SE524408C2 - Effektiv generering av radiofrekventa strömmar - Google Patents

Description

25 30 524 408 nu nu proportionell mot utgångsamplituden, förutsatt att bas- eller emitter- matningsspänningen hålls konstant.

I faktiska RF-transistorer kan transkonduktansen avvika märkbart från att vara konstant. Den kan vara t.ex. en väsentligen linjär funktion av ingångsnodspänningen, eller en blandning av en till största delen linjär del och en till största delen konstant del. Detta beteende kallas vanligen för kvasilinjärt. För en rent linjär trankonduktans är utsignalens amplitud proportionell mot kvadraten på insignalen för en förstärkare förspänd i klass B. Ett sådant gensvar kallas ibland för en parabolisk överföringsfunktion.

Eftersom RF-effektförstärkare typiskt sett är relativt dyra finns också en drivkraft till att få ut största möjliga uteffekt från dem. För att uppnå den största uteffekten från en transistor är en viktig faktor att ha rätt lastimpedans vid grundfrekvensen d.v.s. önskad RF. Praktiska transistorer har begränsningar både för den maximala utströmmen och för den maximala spänningen för utgångsnoden. Det är därför viktigt att dessa begränsningar nås samtidigt för att erhålla maximal uteffekt från anordningen.

Vid sidan av den ovan beskrivna förspänningen i klass B finns också andra möjligheter till förspänning. En förstärkare som är förspänd i klass A ger alltid en utström. En förstärkare i klass AB är förspänd mellan klass A och klass B. Vid användning av de flesta anordningar med linjär eller kvasilinjär transkonduktans ger en förstärkare i klass A den högsta RF-uteffekten vid en given begränsning av den maximala toppströmmen. För en anordning med en konstant transkonduktans ger förspänning i klass A och klass B samma uteffekt och i klass AB något högre. Med en avståmd last d.v.s. då alla spänningsövertoner vid utgångsnoden är perfekt kortslutna eller ”terminerade” av ett reaktansnät och en anordning med linjär trans- konduktans ger drift i klass B 0,7 dB mindre uteffekt än i klass A (se t.ex. [2]). Genom att terminera spänningsövertonerna vid utgångsnoden, särskilt den andra övertonen, är det möjligt att använda en större spännings- 10 15 20 25 30 524 408 nu av svängning för grundfrekvensen. I praktiken är dock termineringen av övertonerna sällan perfekt. På grund av att övertonshalten för strömmens vågform i klass B i allmänhet är högre än i klass A kan skillnaden i uteffekt vara ännu större än 0,7 dB.

Förspänning i klass C innebär att RF-strömmen är på under mindre än hälften av varje RF-cykel. Denna förspänning ger generellt den högsta verkningsgraden men ger ett starkt icke-linjärt gensvar och markant mindre topputsignal än antingen klass A eller klass B. För att maximera topputsignalen krävs förspänning i klass A, men för att maximera verknings- graden är klass C att föredra. Utöver detta måste också hänsyn tas till linjäriteten.

För att uppnå ett linjärt gensvar från en anordning med linjär transkonduktans är ett enkelt sätt att förspänna den i klass A. Detta ger dock en väldigt låg genomsnittlig verkningsgrad om förhållandet mellan topp och medelvärdeseffekt är högt på grund av den höga DC-vilomatarströmmen.

En kvasilinjär anordning kan förspännas i klass AB och ha ett huvud- sakligen linjärt gensvar för mindre viloström. Därför är den genomsnittliga verkningsgraden bättre än för anordningar med linjär transkonduktans som är förspända i klass A men sämre än för anordningar med konstant transkonduktans som är förspända i klass B. För att uppnå en bättre linjäritet kan förspänningsnivån styras adaptivt. En sådan styrning av förspänningen är i allmänhet mycket långsammare än signalvariationerna.

Lösningar som använder adaptiva förspänningsnivåer diskuteras t.ex. i [3-71.

I många fall är det inte tillräckligt att justera förspânningsnivåerna d.v.s. att välja den bästa statiska förspänningen, för att uppnå tillräcklig linjäritet.

Vanligen måste ytterligare linjäriseringsförfaranden användas (se t.ex. [5-7]).

Ett vanligt förekommande förfarande för att åstadkomma hög verkningsgrad och bred bandbredd är fördistorsion (använd i t.ex. [5, 7]). lnsignalen till transistorn förkompenseras icke-linjärt för att motverka transistorns distorderande beteende. Den linjäriserande effekten av fördistorsions- 10 15 20 25 30 524 408 metoden är i vissa fall tillräcklig för att tillåta att anordningen förspänns närmare klass B, vilket vanligen innebär en högre grad av olinjäritet.

Viloströmmen minskar dock och den genomsnittliga verkningsgraden ökar.

Ett annat sätt för att uppnå ett mer linjärt gensvar från en praktisk anordning är att använda dynamisk förspänning. Detta innebär att förspänningsnivån varieras med väsentligen samma hastighet som den förstärkta signalens amplitud. Exempel på sådana system återfinns i [8-l3].

I [8] används sådan teknik för att t.ex. förbättra den effektadderade verkningsgraden hos förstärkare i klass A med låg förstärkningsfaktor. En anordning med konstant förstärkningsfaktor används, vilken kan hållas i klass A med en förspänningsnivå som är proportionell mot signalamplituden.

Två olika scheman för dynamisk förspänning vilka optimerar antingen verkningsgrad eller intermoduleringsdistorsion jämförs i [9]. I [10] föreslås att ta hand om extra olinjäritet som introduceras av dynamisk förspänning genom att tillämpa fördistorsion. I [11] beskrivs hur dynamisk förspänning kan användas för att åstadkomma konstant förstärkning (och därmed linjär förstärkning) med högre verkningsgrad än drift i klass A och med tillägg av återkoppling för att styra förspänningsnivån i [12] Anordningen i [11] är förspänd i klass AB vid låga amplituder och hamnar i klass B för höga amplituder och i [12] är anordningen förspänd i klass AB och variationen i förspänning används bara för små korrigeringar genom återkoppling till den momentana förstärkningsfaktorn. Fasvridning hanteras av en separat återkopplingsslinga. Konstant förstärkning är också målet i [13] där ett dynamiskt förspänningsschema adderas till en Doherty-förstärkare med hög effekt.

SAMMANFATTNING Ett generellt problem med kända effektförstärkaranordningar är oförmågan att samtidigt uppnå god linjäritet, hög uteffekt och hög verkningsgrad. Ett ytterligare problem är att starkt styrbara anordningar vanligen är baserade 10 15 20 25 30 524 4-08 på lösningar som använder stor bandbredd, vilket ställer höga krav på D / A- omvandlare och därmed ökar kostnaden för anordningarna.

Det är ett ändamål med föreliggande uppfinning att tillhandahålla anordningar och förfaranden som möjliggör en bättre styrd kompromiss mellan linjäritet, hög uteffekt, hög verkningsgrad och smal bandbredd. Det är ett ytterligare ändamål med föreliggande uppfinning att förbättra verkningsgraden för signalamplituder som har en hög sannolikhet att uppträda. Ett annat ändamål med föreliggande uppfinning är att göra det möjligt att skräddarsy utsignalens egenskaper beroende av förstärkar- tillämpningen.

Ovan nämnda ändamål uppnås med hjälp av anordningar och förfaranden enligt bifogade patentkrav. I allmänna ordalag styrs både fördistorsionen av drivsignal och generering av förspänningssignal till en effektförstärkare i beroende av momentanstorleken av insignalen för att åstadkomma en förutbestämd utgångskarakteristik. Företrädesvis hålls förspänningssignalen låg i amplitudområden som har hög sannolikhet att förekomma vilket ger en hög verkningsgrad. För att ha tillgång till så hög uteffekt som möjligt tilläts förspänningssignalen att vara högre nära den maximala amplituden.

Drivsignalens amplitudkurva anpassas företrädesvis till att åstadkomma en linjär utsignal. Den anpassade drivsignalen har företrädesvis en högre derivata än insignalen i områdena med hög verkningsgrad. Drivsignalen är företrädesvis till största delen sammansatt av lägre ordningars komponenter.

I de fall då signalbanorna för förspänningssignalen och drivsignalen skiljer sig avsevärt åt vad gäller fördröjning och frekvensgensvar tillämpas inverterad filtrering och/ eller fördröjningskompensering för att tillförsäkra samtidighet vid förstärkarelementets ingång.

En av huvudfördelarna med anordningarna och förfarandena enligt föreliggande uppfinning är att de ökade styrmöjligheterna av både driv- och förspänningssignalerna ger ytterligare frihet i styrningen av effekt- förstärkarens drift. Denna ytterligare frihet kan användas i olika tillämp- lO 15 20 25 30 ningar för att förbättra vissa önskade egenskaper, t.ex. 524 408 linj äritet, verkningsgrad, låg bandbredd etc.

