JPH1093354A - ２段線形電力増幅器回路 - Google Patents
２段線形電力増幅器回路Info
- Publication number
- JPH1093354A JPH1093354A JP9212797A JP21279797A JPH1093354A JP H1093354 A JPH1093354 A JP H1093354A JP 9212797 A JP9212797 A JP 9212797A JP 21279797 A JP21279797 A JP 21279797A JP H1093354 A JPH1093354 A JP H1093354A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier circuit
- power
- power amplifier
- input
- active feedback
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
- H03G7/06—Volume compression or expansion in amplifiers having semiconductor devices
- H03G7/08—Volume compression or expansion in amplifiers having semiconductor devices incorporating negative feedback
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 追加のハードウエアを要求する複雑な方法あ
るいはシステムを伴なうことなく、大量生産可能でかつ
低コスト化および小サイズ化が可能であり、また、パー
ツの性能の調整が殆ど許されない携帯ハンドセット用途
に有用な線形電力増幅器を提供する。 【解決手段】 能動帰還予備歪み線形化を利用する線形
電力増幅器。この線形電力増幅器は、予備歪み能動帰還
ドライバ増幅器および電力増幅器を含む２段増幅器とし
て構成される。予備歪み能動帰還ドライバ増幅器は、入
力電力が低下したとき、利得が増大し挿入位相が低下す
る特性を与え、この特性によって、出力電力増幅器が有
する、入力電力が低下すると利得が圧縮し挿入位相が増
加する特性が補償される。本発明によるこの２段線形電
力増幅器は、向上された線形効率を持ち、また、大量生
産が可能で、優れた繰り返し精度を持つ。外部電圧ポス
トを備えた電圧バイアス回路によって、２段増幅器が、
外部電圧にて調整され、最適な性能を得ることが可能に
なる。
るいはシステムを伴なうことなく、大量生産可能でかつ
低コスト化および小サイズ化が可能であり、また、パー
ツの性能の調整が殆ど許されない携帯ハンドセット用途
に有用な線形電力増幅器を提供する。 【解決手段】 能動帰還予備歪み線形化を利用する線形
電力増幅器。この線形電力増幅器は、予備歪み能動帰還
ドライバ増幅器および電力増幅器を含む２段増幅器とし
て構成される。予備歪み能動帰還ドライバ増幅器は、入
力電力が低下したとき、利得が増大し挿入位相が低下す
る特性を与え、この特性によって、出力電力増幅器が有
する、入力電力が低下すると利得が圧縮し挿入位相が増
加する特性が補償される。本発明によるこの２段線形電
力増幅器は、向上された線形効率を持ち、また、大量生
産が可能で、優れた繰り返し精度を持つ。外部電圧ポス
トを備えた電圧バイアス回路によって、２段増幅器が、
外部電圧にて調整され、最適な性能を得ることが可能に
なる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、モノリシック線形
電力増幅器、より詳細には、予備歪み能動帰還ドライバ
増幅器および出力電力増幅器を含む２段モノリシック線
形電力増幅器に関する。ここで、この２段モノリシック
線形電力増幅器は、前記ドライバ増幅器内に能動帰還を
含むが、これは、入力ＲＦ信号に、予備歪みを加え、こ
れを増幅することによって、前記出力電力増幅器段の振
幅および位相特性を補償するような振幅および位相特性
を生成し、これによって、結合された２段増幅器の線形
出力特性が延長される。
電力増幅器、より詳細には、予備歪み能動帰還ドライバ
増幅器および出力電力増幅器を含む２段モノリシック線
形電力増幅器に関する。ここで、この２段モノリシック
線形電力増幅器は、前記ドライバ増幅器内に能動帰還を
含むが、これは、入力ＲＦ信号に、予備歪みを加え、こ
れを増幅することによって、前記出力電力増幅器段の振
幅および位相特性を補償するような振幅および位相特性
を生成し、これによって、結合された２段増幅器の線形
出力特性が延長される。
【０００２】
【従来の技術】線形電力増幅器の効率を向上させること
は、衛星および地上通信システムのための送信機を含む
様々な通信システムに対するコスト、重量、サイズおよ
び統合化の複雑さを低減するための鍵となる。線形増幅
は、送信された信号の振幅および位相特性が保存されな
ければならない不定（ノンコンスタント）包絡線変調ス
キームを使用する通信に対しても要求される。線形電力
伝送を要求するこれらシステムの例としては、フェーズ
ドアレイ、衛星ダウンリンク、および、セルラー電話や
コードレス電話などの地上無線通信システムなどが含ま
れる。このようなシステムにおいては、線形効率が高け
れば高いほど、電力増幅器段、増幅器マトリックスある
いは増幅器アレイ内に結合することを必要とされる増幅
器セルの数が少なくて済み、結果として、ＤＣ変換機の
周辺ハードウエアおよびハーネスも少なくて済む。増幅
器セルの数を制限することによって、このような用途に
対する増幅器の、全体としてのサイズ、重量および統合
化の複雑さが低減され、この結果、全体としてのコスト
が低減し、性能が向上することとなる。このようなサイ
ズおよび重量の低減は、スペースクラフトの重量が重要
な衛星通信システムなどの幾つかの用途では、特に、要
望される。向上された効率を持つ線形電力増幅器は、ま
た、セルラー電話システムやコードレス電話システムな
どの地上通信システムにおいても有益であり、増幅器の
性能の向上は、結果として、蓄電池の寿命の向上に結び
つく。
は、衛星および地上通信システムのための送信機を含む
様々な通信システムに対するコスト、重量、サイズおよ
び統合化の複雑さを低減するための鍵となる。線形増幅
は、送信された信号の振幅および位相特性が保存されな
ければならない不定（ノンコンスタント）包絡線変調ス
キームを使用する通信に対しても要求される。線形電力
伝送を要求するこれらシステムの例としては、フェーズ
ドアレイ、衛星ダウンリンク、および、セルラー電話や
コードレス電話などの地上無線通信システムなどが含ま
れる。このようなシステムにおいては、線形効率が高け
れば高いほど、電力増幅器段、増幅器マトリックスある
いは増幅器アレイ内に結合することを必要とされる増幅
器セルの数が少なくて済み、結果として、ＤＣ変換機の
周辺ハードウエアおよびハーネスも少なくて済む。増幅
器セルの数を制限することによって、このような用途に
対する増幅器の、全体としてのサイズ、重量および統合
化の複雑さが低減され、この結果、全体としてのコスト
が低減し、性能が向上することとなる。このようなサイ
ズおよび重量の低減は、スペースクラフトの重量が重要
な衛星通信システムなどの幾つかの用途では、特に、要
望される。向上された効率を持つ線形電力増幅器は、ま
た、セルラー電話システムやコードレス電話システムな
どの地上通信システムにおいても有益であり、増幅器の
性能の向上は、結果として、蓄電池の寿命の向上に結び
つく。
【０００３】上に述べたように、不定（ノンコンスタン
ト）包絡線変調通信システムでは、伝送された情報の振
幅および位相特性を保存することは、システム性能にと
って重要である。このために、このタイプの通信システ
ムは、通常、増幅器が線形動作の領域内に入るまで、入
力電力をバックオフするための回路を採用する電力増幅
器を必要とし、このタイプの通信システムは、電力増幅
器出力検出器および可変利得増幅器を制御されたループ
にて使用することが知られている。しかしながら、増幅
器の線形性を向上するためには、増幅器の電力追加効率
（ＰＡＥ）を低減するなどの圧縮のバックオフに対する
トレードオフが存在する。従来の技術では、数デシベル
だけの圧縮のバックオフの場合において典型的な線形電
力効率は、約２０から５０％であり、これは、電力増幅
器の飽和状態における電力追加効率が約３５％から最高
８０％のレンジに達するのと比べて、効率性能がかなり
落ちる。残念なことに、不定（ノンコンスタント）包絡
線変調通信システムでは、電力増幅器は線形領域におい
て動作し、また、圧縮のバックオフを必要とし、これ
は、効率をさらに劣化させる。
ト）包絡線変調通信システムでは、伝送された情報の振
幅および位相特性を保存することは、システム性能にと
って重要である。このために、このタイプの通信システ
ムは、通常、増幅器が線形動作の領域内に入るまで、入
力電力をバックオフするための回路を採用する電力増幅
器を必要とし、このタイプの通信システムは、電力増幅
器出力検出器および可変利得増幅器を制御されたループ
にて使用することが知られている。しかしながら、増幅
器の線形性を向上するためには、増幅器の電力追加効率
（ＰＡＥ）を低減するなどの圧縮のバックオフに対する
トレードオフが存在する。従来の技術では、数デシベル
だけの圧縮のバックオフの場合において典型的な線形電
力効率は、約２０から５０％であり、これは、電力増幅
器の飽和状態における電力追加効率が約３５％から最高
８０％のレンジに達するのと比べて、効率性能がかなり
落ちる。残念なことに、不定（ノンコンスタント）包絡
線変調通信システムでは、電力増幅器は線形領域におい
て動作し、また、圧縮のバックオフを必要とし、これ
は、効率をさらに劣化させる。
【０００４】増幅器の線形電力効率を改善するための、
幾つかの技法、例えば、フィードフォワード線形化およ
び予備歪み技術が知られており、これらの技術が：IEEE
Transactions on Communication Technology,Vol.COM-
19,No.3,June 1971,pp.320-325に掲載されたH.Seidelに
よる論文“A Feedforward Experiment Applied to anL-
4 Carrier System Amplifier ”（フィードフォワード
実験のＬ−４搬送波システム増幅器への適用）；1993 I
EEE MMWMC Symp.Dig.,Atlanta,GA,pp.155-158に掲載さ
れたA.Katz,S.Moochalla, およびJ.Klatshinによる論文
“Passive FETMMIC Linearizers for C,X and Ku-Band
