動条件を、水平偏向周波数の変化に応じて、極めて簡
単な回路で最適なものに切り替えることにより、画像歪
みや出力トランジスタの過大な発熱を防止し、放熱設計
の点で信頼性の高い出力トランジスタの動作を達成する
ことができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るベース電流駆
動回路を示す図。
動回路を示す図。
【図２】本発明と従来法のベース電流駆動回路を用いた
ときの、水平偏向出力トランジスタのベース電流波形を
比較した図。
ときの、水平偏向出力トランジスタのベース電流波形を
比較した図。
【図３】本発明と従来法のベース電流駆動回路を用いた
ときの、水平偏向出力トランジスタのベース電流波形と
コレクタ電流波形を比較した図。
ときの、水平偏向出力トランジスタのベース電流波形と
コレクタ電流波形を比較した図。
【図４】本発明のベース電流駆動回路の変形例を示す
図。
図。
【図５】本発明のベース電流駆動回路の他の変形例を示
す図。
す図。
【図６】本発明のベース電流駆動回路の他の変形例を示
す図。
す図。
【図７】本発明と従来法のベース電流駆動回路を用いた
ときの、水平偏向出力トランジスタのベース電流の引き
抜く度合いと損失の水平偏向周波数依存性を比較した
図。
ときの、水平偏向出力トランジスタのベース電流の引き
抜く度合いと損失の水平偏向周波数依存性を比較した
図。
【図８】従来の水平偏向出力回路を示す図。
【図９】水平偏向出力回路における出力トランジスタの
ベース電流、コレクタ電流及びコレクタ・エミッタ電圧
の波形を示す図。
ベース電流、コレクタ電流及びコレクタ・エミッタ電圧
の波形を示す図。
【図１０】水平偏向出力回路における出力トランジスタ
のベース及びコレクタの電流波形の部分拡大図。
のベース及びコレクタの電流波形の部分拡大図。
【図１１】水平偏向出力回路における出力トランジスタ
の蓄積時間、下降時間、負方向ピークベース電流、損失
のベース電流を引き抜く度合いに対する依存性を示す
図。
の蓄積時間、下降時間、負方向ピークベース電流、損失
のベース電流を引き抜く度合いに対する依存性を示す
図。
【図１２】水平偏向出力回路における出力トランジスタ
の最適なベース電流の引き抜く度合いと正方向ベース終
端電流の水平偏向周波数に対する依存性を示す図。
の最適なベース電流の引き抜く度合いと正方向ベース終
端電流の水平偏向周波数に対する依存性を示す図。
１、２…水平偏向同期矩形波入力信号 ３…高周波モード切換信号出力部 ４、５…フォトカプラ ６…フライバックトランス Ａ…本発明の第１の実施の形態に係るベース電流駆動回
路 Ｂ、Ｃ、Ｄ、…本発明のベース電流駆動回路の変形例 Ｅ…従来のベース電流駆動回路 Ｑ1 …入力トランジスタ Ｑ2 …水平偏向出力用トランジスタ Ｑ3 、Ｑ4 …共振コンデンサ切替え用ＭＯＳＦＥＴ Ｑ5 、Ｑ6 …Ｓ字補正コンデンサ切替え用ＭＯＳＦＥＴ Ｑ7 、Ｑ8 …相補型バイポーラトランジスタ Ｑ9 、Ｑ10…抵抗値切替え用ＭＯＳＦＥＴ Ｄs …スピードアップダイオード Ｄi …ダンパダイオード Ｄ1 〜Ｄn …電圧保持用ダイオード Ｄi1、Ｄi2…レベルシフトダイオード Ｔ…ベース電流駆動用トランス Ｌy …共振コイル Ｌs …Ｓ字補正用コイル Ｃy1〜Ｃy3…共振コンデンサ Ｃs1〜Ｃs3…Ｓ字補正用コンデンサ Ｃ…電圧保持用コンデンサ Ｒ1 、Ｒ2 …ベース電流制限抵抗
路 Ｂ、Ｃ、Ｄ、…本発明のベース電流駆動回路の変形例 Ｅ…従来のベース電流駆動回路 Ｑ1 …入力トランジスタ Ｑ2 …水平偏向出力用トランジスタ Ｑ3 、Ｑ4 …共振コンデンサ切替え用ＭＯＳＦＥＴ Ｑ5 、Ｑ6 …Ｓ字補正コンデンサ切替え用ＭＯＳＦＥＴ Ｑ7 、Ｑ8 …相補型バイポーラトランジスタ Ｑ9 、Ｑ10…抵抗値切替え用ＭＯＳＦＥＴ Ｄs …スピードアップダイオード Ｄi …ダンパダイオード Ｄ1 〜Ｄn …電圧保持用ダイオード Ｄi1、Ｄi2…レベルシフトダイオード Ｔ…ベース電流駆動用トランス Ｌy …共振コイル Ｌs …Ｓ字補正用コイル Ｃy1〜Ｃy3…共振コンデンサ Ｃs1〜Ｃs3…Ｓ字補正用コンデンサ Ｃ…電圧保持用コンデンサ Ｒ1 、Ｒ2 …ベース電流制限抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０３Ｋ 19/0175 Ｈ０３Ｋ 19/00 １０１Ｆ Ｈ０４Ｎ 3/16
Claims (6)
- 【請求項１】 マルチスキャンディスプレイの水平偏向
出力用トランジスタの駆動方法において、水平偏向出力
用トランジスタのベース電流駆動条件を、水平偏向周波