KORT FIGURBESKRIVNING Uppfinningen och ytterligare ändamål och fördelar med den förstås bäst med hänvisning till följande beskrivning tillsammans med bifogade ritningar i vilka: -FIG -FIG.

-FIG.

-FIG.

-FIG.

-FIG.

-FIG.

-FIG.

-FIG.

-FIG.

-FIG. . 1 är en schematisk ritning av en sändare med en radiofrekvenseffekt- förstärkare; 2 är en schematisk ritning av ett trådlöst kommunikationssystem; 3 är ett diagram som visar drivsignal och förspänníngssignal till ett förstärkarelement som en funktion av insignalens amplitud, i enlighet med en utföringsform av föreliggande uppfinning; 4a är ett diagram som visar drivsignal och förspänníngssignal till ett förstärkarelement som en funktion av insignalens amplitud, i enlighet med en tidigare känd fördistorderande anordning, 4b är ett diagram som visar drivsignal och förspänníngssignal till ett förstärkarelement som en funktion av insignalens amplitud i enlighet med en tidigare känd anordning som använder dynamisk för- spänning; 5 är ett diagram som visar verkningsgraden hos utföringsformerna i FIG. 3, FIG. 4a och FIG. 4b; 6 är ett diagram som visar sannolikhetsarnplitudens fördelning för en typisk flerbärvågssignal; 7a är ett diagram som visar frekvensfördelningen hos en drivsignal enligt utföringsformen i FIG. 4a; 7b är ett diagram som visar frekvensfördelningen hos en förspännings~ signal enligt utföringsforrnen i FIG. 4b; 7c är ett diagram som visar frekvensfördelningen hos en drivsignal enligt utföringsformen i FIG. 4b; 7d är ett diagram som visar frekvensfördelningen hos en förspänníngs- signal enligt en utföringsform av föreliggande uppfinning, 10 15 20 25 30 524 408 -FIG. 7 e är ett diagram som visar frekvensfördelningen för en drivsignal enligt en utföringsform av föreliggande uppfinning; -FIG. 8 är ett blockdiagram över en utföringsform av en effektförstärkare enligt föreliggande uppfinning, -FIG. 9 är ett blockdiagram över en föredragen utföringsform enligt före- liggande uppñnning för att åstadkomma styrning av driv- och förspänningssignaler; -FIG. lO är ett blockdiagram över en Doherty-förstärkaranordning i vilken en förstärkare enligt föreliggande uppñnning är användbar; -FIG. 11 är ett diagram som visar drivsignal och förspänningssignal till ett förstärkarelement som funktion av insignalens amplitud enligt en annan utföringsfonn av föreliggande uppñnning; samt -FIG. 12 är ett flödesdiagram som visar huvudstegen i en utföringsform av ett förfarande enligt föreliggande uppñnning.

DETALJERAD BESKRIVNING I en radiofrekvenstillämpning för effektförstärkare så som illustreras i t.ex.

FIG. 1 är en effektförstärkare 2 anordnad i en radiosändare 10 för att förstärka flera smalbandskanaler samtidigt. I denna utföringsform innefattar radiosändaren 10 en generell insignalskombinationsenhet 6 vilken tar emot insignaler från ett flertal källor, vilka var och en representerar en kanal, bärvåg etc. I den generella insignalskombinationsenheten 6 kombineras insignalerna till en flerkanalssignal. Flerkanalssignalen matas till effektförstärkaren 2 för samtidig förstärkning. Den förstärkta signalen matas slutligen till ett sändarelement 4. Alternativt åstadkoms basbandssignaler som insignaler och en uppomformning till radiofrekvensen tillhandahålls dessutom. Detaljerna runt detta förfarande utelämnas eftersom de utförs enligt konventionell teknik och inte rör de väsentliga delarna av föreliggande uppfinning.

För att bibehålla faser och amplituder hos alla signalkomponenterna under förstärkningsprocessen och för att förhindra läckage av störsignalsenergi in i 10 15 20 25 30 524 408 frekvensbanden utanför kanalerna krävs en hög grad av linjäritet i en sådan förstärkare.

Effektförstärkare återfinns inom många teknikområden. Tillämpningarna kan sträcka sig från konsumentelektronik, radarteknologi till radiokommuníkation. Sändaren som visas i FIG. 1 antas vara en del av ett radíokommunikationssystem. Det är dock underförstått att uppfinningen inte är begränsad till detta utan att andra tillämpningar också är tänkbara.

Dock kommer referenser att göras till tillämpningar inom radio- kommunikationsområdet i föreliggande beskrivning för att utgöra exempel.

I FIG. 2 visas en utföringsform av ett radiokommunikationssystem 1.

Systemet innefattar ett antal celler 5 som täcker ett visst systemområde.

Varje cell 5 har en tilldelad basstation 9 som åstadkommer radio- kommunikation inom cellgränserna, vilka representeras av cirklar i FIG. 2.

Radiokommunikationen åstadkoms i denna utföringsform med hjälp av rundstrålande sändare. En mobilenhet 8 i en av cellerna kommunicerar med basstationen 9 för den cellen. För att minska komplexiteten hos illustrationen visas bara en basstation 9 och en mobilenhet 8 i figuren.

Basstationen 9 och/ eller mobilenheten 8 kan vara utrustade med en sändarutrustning t.ex. enligt FIG. 1 där effektförstärkaren med fördel är utformad enligt föreliggande uppfinning.

I FIG. 8 visas en utföringsform av en effektförstärkare 2. Effektförstärkaren 2 innefattar en insignalsanslutning 19 vid vilken en insignal 35 tas emot.

Denna signal är avsedd att förstärkas och tillhandahålls som en radiofrekvent utsignal 55. I denna utföringsform är insignalen 35 en digital signal, vilken representerar en basbandsversion av den signal som skall sändas. Insignalsanslutningen 19 är ansluten till en fördistorsionsenhet 20, vilken fördistorderar insignalen 35 till en drivsignal 26. Denna fördístorsion kommer att beskrivas närmare nedan. Fördistorsionsenheten 20 utgörs i denna utföringsform av en digital fördistorsionsenhet 20. 10 15 20 25 30 524 408 9 lnsignalsanslutningen 19 är också ansluten till en ingängsdetektor 40, vilken är anordnad för att bestämma ett momentant (envelopp) storleksmått för insignalen 35. Storleksmåttet utgörs företrädesvis av effekten hos insignalen 35 eller en därav härledbar storhet, t.ex. amplitud. Ingångs- detektorn 40 är med en utgång ansluten till fördistorsionsenheten 20 varigenom fördistorsionsenheten 20 kan vända en fördistorsion beroende av en signal 47, vilken representerar den momentana amplituden hos insignalen 35. lngångsdetektorn 40 är också med en utgång ansluten till en förspänningssignalgenerator 30, vilken genererar en förspänningssignal 36 som skall åstadkomma den faktiska förstärkningsoperationen. På så vis kan förspänningssignalsgeneratorn 30 tillhandahålla en förspänningssignal 36 beroende av en signal 47, vilken representerar den momentana amplituden hos insignalen 35. I föreliggande utföringsform är förspänningssignals- generatorn 3O digital. lngångsdetektorn 40 visas i denna utföringsform som en separat enhet.

Dock kan ingångsdetektorn 40 också implementeras som en del av fördistorsionsenheten 20 och/ eller förspänningssignalsgeneratorn 30.

Drivsignalen 26 i föreliggande utföringsform bearbetas i en inversfilter- anordning 21, vilken beskrivs mer detaljerat nedan. Inversñltrerings- anordningen 21 är i denna utföringsform digital. Den filtrerade (och/ eller fördröjningskompenserade) signalen förs vidare till en digital-analog- omvandlare (D/A) 22 för att åstadkomma en analog signal. I denna utföringsform moduleras signalen till en radiofrekvens i en RF-kedja 23.

Förspänningssignalen 36 behandlas i enlighet med föreliggande utföringsform på liknande sätt i en anordning 31 för inversfiltrering. Den filtrerade (och/ eller fördröjningskompenserade) signalen förs vidare till en digital-analogomvandlare (D / A) 32 för att åstadkomma en analog förspänningssignal, vilken sedan förstärks i en förspänningsförstärkare 34. 10 15 20 25 30 524 408 10 Drivsignalen och förspänningssignalen matchas i en matchningsenhet 25 och matas till ett förstärkarelement 50, vilket utför den faktiska förstärkningen i enlighet med den valda drivsignalen och förspännings- signalen. På så sätt åstadkoms en radiofrekvent utsignal 55.