Satellite Applications （C,X およびKu-バンド衛星用
途のための受動 FET MMIC リニアライザ）”；1985 IEE
E MTTSymp. Dig.,St.Louis,MO,pp.661-664 に掲載され
たA.Katz,R.SudarsanmおよびD.Aubertらによる論文“A
Reflective Diode Linearizer for Spacecraft Applica
tions （スペースクラフト用途のための反射ダイオード
リニアライザ）”；IEEETransactions on MTT,Vol.MTT-
34,No.12,December 1986,pp.1327-1332に掲載されたR.I
nada,H.Ogawa,S.KitazumeおよびP.Desantisによる論文
“A compact 4-GHz Linearizer for Space Use（スペー
ス用途のためのコンパクトな４−ＧＨリニアライ
ザ）”；および米国特許第5,264,806 号において開示さ
れている。
幾つかの技法、例えば、フィードフォワード線形化およ
び予備歪み技術が知られており、これらの技術が：IEEE
Transactions on Communication Technology,Vol.COM-
19,No.3,June 1971,pp.320-325に掲載されたH.Seidelに
よる論文“A Feedforward Experiment Applied to anL-
4 Carrier System Amplifier ”（フィードフォワード
実験のＬ−４搬送波システム増幅器への適用）；1993 I
EEE MMWMC Symp.Dig.,Atlanta,GA,pp.155-158に掲載さ
れたA.Katz,S.Moochalla, およびJ.Klatshinによる論文
“Passive FETMMIC Linearizers for C,X and Ku-Band
Satellite Applications （C,X およびKu-バンド衛星用
途のための受動 FET MMIC リニアライザ）”；1985 IEE
E MTTSymp. Dig.,St.Louis,MO,pp.661-664 に掲載され
たA.Katz,R.SudarsanmおよびD.Aubertらによる論文“A
Reflective Diode Linearizer for Spacecraft Applica
tions （スペースクラフト用途のための反射ダイオード
リニアライザ）”；IEEETransactions on MTT,Vol.MTT-
34,No.12,December 1986,pp.1327-1332に掲載されたR.I
nada,H.Ogawa,S.KitazumeおよびP.Desantisによる論文
“A compact 4-GHz Linearizer for Space Use（スペー
ス用途のためのコンパクトな４−ＧＨリニアライ
ザ）”；および米国特許第5,264,806 号において開示さ
れている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、残念な
ことに、従来のこれらの技術は、比較的複雑な方法ある
いはシステムを伴い、これらは、追加のハードウエアを
要求し、これらは、大量生産環境では経済的に実現可能
でなく、あるいは、非常に敏感で精密な調整を必要とす
る。さらに、これら周知のシステムの多くは、低コス
ト、小型が問題とされまたパーツの性能の調整が殆ど許
されない携帯ハンドセット用途には、実現不可能であ
る。
ことに、従来のこれらの技術は、比較的複雑な方法ある
いはシステムを伴い、これらは、追加のハードウエアを
要求し、これらは、大量生産環境では経済的に実現可能
でなく、あるいは、非常に敏感で精密な調整を必要とす
る。さらに、これら周知のシステムの多くは、低コス
ト、小型が問題とされまたパーツの性能の調整が殆ど許
されない携帯ハンドセット用途には、実現不可能であ
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の一つの目的は、
従来の技術における様々な問題を解決する線形電力増幅
器を提供することにある。本発明のもう一つの目的は、
向上された効率を持つ線形電力増幅器を提供することに
ある。簡単には、本発明は、能動帰還予備線形化を利用
する線形電力増幅器に関する。本発明の、この線形電力
増幅器は、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器と電力増幅
器を含む２段増幅器として実現される。予備歪み能動帰
還ドライバ増幅器は、入力電力の増加に伴って、利得の
増大と、挿入位相の低減を与えるが、これは、入力電力
に伴って生じる出力電力増幅器の利得の圧縮と、挿入位
相の増加を補償し、この結果として、比較的優れた、線
形電力の可能出力および関連する電力追加効率（ＰＡ
Ｅ）を持つ２段増幅器が得られる。外部電圧バイアス部
分を持つ回路によって、この２段増幅器は、外部電圧に
て、同調されて最適な性能が得られるようになる。
従来の技術における様々な問題を解決する線形電力増幅
器を提供することにある。本発明のもう一つの目的は、
向上された効率を持つ線形電力増幅器を提供することに
ある。簡単には、本発明は、能動帰還予備線形化を利用
する線形電力増幅器に関する。本発明の、この線形電力
増幅器は、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器と電力増幅
器を含む２段増幅器として実現される。予備歪み能動帰
還ドライバ増幅器は、入力電力の増加に伴って、利得の
増大と、挿入位相の低減を与えるが、これは、入力電力
に伴って生じる出力電力増幅器の利得の圧縮と、挿入位
相の増加を補償し、この結果として、比較的優れた、線
形電力の可能出力および関連する電力追加効率（ＰＡ
Ｅ）を持つ２段増幅器が得られる。外部電圧バイアス部
分を持つ回路によって、この２段増幅器は、外部電圧に
て、同調されて最適な性能が得られるようになる。
【０００７】本発明のこれらおよびその他の目的は、以
下の詳細な説明を付属の図面を参照しながら読むことに
よってより良く理解できるであろう。
下の詳細な説明を付属の図面を参照しながら読むことに
よってより良く理解できるであろう。
【０００８】
【発明の実施の形態】本発明に従う電力増幅器が図１に
略ブロック図にて示されるが、ここでは、本電力増幅器
全体が参照番号２０によって示される。この線形電力増
幅器２０は、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２およ
び出力電力増幅器２４を含むが、両方が、入力端子と出
力端子を持つ。本発明においては、この２段線形増幅器
２０の効率の向上が、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器
２２内に能動帰還を利用することによって達成される。
この予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２は、入力ＲＦ
信号ＲＦinに、予め歪みを加えて増幅し、この増幅され
た信号は、電力増幅器２４に供給される。結合された２
段増幅器２０の出力線形特性を延長するために、この予
備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２は、出力電力増幅器
段２４の振幅および位相特性を補償するように、入力Ｒ
Ｆ信号ＲＦinの振幅および位相特性を操作する。例え
ば、入力電力によって利得が圧縮し挿入位相が増加する
特性を持つ出力電力増幅器２４を補償するために、ドラ
イバ増幅器２２は、入力電力が増加すると、利得が増大
し、挿入位相が低減する特性を持つように構成されて、
これによって、比較的優れた、線形出力電力の可能出力
およびこれと関連する電力追加効率が達成されてもよ
い。
略ブロック図にて示されるが、ここでは、本電力増幅器
全体が参照番号２０によって示される。この線形電力増
幅器２０は、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２およ
び出力電力増幅器２４を含むが、両方が、入力端子と出
力端子を持つ。本発明においては、この２段線形増幅器
２０の効率の向上が、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器
２２内に能動帰還を利用することによって達成される。
この予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２は、入力ＲＦ
信号ＲＦinに、予め歪みを加えて増幅し、この増幅され
た信号は、電力増幅器２４に供給される。結合された２
段増幅器２０の出力線形特性を延長するために、この予
備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２は、出力電力増幅器
段２４の振幅および位相特性を補償するように、入力Ｒ
Ｆ信号ＲＦinの振幅および位相特性を操作する。例え
ば、入力電力によって利得が圧縮し挿入位相が増加する
特性を持つ出力電力増幅器２４を補償するために、ドラ
イバ増幅器２２は、入力電力が増加すると、利得が増大
し、挿入位相が低減する特性を持つように構成されて、
これによって、比較的優れた、線形出力電力の可能出力
およびこれと関連する電力追加効率が達成されてもよ
い。
【０００９】後に詳細に説明されるように、上に説明さ
れた予備歪みおよび予備増幅特性を達成するために、ド
ライバ増幅器２２内に能動帰還が組み込まれるが、この
方法は、当分野において周知の一般的により複雑な、予
備歪み回路および線形化技術と比較して、幾つかの長所
を提供する。例えば、本発明によるこの能動帰還技術
は、チップサイズを実質的に増加させることなく、モノ
リシックに組み込む（集積する）ことが可能である。さ
らに、本発明による２段線形化電力増幅器２０は、ＲＦ
帰還を組み込むが、これは、このトポロジを本質的に、
より安定にし、容易に自己バイアスされる。これは、ま
た、最適な性能を達成するために電気的に調整されるこ
とが可能であり、さらに、低電源電圧（つまり、２から
３Ｖbcダイオード降下）による動作を可能にし、蓄電池
動作の携帯ユニットに対して使用することを可能にす
る。
れた予備歪みおよび予備増幅特性を達成するために、ド
ライバ増幅器２２内に能動帰還が組み込まれるが、この
方法は、当分野において周知の一般的により複雑な、予
備歪み回路および線形化技術と比較して、幾つかの長所
を提供する。例えば、本発明によるこの能動帰還技術
は、チップサイズを実質的に増加させることなく、モノ
リシックに組み込む（集積する）ことが可能である。さ
らに、本発明による２段線形化電力増幅器２０は、ＲＦ
