JPH1098373A - 出力回路 - Google Patents
出力回路Info
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- JPH1098373A JPH1098373A JP8251756A JP25175696A JPH1098373A JP H1098373 A JPH1098373 A JP H1098373A JP 8251756 A JP8251756 A JP 8251756A JP 25175696 A JP25175696 A JP 25175696A JP H1098373 A JPH1098373 A JP H1098373A
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Abstract
力回路を提供する。 【解決手段】出力回路には、高電位側電源又は低電位側
電源を動作電源とする出力トランジスタ11が備えら
れ、その出力トランジスタ11から動作電源電圧が出力
信号OUTとして出力される。その出力トランジスタ1
1のゲートは制御回路12に接続されている。制御回路
12には入力信号INが入力される。制御回路12は、
入力信号INに基づいて出力トランジスタ11をオンに
制御した後、その出力トランジスタ11のゲートを浮遊
状態に制御する。そして、出力信号OUTの変動に従っ
て、出力トランジスタ11の浮遊状態のゲートに対して
電荷の充放電が行われ、その充放電された電荷により変
動するゲート電位によって出力インピーダンスが変動す
る出力電圧OUTの変動に対応して変更される。
Description
しくは伝送系における反射波等によるノイズを低減する
ことができる出力回路に関する。
て、高調波成分のノイズが問題になってきている。特
に、半導体装置間の伝送系におけるインピーダンスの不
整合による反射波ノイズが問題となっている。このイン
ピーダンスの不整合は、伝送経路にデバイスが何個も接
続され、しかも、高密度化における配線の微細化が進め
られることにより配線のL成分が増大して伝送線路のイ
ンピーダンスが高くなることに起因する。この反射波ノ
イズは、動作不良の原因となることから、反射波を低減
することが要求されている。
回路1を示す。出力回路1は、一対のPMOSトランジ
スタ2とNMOSトランジスタ3とから構成され、両M
OSトランジスタ2,3は電源VDD,VSS間に直列に接
続されている。両MOSトランジスタ2,3ゲートには
入力信号INが入力されている。そして、入力信号IN
がLレベルになると、PMOSトランジスタ2がオン
し、NMOSトランジスタ3がオフし、Hレベルの出力
信号OUTが出力される。又、逆に入力信号INがHレ
ベルになると、PMOSトランジスタ2がオフし、NM
OSトランジスタ3がオンして、Lレベルの出力信号O
UTが出力される。
は、一対のNMOSトランジスタ6,7と、インバータ
8とを備える。NMOSトランジスタ6,7は電源VD
D,VSS間に直列に接続されている。NMOSトランジ
スタ6のゲートにはインバータ8を介して入力信号IN
を反転した信号が入力され、NMOSトランジスタ7の
ゲートには入力信号INが入力されている。そして、入
力信号INがLレベルになると、インバータ8の出力は
HレベルとなってNMOSトランジスタ6がオンし、N
MOSトランジスタ7がオフし、Hレベルの出力信号O
UTが出力される。又、逆に入力信号INがHレベルに
なると、インバータ8の出力はLレベルとなってNMO
Sトランジスタ6がオフし、NMOSトランジスタ7が
オンして、Lレベルの出力信号OUTが出力される。
1,5と、他の回路や半導体装置等のデバイスとの間の
伝送経路のインピーダンスは、その伝送経路に接続され
たデバイスの数や、高密度化による配線の微細化に伴っ
てインピーダンスが高くなってきている。しかしなが
ら、出力回路1,5の出力インピーダンスは低いため、
インピーダンスのミスマッチングによって、図8に示す
ように、出力信号OUTの反射波やインダクタンスによ
る逆起電力等によって出力信号OUTにリンギングが起
きたりする。
側、即ち、出力端子4,9において、LレベルからHレ
ベルへと出力信号OUTが変化した場合、受端側では、
出力信号OUTから遅れてLレベルからHレベルへ変化
する。この時、先ず伝送系のインピーダンスと出力イン
ピーダンスとで分圧された電位に一旦安定する。この安
定する電位は、伝送系のインピーダンスに比べて出力イ
ンピーダンスは低いので、高電位側電源VDD側に低い出
力インピーダンスを接続し、低電位側電源Vss側に高い
伝送系のインピーダンスを接続した等価回路による分圧
電圧となる。
ダンスが高いので、妨げとなる負荷がない。そのため、
出力信号OUTは、そのまま順方向、即ち、低電位側電
源Vssから高電位側電源VDD側に向かう反射となり、そ
の反射は送端側へ返ってくる。
うに、目標電圧(この場合はHレベルであって高電位側
電源VDD)を超えるオーバーシュートを引き起こし、反
射波として送端側、即ち、出力回路1,5に向かって送
出される。送端側では、目標電圧(この場合はHレベル
であって高電位側電源VDD)を超えるオーバーシュート
を引き起こす。
ジスタ2,6によって高電位側電源VDDに安定させよう
とする、即ち、オーバーシュートした電位を高電位側電
源VDDに下げようとする働きが生じて負荷となる。この
負荷分が送端側からの反射波となって受端側に伝達さ
れ、また、電位を引き上げようとする反射となって再び
送端側に送出される。この繰り返しによって出力電圧O
UTのリンギングノイズが発生する。そして、このリン
ギングノイズは、伝送系の抵抗成分と送端側及び受端側
でのインピーダンスによる抵抗成分によってエネルギー
を消費して小さくなっていき、最終的には目標電圧(高
電位側電源VDD)に安定する。
と、その出力信号OUTの受端側、即ち、出力信号OU
Tを入力するデバイス側では、誤動作を起こす場合があ
る。例えば、図8(a)に示すように、出力信号OUT
がLレベル(低電位側電源電圧Vss)からHレベル(高
電位側電源電圧VDD)に変化する場合、図8(b)に示
すように、受端側では、点Aにおいて入力する出力信号
OUTがデバイスのしきい値電圧よりも低くなり、その
出力信号OUTがHレベルであるにも関わらずLレベル
と判定されてしまう場合がある。その結果、受端側のデ
バイスでは、誤動作を起こすという問題がある。