Drivsignalen passerar genom ett antal steg i en drivsignalsbana 51 mellan inversfiltreranordningen 21 och matchningsenheten 25. Den digitala och/ eller analoga signalbehandlingen längs drivsignalsbanan 51 kan påverka fördröjningen och frekvensresponsen hos drivsignalen. På liknande sätt passerar också förspänningssignalen ett antal steg i en förspänningssignalsbana 52 mellan inversfilteranordningen 31 och matchningsenheten 25. Den digitala och/ eller analoga signalbehandlingen längs förspänningssignalsbanan 52 kan påverka frekvensresponsen och fördröjningen hos förspänningssignalen. Om, vilket är fallet i en typisk förstärkare, respons- och fördröjningsskillnader längs de olika signal- banorna 51, 52 skiljer sig från varandra motsvarar inte drivsignalen och förspänningssignalen som samtidigt anländer till förstärkarelementet 50 varandra, såvida inte inversfiltrering och/ eller fördröjningskompensering utförs. Sådan kompensering eller medel för att åstadkomma samtidighet innefattar i föreliggande utföringsform de två inversfilteranordníngarna 21 respektive 31. De delar som är mest ansvariga för frekvensberoenden är radiofrekvenskedjan, vilken typiskt innefattar flera filter, radiofrekvens- matchningen och förspänningsnät, samt förspänningsförstärkaren.

Inversñlteranordningen 21 ger upphov till distorsion och / eller fördröjnings- kompensering hos drivsignalen, vilken är inversen till distorsionerna och fördröjningarna orsakade under signalbanan 51, därav namnet. Detta innebär att så gott som alla distorsioner har släckts ut och fördröjningarna är lika efter att signalen har passerat både inversfiltret 21 och signalbanan 51. På liknande sätt ger inversfilteranordningen 31 upphov till en distorderad frekvensrespons och fördröjningskompensering hos förspänningssignalen, vilken är inversen till distorsionerna och fördröjningarna som uppstår under signalbanan 52. På analogt sätt innebär 10 15 20 25 30 524 408 11 detta att alla distorsionen har släckt ut varandra när förspänningssignalen har passerat både inverteringsñlteranordningen 31 och signalbanan 52. Det säkraste sättet att åstadkomma att drivsignalen och förspänningssignalen är samtidiga vid ingångsnoden år att inversfiltrera båda delarna. Detta tar bort frekvensberoendena för de ickelinjårt behandlade signalerna inom invers- filtrens bandbredder.

Det är viktigt att förspänningssignalen och den fördistorderade drivsignalen sammanfaller vid förstärkarelementets ingångsnod, i synnerhet för höglinjära bredbandstillåmpningar.

Effektförstärkaren 2 i den visade utföringsformen innefattar också en återkopplingsanordning 48. Den radiofrekventa utsignalen 55 detekteras av en återkopplingssensor 41. Äterkopplingssensorn 41 utför också företrädes- vis en nedomformning av radiofrekvensen. Sensorsignalen behandlas i en analog-digital-omvandlare (A/ D) som åstadkommer en signal 46 vilken representerar den radiofrekventa utsignalen 55. Denna signal 46 och insignalen tillhandahålls till en anpassningsenhet 44. Anpassningsenheten 44 rnodifierar driften hos förspänningssignalgeneratorn 30 och för- distorsionsenheten 20 genom att ge koefficientmodiñeringar för koefficienter vilka lagrats i uppslagstabellerna 53, 54. Förspånningssignalsgeneratorn 30 och fördistorsionsenheten 20 anordnas till att anpassa sina handlingar i enlighet med detta.

Som syns tydligt i FIG. 8 finns det medel för detektering av den momentana amplituden för insignalen och för att använda denna information för att styra såväl förspånningssignalen som fördistorsionen av drivsignalen till att åstadkomma en utsignal med önskade egenskaper.

Utsignalen från ett förstärkarelement t.ex. en fälteffekttransistor eller en bipolär transistor beror i grunden på drivsignalerna, en förspånningssignal och de inneboende förstärkningsegenskaperna hos förstårkarelementet.

Enligt föreliggande uppfinning styrs både drivsignalen och förspännings- 10 15 20 25 30 524 408 nu an 12 signalen beroende på amplituden hos insignalen. I FIG. 3 visas drivsignal 26 och förspänningssignal 36 som används i drift av en effektförstärkare enligt en utföringsform av föreliggande uppfinning baserad på ett förstärkar- element med linjär transkonduktans. Amplituden hos drivsignalen 26 och förspänningssignalen 36 plottas som funktioner av amplituden hos insignalen. En utsignal 55 från förstärkarelementet visas också. I denna utföringsform är ett ändamål att hålla utsignalen 55 linjär med avseende på insignalen. I denna utföringsform täcker ett linjärt amplitudområde 13 det fullständiga amplitudområdet. Ett ytterligare syfte är att hålla arrangemangets totala energiförbrukning låg och likaså bandbredden hos drivsignalen.

En effektförstärkare kan vara förspänd på många olika sätt. Att driva en effektförstärkare som en så kallad klass A-förstärkare innebär att förstärkaren alltid leder och levererar en momentan ström som är högre än noll. För att åstadkomma detta är effektförstärkaren förspänd till en DC- spänning som motsvarar toppamplituden för den radiofrekventa inspänningen. Detta är det enda sättet att åstadkomma en maximal radiofrekvent ström och därmed maximal uteffekt för linjär transkonduktans och de flesta fall av kvasilinjära transkonduktansanordningar. Vältrimmad klass A-förspänning kan ge god linjäritet men räcker inte alltid till för krävande tillämpningar. I sådana fall behövs ytterligare linjärisering.

Viloströmmen i klass A är dock mycket hög, vilket innebär att verknings- graden blir väldigt dålig. Adaptiv kvasistatisk förspänning (t.ex. [3-71) förbättrar inte verkningsgraden men åstadkommer anpassning av klass-A- förstärkare för att förbättra linjäriteten.

För att kunna bibehålla en bra verkningsgrad och samtidigt ha tillgång till maximal effekt styrs förspänningssignalen i enlighet med föreliggande uppfinning företrädesvis för att ge klass A-drivning för den maximala amplituden. För lägre amplituder minskas dock förspänningsnivån. Det finns med andra ord en första amplitud sådan att amplitudmedelvärdet för förspänningssignalen för ett amplitudintervall som är över denna första 10 15 20 25 30 n u nu: o. amplitud är högre än amplitudmedelvärdet för förspänningssignalen över det fullständiga amplitudområdet.

På grund av att sannolikheten för att den största amplituden skall uppträda är låg kommer den genomsnittliga verkningsgraden inte att påverkas mycket av detta. För en blandning av tillräckligt många oberoende radiofrekvens- kanaler liknar amplitudens sannolikhetstäthet en Rayleigh-fördelning med en stor kvot mellan topp- och -medelvärdeseffekt. Ett exempel på en sådan fördelning av sannolikhetstätheten för amplituder 15 visas i FIG. 6. Här syns att en väldigt liten del av amplitudfördelningen uppträder vid eller nära den maximala amplituden. En minskad verkningsgrad för de högsta ampli- tuderna kommer därmed inte att påverka den totala verkningsgraden i någon större utsträckning.

När förspänningsnivåer diskuteras i föreliggande beskrivningen ges dessa nivåer generellt relativt en påkopplingsspänning för effektförstärkaren.

Klass B-drift motsvarar en förspänning som levererar halvvågslikriktade strömpulser, vilka är ledande under en halv radiofrekvenscykel. Klass AB betecknar förspänningsområdet mellan klass A och klass B. Ytterligare minskning av förspänningsnivån , d.v.s. införandet av negativa för- spänningspotentialer minskar ”på”-perioden ytterligare varvid den totala verkningsgraden ökar. Sådan negativ förspänning kallas för klass C.

För att återgå till FIG. 3 så består drivsignalens amplitud här av en blandning av de första och andra ordningarna av inamplituden, vilket innebär att denna signal ryms inom tre gånger insignalens bandbredd. Detta kommer att diskuteras ytterligare nedan. För att åstadkomma en linjär utsignal med den använda drivsignalen ändras förspänningssignalen till förstärkaren dynamiskt enligt den visade kurvan. Tack vare den huvudsakliga mängden av klass C-drivning är medelverkningsgraden bra. 10 15 20 25 30 524 408 14 Både fördistorsionen av drivsignalen och förspänningsnivän kan beräknas utifrån kvadraten på insignalens amplitud (d.v.s. normaliserad momentan effekt), eller genom insignalens envelopp d.v.s. dess amplitud.