帰還を組み込むが、これは、このトポロジを本質的に、
より安定にし、容易に自己バイアスされる。これは、ま
た、最適な性能を達成するために電気的に調整されるこ
とが可能であり、さらに、低電源電圧（つまり、２から
３Ｖbcダイオード降下）による動作を可能にし、蓄電池
動作の携帯ユニットに対して使用することを可能にす
る。
【００１０】図２には、予備歪み能動帰還ドライバ増幅
器２２の略図が示される。予備歪み能動帰還ドライバ増
幅器２２は、バイポーラトランジスタＱ1 を含むが、こ
れは、入力インピーダンス整合のための入力整合ネット
ワーク２６、出力インピーダンス整合のための出力整合
ネットワーク２８、並びに、出力バイアスネットワーク
３０を含む。これら、入力整合ネットワーク２６、出力
整合ネットワーク２８、および出力バイアスネットワー
クは、当業者においては、周知である。ＲＦ信号ＲＦin
は、入力整合ネットワーク２６を通じてバイポーラ電力
トランジスタＱ1 のベースに供給される。バイポーラ電
力トランジスタＱ1 は、複数の抵抗Ｒbb1 、Ｒbb6 、お
よびＲref 、並びにトランジスタＱ6 を含む電流ミラー
によってバイアスされる。トランジスタＱ6 は、トラン
ジスタＱ7 およびベース抵抗Ｒb7を含むパワーダウンエ
ミッタホロワ回路によってドライブされる。パワーダウ
ンエミッタホロワ回路は、電圧源Ｖpdによって制御され
る。一対のバイパスコンデンサＣbyp1およびＣbyp2が、
ＤＣ電源ＶpdおよびＶcc上で利用され、高周波ノイズを
フィルタする。
器２２の略図が示される。予備歪み能動帰還ドライバ増
幅器２２は、バイポーラトランジスタＱ1 を含むが、こ
れは、入力インピーダンス整合のための入力整合ネット
ワーク２６、出力インピーダンス整合のための出力整合
ネットワーク２８、並びに、出力バイアスネットワーク
３０を含む。これら、入力整合ネットワーク２６、出力
整合ネットワーク２８、および出力バイアスネットワー
クは、当業者においては、周知である。ＲＦ信号ＲＦin
は、入力整合ネットワーク２６を通じてバイポーラ電力
トランジスタＱ1 のベースに供給される。バイポーラ電
力トランジスタＱ1 は、複数の抵抗Ｒbb1 、Ｒbb6 、お
よびＲref 、並びにトランジスタＱ6 を含む電流ミラー
によってバイアスされる。トランジスタＱ6 は、トラン
ジスタＱ7 およびベース抵抗Ｒb7を含むパワーダウンエ
ミッタホロワ回路によってドライブされる。パワーダウ
ンエミッタホロワ回路は、電圧源Ｖpdによって制御され
る。一対のバイパスコンデンサＣbyp1およびＣbyp2が、
ＤＣ電源ＶpdおよびＶcc上で利用され、高周波ノイズを
フィルタする。
【００１１】能動帰還ループは、能動帰還トランジスタ
Ｑ4 によって提供されるが、このトランジスタＱ4 のベ
ースは、ベース同調抵抗Ｒbtを通じて電力トランジスタ
Ｑ1のコレクタに結合される。一方、能動帰還トランジ
スタＱ4 のエミッタは、抵抗ＲfbおよびコンデンサＣfb
を含む直列Ｒ−Ｃネットワークを通じて、電力トランジ
スタＱ1 のベースに結合される。能動帰還トランジスタ
Ｑ4 の抵抗ＲbtおよびコンデンサＣfb、並びに、ベース
同調抵抗Ｒbtの値によって、ドライバ増幅器２２のＲＦ
帰還が設定される。能動帰還トランジスタＱ4 に対する
エミッタ電流バイアスは、トランジスタＱ3 を含む電流
源によって提供されるが、トランジスタＱ3 は、トラン
ジスタＱ6および抵抗Ｒbb6 を含むトランジスタＱ1 の
ベースバイアス電流ミラー回路からの電流をミラーす
る。能動帰還トランジスタＱ4 のコレクタ電流は、バイ
アストランジスタＱ5 を含む第二の帰還ループを通じて
バイアスされる。より詳細には、能動帰還トランジスタ
Ｑ4 のコレクタは、トランジスタＱ5 のコレクタに直接
に接続され、トランジスタＱ5 によって、能動帰還トラ
ンジスタＱ4 に、バイアスが提供され、同時に、低周波
ＲＦ負荷が提供される。トランジスタＱ5 のベースは、
ベース抵抗Ｒb5を通じて電圧源Ｖccに接続される。トラ
ンジスタＱ2 を含む電流源は、トランジスタＱ5 のバイ
アス電流Ｉe5を設定する。トランジスタＱ4 およびＱ5
のコレクタに結合された補償コンデンサＣccは、低域フ
ィルタリングを提供する。補償コンデンサＣccの値は、
最適の予備歪み特性が達成されるように選択される。
Ｑ4 によって提供されるが、このトランジスタＱ4 のベ
ースは、ベース同調抵抗Ｒbtを通じて電力トランジスタ
Ｑ1のコレクタに結合される。一方、能動帰還トランジ
スタＱ4 のエミッタは、抵抗ＲfbおよびコンデンサＣfb
を含む直列Ｒ−Ｃネットワークを通じて、電力トランジ
スタＱ1 のベースに結合される。能動帰還トランジスタ
Ｑ4 の抵抗ＲbtおよびコンデンサＣfb、並びに、ベース
同調抵抗Ｒbtの値によって、ドライバ増幅器２２のＲＦ
帰還が設定される。能動帰還トランジスタＱ4 に対する
エミッタ電流バイアスは、トランジスタＱ3 を含む電流
源によって提供されるが、トランジスタＱ3 は、トラン
ジスタＱ6および抵抗Ｒbb6 を含むトランジスタＱ1 の
ベースバイアス電流ミラー回路からの電流をミラーす
る。能動帰還トランジスタＱ4 のコレクタ電流は、バイ
アストランジスタＱ5 を含む第二の帰還ループを通じて
バイアスされる。より詳細には、能動帰還トランジスタ
Ｑ4 のコレクタは、トランジスタＱ5 のコレクタに直接
に接続され、トランジスタＱ5 によって、能動帰還トラ
ンジスタＱ4 に、バイアスが提供され、同時に、低周波
ＲＦ負荷が提供される。トランジスタＱ5 のベースは、
ベース抵抗Ｒb5を通じて電圧源Ｖccに接続される。トラ
ンジスタＱ2 を含む電流源は、トランジスタＱ5 のバイ
アス電流Ｉe5を設定する。トランジスタＱ4 およびＱ5
のコレクタに結合された補償コンデンサＣccは、低域フ
ィルタリングを提供する。補償コンデンサＣccの値は、
最適の予備歪み特性が達成されるように選択される。
【００１２】動作においては、トランジスタＱ4 および
Ｑ5 が飽和状態あるいは飽和近傍にバイアスされる。よ
り詳細には、トランジスタＱ4 が飽和状態で動作してお
り、１のベースコレクタ接合が、順方向に強くバイアス
されている場合は、他方のトランジスタＱ5 は、順方向
能動領域の飽和近傍で動作するが、ただし、このコレク
タベース接合は、順方向に軽くバイアスされる。この予
備歪み特性は、能動帰還トランジスタＱ4 のバイアスの
飽和の程度、補償コンデンサＣccの値、並びに、コレク
タ接続されたトランジスタＱ4 とトランジスタＱ5 のＤ
Ｃ結合に依存する。図３には、図２に示される予備歪み
能動帰還ドライバ増幅器２２の、利得、出力電力Ｐout
および電力追加効率（ＰＡＥ）のグラフが、ＲＦ信号Ｒ
Ｆinの入力電力の関数として示される。図３において、
曲線３２は、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２の利
得を、ＲＦ信号ＲＦinの入力電力の関数として表す。曲
線３４は、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２の出力
電圧Ｐout を、入力電力Ｐinの関数として表し、最後
に、曲線３６は、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２
の電力追加効率（ＰＡＥ）を、入力電力の関数として表
す。図３の曲線３２からわかるように、予備歪み能動帰
還ドライバ増幅器２２の利得は、入力電力Ｐinが増加す
るのに従って、増加してゆき、ＲＦ信号ＲＦinの入力電
圧Ｐinがさらに高くなると、ロールオフする。一方、曲
線３４および３６によって示されるように、出力電力Ｐ
out 並びに電力追加効率（ＰＡＥ）は、入力電力Ｐinが
増加すると、これに従って増加してゆき、電力レベルが
さらに高くなると、飽和に達する。
Ｑ5 が飽和状態あるいは飽和近傍にバイアスされる。よ
り詳細には、トランジスタＱ4 が飽和状態で動作してお
り、１のベースコレクタ接合が、順方向に強くバイアス
されている場合は、他方のトランジスタＱ5 は、順方向
能動領域の飽和近傍で動作するが、ただし、このコレク
タベース接合は、順方向に軽くバイアスされる。この予
備歪み特性は、能動帰還トランジスタＱ4 のバイアスの
飽和の程度、補償コンデンサＣccの値、並びに、コレク
タ接続されたトランジスタＱ4 とトランジスタＱ5 のＤ
Ｃ結合に依存する。図３には、図２に示される予備歪み
能動帰還ドライバ増幅器２２の、利得、出力電力Ｐout
および電力追加効率（ＰＡＥ）のグラフが、ＲＦ信号Ｒ
Ｆinの入力電力の関数として示される。図３において、
曲線３２は、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２の利
得を、ＲＦ信号ＲＦinの入力電力の関数として表す。曲
線３４は、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２の出力
電圧Ｐout を、入力電力Ｐinの関数として表し、最後
に、曲線３６は、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２
の電力追加効率（ＰＡＥ）を、入力電力の関数として表
す。図３の曲線３２からわかるように、予備歪み能動帰
還ドライバ増幅器２２の利得は、入力電力Ｐinが増加す
るのに従って、増加してゆき、ＲＦ信号ＲＦinの入力電
圧Ｐinがさらに高くなると、ロールオフする。一方、曲
線３４および３６によって示されるように、出力電力Ｐ
out 並びに電力追加効率（ＰＡＥ）は、入力電力Ｐinが
増加すると、これに従って増加してゆき、電力レベルが
さらに高くなると、飽和に達する。
【００１３】図４には、予備歪み能動帰還ドライバ増幅
器２２の利得、出力電力Ｐout および正規化された挿入
位相のグラフが、入力電力Ｐinの関数として示される。
曲線３８は、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２の利
得を、入力電力の関数として表す。曲線４０は、予備歪
み能動帰還ドライバ増幅器２２の出力電力をＲＦ入力信
号ＲＦinの入力電力Ｐinの関数として表す。曲線３８お
よび曲線４０は、図３に示される曲線３２および３４と
類似のものである。一方、曲線４２は、予備歪み能動帰
還ドライバ増幅器２２の正規化された挿入位相を、入力
電力Ｐinの関数として表す。曲線４２からわかるよう
に、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２の挿入位相
は、ある入力電力領域においては、入力電力Ｐinのレベ
ルの増加とともに減少するが、その後、入力電力レベル
Ｐinが増加すると、増加し、その後、これより電力レベ
ルが高くなると、上昇の勾配が落ちることがわかる。後