トランジスタのスタガ動作による出力インピーダンスの
急激な変化を抑制して、徐々に出力インピーダンスを変
化させることで、高調波ノイズを抑制して反射波ノイズ
を低減する方法がある。しかしながら、この方法では、
半導体装置の回路規模が大きくなり、消費電流も増大す
ることになる。また、他の方法として、出力トランジス
タの出力インピーダンスを高くして伝送系のインピーダ
ンスに近づける方法もあるが、出力波形がなまり、他の
デバイスへの駆動能力が低下する。
れたものであって、その目的は反射波によるノイズを低
減することのできる出力回路を提供することにある。
図である。出力回路には、高電位側電源又は低電位側電
源を動作電源とする出力トランジスタ11が備えられ、
その出力トランジスタ11から動作電源電圧が出力信号
OUTとして出力される。その出力トランジスタ11の
ゲートは制御回路12に接続されている。制御回路12
には入力信号INが入力される。制御回路12は、入力
信号INに基づいて出力トランジスタ11をオンに制御
した後、その出力トランジスタ11のゲートを浮遊状態
に制御する。そして、出力信号OUTの変動に従って、
出力トランジスタ11の浮遊状態のゲートに対して電荷
の充放電が行われ、その充放電された電荷により変動す
るゲート電位によって出力インピーダンスが変動する出
力電圧OUTの変動に対応して変更される。
に記載の出力回路において、前記制御回路は、前記出力
トランジスタの制御端子と高電位側電源との間に接続さ
れた第1のパストランジスタと、前記出力トランジスタ
の制御端子と低電位側電源との間に接続された第2のパ
ストランジスタとを備え、前記入力信号に基づいて前記
第1又は第2のパストランジスタの一方をオンに制御し
て前記出力トランジスタをオンに制御した後、前記一方
のパストランジスタをオフに制御して前記出力トランジ
スタのゲートを浮遊状態に制御するようにしたことを要
旨とする。
又は2に記載の出力回路において、前記出力トランジス
タのドレインとゲート間にコンデンサを接続し、該コン
デンサと前記出力トランジスタの寄生容量とにより、前
記出力信号の変動に従ってゲートに対して電荷の充放電
を行うようにしたことを要旨とする。
乃至3に記載の出力回路において、前記制御回路には、
前記出力トランジスタのゲート電位を検出する検出回路
を備えられ、該制御回路は、前記検出回路の検出結果に
基づいて、浮遊状態にある前記出力トランジスタのゲー
ト電位が変動した場合に、該前記一方のパストランジス
タをオンに制御してゲート電位を安定させた後、再び浮
遊状態に制御するようにしたことを要旨とする。
乃至4に記載の出力回路において、前記出力トランジス
タのゲートは、高抵抗素子を介して前記駆動電源とは逆
の電源に接続されたことを要旨とする。
に記載の出力回路において、前記出力トランジスタのゲ
ートと高抵抗素子の間にはMOSトランジスタが接続さ
れ、前記制御回路は、そのMOSトランジスタは、前記
出力トランジスタがオンに制御されたときにオンに制御
するようにしたことを要旨とする。
乃至6に記載の出力回路において、前記出力トランジス
タのバックゲートは抵抗を介して駆動電源に接続された
ことを要旨とする。
電源を駆動電源とする請求項1乃至7に記載された出力
回路よりなる高電位側出力回路部と、低電位側電源を駆
動電源とする請求項1乃至7に記載された出力回路より
なる低電位側出力回路部とから構成されたことを要旨と
する。
よれば、出力電圧が目標とする電位よりも高い場合には
出力インピーダンスを高く、出力電圧が目標とする電位
よりも低い場合には出力インピーダンスを低くなるよう
にが変更されることにより、反射波が低減される。
御回路には、出力トランジスタの制御端子と高電位側電
源との間に接続された第1のパストランジスタと、出力
トランジスタの制御端子と低電位側電源との間に接続さ
れた第2のパストランジスタとが備えられる。そして、
入力信号に基づいて第1又は第2のパストランジスタの
一方がオンに制御されて出力トランジスタがオンに制御
された後、一方のパストランジスタがオフに制御されて
出力トランジスタのゲートが浮遊状態に制御される。
力トランジスタのドレインとゲート間にはコンデンサが
接続され、そのコンデンサと出力トランジスタの寄生容
量とにより、出力信号の変動に従ってゲートに対して電
荷の充放電が行われる。
御回路には、出力トランジスタのゲート電位を検出する
検出回路を備えられ、その検出回路の検出結果に基づい
て、浮遊状態にある出力トランジスタのゲート電位が変
動した場合に、一方のパストランジスタがオンに制御さ
れてゲート電位が安定した後、再び浮遊状態に制御され
る。
力トランジスタのゲートは、高抵抗素子を介して駆動電
源とは逆の電源に接続される。また、請求項6に記載の
発明によれば、出力トランジスタのゲートと高抵抗素子
の間にはMOSトランジスタが接続され、そのMOSト
ランジスタは、出力トランジスタがオンに制御されたと
きにオンに制御される。
力トランジスタのバックゲートは抵抗を介して駆動電源
に接続される。また、請求項8に記載の発明によれば、
出力回路は、高電位側電源を駆動電源とする出力トラン
ジスタと、その出力トランジスタのゲートを浮遊状態に
制御する制御回路とを備えた高電位側出力回路部と、低
電位側電源を駆動電源とする出力トランジスタと、その
出力トランジスタのゲートを浮遊状態に制御する制御回
路とを備えた低電位側出力回路部とから構成される。
の形態を図2〜図6に従って説明する。図2に示すよう
に、出力回路21は、高電位側出力回路部22、低電位
側出力回路部23、ノア回路24、ナンド回路25、及
び、インバータ回路26とを備えている。出力回路21
には、図示しない内部回路から入力信号IN及びイネー
ブル信号バーOEが入力される。
信号INが入力され、他方の入力端子にはイネーブル信
号バーOEがインバータ回路26により反転されて入力
される。ナンド回路25は、インバータ回路26から入
力される信号がHレベル、即ち、イネーブル信号バーO
EがLレベルの場合、入力信号INを反転させた信号S
1を高電位側出力回路部22に出力する。一方、ナンド
回路25は、インバータ回路26から入力される信号が
Lレベル、即ち、イネーブル信号バーOEがHレベルの
場合、常にHレベルの信号S1を高電位側出力回路部2
2に出力する。
号S1がHレベルの場合、出力をハイインピーダンス状
態に設定する。一方、高電位側出力回路部22は、入力
される信号S1がLレベルの場合、Hレベルの出力信号