På grund av förlusten i verkningsgrad är det är typiskt sett olämpligt att använda klass A-förstärkning för amplituder som skiljer sig märkbart från maximal amplitud. I FIG. 3 syns det tydligt att när amplituden minskas från den maximala amplituden minskar förspänningssignalen i denna utförings- form genom klass AB-drivning, passerar klass B-drivning och i mellanamplitudområdet används klass C-drivning. Därmed ökar för- spänningssignalen med ökande insignalamplitud i ett amplitudområde 11.

Det är önskvärt att denna ökning fortsätter hela vägen till den maximala amplituden för att åstadkomma klass A-drivning enbart för amplituder nära den maximala.

Den genomsnittliga förspänningsnivån medelvärdesbildad över det fullständiga amplitudomrädet visas med en streckad linje 16. Det kan påpekas att i FIG. 3 hålls förspänningssignalen 36 under detta amplitudmedelvärde för förspänningsnivån inom ett amplitudområde 12.

Därmed motsvarar amplitudområdet 12 ett område där verkningsgraden för förstärkaren är relativt hög. En jämförelse mellan FIG. 3 och FIG. 6 visar att såväl klass C-drivning d.v.s. inom streckade linjer som drivning inom området 12 (punktade linjer) faller inom ett amplitudområde med en stor andel av den totala amplitudfördelningen. En stor andel av alla signaler som skall förstärkas faller med andra ord inom området 12. Detta ökar den totala verkningsgraden för effektförstärkaren.

I FIG. 4a visas drivsignal, utsignal och förspänningssignal för en klass B- förstärkare med fördistorsion enligt känd teknik som funktioner av amplitud. På liknande sätt visas i FIG. 4b drivsignal, utsignal och förspänningssignal för en förstärkare med dynamisk förspänning enligt känd teknik t.ex. [11] som funktioner av amplitud. Det bör noteras att här uppvisar den dynamiska förspänningssignalen ett monotont avtagande 10 15 20 25 30 beteende vilket står i skarp kontrast mot det ökande beteendet i området 11 (FIG. 3) enligt ovan. Fortsättningsvis används dessa två system som jämförelse till anordningarna enligt föreliggande uppfinning. Topp- amplituderna för systemen i FIG. 3, FIG. 4a och FIG. 4b är lika.

Enligt känd teknik år en lösning till problemet att förspänna praktiska anordningar i eller nära klass B för är typisk att använda dynamisk förspänning för att uppnå en konstant förstärkning över insignalsområdet, såsom visas i t.ex. [8, ll, 12, 131. Det finns tre huvudproblem kopplade till detta. För det första är inte konstant förstärkning tillräckligt för att tillförsäkra linjäritet i system med höga krav på linjäritet. Förstärkaren har också en amplitud-fas-distorsion vilken inte nås av den dynamiska förspänningen varför ytterligare linjärisering krävs d.v.s. fördistorsion såsom i [10] eller återkoppling såsom i [l2].

Det andra problemet är att dynamisk förspänning med konstant förstärkning utesluter möjligheten att uppnå maximal effekt och samtidigt bibehålla en hög verkningsgrad. Detta beror på att den maximala uteffekten är kopplad till drift i ren klass A vilken också har den största förstärkningen.

För drift med konstant förstärkning och maximal topputeffekt måste därför förstärkaren så gott som alltid förspännas i klass A. Detta försämrar verkningsgraden drastiskt.

Det tredje problemet är att verkningsgraden är lägre än för klass B förspänning eftersom anordningen är förspänd i klass AB för låg- och medelnivåer [l1, 12, 13]. Svårigheten med att samtidigt uppnå hög linjäritet och hög verkningsgrad visas ytterligare i [9].

Slutsatsen är att de kända lösningarna som använder dynamisk förspänning har flera brister, merparten associerade med att uppnå hög verkningsgrad tillsammans med hög uteffekt och god linjäritet. Dessa brister övervinns lätt med hjälp av anordningar och förfaranden enligt föreliggande uppfinning. 10 15 20 25 30 524 4-03 nu nu 16 I FIG. 5 visas ett diagram där verkningsgraden för en klass B-förstärkare med konstant transkonduktans som en funktion av inamplituden är plottad med en prickad linje. Verkningsgraden för systemet i FIG. 4a som en funktion av inamplituden är plottad i diagrammet som en streckad linje med korta delar. Verkningsgraden för systemet i FIG. 4b som en funktion av inamplituden är plottad i diagrammet som en streckad linje med långa delar.

Slutligen är verkningsgraden för systemet i FIG. 3 som en funktion av inamplitud plottad i diagrammet med en heldragen linje. Utifrån detta är det enkelt att se att både det dynamiskt förspända systemet och den ren klass B-förstårkaren har sämre verkningsgrad ån den fördistorderade förstärkaren och föreliggande uppfinning i de områden som har den högsta amplitud- fördelningssannolikheten. Medelverkningsgraden för en signal med en 10dB topp-till-medel Rayleigh amplitudfördelning är 30% för klass B med fördistorsion, 24% för dynamisk förspänning och 30% för utföringsformen enligt FIG. 3.

En stor nackdel med en klass B-förstärkare med fördistorsion, bortsett från problemet att maximal effekt inte uppnås, är att en stor bandbredd måste användas. En stor orsak till den stora bandbreddsexpansionen för den radiofrekventa drivsignalen i den fördistorderade klass B-förstärkaren är den väldigt låga förstärkningen vid låga nivåer för anordningar med linjär eller kvasilinjär transkonduktans som måste motverkas av en amplituddistorsion av i stort sett en rotfunktion, vilket beskrivs ytterligare nedan. Detta problem löses av den dynamiska förspänningen med konstant förstärkning, dock finns en allvarlig nackdel för verkningsgraden vilken beskrivits ovan.

Bytet som är inblandat i valet av förspänningsnivå (statisk eller kvasistatisk) och fördistorsion är huvudsakligen utvidgningen av bandbredden. Ju närmare kretsen är förspänd klass B, desto mer uttalad är den ickelinjära responsen. För anordningar med linjär transkonduktans utvecklas denna respons mot kvadraten på insignalens amplitud. Därmed utvecklas den fördistorsion som motverkar denna utveckling mot en funktion av roten av amplituden. En sådan funktion har en väldigt stor bandbredd d.v.s. en stor 10 15 20 25 30 524 4-08 n- u 17 breddning av bandbredden jämfört med den ursprungliga signalen. För en viss nivå av linjäritet i utsignalen måste därför bandbredden hos fördistorsionskretsen göras mycket större för en anordning förspänd i klass B än för anordningar förspända mer in i klass AB-området. Eftersom fördistorsion med hög precision vanligen utförs med hjälp av digital- behandling innebär en bredare bandbredd i fördístorsionen att en digital- analog-omvandlare (D/ A) med en större bandbredd måste användas. Dessa omvandlare är allmänt dyrare än sådana med smalare bandbredd och i vissa fall finns inte ens den efterfrågade kombinationen av precision och bandbredd vilket gör det omöjligt att med bibehållen linjäritet öka verkningsgraden genom förspänning mer mot klass B.

Lösningen på detta som erbjuds av föreliggande uppfinning, t.ex. FIG. 3, är att överge förspänning med konstant förstärkning till fördel för något som tillåter större verkningsgrad. Detta kan uppnås med den tidigare visade klass C-förspänningen i det område där amplituden hos en flerbärvågs- eller fleranvändarsignal tillbringar den mesta tiden, d.v.s. i mellanområdet. Detta kombineras med en förstärkning av drivamplituden i detta område för att motverka den lägre förstärkningen som kommer från förspänningen i klass C. Genom att huvudsakligen tillåta udda potenser, lägre ordningens modifiering kan den ickelinjära drivförstärkningen tvingas att uppta en mycket smalare bandbredd än bandbredden för klass B-förstärkarens fördistorsion.

Generellt kan inte den modifierade, huvudsakligen lägre ordningens amplitudfunktionen för drivsignalen i FIG. 3 kompensera för den låga förstärkningen i klass B eller den ännu lägre förstärkningen för klass C förspänning vid låga amplitudnivåer. Detta innebär att förstärkaren måste tas bort från denna mod med hög verkningsgrad i detta amplitudområde, vilket kan åstadkommas med hjälp av förspänning i klass A eller AB. Den genomsnittliga förlusten i verkningsgrad på grund av detta är inte särskilt stor eftersom amplitudens sannolikhetstäthet generellt är låg också för låga amplituder. 10 15 20 25 30 524 488 18 En jämförelse mellan FIG. 3 och FIG. 4 visar att i FIG. 3 har drivsignalen ett uttalat maximum vid medelhöga amplituder under det att gradienten hålls relativt låg vid låga amplituder. En sådan form hos fördistorsionen åstadkoms relativt lätt genom att använda komponenter av låg ordning. Den branta inledande ökningen av den fördistorderade drivsignalen till klass B i FIG. 4a kräver en ganska hög andel av högre ordningens komponenter.