に詳細に説明されるように、予備歪み能動帰還ドライバ
増幅器２２の、この利得が増大する特性と挿入位相が増
加する特性によって、出力増幅器２４の利得圧縮特性が
補償される。
器２２の利得、出力電力Ｐout および正規化された挿入
位相のグラフが、入力電力Ｐinの関数として示される。
曲線３８は、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２の利
得を、入力電力の関数として表す。曲線４０は、予備歪
み能動帰還ドライバ増幅器２２の出力電力をＲＦ入力信
号ＲＦinの入力電力Ｐinの関数として表す。曲線３８お
よび曲線４０は、図３に示される曲線３２および３４と
類似のものである。一方、曲線４２は、予備歪み能動帰
還ドライバ増幅器２２の正規化された挿入位相を、入力
電力Ｐinの関数として表す。曲線４２からわかるよう
に、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２の挿入位相
は、ある入力電力領域においては、入力電力Ｐinのレベ
ルの増加とともに減少するが、その後、入力電力レベル
Ｐinが増加すると、増加し、その後、これより電力レベ
ルが高くなると、上昇の勾配が落ちることがわかる。後
に詳細に説明されるように、予備歪み能動帰還ドライバ
増幅器２２の、この利得が増大する特性と挿入位相が増
加する特性によって、出力増幅器２４の利得圧縮特性が
補償される。
【００１４】図５には、本発明とともに使用するのに適
する典型的な出力電力増幅器２４の略図が示されるが、
これは、電力トランジスタＱpa1 を含む。予備歪み能動
帰還ドライバ増幅器２２（図２）の出力は、入力整合ネ
ットワーク４４を通じて電力増幅器２４に結合される。
より詳細には、出力整合ネットワーク２８（図２）から
のＲＦ出力が、直接に、電力増幅器２４のＲＦ入力端子
に結合される。電力増幅器２４のＲＦ入力端子ＲＦin
は、入力整合ネットワーク４４に接続され、入力整合ネ
ットワーク４４は、電力トランジスタＱpa1 のベースに
接続される。電力増幅器２４の出力ＲＦout は、直列に
結合された出力整合ネットワーク４６を通じて、電力ト
ランジスタＱpa1 のエミッタから得られる。入力バイア
スネットワーク４８、並びに入力バイアスネットワーク
５０は、それぞれ、電力トランジスタＱpa1 のベースと
コレクタにおいて接続される。様々な周知の無線携帯ハ
ンドセットに典型的な、パワーダウン制御電圧Ｖpdが、
入力バイアスネットワーク４８に加えられる。これら入
力整合ネットワーク４４、並びに、出力整合ネットワー
ク４６は、電力増幅器２４の性能を最適化するために使
用される。つまり、これら整合ネットワーク４４および
４６は、それらが接続された回路のインピーダンスを整
合して性能を最適化するように使用される。例えば、入
力整合ネットワーク４４は、予備歪み能動帰還ドライバ
増幅器２２の出力インピーダンスを整合するように構成
され、出力整合ネットワーク４６は、電力増幅器２４が
接続されるべき回路の入力インピーダンスを整合するよ
うに構成される。入力バイアスネットワーク４８、並び
に入力バイアスネットワーク５０は、電力トランジスタ
Ｑpa1 をバイアスし、これがその線形レンジにて動作す
ることを強制するために使用される。入力整合ネットワ
ーク４４、出力整合ネットワーク４６、並びに出力バイ
アスネットワーク４６は、当業者においては周知であ
る。
する典型的な出力電力増幅器２４の略図が示されるが、
これは、電力トランジスタＱpa1 を含む。予備歪み能動
帰還ドライバ増幅器２２（図２）の出力は、入力整合ネ
ットワーク４４を通じて電力増幅器２４に結合される。
より詳細には、出力整合ネットワーク２８（図２）から
のＲＦ出力が、直接に、電力増幅器２４のＲＦ入力端子
に結合される。電力増幅器２４のＲＦ入力端子ＲＦin
は、入力整合ネットワーク４４に接続され、入力整合ネ
ットワーク４４は、電力トランジスタＱpa1 のベースに
接続される。電力増幅器２４の出力ＲＦout は、直列に
結合された出力整合ネットワーク４６を通じて、電力ト
ランジスタＱpa1 のエミッタから得られる。入力バイア
スネットワーク４８、並びに入力バイアスネットワーク
５０は、それぞれ、電力トランジスタＱpa1 のベースと
コレクタにおいて接続される。様々な周知の無線携帯ハ
ンドセットに典型的な、パワーダウン制御電圧Ｖpdが、
入力バイアスネットワーク４８に加えられる。これら入
力整合ネットワーク４４、並びに、出力整合ネットワー
ク４６は、電力増幅器２４の性能を最適化するために使
用される。つまり、これら整合ネットワーク４４および
４６は、それらが接続された回路のインピーダンスを整
合して性能を最適化するように使用される。例えば、入
力整合ネットワーク４４は、予備歪み能動帰還ドライバ
増幅器２２の出力インピーダンスを整合するように構成
され、出力整合ネットワーク４６は、電力増幅器２４が
接続されるべき回路の入力インピーダンスを整合するよ
うに構成される。入力バイアスネットワーク４８、並び
に入力バイアスネットワーク５０は、電力トランジスタ
Ｑpa1 をバイアスし、これがその線形レンジにて動作す
ることを強制するために使用される。入力整合ネットワ
ーク４４、出力整合ネットワーク４６、並びに出力バイ
アスネットワーク４６は、当業者においては周知であ
る。
【００１５】図６には、電力増幅器２４の利得、出力電
力Ｐout および電力追加効率（ＰＡＥ）のグラフが、入
力電力（つまり、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２
の出力）の関数として示される。曲線５２は、電力増幅
器２４の利得を、入力電力Ｐinの関数として表す。図６
に示されるように、この利得は、入力電力Ｐinのレベル
が増加すると、圧縮するが、これは、上に述べたよう
に、利得が入力電力Ｐinのレベルの増加とともに増加す
る予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２の利得特性によ
って補償される。曲線５４および５６は、電力増幅器２
４の出力電力Ｐout 、並びに、電力追加効率（ＰＡＥ）
は、入力電力Ｐinのレベルが増加するとこれとともに増
加し、入力電力のレベルがさらに増加すると、飽和する
ことを示す。
力Ｐout および電力追加効率（ＰＡＥ）のグラフが、入
力電力（つまり、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２
の出力）の関数として示される。曲線５２は、電力増幅
器２４の利得を、入力電力Ｐinの関数として表す。図６
に示されるように、この利得は、入力電力Ｐinのレベル
が増加すると、圧縮するが、これは、上に述べたよう
に、利得が入力電力Ｐinのレベルの増加とともに増加す
る予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２の利得特性によ
って補償される。曲線５４および５６は、電力増幅器２
４の出力電力Ｐout 、並びに、電力追加効率（ＰＡＥ）
は、入力電力Ｐinのレベルが増加するとこれとともに増
加し、入力電力のレベルがさらに増加すると、飽和する
ことを示す。
【００１６】図７には、電力増幅器２４の利得、出力電
力Ｐout および挿入位相のグラフが、電力増幅器２４に
対する入力電力Ｐinの関数として示される。曲線５８お
よび曲線６０は、電力増幅器２４の、それぞれ、利得お
よび出力電力Ｐout を表すが、これは、図６に示される
曲線５２および５４と類似する。曲線６２は、電力増幅
器２４の挿入位相を、入力電力Ｐinの関数として表す。
図７は、電力増幅器２４が圧縮に向うと、挿入位相の勾
配が急速に増加し、入力電力Ｐinのレベルの増加と線形
でなくなることが示される。例えば、１ｄＢの圧縮のと
きの出力電力（Ｐ1dB ）は、２３ｄＢｍとなるが、これ
は、３０％の効率、および＋３°の挿入位相に対応す
る。ここで、１ｄＢの圧縮値は、電力増幅器２４が飽和
状態になる直前の線形電力増幅の上限を表す。
力Ｐout および挿入位相のグラフが、電力増幅器２４に
対する入力電力Ｐinの関数として示される。曲線５８お
よび曲線６０は、電力増幅器２４の、それぞれ、利得お
よび出力電力Ｐout を表すが、これは、図６に示される
曲線５２および５４と類似する。曲線６２は、電力増幅
器２４の挿入位相を、入力電力Ｐinの関数として表す。
図７は、電力増幅器２４が圧縮に向うと、挿入位相の勾
配が急速に増加し、入力電力Ｐinのレベルの増加と線形
でなくなることが示される。例えば、１ｄＢの圧縮のと
きの出力電力（Ｐ1dB ）は、２３ｄＢｍとなるが、これ
は、３０％の効率、および＋３°の挿入位相に対応す
る。ここで、１ｄＢの圧縮値は、電力増幅器２４が飽和
状態になる直前の線形電力増幅の上限を表す。
【００１７】図８および図９のグラフは、予備歪み能動
帰還ドライバ増幅器２２と、電力増幅器２４が結合され
た場合の（つまり、２段電力増幅器２０）の性能を示
す。図８のグラフは、結合された２段線形電力増幅器２
０の、利得、出力電力Ｐout 、並びに電力追加効率（Ｐ
ＡＥ）を示す。曲線６４は、入力電力Ｐinの関数として
の２段線形電力増幅器２０の利得を表し、一方、曲線６
６は、出力電力Ｐout を表す。曲線６８は、入力電力Ｐ
inの関数としての、結合された２段線形電力増幅器２０
の電力追加効率（ＰＡＥ）を表す。図８は、１ｄＢの圧
縮（Ｐ1dB ）において、効率が約４９％になることを示
す。図６の場合では、１ｄＢの圧縮（Ｐ1dB ）におい
て、電力増幅器２４の効率は、単独では、たった３０％
であった。これとの比較から、図８から、この結合され
た２段線形電力増幅器２０では、１ｄＢの圧縮におい
て、電力追加効率（ＰＡＥ）が１９％向上することが理
解できる。
帰還ドライバ増幅器２２と、電力増幅器２４が結合され
た場合の（つまり、２段電力増幅器２０）の性能を示
す。図８のグラフは、結合された２段線形電力増幅器２
０の、利得、出力電力Ｐout 、並びに電力追加効率（Ｐ
ＡＥ）を示す。曲線６４は、入力電力Ｐinの関数として
の２段線形電力増幅器２０の利得を表し、一方、曲線６
６は、出力電力Ｐout を表す。曲線６８は、入力電力Ｐ
inの関数としての、結合された２段線形電力増幅器２０
の電力追加効率（ＰＡＥ）を表す。図８は、１ｄＢの圧
縮（Ｐ1dB ）において、効率が約４９％になることを示
す。図６の場合では、１ｄＢの圧縮（Ｐ1dB ）におい
て、電力増幅器２４の効率は、単独では、たった３０％
であった。これとの比較から、図８から、この結合され
た２段線形電力増幅器２０では、１ｄＢの圧縮におい
て、電力追加効率（ＰＡＥ）が１９％向上することが理
解できる。
【００１８】図９のグラフは、本発明によるこの２段線
形電力増幅器２０の、利得、出力電力Ｐout 、および正