OUTを出力する。
号INが入力され、他方の入力端子にはイネーブル信号
バーOEが入力される。ノア回路24は、イネーブル信
号バーOEがLレベルの場合に入力信号INを反転させ
た信号S2を低電位側出力回路部23に出力する。一
方、ノア回路24は、イネーブル信号バーOEがHレベ
ルの場合に常にLレベルの信号S2を低電位側出力回路
部23に出力する。
号S2がHレベルの場合、Lレベルの出力信号OUTを
出力する。一方、低電位側出力回路部23は、入力され
る信号S2がLレベルの場合、出力をハイインピーダン
ス状態に設定する。
ルの場合、両出力回路部22,23は、出力をハイイン
ピーダンス状態に設定する。一方、イネーブル信号バー
OEがLレベルの場合、両出力回路部22,23は、入
力信号INに基づいて、その入力信号INがLレベルの
場合、高電位側出力回路部22はLレベルの出力信号O
UTを出力し、低電位側出力回路部23は出力をハイイ
ンピーダンスに設定する。また、入力信号INがHレベ
ルの場合、高電位側出力回路部22は出力をハイインピ
ーダンスに設定し、低電位側出力回路部23はLレベル
の出力信号OUTを出力する。
ーOEがHレベルの場合、出力をハイインピーダンスに
設定する。一方、イネーブル信号バーOEがLレベルの
場合、出力回路21は、入力信号INのレベルを反転さ
せたレベルの出力信号OUTを出力する。
について詳述する。図3に示すように、高電位側出力回
路部22は、PチャネルMOSトランジスタ(以下、P
MOSトランジスタという)TP1〜TP6、Nチャネ
ルMOSトランジスタ(以下、NMOSトランジスタと
いう)TN1〜TN6、抵抗R1,R2、及び、コンデ
ンサC1,C2とから構成されている。
とNMOSトランジスタTN1のゲートに入力される。
PMOSトランジスタTP1のソースは高電位側電源V
DDに接続され、ドレインはNMOSトランジスタTN1
のドレインに接続され、そのNMOSトランジスタTN
1のソースは低電位側電源Vssに接続されている。そし
て、両MOSトランジスタTP1,TN1のドレインの
接続点のノードNaは、PMOSトランジスタTP5の
ゲートに接続されている。
TP2とNMOSトランジスタTN2のゲートに入力さ
れる。PMOSトランジスタTP2のソースはPMOS
トランジスタTP3のドレインに接続され、PMOSト
ランジスタTP3のソースは高電位側電源VDDに接続さ
れている。PMOSトランジスタTP2のドレインはN
MOSトランジスタTN2のドレインに接続され、その
NMOSトランジスタTN2のソースは低電位側電源V
ssに接続されている。
インはNMOSトランジスタTN3のドレインに接続さ
れ、そのNMOSトランジスタTN3のソースは低電位
側電源Vssに接続されている。そのNMOSトランジス
タTN3のゲートはPMOSトランジスタTP3のゲー
トに接続されている。そして、PMOSトランジスタT
P2のドレインとNMOSトランジスタTN2,TN3
のドレインの接続点のノードNbは、NMOSトランジ
スタTN5のゲートに接続されている。
上記PMOSトランジスタTP5のドレインに接続さ
れ、そのPMOSトランジスタTP5のソースは高電位
側電源VDDに接続されている。NMOSトランジスタN
5のソースは低電位側電源Vssに接続されている。両M
OSトランジスタTP5,TN5のドレインの接続点の
ノードNdは、出力トランジスタとしてのPMOSトラ
ンジスタTP6のゲートに接続されている。
電位側電源VDDに接続され、ドレインは出力端子27に
接続されている。そのPMOSトランジスタTP6のゲ
ート電位は、PMOSトランジスタTP5とNMOSト
ランジスタTN5によって設定される。
MOSトランジスタTN5がオフすると、両MOSトラ
ンジスタTP5,TN5間のノードNdはHレベルにな
る。このノードNdの電位はPMOSトランジスタTP
6のゲートに出力されてPMOSトランジスタTP6は
オフし、出力端子27をハイインピーダンス状態にす
る。
し、NMOSトランジスタTN5がオンすると、両MO
SトランジスタTP5,TN5間のノードNdはLレベ
ルになる。このノードNdの電位はPMOSトランジス
タTP6のゲートに出力され、PMOSトランジスタT
P6はオンし、高電位側電源VDDを出力端子27に出力
する。その結果、出力端子27は、Hレベルの出力信号
OUTを出力する。
レベルの出力信号OUTを出力する出力トランジスタと
なる。そして、PMOSトランジスタTP5は、PMO
SトランジスタTP6のゲートに対してHレベル、即
ち、高電位側電源VDDを供給するパストランジスタとし
て動作する。また、NMOSトランジスタTN5は、出
力トランジスタであるPMOSトランジスタTP6のゲ
ートに対してLレベル、即ち、低電位側電源Vssを供給
するパストランジスタとして動作する。
トは抵抗R2を介して高電位側電源VDDに接続されてい
る。また、PMOSトランジスタTP6のソースとゲー
ト間には、コンデンサC2が接続されている。
のインピーダンスを所定の値に設定するために設けられ
ている。即ち、PMOSトランジスタTP6のドレイン
電位がバックゲート電位よりも上昇した場合、ドレイン
とバックゲート間が順方向のダイオード接続となり、出
力インピーダンスが非常に低くなる。すると、PMOS
トランジスタTP6のドレインの電位、即ち、出力端子
27の電位を下降させようとする働きが生じて負荷とな
り、その負荷によって反射波が生成されてグリッチ等の
ノイズが発生する原因となる。そのため、抵抗R2を接
続して出力インピーダンスが低くなりすぎるのを抑える
ことで、出力端子27の電位を下降させようとする働き
を低減して負荷を少なくし、反射波を抑えるわけであ
る。
OSトランジスタTN12は、そのバックゲートと低電
位側電源Vssとの間に抵抗R4が接続されている。この
抵抗R4は、上記の抵抗R2と同じ働きをする。この抵
抗R4によって、次の低電位側出力回路部23において
も、NMOSトランジスタTN12のドレイン電位がバ
ックゲート電位よりも低下した場合における反射波を抑
えている。
TP6のドレインとゲート間の寄生容量を補い、ドレイ
ン電位からゲート電位へのフィードバックをより強調す
るために設けられている。即ち、PMOSトランジスタ
TP6の寄生容量にコンデンサC2を並列接続すること
で容量を大きくしている。
トには、NMOSトランジスタTN6のドレインが接続
されている。そのNMOSトランジスタTN6のゲート