Vid en jämförelse mellan systemen som diskuteras ovan är det värt att notera att systemet enligt föreliggande uppfinning har minst O,7dB mer topputeffekt, vilket innebär att den optimala lastresistansen för ett sådant system som toppar i klass A är 85% av den i de två andra systemen som toppar i klass B. Detta beror på att toppspänningsamplituderna för de tre systemen är lika om alla har perfekt terminering av övertonerna och likaså har lika matarspänningar. Övertonerna för strömvågformen är märkbart lägre i toppamplitudomrädet för systemet enligt föreliggande uppfinning.

Kraven för terminering kommer därför också att minska.

Kraven på bandbredden visas i FIG. 7a-e. Såväl utvidgningen av bandbredden för den behandlade drivsignalen som bandbredden för förspänningssignalen visas för de tre fallen från FIG. 3, FIG. 4a och FIG. 4b.

I FIG. 7 visas den fördistorderade klass B-förstärkaren och rotformen hos drivsignalen ger upphov till en bred expansion av bandbredden. I detta fall visas inte förspänningssignalen eftersom den enbart består av DC eller långsamt anpassad DC, vilket endast kräver en väldigt smalbandig D/A- omvandlare. Förspänningssignalen i fallet med dynamisk förspänning med konstant förstärkningsfaktor visas i FIG. 7b. Motsvarande drivsignal centrerad runt en central radiofrekvens visas i FIG. 7c. Förspännings- signalen domineras av DC och en andra ordningens komponent i amplituden. Därför har förspänningssignalen samma bandbredd som insignalen. Drivsignalens bandbredd är dock markant smalare. Slutligen visas i FIG. 7d och 7e förspänningssignalen respektive drivsignalen för en utföringsform enligt föreliggande uppfinning motsvarande FIG. 3. Här syns 10 15 20 25 30 524 408 19 att förspänningssignalen har signifikanta komponenter över fiärde ordningen, vilket innebär att den har minst två gånger insignalens bandbredd. Drivsignalen består dock huvudsakligen av första och tredje ordningens komponenter, vilket innebär att vidgningen av bandbredden minskas till omkring tre gånger insignalens bandbredd. Kraven på D / A- omvandlare hålls därmed på en relativt blygsam nivå.

Ovan diskuterade diagram över bandbredder är enbart exempel på möjliga fall. Fall med bättre eller sämre fördelning av bandbredden än de diskuterade kan åstadkommas.

Radiofrekvens- och förspänningssignalspektrena visar att detta exempel på det nya systemet enligt föreliggande uppfinning i praktiken inte kräver mer tillgänglig D/A-omvandlarbandbredd än det dynamiska förspännings- schemat med konstant förstärkning för att åstadkomma radiofrekvens- signalen, även om nivån för sidobanden är högre. Vidare kan den totala bandbredden för radiofrekvenssignalen för klass B-förstärkaren med fördistorsion mycket väl behöva vara större än radiofrekvensens och förspänningens kombinerade bandbredder hos det nya systemet för att åstadkomma linjäritet. Detta är viktigt eftersom det nya systemet inte bara delar upp kraven på bandbredden i två delar, vilket i sig gör det enklare att hitta D / A-omvandlare som passar, utan det minskar också det totala kravet på D / A-bandbredd.

I det fall där en insignal är i digital komplex talform kan den kvadrerade amplituden lätt beräknas som summan av kvadraten av i-fas (I)- och kvadratur fas (Q)-komponenterna. I FIG. 9 visas en detalj i ett tänkbart system som använder den kvadrerade amplituden som indatat till ett system med lagrade uppslagstabeller för att åstadkomma modifieringar av radiofrekvensdrivning och förspänning. Uppslagssystemet förbättras företrädesvis genom interpolation. Den digitala komplexa insignalens komponenter summeras kvadratiskt i en kvadrerings- och summeringsenhet 43 hos ingångsdetektorn 40. Denna kvadrerade amplitud matas som en 10 15 20 25 30 20 styrsignal 47 i form av indata till en komplex tabell 27 hos fördistorsions- enheten 20. Utdata från den komplexa tabellen 27 kan vara interpolationer mellan tabellvården och matas till en komplexmultiplicerare 24, där utdata från komplextabellen 27 multipliceras med insignalen 35. Resultatet matas till en komplex-till-reell-uppomformare 29 försörjd av en digital oscillator 28.

Resultatet tillhandahålls såsom drívsignalen 26.

På liknande sätt matas styrsignalen 47 som ett indata till en realtabell 37 hos förspånningssignalsgeneratorn. Utdatat från realtabellen 37 kan utgöras av interpolationer mellan tabellvärden och tillhandahållas som förspännings- signalen 36.

Detta arrangemang är också enkelt att integrera med ett organ för anpassning 44. I ett sådan arrangemang är tabellerna med fördel anpassade till att bibehålla linjäritet och uteffekt även när kretsparametrarna ändras på grund av temperatur och drift. Denna anpassning utförs av signaler som representerar koefficientmodiñeringar av de i uppslagstabeller lagrade koefficienterna. Dessa koefñcientmodifieringar tillhandahålls från organet 44 för anpassning till den komplexa tabellen 27 respektive realtabellen 37.

I FIG. 12 visas huvudstegen för en utföringsform av ett förfarande enligt föreliggande uppfinning. Proceduren börjar i steg 200. Insignalens momentana amplitud eller en därtill relaterad eller därav härledbar storhet detekteras i steg 202. En drivsignal härleds från insignalen i steg 204.

Denna härledning av drívsignalen är företrädesvis en fördistorsion av insignalen beroende av den bestämda amplituden. En förspånningssignal vilken också beror av den bestämda amplituden genereras i steg 206.

Drivsignalen förstärks med användning av förspänningssignalsnivån för att åstadkomma en utsignal i steg 208. Proceduren avslutas i steg 214.

Genom att använda egenskaperna hos den projicerade amplitudsannolik- hetsfördelningen är det möjligt att utföra modifieringar i driv- och förspänningssignalerna vilka minskar bandbreddsutvidgningen för radio- 10 15 20 25 30 524 408 nu u; 21 frekvensdrivningen och ökar uteffekten relativt den fördistorderade klass B- förstärkaren, samt ökar verkningsgrad och uteffekt jämfört med dynamiska förspänningsscheman med konstant förstärkning.

Samma idéer kan användas för systemet i FIG. 3 när anordningar med kvasilinjär transkonduktans används. Den maximala effekten uppnås vanligen genom att toppa i klass A, men om transkonduktanskurvans konstanta del är stor kan toppning med klass AB förspänning ge den höga uteffekten. Så är också fallet för anordningar med verklig konstant transkonduktans. Förfarandet enligt föreliggande uppfinning kan på ett enkelt sätt modifieras för att åstadkomma toppning i den klass AB-mod som har den högsta uteffekten.

Genom att låta både fördistorsionen och förspänningssignalen variera med insignalens amplitud uppnås ytterligare en frihetsgrad som kan användas för att optimera systemets beteende på flera olika sätt. När bandbredden är en begränsande faktor kan det vara klokt att först välja en lämplig fördistorsionsfunktion med en önskad bandbredd. Därefter kan för- spänningssignalen anpassas för att åstadkomma den önskade utgångs- karakteristiken. Den omvända proceduren är dock också möjlig, d.v.s. att först bestämma en lämplig funktion för förspänningssignalen och sedan anpassa den fördistorderade drivsignalen enligt förspänningssignalen. Det är vidare möjligt att anpassa både förspänningssignalens funktion och den fördistorderade drivsignalen för att uppnå de önskade egenskaperna.

Några specifika val har gjorts i föregående exempel på det nya systemet.

Bandbredden hos drivsignalen har till exempel tvingats att hålla sig inom tre gånger insignalens bandbredd. Detta kan användas för att förbättra verkningsgraden i fall en vidare bandbredd kan tillåtas i D /A-omvandlare och radiofrekvenskedjor. Högre genomsnittlig verkningsgrad kan uppnås om områdena för klass AB och klass A för låga och höga amplituder kan göras mindre och därmed öka området för klass C. Detta kräver användning av en mer bredbandig radiofrekvent drivsignal. 10 15 20 25 30 524 408 Q a . . v o u u o u f nu ua 22 Begränsningen av bandbreddens vidgning för den radiofrekventa driv- signalen behöver inte utföras explicit med enbart låga och udda potenser av ínamplituden. I praktiken kan högre potenser och funktioner som inte beskrivs av en potensserie tillåtas, förutsatt att signalen har lite energi utanför det tillåtna frekvensområdet.