規化挿入位相を、入力電力Ｐinの関数として示す。曲線
７０は、２段線形電力増幅器２０の利得を、そして、曲
線７２は、この出力電力を、入力電力Ｐinの関数として
表す。曲線７０および曲線７２は、それぞれ、図８の曲
線６４および６６と類似する。一方、曲線７４は、２段
線形電力増幅器２０の正規化された挿入位相を入力電力
Ｐinの関数として表す。図９の曲線７４から、２段線形
電力増幅器２０では、１ｄＢ圧縮ポイント（Ｐ1dB ）に
おいて、位相線形性（挿入位相）が５°以内に維持でき
ることがわかる。図７および図１１には、本発明のもう
一つの重要な特徴が示される。これら実施例において
は、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２には、トラン
ジスタＱ5あるいはＱ4 のエミッタの所に、能動帰還ト
ランジスタＱ4 およびＱ5 のバイアス特性を制御するた
めの電圧制御電流源が設けられ、これが、電力増幅器段
２４と結合されたとき、最適の出力電力の効率が達成で
きるように調整される。この能動帰還バイアス同調回路
を除いては、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２につ
いての概略図のバランスは、図２に示されるのと、本質
的に同一である。このために、同一の要素には、同一の
参照番号が与えられ、詳細には説明されない。
形電力増幅器２０の、利得、出力電力Ｐout 、および正
規化挿入位相を、入力電力Ｐinの関数として示す。曲線
７０は、２段線形電力増幅器２０の利得を、そして、曲
線７２は、この出力電力を、入力電力Ｐinの関数として
表す。曲線７０および曲線７２は、それぞれ、図８の曲
線６４および６６と類似する。一方、曲線７４は、２段
線形電力増幅器２０の正規化された挿入位相を入力電力
Ｐinの関数として表す。図９の曲線７４から、２段線形
電力増幅器２０では、１ｄＢ圧縮ポイント（Ｐ1dB ）に
おいて、位相線形性（挿入位相）が５°以内に維持でき
ることがわかる。図７および図１１には、本発明のもう
一つの重要な特徴が示される。これら実施例において
は、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２には、トラン
ジスタＱ5あるいはＱ4 のエミッタの所に、能動帰還ト
ランジスタＱ4 およびＱ5 のバイアス特性を制御するた
めの電圧制御電流源が設けられ、これが、電力増幅器段
２４と結合されたとき、最適の出力電力の効率が達成で
きるように調整される。この能動帰還バイアス同調回路
を除いては、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２につ
いての概略図のバランスは、図２に示されるのと、本質
的に同一である。このために、同一の要素には、同一の
参照番号が与えられ、詳細には説明されない。
【００１９】図１０の説明に示されるように、この実施
例においては、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２
に、破線の囲み７６によって示される能動帰還バイアス
同調回路７６が設けられている。能動帰還バイアス電流
Ｉfbの調整を可能とするとともに、これと関連する予備
歪み特性を可能とするために、能動帰還バイアス同調回
路７６が、帰還トランジスタＱ4 のエミッタに、電流ミ
ラー結合された電流源として実現される。能動帰還バイ
アス同調回路７６は、一対の電流ミラートランジスタＱ
3 およびＱ8 、バイアス電流Ｉfbを設定するために使用
される基準抵抗Ｒafb 、およびエミッタホロワトランジ
スタＱ9 を含む。エミッタホロワトランジスタＱ9 は、
ベース抵抗Ｒb9を通じて能動帰還バイアス制御電圧Ｖaf
b （つまり、同調電圧）に、結合される。エミッタホロ
ワトランジスタＱ9 のコレクタは、電源電圧Ｖccに結合
され、バイパスコンデンサＣbyp3にてバイアスされる。
電源電圧Ｖafb も同様にしてコンデンサＣbyp4にてバイ
アスされる。後に詳細に説明されるように、能動帰還バ
イアス電圧Ｖafb を変動することによって、帰還バイア
ス電流Ｉfbが調整され、帰還バイアス電流Ｉfbの調整に
よって、予備歪み能動帰還トランジスタＱ4 が調整され
る。
例においては、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２
に、破線の囲み７６によって示される能動帰還バイアス
同調回路７６が設けられている。能動帰還バイアス電流
Ｉfbの調整を可能とするとともに、これと関連する予備
歪み特性を可能とするために、能動帰還バイアス同調回
路７６が、帰還トランジスタＱ4 のエミッタに、電流ミ
ラー結合された電流源として実現される。能動帰還バイ
アス同調回路７６は、一対の電流ミラートランジスタＱ
3 およびＱ8 、バイアス電流Ｉfbを設定するために使用
される基準抵抗Ｒafb 、およびエミッタホロワトランジ
スタＱ9 を含む。エミッタホロワトランジスタＱ9 は、
ベース抵抗Ｒb9を通じて能動帰還バイアス制御電圧Ｖaf
b （つまり、同調電圧）に、結合される。エミッタホロ
ワトランジスタＱ9 のコレクタは、電源電圧Ｖccに結合
され、バイパスコンデンサＣbyp3にてバイアスされる。
電源電圧Ｖafb も同様にしてコンデンサＣbyp4にてバイ
アスされる。後に詳細に説明されるように、能動帰還バ
イアス電圧Ｖafb を変動することによって、帰還バイア
ス電流Ｉfbが調整され、帰還バイアス電流Ｉfbの調整に
よって、予備歪み能動帰還トランジスタＱ4 が調整され
る。
【００２０】図１１には、予備歪み能動帰還ドライバ増
幅器２２の、破線の囲み７８内に示される異なる能動帰
還バイアス同調回路を持つ、もう一つの代替実施例が示
される。この実施例においては、能動帰還バイアス同調
回路７８は、トランジスタＱ5 に対する電流源として実
現され、電流ミラーが、トランジスタＱ5 のエミッタに
結合される。この能動帰還バイアス同調回路７８は、ミ
ラートランジスタＱ8、およびトランジスタＱ5 の電流
バイアスＩe5を設定する基準抵抗Ｒafb を含む。能動帰
還バイアス同調回路７８は、さらに、エミッタホロワト
ランジスタＱ9を含むが、このエミッタホロワトランジ
スタＱ9 は、ベース抵抗Ｒb9を通じて能動帰還バイアス
制御電圧Ｖafb に結合される。エミッタホロワトランジ
スタＱ9のコレクタは、電源電圧Ｖccに結合され、バイ
パスコンデンサＣbyp3にて、バイパスされる。能動帰還
バイアス制御電圧Ｖafb も、同様に、バイパスコンデン
サＣbyp4にてバイパスされる。
幅器２２の、破線の囲み７８内に示される異なる能動帰
還バイアス同調回路を持つ、もう一つの代替実施例が示
される。この実施例においては、能動帰還バイアス同調
回路７８は、トランジスタＱ5 に対する電流源として実
現され、電流ミラーが、トランジスタＱ5 のエミッタに
結合される。この能動帰還バイアス同調回路７８は、ミ
ラートランジスタＱ8、およびトランジスタＱ5 の電流
バイアスＩe5を設定する基準抵抗Ｒafb を含む。能動帰
還バイアス同調回路７８は、さらに、エミッタホロワト
ランジスタＱ9を含むが、このエミッタホロワトランジ
スタＱ9 は、ベース抵抗Ｒb9を通じて能動帰還バイアス
制御電圧Ｖafb に結合される。エミッタホロワトランジ
スタＱ9のコレクタは、電源電圧Ｖccに結合され、バイ
パスコンデンサＣbyp3にて、バイパスされる。能動帰還
バイアス制御電圧Ｖafb も、同様に、バイパスコンデン
サＣbyp4にてバイパスされる。
【００２１】この実施例においては、能動帰還バイアス
同調電圧Ｖafb を変化させると、トランジスタＱ9 のエ
ミッタを通じて流れる電流Ｉe5も変化し、この変化は、
能動帰還トランジスタＱ4 のＤＣバイアスを変化させ、
この予備歪み特性に影響を与えるように調整することが
できる。より詳細には、能動帰還バイアス同調電圧Ｖaf
b が増加すると、トランジスタＱ5 のエミッタを通じて
流れる電流Ｉe5が増加し、この増加は、帰還トランジス
タＱ4 のベースコレクタ接合を順方向により強くバイア
スさせ、この結果、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２
２の予備歪み特性を変化させる。図１２ないし図２０に
は、この能動帰還バイアス同調回路７８が２段線形電力
増幅器２０に与える効果が示される。より具体的には、
これら図１２ないし図２０は、図１１に示されるよう
に、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２が能動帰還バ
イアス同調回路７８を組み込んだ場合の２段線形電力増
幅器２０の性能を、能動帰還バイアス電圧Ｖafb の値
が、それぞれ、高い場合、中間の場合、および低い場合
について、示す。図１２、図１５および図１８は、それ
ぞれ、高、中、低値の能動帰還バイアス電圧Ｖafb が帰
還トランジスタＱ4 に与える影響を示し、一方、図１
３、図１６および図１９は、能動帰還バイアス同調回路
７８を組み込んだ２段線形電力増幅器２０の、利得、出
力電力Ｐout および電力追加効率（ＰＥＡ）を、入力電
力Ｐinの関数として示す。曲線８０、８２および８４
（図１３、図１６および図１９）は、能動帰還バイアス
同調回路７８を組み込んだ２段線形電力増幅器２０の、
利得を、また、曲線８６、８８、および９０は、出力電
力を、さらに、曲線９２、９４および９６は、電力追加
効率（ＰＡＥ）を、それぞれ入力電力Ｐinの関数とし
て、高、中間および低値の能動帰還バイアス電圧Ｖafb
について示す。図１４、図１７および図２０は、能動帰
還バイアス同調回路７８を組み込んだ２段線形電力増幅
器２０の利得、出力電力Ｐout 、並びに挿入位相を、そ
れぞれ、入力電力Ｐinの関数として、高、中、低値の能
動帰還バイアス電圧Ｖafb について示す。曲線９８、１
００、および１０２は、利得を表すが、これらは、それ
ぞれ、図１３、図１６および図１９に示される曲線８
０、８２および８４と類似する。曲線１０４、１０６お
よび１０８（図１４、図１７、図２０）は、出力電力Ｐ
out を表すが、これらは、それぞれ、図１３、図１６お
よび図１９に示される曲線８６、８８、および９０に類
似する。曲線１１０、１１２および１１４は、能動帰還
バイアス同調回路７８を組み込んだ２段線形電力増幅器
２０の挿入位相を、入力電力Ｐinの関数として、それぞ
れ、高、中、低値の能動帰還バイアス電圧Ｖafb につい
て示す。
同調電圧Ｖafb を変化させると、トランジスタＱ9 のエ
ミッタを通じて流れる電流Ｉe5も変化し、この変化は、
能動帰還トランジスタＱ4 のＤＣバイアスを変化させ、
この予備歪み特性に影響を与えるように調整することが
できる。より詳細には、能動帰還バイアス同調電圧Ｖaf