はノードNaに接続され、ソースは抵抗R1を介して低
電位側電源Vssに接続されている。その抵抗R1には並
列にコンデンサC1が接続されている。また、ノードN
dは、PMOSトランジスタTP4とNMOSトランジ
スタTN4のゲートに接続されている。PMOSトラン
ジスタTP4のソースは高電位側電源VDDに接続され、
ドレインはNMOSトランジスタTN4のドレインに接
続され、そのNMOSトランジスタTN4のソースは低
電位側電源Vssに接続されている。そして、両MOSト
ランジスタTP4,TN4のドレインの接続点のノード
Ncは、前記PMOSトランジスタTP3とNMOSト
ランジスタTN3のゲートに接続されている。
力回路部22の動作を説明する。イネーブル信号バーO
EがHレベル、又はイネーブル信号バーOEと入力信号
INが共にLレベルの場合、高電位側出力回路部22に
はHレベルの信号S1が入力される。
ジスタTP1及びNMOSトランジスタTN1のゲート
に入力され、PMOSトランジスタTP1はオフし、N
MOSトランジスタTN1はオンし、両MOSトランジ
スタTP1,TN1間のノードNaの電位はLレベルと
なる。そのノードNaの電位はPMOSトランジスタT
P5のゲートに出力され、そのPMOSトランジスタT
P5はオンする。また、ノードNaの電位はNMOSト
ランジスタTN6のゲートに出力され、そのNMOSト
ランジスタTN6はオフする。
ランジスタTP2及びNMOSトランジスタTN2のゲ
ートに入力され、PMOSトランジスタTP2はオフ
し、NMOSトランジスタTN2はオンし、両MOSト
ランジスタTP2,TN2間のノードNbの電位はLレ
ベルとなる。そのノードNbの電位はNMOSトランジ
スタTN5のゲートに出力され、そのNMOSトランジ
スタTN5はオフする。
P5を介してノードNdの電位は高電位側電源VDD、即
ち、Hレベルとなり、そのノードNdの電位によってP
MOSトランジスタTP6はオフする。その結果、出力
端子27はハイインピーダンス状態に設定される。尚、
出力端子27がハイインピーダンス状態に設定された
時、後述する低電位側出力回路部23によってLレベル
の出力信号OUTが出力されており、出力端子27はL
レベルとなっている。
で、PMOSトランジスタTP4はオフし、NMOSト
ランジスタTN4はオンし、両MOSトランジスタTP
4,TN4間のノードNcの電位はLレベルとなる。従
って、PMOSトランジスタTP3はオンし、NMOS
トランジスタTN3はオフしている。
の状態で入力信号INがLレベルからHレベルに変化す
ると、その入力信号INの変化に従って信号S1はHレ
ベルからLレベルに変化する。
スタTP1とNMOSトランジスタTN1のゲートに入
力され、PMOSトランジスタTP1はオンし、NMO
SトランジスタTN1はオフし、両MOSトランジスタ
TP1,TN1間のノードNaの電位はHレベルにな
る。このノードNaの電位はPMOSトランジスタTP
5ゲートに出力され、PMOSトランジスタTP5はオ
フする。
ランジスタTP2とNMOSトランジスタTN2のゲー
トに入力され、PMOSトランジスタTP2はオンし、
NMOSトランジスタTN3はオフする。この時、PM
OSトランジスタTP3はオンし、NMOSトランジス
タTN3はオフしているので、ノードNbの電位はHレ
ベルになる。このノードNbの電位はNMOSトランジ
スタTN5のゲートに出力され、NMOSトランジスタ
TN5はオンする。
N5を介してノードNdの電位は下降して低電位側電源
Vss、即ち、Lレベルになり、そのノードNdの電位に
よってPMOSトランジスタTP6はオンする。そのオ
ンしたPMOSトランジスタTP6によって、出力端子
27と高電位側電源VDDとの間のインピーダンスが低下
し、出力端子27の電位、即ち、出力信号OUTの電位
が上昇する。
より、PMOSトランジスタTP4がオンし、NMOS
トランジスタTN4がオフし、両MOSトランジスタT
P4,TN4間のノードNcの電位はHレベルになる。
すると、そのレベルのノードNcの電位によって、PM
OSトランジスタTP3はオフし、NMOSトランジス
タTN3はオンする。そして、そのオンしたNMOSト
ランジスタTN3によって、ノードNbの電位は、Hレ
ベルからLレベルに変化し、そのLレベルのノードNb
の電位によって、NMOSトランジスタTN5はオフす
る。
変化によってPMOSトランジスタTP5がオフし、N
MOSトランジスタTN5がオンしてPMOSトランジ
スタTP6がオンした後、NMOSトランジスタTN5
はオフする。その結果、PMOSトランジスタTP6の
ゲートは、高電位側電源VDDと低電位側電源Vssの何れ
にも接続されない状態となる。
後、NMOSトランジスタTN5がオフするタイミング
は、そのPMOSトランジスタTP6のゲート、即ち、
ノードNdに接続されたPMOSトランジスタTP4と
NMOSトランジスタTN4のβ比を調整することによ
って設定される。即ち、ノードNdの電位がPMOSト
ランジスタTP4とNMOSトランジスタTN4のしき
い値電圧よりも上昇又は下降すると、両MOSトランジ
スタTP4,TN4の状態がオンからオフに、オフから
オンに変化する。従って、両MOSトランジスタTP
4,TN4のβ比を調整してしきい値電圧を変更するこ
とにより、NMOSトランジスタTN5をPMOSトラ
ンジスタTP6がオンした後にオフさせている。
した後、PMOSトランジスタTP6のゲートは、オン
したNMOSトランジスタTN6と抵抗R1とによって
設定される電位に保持される。更に、PMOSトランジ
スタTP6のゲート電位は、高抵抗である抵抗R1の値
によって設定されている。また、抵抗R1が高抵抗であ
るため、NMOSトランジスタTN6に流れる電流が少
なくなり、外部から加わる要因でゲート電位が変化し易
い状態としている。
側、即ち、出力端子27において、LレベルからHレベ
ルへと出力信号OUTが変化した場合、受端側では、出
力信号OUTから遅れてLレベルからHレベルへ変化す
る。この時、先ず伝送系のインピーダンスと出力インピ
ーダンスとで分圧された電位に一旦安定する。この安定
する電位は、伝送系のインピーダンスに比べて出力イン
ピーダンスは低いので、高電位側電源VDD側に低い出力
インピーダンスを接続し、低電位側電源Vss側に高い伝
送系のインピーダンスを接続した等価回路による分圧電
圧となる。