Om en av förbättringarna som är möjliga med det nya systemet är viktigare än de andra kan bara en del av idéerna behövas. I vissa fall kan detta minska komplexiteten eller ge förbättrad prestanda. Användning av klass A (eller AB)-förspänning med den högsta uteffekten i den höga änden kan till exempel kombineras med klass B-fördistorsion med rotfunktion i den låga änden, med eller utan att använda ett mellanliggande klass C-område. I detta fall kan idéerna tillämpas på ett redan befintligt system. Strategin är att till fullo använda bredbandsmöjligheterna i systemet för att förbättra verkningsgrad, uteffekt eller båda.

En fråga som är relaterad till maximal effekt är uteffekten när förstärkaren överstyrs. Överstyrning visar sig i utströmmens vågform som en utplaning av eller ibland till och med nedgång i dess översta del. Denna vågform kan innehålla mer grundläggande radiofrekvensström än den icke-tillplattade vågformen och kan därmed ge en viss ökning i uteffekten. För att ta till vara denna möjlighet till ökning av uteffekt måste modifieringar av driv- och förspänningsnivåer, vilka tillsammans ger en linjär utsignal i det överstyrda området, fastställas. För att begränsa brandbreddsutvidgningen kan det i detta fall vara användbart att använda en annan form för förspännings- signalen i den höga änden av det icke-överstyrda amplitudområdet för en jämnare övergång till det överstyrda området. Det bör också upp- märksammas att fler övertoner genereras under överstyrda förhållanden, vilket kan vara skadligt för systemet.

Idéerna som används i föreliggande uppfinning kan också användas för att generera t.ex. de icke-linjära strömmarna i en Doherty-hjälpförstärkare, för 10 15 20 25 30 524 408 nu .o 23 att förbättra ett sådant system att hantera anordningar med linjär transkonduktans och öka uteffekten. I FIG. 10 visas en typisk utföringsform av ett Doherty-förstärkararrangemang 60. En radiofrekvenssignal matas samtidigt till en huvudförstärkare 62 och en hjälpförstärkare 64.

Drivsignalen till hjälpförstärkaren 64 modifieras i en styrenhet 66 för att uppnå en drift för hjälpförstärkaren (också kallad den toppande förstärkaren) enbart vid höga amplituder. Utsignalerna kombineras med en kvartsvåglångdsdifferens 68 för att åstadkomma utsignalen till sändaren 4.

De specifika detaljerna hos arrangemanget är inte av vikt för föreliggande uppfinning utan det viktiga särdraget är hjälpförstärkarens 64 drift. Driften utförs som en funktion av insignalens amplitud, varvid hjälpförstärkaren 64 börjar ge en nollutsignal, och en linjär utsignal enbart över en viss amplitud.

Det viktigaste är här att minska den genomsnittliga DC-strömförbrukningen och samtidigt uppnå den maximala radiofrekventa utströmmen för signaltopparna. Detta innebär att klass A bör användas vid topparna för alla transistorer med linjär transkonduktans och de flesta med kvasilinjär transkonduktans. Anordningen kan förspännas i klass C vid låga amplitudnivåer eftersom idealt ingen radiofrekvent ström borde alstras vid amplitudnivåer under en viss punkt i amplituddimensionen. I känd teknik används klass C typiskt hela tiden för transistorer med linjär eller kvasilinjär transkonduktans, vilket begränsar uteffekt och verkningsgrad.

I FIG. 11 visas driv- och förspänningssignaler för en utföringsform av en hjälpförstärkare hos ett Doherty-förstärkararrangemang enligt föreliggande uppfinning. Det bör noteras att även genom att hålla drivsignalen huvudsakligen linjär kan en förspänningssignal enligt figuren ge det önskade utsignalbeteendet. Drivsignalen av låg ordning resulterar i en bandbredd som är så gott som lika som insignalens bandbredd. Detta uppnås genom att minska förspänningsnivån betydligt. Förspänningssignalen hålls under medelvärdesnivån för förspänningssignalen 10 i amplitudområdet 12 och tillåts öka i amplitudområdet 11 för att ge en nästan linjär ökning av utsignalen för högre amplituder. 10 15 20 25 30 524 llüíl :uu .o 24 På grund av användningen av klass A förspänning i denna ände kan Signalerna enligt FIG. 11 kan till exempel leverera 18% mer radiofrekvent ström under topparna, jämfört med ett typiskt fördistorderat klass B- arrangemang på grund av användningen av klass A-förspänning i denna ände. Ett fördistorderat klass B-arrangemang kan vidare ha en väldigt plötslig början av drivsignalen , vilket orsakar en bred bandbredd för spektrat.

Det inses därför omedelbart att principerna enligt föreliggande uppfinning kan tillämpas på ett stort antal varierade system. Olika enskilda förstärkarelement med olika egenskaper kan användas och förstärkarna kan också användas i mer avancerade förstärkararrangemang. Icke- exkluderande exempel är Doherty-förstärkararrangemang, Chireix- förstärkararrangemang och förstärkararrangemang som använder envelopp- eliminering och återskapande tekniker. Även andra ickelinjära strömfunktioner kan genereras med de föreslagna förfarandena. Maximal uteffekt och verkningsgrad kan generellt förbättras i jämförelse med andra system, men om stora fasvariationer med amplitud skall inlemmas är det kanske inte möjligt med stora minskningar av drivsignalens bandbredd.

Föreliggande uppfinning gör det möjligt att uppnå maximal uteffekt eller utström från en praktisk radiofrekvent transistor, med hög verkningsgrad och god linjäritet. Systemet förbättrar uteffekten och verkningsgraden jämfört med ett system med dynamisk förspänning och konstant förstärkningsfaktor och förbättrar den användbara bandbredden och uteffekten jämfört med en fördistorderad klass B-förstärkare.

Förbättringarna är relativt billiga. Den största komplikationen är den ökade bandbredden för förspänningssignalen och för denna uppnås en högre verkningsgrad, mer uteffekt och minskad och uppdelad D/A- omvandlarbandbredd. Samma idéer som används för att åstadkomma 10 15 20 25 30 524 408 25 ef'ektiva linjära förstärkare kan också användas för såväl den ickelinjära ”toppande” förstärkaren i ett Doherty-förstärkarsystem som för att åstadkomma andra mer eller mindre ickelinjära strömfunktioner som krävs i förstärkarsystem.

Systemet kan göras mer robust än system enligt känd teknik eftersom möjligheten att uppnå märkbart mer uteffekt med bibehållen eller ökad verkningsgrad underlättar att inkludera marginaler för kretsfel. Den minskade genereringen av övertoner i högeffektänden minskar också kraven på repeterbara kretsegenskaper vid de harmoniska frekvenserna, vilket ökar produktionsutbytet.

Fackmannen inser att olika modifieringar och ändringar kan göras på föreliggande uppfinning utan att avlägsna sig från dess omfång, vilket definieras av de bifogade patentkraven.

REFERENSER [1] ”RF Power Amplifiers for Wireless Communications” av S.C. Cripps, Artech House, Boston, 1999, sid. 45-60 [2] "Output Performance of Idealized Microwave Power Amplifiers" av LJ.

Kushner, Microwave Journal, Oct. 1989, sid. 103-1 16. [3] "Low dissipation power and high linearity PCS power amplifier with adaptive gate bias control circuit" av K.-J. Youn et al., Electronics Letters, vol. 32, nr. 17, 15 Aug. 1996, sid. 1533-1535. [4] "42% High-Efñciency Two-Stage HBT Power-Amplifier MMIC for W-CDMA Cellular Phone Systems" av T. Iwai et. al., IEEE Trans. MTT, vol. 48, nr. 12, Dec. 2000, sid. 2567~2572. [5] US patent 5,923,215. [6] US patent 6,028,477. [7] US patent 5,808,511. 10 15 524- 4-08 26 {8} 'Improving the Power-Added Efficiency of FEIF Amplitiers Operating with Varying-Envelope Signals", IEEE Trans. MTT, vol. 31, nr. 1, Jan. 1983, sid. 51-56. [9] "A Thorough Investigation of Dynamic Bias on Linear GaAs FET Power Amplifier Performance" av T.H. Miers, V.A. Hirsch, 1992 IEEE MTT-S Digest, sid. 537-540.

[10] "Increased Efficiency in QAM Power Amplifiers" av D.R. Conn, R.H.

Hemmers, 1998 IEEE MTT-S Digest, sid. 1647-1650.