数に応じて動作する切換回路により切り換えることを特
徴とする水平偏向出力用トランジスタの駆動方法。 - 【請求項２】 請求項１記載のベース電流駆動条件は、
少なくとも負方向のピークベース電流値、負方向のベー
ス電流の引き抜く度合いのいずれか１つであることを特
徴とする水平偏向出力用トランジスタの駆動方法。 - 【請求項３】 請求項１記載の切換回路は、高周波モー
ド切り替えの信号出力を前記切換回路に入力することに
より、動作することを特徴とする水平偏向出力用トラン
ジスタの駆動方法。 - 【請求項４】 前記請求項２記載の、少なくとも負方向
のピークベース電流値、負方向のベース電流の引き抜く
度合いのいずれか１つの制御は、少なくとも抵抗、ＭＯ
ＳＦＥＴのオン抵抗のいずれか１つを用いるものである
ことを特徴とする水平偏向出力用トランジスタの駆動方
法。 - 【請求項５】 マルチスキャンディスプレイの水平偏向
出力用トランジスタの駆動装置において、 水平偏向同期矩形波信号を入力する入力端子と、 ベースが前記入力端子に接続され、コレクタが第１の電
位に接続され、かつエミッタが水平偏向出力用トランジ
スタのベースに接続された第１のトランジスタと、 ベースが前記入力端子に接続され、コレクタが第２の電
位に接続され、かつエミッタが水平偏向出力用トランジ
スタのベースに接続された第２のトランジスタと、前記
第２のトランジスタのコレクタと前記水平偏向出力用ト
ランジスタのエミッタ間に並列接続された、少なくとも
抵抗、ＭＯＳＦＥＴのいずれか１つを有し、 前記ＭＯＳＦＥＴのゲートに高周波モード切替信号出力
部が接続されたことを特徴とする水平偏向出力用トラン
ジスタの駆動装置。 - 【請求項６】 マルチスキャンディスプレイの水平偏向
出力用トランジスタの駆動装置において、水平偏向出力
用トランジスタの少なくとも負方向のピークベース電流
値、負方向のベース電流の引き抜く度合いのいずれか１
つが、水平偏向周波数に応じて切り換えられる切換回路
を具備することを特徴とする水平偏向出力用トランジス
タの駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8251595A JPH1098632A (ja) | 1996-09-24 | 1996-09-24 | 水平偏向出力用トランジスタの駆動方法及びその駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8251595A JPH1098632A (ja) | 1996-09-24 | 1996-09-24 | 水平偏向出力用トランジスタの駆動方法及びその駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1098632A true JPH1098632A (ja) | 1998-04-14 |
Family
ID=17225166
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8251595A Pending JPH1098632A (ja) | 1996-09-24 | 1996-09-24 | 水平偏向出力用トランジスタの駆動方法及びその駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1098632A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7271553B2 (en) | 2004-10-13 | 2007-09-18 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Deflection circuit to control base current of output transistor |
-
1996
- 1996-09-24 JP JP8251595A patent/JPH1098632A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7271553B2 (en) | 2004-10-13 | 2007-09-18 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Deflection circuit to control base current of output transistor |
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