ダンスが高いので、妨げとなる負荷がない。そのため、
出力信号OUTは、そのまま順方向、即ち、低電位側電
源Vssから高電位側電源VDD側に向かう反射となり、そ
の反射は送端側へ返ってくる。
線で示すように、目標電圧(この場合はHレベルであっ
て高電位側電源VDD)を超えるオーバーシュートを引き
起こし、反射波として送端側、即ち、出力回路21に向
かって送出される。すると、図4(a)の一点鎖線で示
すように、送端側では、出力信号OUTが目標電圧(こ
の場合はHレベルであって高電位側電源VDD)を超える
オーバーシュートを引き起こす。また、発生したオーバ
ーシュートは、逆に、出力信号OUTが再び目標電圧を
越えるアンダーシュートを引き起こす。
トランジスタTP6のゲートは、わずかにNMOSトラ
ンジスタTN6と抵抗R1によって低電位側電源Vss側
に引かれるハイインピーダンス状態となっている。その
ため、PMOSトランジスタTP6のゲート電位は、出
力信号OUTの影響を受ける。
号OUTがオーバーシュートした場合、そのオーバーシ
ュートした出力信号OUTは、PMOSトランジスタT
P6のドレインとゲート間の寄生容量とコンデンサC2
を介して、そのゲートに電荷を充電する。従って、PM
OSトランジスタTP6のゲート電位は、その充電され
た電荷によって低下し、ゲート−ソース間の電位差が大
きくなるので、出力インピーダンスが高くなる。
って出力端子27の電位を引き下げようとする働きが小
さくなって上昇しようとする出力電圧OUTの妨げとな
る負荷成分が軽減される。即ち、送端側から受端側に反
射波として伝達される負荷分が少なくなる。受端側に伝
達される負荷が少なくなると、その受端側にて反射され
て再び送端側に反射される分が少なくなる。
UTがアンダーシュートした場合、そのアンダーシュー
トした出力信号OUTは、PMOSトランジスタTP6
のドレインとゲート間の寄生容量とコンデンサC2を介
して、そのゲートの電荷を放電させる。従って、PMO
SトランジスタTP6のゲート電位は、電荷の放電によ
って上昇し、ゲート−ソース間の電位差が小さくなるの
で、出力インピーダンスが低くなる。
って出力端子27の電位を引き上げようとする働き、即
ち、目標電圧に近づけようとする働きが強くなり、出力
電圧OUTを上昇させる。その結果、アンダーシュート
は、図4(a)(b)の一点鎖線で示す場合に比べて、
実線で示すように小さくなる。従って、図4(b)に示
すように、点Aに示す従来の出力回路1,5によるグリ
ッチノイズは、点Bに示すレベルまで高電位側電源VDD
側に引き上げられる。そのため、出力信号OUTが受端
側においてしきい値電圧よりも低くなることがなく、受
端側のデバイスが誤動作することがない。
した場合には、そのオーバーシュートを低減しようとす
る働きを抑えることで、反射波となる負荷を低減する。
また、出力信号OUTがアンダーシュートした場合に
は、そのアンダーシュートをより目標電圧に近づけよう
とする働きを強くすることで、そのアンダーシュートを
小さくして誤動作を防止する。
てノードNdの電位が大きく上昇した場合、そのノード
Ndの電位によって、PMOSトランジスタTP4がオ
フし、NMOSトランジスタTN4がオンし、ノードN
cの電位をLレベルに下降させる。そのLレベルに下降
したノードNcの電位によって、PMOSトランジスタ
TP3がオンし、NMOSトランジスタTN3がオンす
る。
はLレベルであるので、PMOSトランジスタTP2は
オンし、NMOSトランジスタTN2はオフしている。
従って、ノードNbの電位がHレベルに上昇し、そのH
レベルに上昇したノードNbの電位によってNMOSト
ランジスタTN5がオンし、ノードNdの電位をLレベ
ル、即ち、低電位側電源Vssに低下させて安定させる。
SトランジスタTP6のゲート電位がノイズ等によって
変化した場合、そのゲートに入力される電位が補正され
るので、PMOSトランジスタTP6が安定して動作す
る。
るため、PMSトランジスタTP4たオンし、NMOS
トランジスタTN4がオフし、ノードNcの電位をHレ
ベルに上昇させる。そして、そのノードNcの電位によ
って、PMOSトランジスタTP3がオフし、NMOS
トランジスタTN3がオンし、ノードNbの電位がLレ
ベルになり、NMOSトランジスタTN5が再びオフす
る。
MOSトランジスタTN4によって、出力トランジスタ
としてのPMOSトランジスタTP6のゲート電位であ
るノードNdの電位をモニタするモニタ回路が構成され
ている。そして、そのモニタ回路によって検出したPM
OSトランジスタTP6のゲート電位の変化をフィード
バックして、PMOSトランジスタTP6のゲートに入
力する電位を補正することで、PMOSトランジスタT
P6を安定して動作させている。
について詳述する。図5に示すように、低電位側出力回
路部23は、NMOSトランジスタTN7〜TN12、
PMOSトランジスタTP7〜TP12、抵抗R3,R
4、及び、コンデンサC3,C4とから構成されてい
る。低電位側出力回路部23は、図3に示す高電位側出
力回路部22の高電位側電源VDDと低電位側電源Vss、
PMOSトランジスタとNMOSトランジスタとを入れ
替えた形に構成される。
6をNMOSトランジスタTN7〜TN12に、NMO
SトランジスタTN1〜TN6をPMOSトランジスタ
TP7〜TP12に、コンデンサC1,C2をコンデン
サC3,C4に、抵抗R1,R2を抵抗R3,R4に置
き換える。そして、高電位側電源VDDと低電位側電源V
ssとを入れ替えた回路構成となっている。従って、低電
位側出力回路部23の構成についての詳細な説明を省略
し、次にその動作について説明する。
イネーブル信号バーOEがLレベルであって入力信号I
NがHレベルの場合、低電位側出力回路部23にはLレ
ベルの信号S2が入力される。
ジスタTN7及びPMOSトランジスタTP7のゲート
に入力され、NMOSトランジスタTN7はオフし、P
MOSトランジスタTP7はオンし、両MOSトランジ
スタTN7,TP7間のノードNeの電位はHレベルと
なる。そのノードNeの電位はNMOSトランジスタT
N11のゲートに出力され、そのNMOSトランジスタ
TN11はオンする。また、ノードNeの電位はPMO
SトランジスタTP12のゲートに出力され、そのPM
OSトランジスタTP12はオフする。
ランジスタTN8及びPMOSトランジスタTP8のゲ
ートに入力され、NMOSトランジスタTN8はオフ