[11] "A Dynamic Efficient Bias Scheme Improves SSPA in Aeronautical Satellite Communication Systems" av I.K. Stubbs, IEEE Colloquiurn on 'Evolving Technologies for Small Earth Station Hardware', Digest nr. 1995/037, IEEE, London, UK, 44 sid. sid 5/ 1-8.

[12] “A New Adaptive Double Envelope Feedback (ADEF) Linearizer for Solid State Power Amp1ifiers", IEEE Trans. MTT, vol. 43, nr. 7, jul. 1995, sid. 1508-1515.

[13] US patent 5,757,229.

Claims (42)

10 15 20 25 30 524 498

1. Förfarande för att tillhandahålla en radiofrekvent utsignal (55), innefattande stegen att: -bestärnrna ett momentant storleksmått på en insignal (35), vilket storleksmått är en amplitud eller därav härledbar storhet; -härleda en drivsignal (26) från insignalen (35); -tillhandahålla en förspänningssignal (36), vilken är beroende (47) av det momentana storleksmättet; och -förstärka drivsignalen (26) under användande av en förspänningsnivå enligt förspänningssignalen (36) till den radiofrekventa utsignalen (55), kännetecknat av att förspänningssignalens (36) beroende av det momentana storleksmättet ger upphov till en ökad icke-linjäritet i förstärkningssteget.

2. Förfarande enligt krav 1, kännetecknat av att förspänningssignalen (36) ger en förstärkning enligt en av klass C och klass B för momentana storleksmått inom ett första amplitudområde, och att förspänningssignalen (36) är högre än klass-B-förstärkning för momentana storleksmått ovanför det första ainplitudornrådet.

3. Förfarande enligt krav 2, kännetecknat av att förspänningssignalen (36) styrs för att ge väsentligen en förspänningsnivå av klass A vid maximal amplitud.

4. Förfarande enligt något av kraven l till 3, kännetecknat av att steget för att tillhandahålla förspänningssignalen styrs för att åstadkomma en förutbestämd utgängskarakteristik, varigenom ett amplitudmedelvärde av förspänningssignalen över ett amplitudintervall innefattande alla amplituder i ett fullständigt amplitudområde som stöds av det förstärkande steget över en första arnplítud är högre än ett amplitudmedelvärde av förspänningssignalen över det fullständiga amplitudområdet. 10 15 20 25 30 524 408 28

5. Förfarande enligt något av kraven 1 till 4, kännetecknat av att härledningssteget innefattar steget att modifiera insignalen (35).

6. Förfarande enligt krav 5, kännetecknat av att härledningssteget innefattar steget att beroende (47) av det momentana storleksmåttet fördistordera insignalen (35).

7. Förfarande enligt något av kraven l till 6, kännetecknat av att styra förspänningssignalen (36) att öka med ökande amplitud för alla amplituder inom ett första amplitudområde (ll).

8. Förfarande enligt något av kraven 1 till 7, kännetecknat av att styra förspänningssignalen (36) att för alla amplituder inom ett andra amplitudområde (12) vara lägre än arnplitudmedelvärdet av förspänningssignalen över nämnda fullständiga amplitudområde.

9. Förfarande enligt något av kraven 7 eller 8, kännetecknat av att det första amplitudområdet (1 l) innefattar maximal amplitud.

10. Förfarande enligt krav 6, kännetecknat av de ytterligare stegen att: -välja en fördistorsionsfunktion med en förutbestämd bandbredd; och -anpassa förspänningssignalen (36) enligt fördistorsionsfunktionen.

11. ll. Förfarande enligt krav 10, kännetecknat av att fördistorsions- funktionen innehåller huvudsakligen lägre ordningens komponenter.

12. Förfarande enligt något av kraven 6, 10 eller ll, kännetecknat av de ytterligare stegen att: -välja förspänningssignalen (36) enligt förutbestämda samband; och -anpassa fördistorsionsfunktionen enligt förspänningssignalen (36).

13. Förfarande enligt något av kraven 1 till 12, kännetecknat av att utgängskarakteristiken är linjär för minst ett tredje amplitudområde (13). 10 15 20 25 30 524 408 29

14. Förfarande enligt krav 13, kännetecknat av att utgångs- karakteristiken är väsentligen linjär över det fullständiga amplitudområdet.

15. Förfarande enligt något av kraven 1 till 14, kännetecknat av att utgångskarakteristiken innefattar en utsignal som är väsentligen noll inom ett fjärde amplitudområde (14).

16. Förfarande enligt något av kraven 1 till 15, kännetecknat av de ytterligare stegen att: -bestämma en àterkopplingssignal (46) för den radiofrekventa utsignalen (55) ; och -anpassa drivsignalen (26) och/ eller förspänningssignalen (36) enligt återkopplingssignalen (46).

17. Förfarandet enligt krav 6, kânnetecknat av det ytterligare steget att: -förorsaka att stegen för fördistorsion och tillhandahållande av förspänningssignal är samtidiga vid ingången till förstärkníngen.

18. Förfarande enligt krav 17, kännetecknat av att förorsakandesteget i sin tur innefattar minst ett av stegen att: -inverteringsñltrera drivsignalen (26) med avseende på en första signalbana (51) till ett förstärkarelement (50); -fördröjningskompensera drivsignalen (26) med avseende på den första signalbanan (51) till ett förstärkarelement (50); -inverteringsfiltrera förspänningssignalen (36) med avseende på en andra signalbana (52) till förstärkarelementet (50) ; och -fördröjningskompensera förspänningssignalen (36) med avseende på den andra signalbanan (52) till förstärkarelementet (50).

19. Förfarandet enligt något av kraven 1 till 18, kännetecknat av det ytterligare steget att kompensera strömmättad vid högamplitudänden. 10 15 20 25 30 524 408 30

20. Användande av ett förfarande enligt något av kraven 1 till 19 i en radiofrekvensförstärkaranordning av en typ vald från listan: -Doherty-förstärkaranordning (60); -Chireix-förstärkaranordning; och -förstärkaranordningar vilka använder envelopp- och återställande förbättringstekniker.

21. Radiofrekvenseffektförstärkare (2; 62; 64) innefattande: -insignalsanslutning ( 19); -ingångsdetektor (40) anordnad till att fastställa ett momentant storleksmått för en signal (35) på insignalsanslutningen (19), vilket storleksmått är en amplitud eller därav härledbar storhet; -drivsignalerhållande medel (20) anslutet till insignalsanslutningen (19) för att tillhandahålla en drivsignal (26) ; -förspänningssignalgenerator (30) för att tillhandahålla en förspänningssignal (36), vilken förspänningssignalgenerator (30) är ansluten till ingångsdetektorn (40) och styrs beroende (47) av det momentana storleksmåttet; -förstärkarelement (50) anslutet till nämnda drivsignalerhållande medel (20) och förspänningssignalsgeneratorn (30), kännetecknad av att förspänningssignalsgeneratorn (30) styrs för att ge upphov till en ökad icke-linjäritet i förstärkarelementet (50).

22. Radiofrekvenseffektförstärkare enligt krav 21, kännetecknad av att förspänningssignalsgeneratorn (30) är anordnad att ge en förstärkning i förstärkarelement (50) enligt en av klass C och klass B för momentana storleksrnått inom ett första arnplitudområde, och att ge en förspänningssignal (36) som är högre än klass-B-förstärkning för momentana storleksmått ovanför det första amplitudområdet.

23. Radiofrekvenseffektförstärkare enligt krav 21 eller 22, kännetecknad av att förspänningssignalsgeneratorn (30) år anordnad att ge ett amplitudmedelvärde av förspänningssignalen över ett amplitudområde 10 15 20 25 30 öl irinef-"ttande alla amplituder i ett fullständigt amplitudområde som stöds av förstärkarelementet (50) högre än en första amplitud, är högre än ett amplitudmedelvärde av förspänningssignalen över det fullständiga amplitudområdet.

24. Radiofrekvenseffektförstärkare enligt något av kraven 21 till 23, kännetecknad av att nämnda drivsignalerhållande medel (20) innefattar fördistortionsmedel (20) anslutet till ingångsdetektorn (40) och styrs i beroende (47) av det momentana storleksmåttet.

25. Radiofrekvenseffektförstärkare enligt något av kraven 21 till 24, kännetecknad av att förspänningssignalsgeneratorn (30) i sin tur innefattar medel för att ge en förspänningssignal (36) som ökar med ökande amplitud för alla amplituder inom ett första amplitudområde (11).

26. Radiofrekvenseffektförstärkare enligt något av kraven 21 till 25, kännetecknad av att förspänningssignalsgeneratorn (30) innefattar medel för att ge en förspänningssignal (36), vilken för alla amplituder inom ett andra amplitudområde (12) är lägre än amplitudmedelvärdet för förspännings- signalen (16).