b が増加すると、トランジスタＱ5 のエミッタを通じて
流れる電流Ｉe5が増加し、この増加は、帰還トランジス
タＱ4 のベースコレクタ接合を順方向により強くバイア
スさせ、この結果、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２
２の予備歪み特性を変化させる。図１２ないし図２０に
は、この能動帰還バイアス同調回路７８が２段線形電力
増幅器２０に与える効果が示される。より具体的には、
これら図１２ないし図２０は、図１１に示されるよう
に、予備歪み能動帰還ドライバ増幅器２２が能動帰還バ
イアス同調回路７８を組み込んだ場合の２段線形電力増
幅器２０の性能を、能動帰還バイアス電圧Ｖafb の値
が、それぞれ、高い場合、中間の場合、および低い場合
について、示す。図１２、図１５および図１８は、それ
ぞれ、高、中、低値の能動帰還バイアス電圧Ｖafb が帰
還トランジスタＱ4 に与える影響を示し、一方、図１
３、図１６および図１９は、能動帰還バイアス同調回路
７８を組み込んだ２段線形電力増幅器２０の、利得、出
力電力Ｐout および電力追加効率（ＰＥＡ）を、入力電
力Ｐinの関数として示す。曲線８０、８２および８４
（図１３、図１６および図１９）は、能動帰還バイアス
同調回路７８を組み込んだ２段線形電力増幅器２０の、
利得を、また、曲線８６、８８、および９０は、出力電
力を、さらに、曲線９２、９４および９６は、電力追加
効率（ＰＡＥ）を、それぞれ入力電力Ｐinの関数とし
て、高、中間および低値の能動帰還バイアス電圧Ｖafb
について示す。図１４、図１７および図２０は、能動帰
還バイアス同調回路７８を組み込んだ２段線形電力増幅
器２０の利得、出力電力Ｐout 、並びに挿入位相を、そ
れぞれ、入力電力Ｐinの関数として、高、中、低値の能
動帰還バイアス電圧Ｖafb について示す。曲線９８、１
００、および１０２は、利得を表すが、これらは、それ
ぞれ、図１３、図１６および図１９に示される曲線８
０、８２および８４と類似する。曲線１０４、１０６お
よび１０８（図１４、図１７、図２０）は、出力電力Ｐ
out を表すが、これらは、それぞれ、図１３、図１６お
よび図１９に示される曲線８６、８８、および９０に類
似する。曲線１１０、１１２および１１４は、能動帰還
バイアス同調回路７８を組み込んだ２段線形電力増幅器
２０の挿入位相を、入力電力Ｐinの関数として、それぞ
れ、高、中、低値の能動帰還バイアス電圧Ｖafb につい
て示す。
【００２２】図１２ないし図２０を参照することによ
り、能動帰還バイアス電圧Ｖafb を低下させてゆくと、
帰還トランジスタＱ4 のｄｃバイアスが、図１２、図１
５および図１８のバイアス電流値およびベクトルによっ
て示されるように、次第に深い飽和状態から抜けてゆく
ことがわかる。そして、帰還トランジスタＱ4 が、飽和
状態から抜けてゆくとき、電力追加効率（ＰＡＥ）は、
１ｄＢ圧縮ポイントＰ1dB において、４８％（曲線９
２）から、５０％（曲線９６）へとわずかに増加するの
みであり、一方、曲線１１０、１１２および１１４か
ら、能動同調電圧Ｖafb を低下してゆくと、挿入位相
は、１ｄＢ圧縮ポイントＰ1dB において、６°から８．
５°へとわずかに劣化するのみであることがわかる。上
の説明から本発明のさまざまな修正およびバリエーショ
ンを考え付くことが可能であり、従って、本発明は、特
許請求の範囲から逸脱することなく、上に具体的に説明
された以外の実施例が可能であることを理解されるべき
である。
り、能動帰還バイアス電圧Ｖafb を低下させてゆくと、
帰還トランジスタＱ4 のｄｃバイアスが、図１２、図１
５および図１８のバイアス電流値およびベクトルによっ
て示されるように、次第に深い飽和状態から抜けてゆく
ことがわかる。そして、帰還トランジスタＱ4 が、飽和
状態から抜けてゆくとき、電力追加効率（ＰＡＥ）は、
１ｄＢ圧縮ポイントＰ1dB において、４８％（曲線９
２）から、５０％（曲線９６）へとわずかに増加するの
みであり、一方、曲線１１０、１１２および１１４か
ら、能動同調電圧Ｖafb を低下してゆくと、挿入位相
は、１ｄＢ圧縮ポイントＰ1dB において、６°から８．
５°へとわずかに劣化するのみであることがわかる。上
の説明から本発明のさまざまな修正およびバリエーショ
ンを考え付くことが可能であり、従って、本発明は、特
許請求の範囲から逸脱することなく、上に具体的に説明
された以外の実施例が可能であることを理解されるべき
である。
【図１】本発明による線形２段電力増幅器のブロック図
である。
である。
【図２】本発明による線形２段増幅器の予備歪み能動帰
還ドライバ増幅器の略図である。
還ドライバ増幅器の略図である。
【図３】本発明による予備歪み能動帰還ドライバ増幅器
の、利得、出力電力Ｐout および電力追加効率（ＰＡ
Ｅ）を、入力電力Ｐinの関数として示すグラフである。
の、利得、出力電力Ｐout および電力追加効率（ＰＡ
Ｅ）を、入力電力Ｐinの関数として示すグラフである。
【図４】本発明による予備歪み能動帰還ドライバ増幅器
の、利得、出力電力Ｐout および正規化された挿入位相
を、入力電力Ｐinの関数として示すグラフである。
の、利得、出力電力Ｐout および正規化された挿入位相
を、入力電力Ｐinの関数として示すグラフである。
【図５】本発明による線形２段電力増幅器の出力電力増
幅器の部分の略図である。
幅器の部分の略図である。
【図６】出力電力増幅器段の、利得、出力電力Ｐout お
よび電力追加効率（ＰＡＥ）を、入力電力Ｐinの関数と
して示すグラフである。
よび電力追加効率（ＰＡＥ）を、入力電力Ｐinの関数と
して示すグラフである。
【図７】出力電力増幅器段の、利得、出力電力Ｐout お
よび正規化された挿入位相を、入力電力Ｐinの関数とし
て示すグラフである。
よび正規化された挿入位相を、入力電力Ｐinの関数とし
て示すグラフである。
【図８】本発明による線形２段電力増幅器の、利得、出
力電力Ｐout 、並びに電力追加効率（ＰＡＥ）を、入力
電力Ｐinの関数として示すグラフである。
力電力Ｐout 、並びに電力追加効率（ＰＡＥ）を、入力
電力Ｐinの関数として示すグラフである。
【図９】本発明による線形２段電力増幅器の、利得、出
力電力Ｐout 、および正規化された挿入位相を、入力電
力Ｐinの関数として示すグラフである。
力電力Ｐout 、および正規化された挿入位相を、入力電
力Ｐinの関数として示すグラフである。
【図１０】能動帰還トランジスタに結合された同調バイ
アス回路を持つことを特徴とする予備歪み能動帰還ドラ
イバ増幅器の代替実施例の略図である。
アス回路を持つことを特徴とする予備歪み能動帰還ドラ
イバ増幅器の代替実施例の略図である。
【図１１】平衡コレクタ結合トランジスタに結合された
同調バイアス回路を持つことを特徴とする予備歪み能動
帰還ドライバ増幅器のもう一つの代替実施例である。
同調バイアス回路を持つことを特徴とする予備歪み能動
帰還ドライバ増幅器のもう一つの代替実施例である。
【図１２】図１１に示される回路の、高同調電圧Ｖafb
に対する略図である。
に対する略図である。
【図１３】図１２に示される回路の、利得、出力電力Ｐ
out 、および電力追加効率（ＰＡＥ）を、入力電力Ｐin
の関数として示すグラフである。
out 、および電力追加効率（ＰＡＥ）を、入力電力Ｐin
の関数として示すグラフである。
【図１４】図１２に示される回路の、利得、出力電力Ｐ
out 、および正規化された挿入位相並びに電力追加効率
（ＰＡＥ）を、入力電力Ｐinの関数として示すグラフで
ある。
out 、および正規化された挿入位相並びに電力追加効率
（ＰＡＥ）を、入力電力Ｐinの関数として示すグラフで
ある。
【図１５】図１２と類似するが、中程度の同調電圧Ｖaf
b に対する略図である。
b に対する略図である。
【図１６】図１５に示される回路の、利得、出力電力Ｐ
out 、および電力追加効率（ＰＡＥ）を、入力電力Ｐin
の関数として示すグラフである。
out 、および電力追加効率（ＰＡＥ）を、入力電力Ｐin
の関数として示すグラフである。
【図１７】図１５に示される回路の、利得、出力電力Ｐ
out 、および正規化された挿入位相並びに電力追加効率
（ＰＡＥ）を、入力電力Ｐinの関数として示すグラフで
ある。
out 、および正規化された挿入位相並びに電力追加効率
（ＰＡＥ）を、入力電力Ｐinの関数として示すグラフで
ある。
【図１８】図１１の予備歪みドライバ回路の、低値の同
調電圧Ｖafb に対する略図である。
調電圧Ｖafb に対する略図である。
【図１９】図１８に示される回路の、利得、出力電力Ｐ
out 、および電力追加効率（ＰＡＥ）を、入力電力Ｐin
の関数として示すグラフである。
out 、および電力追加効率（ＰＡＥ）を、入力電力Ｐin
の関数として示すグラフである。
【図２０】図１８に示される回路の、利得、出力電力Ｐ
out 、および正規化された挿入位相並びに電力追加効率
（ＰＡＥ）を、入力電力Ｐinの関数として示すグラフで
ある。
out 、および正規化された挿入位相並びに電力追加効率
（ＰＡＥ）を、入力電力Ｐinの関数として示すグラフで
ある。
２０ 線形電力増幅器 ２２ 予備歪み能動帰還ドライバ増幅器 ２４ 電力増幅器 ２６ 入力整合ネットワーク ２８ 出力整合ネットワーク ３０ 出力バイアスネットワーク ４４ 入力整合ネットワーク ４６ 出力整合ネットワーク ４８ 入力バイアスネットワーク ５０ 出力バイアスネットワーク
Claims (13)
- 【請求項１】 入力端子および出力端子を持つ電力増幅
器と；ベース、エミッタおよびコレクタを持つ電力トラ
ンジスタを持ち、前記ベースがＲＦ入力信号ＲＦinを受
信するために入力端子に電気的に結合され、前記コレク
タが出力端子に電気的に結合された、予備歪みドライバ
増幅器回路と；を含み、 前記電力増幅器が、その入力端子に加えられた電力の増
加の関数として減少する利得を持ち、 前記予備歪みドライバ増幅器回路が、前記電力増幅器を
補償するために、前記入力端子に加えられた電力の関数
として増加する利得を持ち、前記ドライバ増幅器回路
が、ベース、コレクタおよびエミッタを持つ能動帰還ト
ランジスタを持つ第一の帰還ループを含む、ことを特徴
とする２段線形電力増幅器回路。 - 【請求項２】 前記能動帰還トランジスタが、実質的に
その飽和バイアスポイントにおいて動作することを特徴
とする請求項１に記載の２段線形電力増幅器回路。 - 【請求項３】 前記能動帰還トランジスタのベースが、
前記ドライバ増幅器の出力に電気的に結合されることを
特徴とする請求項１に記載の２段線形電力増幅器回路。 - 【請求項４】 さらに、前記能動帰還トランジスタをバ
イアスするための第二の帰還ループを含むことを特徴と
する請求項１に記載の２段線形電力増幅器回路。 - 【請求項５】 前記第二の帰還ループが、ベース、コレ