し、PMOSトランジスタTP8はオンし、両MOSト
ランジスタTN8,TP8間のノードNfの電位はHレ
ベルとなる。そのノードNfの電位はPMOSトランジ
スタTP11のゲートに出力され、そのPMOSトラン
ジスタTP11はオフする。
N11を介してノードNhの電位は低電位側電源Vss、
即ち、Lレベルとなり、そのノードNhの電位によって
NMOSトランジスタTN12はオフする。その結果、
出力端子28はハイインピーダンス状態に設定される。
尚、出力端子28がハイインピーダンス状態に設定され
た時、前記した高電位側出力回路部22によってHレベ
ルの出力信号OUTが出力されており、出力端子28は
Hレベルとなっている。また、この時、ノードNhはL
レベルなので、NMOSトランジスタTN10はオフ
し、PMOSトランジスタTP10はオンし、両MOS
トランジスタTN10,TP10間のノードNgの電位
はHレベルとなる。従って、NMOSトランジスタTN
9はオンし、PMOSトランジスタTP9はオフしてい
る。
の状態で入力信号INがHレベルからLレベルに変化す
ると、その入力信号INの変化に従って信号S2はLレ
ベルからHレベルに変化する。
スタTN7とPMOSトランジスタTP7のゲートに入
力され、NMOSトランジスタTN7はオンし、PMO
SトランジスタTP7はオフし、両MOSトランジスタ
TN7,TP7間のノードNeの電位はLレベルにな
る。このノードNeの電位はNMOSトランジスタTN
11ゲートに出力され、NMOSトランジスタTN11
はオフする。
ランジスタTN8とPMOSトランジスタTP8のゲー
トに入力され、NMOSトランジスタTN8はオンし、
PMOSトランジスタTP9はオフする。この時、NM
OSトランジスタTN9はオンし、PMOSトランジス
タTP9はオフしているので、ノードNfの電位はLレ
ベルになる。このノードNfの電位はPMOSトランジ
スタTP11のゲートに出力され、PMOSトランジス
タTP11はオンする。
P11を介してノードNhの電位は上昇して高電位側電
源VDD、即ち、Hレベルになり、そのノードNhの電位
によってNMOSトランジスタTN12はオンする。そ
のオンしたNMOSトランジスタTN12によって、出
力端子28と低電位側電源Vssとの間のインピーダンス
が低下し、出力端子28の電位、即ち、出力信号OUT
の電位が下降する。
より、NMOSトランジスタTN10がオンし、PMO
SトランジスタTP10がオフし、両MOSトランジス
タTN10,TP10間のノードNgの電位はLレベル
になる。すると、そのレベルのノードNgの電位によっ
て、NMOSトランジスタTN9はオフし、PMOSト
ランジスタTP9はオンする。そして、そのオンしたP
MOSトランジスタTP9によって、ノードNfの電位
は、LレベルからHレベルに変化し、そのHレベルのノ
ードNfの電位によって、PMOSトランジスタTP1
1はオフする。
変化によってNMOSトランジスタTN11がオフし、
PMOSトランジスタTP11がオンしてNMOSトラ
ンジスタTN12がオンした後、PMOSトランジスタ
TP11はオフする。その結果、NMOSトランジスタ
TN12のゲートは、低電位側電源Vssと高電位側電源
VDDの何れにも接続されない状態となる。
後、PMOSトランジスタTP11がオフするタイミン
グは、そのNMOSトランジスタTN12のゲート、即
ち、ノードNhに接続されたNMOSトランジスタTN
10とPMOSトランジスタTP10のβ比を調整する
ことによって設定される。即ち、ノードNhの電位がN
MOSトランジスタTN10とPMOSトランジスタT
P10のしきい値電圧よりも下降又は上昇すると、両M
OSトランジスタTN10,TP10の状態がオンから
オフに、オフからオンに変化する。従って、両MOSト
ランジスタTN10,TP10のβ比を調整してしきい
値電圧を変更することにより、PMOSトランジスタT
P11をNMOSトランジスタTN12がオンした後に
オフさせている。
フした後、NMOSトランジスタTN12のゲートは、
オンしたPMOSトランジスタTP12と抵抗R3とに
よって設定される電位に保持される。更に、NMOSト
ランジスタTN12のゲート電位は、抵抗R3の値を適
宜設定し、PMOSトランジスタTP12に流れる電流
を少なくすることにより、外部から加わる要因でゲート
電位が変化し易い状態としている。
側、即ち、出力端子28において、HレベルからLレベ
ルへと出力信号OUTが変化した場合、受端側では、出
力信号OUTから遅れてHレベルからLレベルへ変化す
る。この時、先ず伝送系のインピーダンスと出力インピ
ーダンスとで分圧された電位に一旦安定する。この安定
する電位は、伝送系のインピーダンスに比べて出力イン
ピーダンスは低いので、低電位側電源Vss側に低い出力
インピーダンスを接続し、高電位側電源VDD側に高い伝
送系のインピーダンスを接続した等価回路による分圧電
圧となる。
ダンスが高いので、妨げとなる負荷がない。そのため、
出力信号OUTは、そのまま順方向、即ち、高電位側電
源VDDから低電位側電源Vss側に向かう反射となり、そ
の反射は送端側へ返ってくる。
線で示すように、目標電圧(この場合はLレベルであっ
て低電位側電源Vss)を超えるオーバーシュートを引き
起こし、反射波として送端側、即ち、出力回路21に向
かって送出される。すると、図6(a)の一点鎖線で示
すように、送端側では、出力信号OUTが目標電圧(こ
の場合はLレベルであって低電位側電源Vss)を超える
オーバーシュートを引き起こす。また、発生したオーバ
ーシュートは、逆に、出力信号OUTが再び目標電圧を
越えるアンダーシュートを引き起こす。
トランジスタTN12のゲートは、わずかにPMOSト
ランジスタTP12と抵抗R3によって高電位側電源V
DD側に引かれるハイインピーダンス状態となっている。
そのため、NMOSトランジスタTN12のゲート電位
は、出力信号OUTの影響を受ける。
号OUTがオーバーシュートした場合、そのオーバーシ
ュートした出力信号OUTは、NMOSトランジスタT
N12のドレインとゲート間の寄生容量とコンデンサC
4を介して、そのゲートに電荷を充電する。従って、N
MOSトランジスタTN12のゲート電位は、その充電
された電荷によって低下し、ゲート−ソース間の電位差
が大きくなるので、出力インピーダンスが高くなる。
よって出力端子28の電位を引き下げようとする働きが
小さくなって下降しようとする出力電圧OUTの妨げと
なる負荷成分が軽減される。即ち、送端側から受端側に
反射波として伝達される負荷分が少なくなる。受端側に
伝達される負荷が少なくなると、その受端側にて反射さ
れて再び送端側に反射される分が少なくなる。
UTがアンダーシュートした場合、そのアンダーシュー
トした出力信号OUTは、NMOSトランジスタTN1
2のドレインとゲート間の寄生容量とコンデンサC4を
介して、そのゲートの電荷を放電させる。従って、NM
OSトランジスタTN12のゲート電位は、電荷の放電
によって下降し、ゲート−ソース間の電位差が小さくな
るので、出力インピーダンスが低くなる。
よって出力端子28の電位を引き上げようとする働き、
即ち、目標電圧に近づけようとする働きが強くなり、出
力電圧OUTを下降させる。その結果、アンダーシュー
トは、図6(a)(b)の一点鎖線で示す場合に比べ
て、実線で示すように小さくなる。従って、図6(b)
に示すように、点Aに示す従来の出力回路1,5による
グリッチノイズは、点Bに示すレベルまで低電位側電源
Vss側に引き上げられる。そのため、出力信号OUTが
受端側においてしきい値電圧よりも低くなることがな
く、受端側のデバイスが誤動作することがない。
した場合には、そのオーバーシュートを低減しようとす
る働きを抑えることで、反射波となる負荷を低減する。
また、出力信号OUTがアンダーシュートした場合に
は、そのアンダーシュートをより目標電圧に近づけよう
とする働きを強くすることで、そのアンダーシュートを
小さくして誤動作を防止する。
てノードNhの電位が大きく下降した場合、そのノード
Nhの電位によって、NMOSトランジスタTN10が
オフし、PMOSトランジスタTP10がオンし、ノー
ドNgの電位をHレベルに上昇させる。そのHレベルに
上昇したノードNgの電位によって、NMOSトランジ
スタTN9がオンし、PMOSトランジスタTP9がオ
ンする。
はHレベルであるので、NMOSトランジスタTN8は
オンし、PMOSトランジスタTP8はオフしている。
従って、ノードNfの電位がLレベルに下降し、そのL
レベルに下降したノードNfの電位によってPMOSト
ランジスタTP11がオンし、ノードNhの電位をHレ
ベル、即ち、高電位側電源VDDに上昇させて安定させ
る。
SトランジスタTN12のゲート電位がノイズ等によっ
て変化した場合、そのゲートに入力される電位が補正さ
れるので、NMOSトランジスタTN12が安定して動
作する。
るため、PMSトランジスタTN10たオンし、PMO
SトランジスタTP10がオフし、ノードNgの電位を
Lレベルに下降させる。そして、そのノードNgの電位
によって、NMOSトランジスタTN9がオフし、PM
OSトランジスタTP9がオンし、ノードNfの電位が
Hレベルになり、PMOSトランジスタTP11が再び
オフする。
PMOSトランジスタTP10によって、出力トランジ
スタとしてのNMOSトランジスタTN12のゲート電
位であるノードNhの電位をモニタするモニタ回路が構
成されている。そして、そのモニタ回路によって検出し
たNMOSトランジスタTN12のゲート電位の変化を
フィードバックして、NMOSトランジスタTN12の
ゲートに入力する電位を補正することで、NMOSトラ
ンジスタTN12を安定して動作させている。
ば、以下の効果を奏する。 (1)出力回路21の高電位側出力回路部22には出力
トランジスタとなるPMOSトランジスタTP6が備え
られる。高電位側出力回路部22は、入力信号INに基
づいて、PMOSトランジスタTP6オンしてHレベル
の出力信号OUTを出力した後、PMOSトランジスタ
TP6のゲートをハイインピーダンス状態に設定する。
そして、出力電圧OUTが目標とする高電位側電源VDD
よりも高い場合にはPMOSトランジスタTP6のゲー
トに電荷を充電してそのゲート電位を低下させ、出力イ
ンピーダンスを高する。また、出力電圧OUTが目標と
する高電位側電源VDDよりも低い場合にはPMOSトラ
ンジスタTP6のゲートから電荷を放電させてそのゲー
ト電位を上昇させ、出力インピーダンスを低くするよう
にした。
ートした場合には、そのオーバーシュートを低減しよう
とする働きを抑えることで、反射波となる負荷を低減す
る。また、出力信号OUTがアンダーシュートした場合
には、そのアンダーシュートをより目標電圧に近づけよ
うとする働きを強くすることで、そのアンダーシュート
を小さくして誤動作を防止することができる。
23には出力トランジスタとなるNMOSトランジスタ
TN12が備えられる。低電位側出力回路部22は、入
力信号INに基づいて、NMOSトランジスタTN12
オンしてLレベルの出力信号OUTを出力した後、NM
OSトランジスタTN12のゲートをハイインピーダン
ス状態に設定する。そして、出力電圧OUTが目標とす
る低電位側電源Vssよりも低い場合にはNMOSトラン
ジスタTN12のゲートに電荷を充電してそのゲート電
位を低下させ、出力インピーダンスを高する。また、出
力電圧OUTが目標とする低電位側電源Vssよりも高い
場合にはNMOSトランジスタTN12のゲートから電
荷を放電させてそのゲート電位を上昇させ、出力インピ
ーダンスを低くするようにした。
ートした場合には、そのオーバーシュートを低減しよう
とする働きを抑えることで、反射波となる負荷を低減す
る。また、出力信号OUTがアンダーシュートした場合
には、そのアンダーシュートをより目標電圧に近づけよ
うとする働きを強くすることで、そのアンダーシュート
を小さくして誤動作を防止することができる。
態様で実施してもよい。 (1)上記実施形態において、高電位側出力回路部2
2、又は、低電位側出力回路部23の何れか一方を省略
した所謂オープンドレイン型出力回路を構成として実施
してもよい。高電位側出力回路部22のみの場合、出力
回路21は、入力信号INに基づいて、その入力信号I
NがLレベルの場合にHレベルの出力信号OUTを出力
し、入力信号INがHレベルの場合に出力端子をハイイ
ンピーダンス状態に設定する。また、低電位側出力回路
部23のみの場合、出力回路21は、入力信号INに基
づいて、その入力信号INがLレベルの場合に出力端子
をハイインピーダンス状態に設定し、入力信号INがH
レベルの場合にLレベルの出力信号OUTを出力する。
力回路部22を、図7(a)(b)に示す従来のPMO
Sトランジスタ2又はNMOSトランジスタ6とインバ
ータ回路8との構成に置き換えて実施してもよい。ま
た、低電位側出力回路部23を、図7(a)(b)に示
す従来のNMOSトランジスタ3,7に置き換えて実施
してもよい。
22において、出力トランジスタとなるPMOSトラン
ジスタTP6のゲートと高電位側電源VDDとの間に接続
したNMOSトランジスタTN6、抵抗R1、及び、コ
ンデンサC1を省略して実施してもよい。また、低電位
側出力回路部23において、出力トランジスタとなるN
MOSトランジスタTN12のゲートと低電位側電源V
ssとの間に接続したPMOSトランジスタTP12、抵
抗R3、及び、コンデンサC3を省略して実施してもよ
い。
ジスタとなるPMOSトランジスタTP6のゲートとド
レイン間に接続したコンデンサC2を省略して実施して
もよい。また、出力トランジスタとなるPMOSトラン
ジスタTN12のゲートとドレイン間に接続したコンデ
ンサC4を省略して実施してもよい。
反射波によるノイズを低減することが可能な出力回路を
提供することができる。
図。
て、(a)は送端側の波形図、(b)は受端側の波形
図。
図。
って、(a)は送端側の波形図、(b)は受端側の波形
図。
って、(a)は送端側の波形図、(b)は受端側の波形
図。
Claims (8)
- 【請求項1】 高電位側電源又は低電位側電源を駆動電
源とし、該動作電源を出力信号として出力する出力トラ
ンジスタと、 前記出力トランジスタのゲートに接続され、入力信号に
基づいて前記出力トランジスタをオンに制御した後、前
記出力トランジスタのゲートを浮遊状態に制御する制御
回路とを備え、 前記出力トランジスタは、浮遊状態のゲートに対して出
力信号の変動に従って電荷の充放電を行い、その充放電
される電荷に基づいてゲート電位を変化させて出力イン
ピーダンスを前記出力信号の変動に対応させて変更する
ようにした出力回路。 - 【請求項2】 請求項1に記載の出力回路において、 前記制御回路は、 前記出力トランジスタの制御端子と高電位側電源との間
に接続された第1のパストランジスタと、 前記出力トランジスタの制御端子と低電位側電源との間
に接続された第2のパストランジスタとを備え、 前記入力信号に基づいて前記第1又は第2のパストラン
ジスタの一方をオンに制御して前記出力トランジスタを
オンに制御した後、前記一方のパストランジスタをオフ
に制御して前記出力トランジスタのゲートを浮遊状態に
制御するようにした出力回路。 - 【請求項3】 請求項1又は2に記載の出力回路におい
て、 前記出力トランジスタのドレインとゲート間にコンデン
サを接続し、該コンデンサと前記出力トランジスタの寄
生容量とにより、前記出力信号の変動に従ってゲートに
対して電荷の充放電を行うようにした出力回路。 - 【請求項4】 請求項1乃至3に記載の出力回路におい
て、 前記制御回路には、前記出力トランジスタのゲート電位
を検出する検出回路を備えられ、該制御回路は、前記検
出回路の検出結果に基づいて、浮遊状態にある前記出力
トランジスタのゲート電位が変動した場合に、該前記一
方のパストランジスタをオンに制御してゲート電位を安
定させた後、再び浮遊状態に制御するようにした出力回
路。 - 【請求項5】 請求項1乃至4に記載の出力回路におい
て、 前記出力トランジスタのゲートは、高抵抗素子を介して
前記駆動電源とは逆の電源に接続された出力回路。 - 【請求項6】 請求項5に記載の出力回路において、 前記出力トランジスタのゲートと高抵抗素子の間にはM
OSトランジスタが接続され、前記制御回路は、そのM
OSトランジスタは、前記出力トランジスタがオンに制
御されたときにオンに制御するようにした出力回路。 - 【請求項7】 請求項1乃至6に記載の出力回路におい
て、 前記出力トランジスタのバックゲートは抵抗を介して駆
動電源に接続された出力回路。 - 【請求項8】 高電位側電源を駆動電源とする請求項1
乃至7に記載された出力回路よりなる高電位側出力回路
部と、 低電位側電源を駆動電源とする請求項1乃至7に記載さ
れた出力回路よりなる低電位側出力回路部とから構成さ
れた出力回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25175696A JP3739497B2 (ja) | 1996-09-24 | 1996-09-24 | 出力回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25175696A JP3739497B2 (ja) | 1996-09-24 | 1996-09-24 | 出力回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1098373A true JPH1098373A (ja) | 1998-04-14 |
JP3739497B2 JP3739497B2 (ja) | 2006-01-25 |
Family
ID=17227463
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP25175696A Expired - Lifetime JP3739497B2 (ja) | 1996-09-24 | 1996-09-24 | 出力回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3739497B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012169842A (ja) * | 2011-02-14 | 2012-09-06 | Fujitsu Semiconductor Ltd | 出力回路、システム、及び出力回路の制御方法 |
-
1996
- 1996-09-24 JP JP25175696A patent/JP3739497B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2012169842A (ja) * | 2011-02-14 | 2012-09-06 | Fujitsu Semiconductor Ltd | 出力回路、システム、及び出力回路の制御方法 |
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---|---|
JP3739497B2 (ja) | 2006-01-25 |
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