27. Radiofrekvenseffektförstärkare enligt krav 24, kännetecknad av att den ytterligare innefattar: återkopplingsanordning (48) vilken i sin tur innefattar en återkopplingssensor (41) vilken övervakar utgången hos förstärkarelementet (50) och anpassningsmedel (44) anslutet till förspänningssignalsgeneratorn (30) och nämnda fördistortionsmedel (20) för att tillhandahålla en återkopplingssignal (53,54) till förspänningssignalsgeneratorn (30) och nämnda fördistortionsmedel (20), vilken förspänningssignalsgenerator (30) och vilket fördistortionsmedel (20) är anordnade till att anpassa sitt agerande i enlighet med återkopplingssignalen (53, 54). 10 15 20 25 30 öl

28. Radiofrekvenseffektförstärkare enligt något av kraven 21 till 27, kännetecknad av att den ytterligare innefattar: -samtidighetsförorsakande medel (21, 31) för att förorsaka att drivsignalen (26) och förspänningssignalen (36) uppträder samtidigt vid en ingång till förstärkarelementet (50).

29. Radiofrekvenseffektförstärkare enligt krav 28, kännetecknad av att nämnda sammanfallandeförorsakande medel i sin tur innefattar minst ett av: -inverteringsfilter (21) anslutet mellan nämnda fördistortionsmedel (20) och förstärkarelementet (50) för att kompensera för en första signalbana (51) till förstärkarelementet (50), och -inverteringsfilter (31) anslutet mellan förspänningssignalsgeneratorn (30) och förstärkarelementet (50) för att kompensera för en andra signalbana (52) till förstärkarelementet (50).

30. Sammansatt radiofrekvenseffektförstärkare (60), kännetecknad av att den innefattar minst en radiofrekvenseffektförstärkare (2 ; 62, 64) enligt något av kraven 21-29 som en underförstärkare.

31. Sammansatt radiofrekvenseffektförstärkare enligt krav 30, känne- tecknad av att den sammansatta radiofrekvenseffektförstärkaren väljs från listan: -Doherty-förstärkaranordning (60) ; -Chireix-förstärkaranordning; och -förstärkaranordningar som använder enveloppeliminerande och återställande tekniker.

32. Sändare med en radiofrekvenseffektförstärkare (2; 62, 64), vilken radiofrekvenseffektförstärkare (2 ; 62, 64) innefattar: -insignalsanslutning ( 19); -ingångsdetektor (40) anordnad att fastställa ett momentant storleksmått för en signal (35) vid insignalsanslutningen (19), vilket storleksmått är en amplitud eller därav härledbar storhet; 10 15 20 25 30 -drivsigiialserhållande medel (20) anslutet till insignalsanslutningen (19) för att tillhandahålla en drivsignal (26); -förspänningssignalsgenerator (30) för tillhandahållande av en förspänningssignal (36), vilken förspänningssignalgenerator (30) är ansluten till ingångsdetektorn (40) och styrs beroende (47) av det momentana storleksmåttet; -förstärkarelement (50) anslutet till nämnda drivsignalerhållande medel (20) och förspänningssignalsgeneratorn (30), känneteclmad av att förspänningssignalsgeneratorn (30) styrs för att ge upphov till en ökad icke-linjäritet i förstärkarelementet (50).

33. Sändare enligt krav 32, kännetecknad av att förspänningssignalsgeneratorn (30) är anordnad att ge en förstärkning i förstärkarelement (50) enligt en av klass C och klass B för momentana storleksmått inom ett första amplitudområde, och att ge en förspänningssignal (36) som är högre än klass-B-förstärkning för momentana storleksmått ovanför det första amplitudområdet.

34. Sändare enligt krav 32 eller 33, kännetecknad av att förspänningssignalsgeneratom (30) är anordnad att ge ett amplitudmedelvärde av förspänningssignalen över ett amplitudomräde innefattande alla amplituder i ett fullständigt amplitudområde som stöds av förstärkarelementet (50) högre än en första amplitud, är högre än ett amplitudmedelvärde av förspänningssignalen över det fullständiga amplitudområdet.

35. Sändare enligt något av kraven 32 till 34, kännetecknad av att nämnda drivsignalerhällande medel innefattar fördistorderande medel (20) anslutet till ingångsdetektorn (40) och styrs i beroende (47) av det momentana storleksmåttet.

36. Sändare enligt något av kraven 32 till 35, kännetecknad av att förspänningssignalsgeneratorn (30) i sin tur innefattar medel för att 10 15 20 25 30 524 408 åstadkomma en försp-'iriiiirigssignal (36), vilken ökar med ökande amplitud för alla amplituder inom ett första amplitudområde (11).

37. Sändare enligt något av kraven 32 till 36, kännetecknad av att förspänningssignalsgeneratorn (30) i sin tur innefattar medel för att åstad- komma en förspänningssignal (36), vilken är lägre än ett amplitudmedelvärde av förspänningssignalen (16) för alla amplituder inom ett andra amplitudområde (12),

38. Sändare enligt krav 37, kännetecknad av att det andra amplitud- området (12) överlappar minst halva amplitudfördelningen (15).

39. Sändare enligt krav 37 eller 38, kännetecknad av att nämnda fördistortionsmedel (20) innefattar medel för att göra drivsignalen (26) större än insignalen (35) minst i det andra amplitudområdet (12).

40. Trådlöst kommunikationssystem (1) med en radiofrekvenseffekt- förstärkare (2; 62, 64), vilken radiofrekvenseffektförstärkare (2; 62, 64) innefattar: -insignalsanslutning (1 9); -ingångsdetektor (40) anordnad att bestämma ett momentant storleksmått för en signal (35) vid insignalsanslutningen (19), vilket storleksmått är en amplitud eller därav härledbar storhet; -drivsignalerhållande medel (20) anslutet till insignalsanslutningen (19) för att åstadkomma en drivsignal (26); -förspänningssignalsgenerator (30) för att tillhandahålla en förspänningssignal (36), vilken förspänningssignalgenerator (30) är ansluten till ingångsdetektorn (40) och styrs beroende (47) av det momentana storleksmåttet; -förstärkarelement (50) anslutet till nämnda drivsígnalerhållande medel (20) och förspänningssignalsgeneratorn (30), kännetecknat av att förspänníngssignalsgeneratom (30) styrs för att ge upphov till en ökad icke-linjäritet i förstärkarelementet (50). 10 15 20 25 30 524 408 .nu u 35

41. Basstation (9) i ett trådlöst kommunikationssystem (1) med en radio- frekvensförstärkare (2; 62, 64), vilken radiofrekvensförstärkare (2; 62, 64) innefattar: -insignalsanslutning ( 19); -ingångsdetektor (40) anordnad att bestämma ett momentant storleksmått för en signal (35) vid insignalsanslutningen (19) där storleksmåttet är en amplitud eller därav härledbar storhet; -drivsignalserhållande medel (20) anslutet till insignalsanslutningen (19) för att tillhandahålla en drivsignal (26); -förspänningssignalsgenerator (30) för tillhandahållande av en förspänningssignal (36), vilken förspänningssignalgenerator (30) är ansluten till ingångsdetektorn (40) och styrs beroende (47) av det momentana storleksmåttet; -förstärkarelement (50) anslutet till nämnda drivsignalerhållande medel (20) och förspänningssignalsgeneratorn (30), kännetecknad av förspänningssignalsgeneratorn (30) styrs för att ge upphov till en ökad icke-linjäritet i förstärkarelementet (50).

42. Mobilenhet (8) i ett trådlöst kommunikationssystem (1) med en radiofrekvensförstärkare (2; 62, 64), vilken radiofrekvensförstärkare (2; 62, 64) innefattar: -insignalsanslutning (19); -ingångsdetektor (40) anordnad att bestämma ett momentant storleksmätt för en signal (35) vid näinnda insignalsanslutning (19) där storleksmåttet är en amplitud eller därav härledbar storhet; -drivsignalerhållande medel (20) anslutet till insignalsanslutningen (19) för att tillhandahålla en drivsignal (26) ; -förspänningssignalsgenerator (30) för tillhandahållande av en förspänningssignal (36), vilken förspänningssignalgenerator (30) är ansluten till ingångsdetektorn (40) och styrs beroende (47) av det momentana storleksmåttet; 524 498 nu a- 3% "' t~'~'“kare1er1e11t (50) anslutet till det drivsignalerhållande medel (20) och förs ännín ssi nals eneratom 30 , P 8 g g kännetecknad av förspänningssignalsgeneratorn (30) styrs för att ge upphov till en ökad ícke-linjäritet i förstärkarelementet (50).