クタおよびエミッタを持つバイアストランジスタを含む
ことを特徴とする請求項１に記載の２段線形電力増幅器
回路。 - 【請求項６】 前記能動帰還トランジスタのコレクタ
が、前記バイアストランジスタのコレクタに電気的に結
合されることを特徴とする請求項５に記載の２段線形電
力増幅器回路。 - 【請求項７】 前記能動帰還トランジスタのエミッタ
が、前記入力端子に電気的に結合されることを特徴とす
る請求項５に記載の２段線形電力増幅器回路。 - 【請求項８】 さらに、前記能動帰還トランジスタのバ
イアスの外部からの電子同調を可能にするための能動帰
還バイアス同調回路を含むことを特徴とする請求項１に
記載の２段線形電力増幅器回路。 - 【請求項９】 さらに、前記能動帰還トランジスタのバ
イアスの電子同調を可能にするための能動帰還バイアス
トランジスタを含むことを特徴とする請求項５に記載の
２段線形電力増幅器回路。 - 【請求項１０】 前記能動帰還バイアス回路が外部電圧
を前記同調回路に加えることを可能にする電圧ポートを
含むことを特徴とする請求項８に記載の２段線形電力増
幅器回路。 - 【請求項１１】 入力端子および出力端子を持つ電力増
幅器回路と；ＲＦ入力信号を受信するための入力端子お
よび出力端子を持ち、前記出力端子が前記電力増幅器回
路の前記入力端子に電気的に結合されたドライバ増幅器
回路と；を含み、 前記電力増幅器回路が、入力電力の増加の関数として減
少する利得と、入力電力の増加の関数として増加する挿
入位相特性を持ち、 前記ドライバ増幅器回路が、入力電力の関数として増加
する利得と、入力電力の関数として減少する挿入位相特
性を持つ、ことを特徴とする２段線形電力増幅器回路。 - 【請求項１２】 入力端子および出力端子を持つ電力増
幅器回路と；ＲＦ入力信号を受信するための入力端子お
よび出力端子を持ち、前記出力端子が前記電力増幅器回
路の前記入力端子に電気的に結合されたドライバ増幅器
回路と；を含み、 前記電力増幅器回路が、入力電力の増加の関数として増
加する挿入位相特性を持ち、 前記ドライバ増幅器回路が、入力電力の関数として低減
する挿入位相特性を持つ、ことを特徴とする２段線形電
力増幅器回路。 - 【請求項１３】 入力端子および出力端子を持つ電力増
幅器回路と；ＲＦ入力信号を受信するための入力端子お
よび出力端子を持ち、前記出力端子が前記電力増幅器回
路の前記入力端子に電気的に結合されたドライバ増幅器
回路と；を含み、 前記電力増幅器回路が、前記入力端子に加えられた入力
電力の所定の関数として変化する所定の特性を持ち、 前記ドライバ増幅器回路が、前記電力増幅器回路の前記
所定の特性を補償するための予備歪み特性を持つ、こと
を特徴とする２段線形電力増幅器回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/695268 | 1996-08-09 | ||
| US08/695,268 US5808511A (en) | 1996-08-09 | 1996-08-09 | Active feedback pre-distortion linearization |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1093354A true JPH1093354A (ja) | 1998-04-10 |
| JP3325499B2 JP3325499B2 (ja) | 2002-09-17 |
Family
ID=24792327
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21279797A Expired - Lifetime JP3325499B2 (ja) | 1996-08-09 | 1997-08-07 | ２段線形電力増幅器回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5808511A (ja) |
| EP (1) | EP0823778A1 (ja) |
| JP (1) | JP3325499B2 (ja) |
| KR (1) | KR100292780B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102616076A (zh) * | 2012-03-30 | 2012-08-01 | 李国响 | 高分子uv装饰板及其加工工艺 |
Families Citing this family (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6091295A (en) * | 1997-06-27 | 2000-07-18 | The Whitaker Corporation | Predistortion to improve linearity of an amplifier |
| GB2349317A (en) * | 1998-01-21 | 2000-10-25 | Nokia Mobile Phones Ltd | Pulse shaping which compensates for component distortion |
| FR2781100B1 (fr) * | 1998-07-10 | 2000-10-06 | Thomson Csf | Procede d'elaboration d'un signal d'emission et emetteur a cellules d'amplification pour la mise en oeuvre de ce procede |
| US6333677B1 (en) | 2000-10-10 | 2001-12-25 | Rf Micro Devices, Inc. | Linear power amplifier bias circuit |
| CA2359996A1 (en) | 2000-11-03 | 2002-05-03 | Telecommunications Research Laboratories | Rf amplifier with feedback based linearization |
| US6717463B2 (en) * | 2000-11-03 | 2004-04-06 | Qualcomm Incorporated | Circuit for linearizing electronic devices |
| US6750709B2 (en) | 2001-11-30 | 2004-06-15 | The Boeing Company | Bipolar transistor-based linearizer with programmable gain and phase response system |
| SE0201673L (sv) * | 2002-06-03 | 2003-05-06 | Cemvac System Ab | Anordning för utmatning av en monomer till en med en polymer förfylld blandningsanordning för tillredning av bencement |
| US6734737B2 (en) * | 2002-06-12 | 2004-05-11 | Analog Devices, Inc. | Output distortion correction amplifier system |
| SE524408C2 (sv) * | 2002-06-19 | 2004-08-03 | Ericsson Telefon Ab L M | Effektiv generering av radiofrekventa strömmar |
| US7062234B2 (en) * | 2003-07-28 | 2006-06-13 | Andrew Corporation | Pre-distortion cross-cancellation for linearizing power amplifiers |
| US7768345B2 (en) * | 2004-01-05 | 2010-08-03 | Nec Corporation | Amplifier |
| US7400864B2 (en) * | 2004-04-15 | 2008-07-15 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for compensating for phase variations caused by activation of an amplifier |
| US7256654B2 (en) * | 2005-04-12 | 2007-08-14 | Raytheon Company | Amplifying a signal using a current shared power amplifier |
| US20070018718A1 (en) * | 2005-06-20 | 2007-01-25 | National Sun Yat-Sen University | Microwave transmitter and the method for increasing envelope bandwidth |
| US7365604B2 (en) * | 2005-12-16 | 2008-04-29 | Mediatek Inc. | RF amplifier with a bias boosting scheme |
| US7508266B1 (en) | 2006-08-29 | 2009-03-24 | Pmc-Sierra, Inc. | Method for enhancing linearity of a transistor amplifier using switched capacitive loads |
| US9054651B2 (en) * | 2012-08-17 | 2015-06-09 | Cambridge Silicon Radio Limited | Power amplifier circuit |
| CN103023440B (zh) * | 2012-12-20 | 2015-10-07 | 中国科学院微电子研究所 | 一种提高功率放大器线性度的电路 |
| US9974038B2 (en) | 2016-06-30 | 2018-05-15 | Macom Technology Solutions Holdings, Inc. | Circuits and operating methods thereof for correcting phase errors caused by gallium nitride devices |
| WO2018126010A2 (en) * | 2016-12-29 | 2018-07-05 | Analog Devices Global | Digital predistortion for multiple power amplifiers |
| US10587229B1 (en) * | 2018-12-11 | 2020-03-10 | Psemi Corporation | Multi-stage stacked power amplifier feedback circuit for improved performance |
| US11476808B2 (en) | 2020-08-13 | 2022-10-18 | Analog Devices International Unlimited Company | Multi-component digital predistortion |
| US11290138B1 (en) * | 2021-03-30 | 2022-03-29 | Qualcomm Incorporated | Over the air digital pre-distortion kernel function selection |
| CN115882795B (zh) * | 2023-02-03 | 2023-04-28 | 成都明夷电子科技有限公司 | 一种具备线性化补偿结构的功率放大器 |
| CN117200723B (zh) * | 2023-10-30 | 2024-02-13 | 广东工业大学 | 一种功率放大器及控制方法 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU754646A1 (ru) * | 1975-05-23 | 1980-08-07 | Aleksandr N Progressov | Усилитель с коррекцией нелинейных искажений i |
| US4465980A (en) * | 1982-09-23 | 1984-08-14 | Rca Corporation | Predistortion circuit for a power amplifier |
| US4532477A (en) * | 1983-12-23 | 1985-07-30 | At&T Bell Laboratories | Distortion compensation for a microwave amplifier |
| EP0391235A1 (de) * | 1989-04-04 | 1990-10-10 | Siemens Aktiengesellschaft | Analoger Vorverzerrer |
| US5038113A (en) * | 1989-12-01 | 1991-08-06 | General Electric Company | Nonlinearity generator using FET source-to-drain conductive path |
| IT1239472B (it) * | 1990-04-09 | 1993-11-02 | Sits Soc It Telecom Siemens | Linearizzatore del tipo a predistorsione per amplificatori di potenza a microonde |
| US5079517A (en) * | 1991-02-04 | 1992-01-07 | Motorola, Inc. | Circuit for DC control of a compressor |
| US5264806A (en) * | 1992-05-26 | 1993-11-23 | Trw Inc. | Bipolar microwave monolithic amplifier with active feedback |
-
1996
- 1996-08-09 US US08/695,268 patent/US5808511A/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-06-27 KR KR1019970028218A patent/KR100292780B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1997-08-01 EP EP97113310A patent/EP0823778A1/en not_active Withdrawn
- 1997-08-07 JP JP21279797A patent/JP3325499B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102616076A (zh) * | 2012-03-30 | 2012-08-01 | 李国响 | 高分子uv装饰板及其加工工艺 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0823778A1 (en) | 1998-02-11 |
| KR100292780B1 (ko) | 2001-06-15 |
| US5808511A (en) | 1998-09-15 |
| KR19980018164A (ko) | 1998-06-05 |
| JP3325499B2 (ja) | 2002-09-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3325499B2 (ja) | ２段線形電力増幅器回路 | |
| US6353360B1 (en) | Linearized power amplifier based on active feedforward-type predistortion | |
| US6469581B1 (en) | HEMT-HBT doherty microwave amplifier | |
| EP1620942B1 (en) | Rf amplifier employing active load linearization | |
| US7218175B1 (en) | Dynamic feedback linearization | |
| US6085074A (en) | Apparatus and method for amplifying an amplitude-varying signal | |
| US6492875B2 (en) | Self-boosting circuit for a power amplifier | |
| US7944306B2 (en) | Dual bias control circuit | |
| US9130511B2 (en) | Power amplifier and linearization techniques using active and passive devices | |
| US6819180B2 (en) | Radio frequency power amplifier adaptive bias control circuit | |
| US6307436B1 (en) | Predistortion type linearizer with a resonant circuit and common gate FET | |
| US6262631B1 (en) | Silicon power bipolar junction transistor with an integrated linearizer | |
| EP1469592B1 (en) | Apparatus for and method of controlling the base bias voltage of an HBT | |
| US7586374B2 (en) | Wireless communication unit, integrated circuit and biasing therefor | |
| US6188279B1 (en) | Low cost miniature broadband linearizer | |
| CN111262534A (zh) | 一种用于功率放大器芯片的自适应偏置电路 | |
| US20040095192A1 (en) | Radio frequency power amplifier adaptive bias control circuit | |
| US6972627B2 (en) | High frequency power amplifier module | |
| CN114584077A (zh) | 多尔蒂功率放大器的偏置电路 | |
| CN211791445U (zh) | 一种用于功率放大器芯片的自适应偏置电路 | |
| JP3319252B2 (ja) | 歪補償回路 | |
| KR100591062B1 (ko) | 역방향 다이오드를 이용한 전치 왜곡형 선형 전력 증폭기 | |
| JP3355883B2 (ja) | 歪み補償回路および低歪半導体増幅器 | |
| CN115882795B (zh) | 一种具备线性化补偿结构的功率放大器 | |
| EP4293897A2 (en) | Doherty power amplifier system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080705 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080705 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090705 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100705 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110705 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110705 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120705 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120705 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130705 Year of fee payment: 11 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |