JPH1084676A

JPH1084676A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH1084676A
Application number: JP9214389A
Authority: JP
Inventors: Ikuo Yamato; 育男大和; Kiichi Tokunaga; 紀一徳永; Yasuo Matsuda; 靖夫松田; Hisao Amano; 比佐雄天野
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1997-08-08
Filing date: 1997-08-08
Publication date: 1998-03-31
Anticipated expiration: 2014-08-25
Also published as: JP2940525B2

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明の目的は、周波数変換回路の転流時に発
生するスパイク電圧を抑制すると同時に回路損失も低減
することを目的とする。【構成】本発明では、周波数変換回路の転流時に生じる
スパイク電圧をコンデンサで吸収し、コンデンサを変圧
器出力の極性に応じて当該変圧器に接続することで、コ
ンデンサの電荷を変圧器側へ回生するように構成する。【効果】前記コンデンサは、変圧器の漏れインダクタン
スなどの回路インダクタンスの蓄積エネルギーを吸収す
る。その後、前記コンデンサ電荷を、変圧器出力の極性
に応じて当該変圧器へ接続することを可能にする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電力変換装置に係り、
特に高周波を直接低周波に変換する周波数変換回路を備
えた電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】電力変換装置において、直流を一旦商用
周波数よりも高い周波数に変換し、変圧器を介した後に
商用周波数に変換することにより、変圧器の小形化を図
ることが知られている。例えば、特開昭62−44072 号公
報、及び特開昭62−44073 号公報等では、インバータで
発生した高周波を変圧器を介した後、２組の整流器を逆
並列に接続して構成される他励変換器により高周波を商
用周波に変換することが提案されている。

【０００３】しかし、この方式では、高周波を商用周波
に変換する手段として、他励変換器を用いているため、
該変換器の出力電圧と出力電流の極性が同じ期間には、
変圧器の出力電圧により転流が可能であるが、これらの
極性が異なる期間は、変圧器の出力電圧による転流が行
えず、他の転流を行う電源もないため、他励変換器とし
ての動作が行えない問題があった。

【０００４】そこで、他励変換器を自励変換器とし、出
力電圧と出力電流の極性によらず転流を行うことが考え
られる。現在、自励変換器としては、自己消弧能力を持
った素子で構成し、素子を自己消弧させることにより転
流を行うものが一般的である。この種の電力変換装置と
して、例えば、特開昭61−236371号公報が挙げられる。

【０００５】図３は、上記従来技術による電力変換装置
である。図において、１は直流電源、２はトランジスタ
などのスイッチング素子とダイオードを用いて構成した
インバータ、３は変圧器、４はトランジスタなどのスイ
ッチング素子とダイオードで構成した双方向スイッチ４
０１，４０２から成る周波数変換回路、５及び６は、波
形改善用フィルタのリアクトルとコンデンサである。

【０００６】図３の回路動作を図４により説明する。イ
ンバータ２は、出力電圧ｅ_outが正弦波状となるようパ
ルス幅変調した高周波電圧ｅ₁を形成し、変圧器３の２
次側に図４（ａ）に示す電圧ｅ₂を与える。周波数変換
回路４はｅ₂を図４（ｂ）に示す極性のパルス列に変換
するようスイッチング素子４１〜４４のオン，オフを図
４（ｅ）〜（ｈ）の如く制御して図４（ｃ）のようなｅ
_Lを出力し、ｅ_outに破線で示す正弦波状の電圧を得
る。すなわち、ｅ₂の極性を変えない場合には双方向ス
イッチ４０１，極性を反転する場合には、双方向スイッ
チ４０２のうち出力電流ｉ₂を流し得るスイッチを導通
させる。以上の様にスイッチング素子のオン，オフを制
御することにより、上記従来技術では、高周波電圧か
ら、商用周波電圧を得ることができる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来技術では、周波数変換回路の転流時に発生するスパイ
ク電圧について考慮されていなかった。すなわち、従来
技術における周波数変換回路では、双方向スイッチの切
換動作時に、電流遮断によるスパイク電圧あるいはダイ
オードのリカバリーによるスパイク電圧が発生し、スイ
ッチング素子を破壊するおそれがあった。

【０００８】従って、上記従来技術の周波数変換回路で
は、転流時に発生するスパイク電圧を抑制しスイッチン
グ素子の破壊を防ぐ必要がある。

【０００９】スイッチング素子に印加するスパイク電圧
を抑制する手段としては、抵抗とコンデンサを直列接続
したスナバ回路をスイッチング素子に並列に設けること
が一般的に知られている。このスナバ回路は、転流時の
エネルギーをコンデンサに吸収することでスパイク電圧
の抑制が可能であるが、吸収したエネルギーは、全て損
失となる。従ってスイッチング周波数を高くすると効率
が著しく低下するという問題がある。

【００１０】本発明の目的は、周波数変換回路の転流時
に発生するスパイク電圧を抑制すると同時に回路損失も
低減できる高効率な電力変換装置を提供することにあ
る。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に直流電力を第１の周波数の交流電力に変換するインバ
ータ、インバータの出力側に接続された変圧器、変圧器
の出力側に接続し、第１の周波数よりも低い第２の周波
数の交流電力を出力する自励式周波数変換回路を備えた
電力変換装置において、変圧器の出力側に設けられ周波
数変換回路の転流時に生じるスパイク電圧を吸収するコ
ンデンサと、変圧器出力の極性に応じて、コンデンサの
電荷を変圧器へ回生する方向にコンデンサを変圧器へ接
続する手段とを備えたようにしたものである。

【００１２】

【作用】前記スパイク電圧を吸収するコンデンサは、周
波数変換回路のスイッチング素子が電流を遮断する場合
に変圧器の漏れインダクタンスなどの回路インダクタン
スの蓄積エネルギーを吸収する。その後、前記コンデン
サ電荷を、変圧器出力の極性に応じて当該変圧器へ接続
することにより、コンデンサに吸収したエネルギーを回
生するとともに、コンデンサ電圧が変圧器の出力電圧に
クランプされるので、余分なエネルギーのやりとりがな
く損失を抑えることができる。

【００１３】

【実施例】以下、本発明を、図示する一実施例を用いて
詳述する。

【００１４】尚、以下の実施例では、本発明の特徴を成
すスパイク電圧吸収用コンデンサ、及び該コンデンサを
極性に応じて変圧器に接続する手段を総称して、クラン
プ回路と略称する。

【００１５】図１は、本発明による第１の実施例であ
る。図において７００は、トランジスタなどのスイッチ
ング素子７０１〜７０４，ダイオード７０５〜７０８及
びコンデンサ７０９から成り、双方向スイッチ４０１に
印加するスパイク電圧を抑制するクランプ回路、７１０
は同じくトランジスタ７１１〜７１４，ダイオード715
〜７１８及びコンデンサ７１９から成り、双方向スイッ
チ４０２に印加するスパイク電圧を抑制するクランプ回
路である。なお、他の部分は、図３と同一であり、その
説明は省略する。

【００１６】図２により、本実施例の動作を説明する。
図は、ｅ_out，ｉ_Lがともに正の場合のトランジスタ４
１と４３の間の転流動作を示している。

【００１７】トランジスタ４１から４３へ転流する際の
クランプ回路７００の動作は以下の様である。ｅ₂が零
になる時刻ｔ₁の直前はトランジスタ４３が導通してお
り、コンデンサ７０９はトランジスタ４３とダイオード
７０５，７０８を介してｅ₂の波高値Ｅ_dの２倍の電圧
に充電される。時刻ｔ₁でｅ₂が零となるがコンデンサ
７０９には、放電経路がないためコンデンサ７０９の電
圧は保持される。時刻ｔ₂に、トランジスタ４１をオフ
してトランジスタ４１から４３へ転流するが、この時ト
ランス３の漏れインダクタンス等の回路インダクタンス
の蓄積エネルギーはダイオード７０７→コンデンサ７０
９→ダイオード７０６→トランジスタ４３の経路でコン
デンサ７０９に吸収し、コンデンサ電圧はエネルギー吸
収分だけ２Ｅ_dから上昇する。この様に、回路インダク
タンスの蓄積エネルギーをコンデンサで吸収すること
で、回路に発生するスパイク電圧を抑制することができ
る。

【００１８】時刻ｔ₄にｅ₂が−Ｅ_dとなるのに合せて
トランジスタ７０１，７０４を導通させると、コンデン
サ７０９の放電経路が形成され、ｔ₂からｔ₃の間に吸
収したエネルギーを負荷に放出し、コンデンサ電圧が２
Ｅ_dになった時点でｅ₂によりクランプされる。ｅ₂に
クランプされた後、ｅ₂が−Ｅ_dである間にトランジス
タ７０１，７０４をオフすれば、コンデンサ７０９の放
電路がなくなり、ｅ₂が零となってもコンデンサ電圧は
保持される。

【００１９】トランジスタ４３から４１へ転流する際に
は、クランプ回路７１０を前記クランプ回路７００と同
様の動作を行わせることで、スパイク電圧を抑制すると
ともに吸収したエネルギーを負荷に放出することができ
る。なお、図２では、ｅ_out,ｉ_Lがともに正の場合の動
作を示しているが、ｅ_outが負の場合には、ｅ₂がＥ_dで
ある期間にトランジスタ７０２，７０３を導通し、ｅ₂
が−Ｅ_dである期間にトランジスタ７１２，７１３を導
通することで図２に示したのと同様にエネルギーを負荷
に放出できる。又、ｉ_Lの極性については、回路インダ
クタンスのエネルギーをコンデンサに吸収する経路が変
わるのみでトランジスタ７０１〜７０４，７１１〜７１
４の動作には無関係である。

【００２０】なお、本実施例では双方向スイッチ４０
１，４０２をともにオフした場合、リアクトル５の蓄積
エネルギーをコンデンサ７０９、あるいは７１９に吸収
することができるので、双方向スイッチ４０１，４０２
をオフして、負荷と本電力変換装置を切りはなすことが
できる。

【００２１】図５に本発明による第２の実施例を示す。
本実施例は、図１に示した第１の実施例におけるクラン
プ回路７００，７１０を１つのクランプ回路８００に置
き換えたものである。本実施例の動作を図６に示す。図
はｅ_out，ｉ_Lがともに正の場合のトランジスタ４１と
４３の間の転流動作を示している。本実施例におけるク
ランプ回路８００は、ｅ₂がＥ_dである期間にトランジ
スタ８０２，８０３を導通し、ｅ₂が−Ｅ_dである期間に
トランジスタ８０１，８０４を導通することで図１に示
した実施例と同様に、スパイク電圧の抑制とともに、コ
ンデンサ８１１に吸収したエネルギーを負荷に放出する
ことができる。また、本実施例においても、双方向スイ
ッチ４０１，４０２をともにオフした場合、リアクトル
５の蓄積エネルギーをダイオードの８０９、あるいは８
１０を介してコンデンサ８１１に吸収できるので、双方
向のスイッチ４０１，４０２をオフして負荷と本電力変
換装置を切りはなすことができる。また本実施例によれ
ば、図１に示した第１の実施例に比べ、クランプ回路を
１つ減らすことができるので小形で低コストの電力変換
装置を実現できる。

【００２２】図７に本発明による第３の実施例を示す。
本実施例は、図１に示した第１の実施例における周波数
変換回路４を、４個の双方向スイッチ４０３〜４０６を
ブリッジ接続した構成とし、双方向スイッチ毎にクラン
プ回路７２０〜７５０を設けたものである。本実施例で
は双方向スイッチ４０３，４０６を図１に示す実施例の
双方向スイッチ４０１と同じタイミングで動作させ、双
方向スイッチ４０４，４０５を双方向スイッチ４０２と
同じタイミングで動作させることで第１の実施例と同様
の周波数変換動作を行うことができる。またクランプ回
路７２０，750は、図１のクランプ回路７００と同じタ
イミングで動作させ、クランプ回路730,７４０は図１の
クランプ回路７１０と同じタイミングで動作させること
で、スパイク電圧の抑制とともに、コンデンサに吸収し
たエネルギーを負荷に放出できる。また、本実施例にお
いても双方向スイッチ４０３〜４０６を全てオフした場
合、リアクトル５の蓄積エネルギーをクランプ回路７２
０〜７５０のコンデンサに吸収することができるので、
双方向スイッチ４０３〜４０６を全てオフすることで、
負荷と本電力変換装置を切りはなすことができる。この
ようにブリッジ構成としたことによりスイッチの耐圧を
上げ信頼性を向上できる効果がある。

【００２３】図８に本発明による第４の実施例を示す。
本実施例は、図５に示した第２の実施例における周波数
変換回路を４個の双方向スイッチ４０３〜４０６をブリ
ッジ接続した構成としたものである。本実施例におい
て、双方向スイッチ４０３をオンし、４０４〜４０６を
オフすることで、リアクトル５の蓄積エネルギーをコン
デンサ８１１に吸収でき、負荷と本電力変換装置を切り
はなすことができる。なお、ダイオード８０９，８１０
の接続点を双方向スイッチ４０４，４０６の接続点側に
接続しているが、４０３，４０５の接続点側に接続して
もよい。この場合、負荷と本電力変換装置を切りはなす
には、双方向スイッチ４０６をオンし、４０３〜４０５
をオフすればよい。このように本図の構成にすれば図７
の場合と同様の効果が得られ、さらに部品点数を大幅に
低減できる。図９に本発明による第５の実施例を示す。
本実施例は図８に示した第４の実施例のクランプ回路を
異にしたものである。本実施例では、双方向スイッチ４
０３〜４０６をすべてオフすることで、負荷と本電力変
換装置を切りはなすことができる。このため、電力の省
費を低減できる効果がある。

【００２４】図１０に本発明による第６の実施例を示
す。本実施例のクランプ回路９０１は、図５に示した第
２実施例におけるクランプ回路８００のダイオード８０
９，８１０を省いたものである。本実施例のクランプ回
路９０１は第２の実施例のクランプ回路と同様にスパイ
ク電圧抑制と、負荷へのエネルギー放出を行うが、双方
向スイッチ４０１，４０２をオフした場合、リアクトル
５の蓄積エネルギーを処理する手段がないので、双方向
スイッチ４０１，４０２をオフして、負荷と本電力変換
装置を切りはなすことができない。なお、図では図５に
示した第２の実施例のダイオード８０９，８１０を省略
したものを示したが、図８のダイオード８０９，８１０
を省略することも可能である。以上のように本方式によ
り図５および図８の回路に比べコストの低減を図れる。

【００２５】図１１に本発明による第７の実施例を示
す。本実施例は、図５に示す第２の実施例のクランプ回
路８００のトランジスタ８０１〜８０４を省略し、コン
デンサに並列に抵抗を設けたものである。本実施例のク
ランプ回路は、図５のクランプ回路と同様にスパイク電
圧の抑制を行うが、吸収したエネルギーを抵抗に放出す
るので、第２の実施例よりも効率は若干悪くなるが、ト
ランジスタ８０１〜804をなくせるので低コスト化でき
る。なお図では、図５に示したクランプ回路のトランジ
スタを省略し、コンデンサに並列に抵抗を設けたものを
示したが、図１，図５，図７，図８，図９，図１０に示
した実施例のクランプ回路についても同様にトランジス
タを省略し、コンデンサに並列に抵抗を設けることでス
パイク電圧の抑制が可能である。

【００２６】図１２は、本発明による第８の実施例であ
る。図において、７はＧＴＯなどのスイッチング素子７
０〜７３，ダイオード７４〜７７およびコンデンサ７
８，７９を用いて構成し、周波数変換回路４のスイッチ
ング素子４１〜４４に加わるスパイク電圧を低減するク
ランプ回路である。

【００２７】図１３により、本実施例におけるクランプ
回路７の動作を説明する。図は、ｅ_outが正ｉ_Lが負の
場合にスイッチング素子４２から４４への転流動作を示
している。時刻ｔ₆の直前はスイッチング素子４２が導
通しており、コンデンサ７９は、スイッチング素子４２
とダイオード７７を介してｅ₂の波高値Ｅ_dの２倍の電
圧で図示の極性に充電される。ｔ₆の時点でｅ₂は零と
なるが、放電する経路がないためコンデンサ７９の電圧
は保持される。時刻ｔ₇で、スイッチング素子４２をオ
フしてスイッチング素子４２から４４への転流を行う
が、この時変圧器３の漏れインダクタンスなどの回路イ
ンダクタンスの蓄積エネルギーは、変圧器３→スイッチ
ング素子４４→コンデンサ７９→ダイオード７６→変圧
器３の経路でコンデンサ７９に吸収され、インダクタン
スのエネルギーが零となるｔ₈に転流が完了する。この
時コンデンサ７９は、２Ｅ_dからエネルギー吸収分電圧
が上昇する。

【００２８】転流期間ｔ₇〜ｔ₈は、ダイオード７６が導
通しているため、スイッチング素子４２にはコンデンサ
７９の電圧が加わるが転流完了後のｔ₈〜ｔ₉はダイオー
ド７６がオフ状態となるためスイッチング素子４２には
電圧は加わらない。時刻ｔ₉にｅ₂に電圧が発生するの
に合せてスイッチング素子７２を導通させると、コンデ
ンサ７９は、電流期間ｔ₇〜ｔ₈に吸収したエネルギーを
コンデンサ７９→スイッチング素子４４→変圧器３→ス
イッチング素子７２→コンデンサ７９の経路で放出し、
電圧が２Ｅ_dとなった時点でこの電圧をクランプする。
また、素子４４から４２へ転流する場合には、３→４２
→７９→７７→３の経路で回路インダクタンスの蓄積エ
ネルギーをコンデンサ７９に吸収し、７９→４２→３→
７３→７９の経路でエネルギーを放出し、コンデンサ７
９の電圧は２Ｅ_dにクランプされる。さらに、ｅ_outが
負、ｉ_Lが正の場合の４１から４３への転流では、３→
７４→７８→４３→３の経路でインダクタンスの蓄積エ
ネルギーを吸収し、７８→７０→３→４３→７８の経路
でエネルギーを放出し、コンデンサ７８の電圧は２Ｅ_d
にクランプされる。素子４３から４１への転流では、３
→７５→７８→４１→３の経路で回路インダクタンスの
蓄積エネルギーを吸収し、７８→７１→３→４１→７８
の経路でエネルギーを放出し、コンデンサ７８の電圧は
２Ｅ_dにクランプされる。

【００２９】この様に本実施例では、トランスの漏れイ
ンダクタンスなどの回路インダクタンスをコンデンサに
吸収した後に回生するもので、コンデンサ電圧がｅ₂に
よりクランプされるので、スイッチング素子オフ時のス
パイク電圧を低減するとともに、インダクタンスの蓄積
エネルギーの処理を低損失で行うことができるため、高
効率の電力変換装置を提供することができる。

【００３０】本発明による第９の実施例を図１４に示
す。本実施例は、図１２に示した周波数変換回路４を、
４個の双方向スイッチング４０１〜４０４をブリッジ接
続した構成としている。

【００３１】クランプ回路７は、第８の実施例と同様に
スイッチング素子７０〜７３を制御する。これにより、
ｅ_outが正、ｉ_Lが負の場合の４２，４８から４４，４
６への転流では、３→４６→７９→７６→３の経路で変
圧器３の漏れインダクタンスの蓄積エネルギーをコンデ
ンサ７９に吸収し、７９→４６→３→７２→７９の経路
でエネルギーを回生し、７９の電圧はｅ₂によりクラン
プされる。また４４，４６から４２，４８への転流で
は、３→４２→７９→７７→３の経路で漏れインダクタ
ンスの蓄積エネルギーをコンデンサ７９に吸収し、７９
→４２→３→７３→７９の経路でエネルギーを回生す
る。さらにｅ_outが負、ｉ_Lが正の場合４１，４７から
４３，４５への転流では、３→７４→７８→４５→３の
経路で漏れインダクタンスの蓄積エネルギーをコンデン
サ７８に吸収し、７８→７０→３→４５→７８の経路で
エネルギーを回生する。４３，４５から４１，４７への
転流では、３→７５→７８→４１→３の経路で漏れイン
ダクタンスの蓄積エネルギーを吸収し、７８→７１→３
→４１→７８の経路でエネルギーを回生する。

【００３２】本実施例によれば、スイッチング素子４１
〜４８，７０〜７３，ダイオード７４〜７７，コンデン
サ７８，７９に加わる電圧は、通常Ｅ_dとなるので、図
１に示した実施例よりも小さい耐圧の素子を適用するこ
とができる。なお、コンデンサ７８，７９の接続点をス
イッチング素子４１，４２，４５，４６の接続点側に接
続しているが、４３，４４，４７，４８の接続点側とし
てもよい。またクランプ回路７をさらにもう１個備え、
コンデンサ素子４３，４４，４７，４８の接続点側に接
続してもよい。

【００３３】図１５は、図１に示す実施例において、出
力電圧ｅ_outの制御を周波数変換回路４で行う場合の動
作波形を示すものである。本方式はインバータ２でパル
ス幅一定の高周波電圧を形成し、変圧器３の２次側に図
１５（ａ）に示す電圧ｅ₂を与える。周波数変換回路４
は出力電圧ｅ_outが正弦波状となるようスイッチング素
子４１〜４４のオン，オフを図１５（ｄ）〜（ｇ）の如
くｅ₂に対しての位相制御を行い図１５（ｂ）の実線の
ような電圧ｅ_Lを出力し、ｅ_outに破線で示す正弦波状
電圧を得る。本方式でのクランプ回路７００，７０１の
動作を図１６により説明する。図１６は図１５の時刻ｔ
_a〜ｔ_bの期間の動作を拡大して示したのである。本実施
例においても図２と同様に、周波数変換回路４のスイッ
チング素子４１〜４４をオフする時の変圧器３の漏れイ
ンダクタンス等の回路インダクタンスの蓄積エネルギー
をコンデンサ７０９あるいは７１９に吸収する。その
後、双方向スイッチ４０１あるいは４０２に印加する電
圧極性とコンデンサ７０９あるいは７１９の電圧極性が
同じになるようにコンデンサ７０９あるいは７１９を双
方向スイッチ４０１あるいは４０２に接続するようスイ
ッチング素子７０１〜７０４あるいは７１１〜７１４を
オン，オフしてコンデンサ７０９あるいは719に吸収し
たエネルギーを回生する。この動作によりスイッチング
素子に印加するスパイク電圧を抑制すると同時に転流時
の損失を抑えることができる。尚、図１の実施例の回路
を例にした出力電圧の制御を周波数変換回路の位相制御
により行う場合について説明したが、図５および図７，
図８，図９，図１０，図１１，図１２，図１４に示した
回路において位相制御を行う場合についても同様である
のは勿論である。

【００３４】図１７は本発明の第１０の実施例である。
本実施例は本発明を用いて構成した無停電電源装置（以
下ＵＰＳと称す）を構成したものである。図において、
７は電力系統等の交流電源、８は交流スイッチ、１０は
交流を直流に変換する整流器、１１は交流電流７が停電
時に負荷に電力を供給するバッテリである。ＵＰＳでは
通常、交流スイッチ８を開いておき、直流電源１，イン
バータ２，変圧器３，周波数変換回路４を介して負荷に
電力を供給する。しかし負荷短絡等により出力電流が過
電流となった場合には、交流スイッチ８を閉じると同時
に電力変換装置を負荷から切り離して電力変換装置を保
護する。本実施例では、双方向スイッチ４０１と４０２
をともにオフすれば、リアクトル５に蓄積されていたエ
ネルギーをダイオード８０９−コンデンサ８１１−ダイ
オード８０６(８０８)−変圧器３−コンデンサ６、ある
いはコンデンサ６−変圧器３−ダイオード８０７(８０
５)−コンデンサ８１１−ダイオード８１０の経路でコ
ンデンサ８１１に吸収できる。従って双方向スイッチ４
０１，４０２により電力変換装置を負荷から切り離すこ
とができるので、従来、負荷と電力変換装置の間に設け
ていた交流スイッチを省くことができる。尚、図１５で
は、図５に示す電力変換装置によりＵＰＳを構成してい
るが、図１，図７，図８，図９，図１０，図１２，図１
４に示す電力変換装置により図１５と同様のＵＰＳを構
成できることにより勿論である。

【００３５】また、図１，図５，図７，図８，図９，図
１０，図１１，図１２，図１４に示した実施例は、単相
回路について示しているが、３相あるいは他の多相回路
に適用できることは勿論である。また、図１，図５，図
７，図８，図９，図１０，図１１，図１２，図１４に示
した実施例では、インバータ，周波数変換回路，クラン
プ回路のスイッチング素子を、トランジスタあるいはＧ
ＴＯとしているが、MOSFET，IGBT等の自己消弧素子でも
適用できるのは勿論である。

【００３６】

【発明の効果】本発明によれば、周波数変換回路の転流
時に発生するスパイク電圧をコンデンサで吸収するとと
もに、該吸収したエネルギーを回生できるので、スパイ
ク電圧を低損失で低減することができ、高効率な電力変
換装置を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電力変換装置の第１の実施例を示す
図。

【図２】図１の実施例の動作説明図。

【図３】従来技術による電力変換装置を示す図。

【図４】図３の電力変換装置の動作説明図。

【図５】本発明の電力変換装置の第２の実施例を示す
図。

【図６】第２の実施例の動作説明図。

【図７】本発明の電力変換装置の第３の実施例を示す
図。

【図８】本発明の電力変換装置の第４の実施例を示す
図。

【図９】本発明の電力変換装置の第５の実施例を示す
図。

【図１０】本発明の電力変換装置の第６の実施例を示す
図。

【図１１】本発明の電力変換装置の第７の実施例を示す
図。

【図１２】本発明の電力変換装置の第８の実施例を示す
図。

【図１３】本発明は第８の実施例の動作説明図。

【図１４】本発明の電力変換装置の第９の実施例を示す
図。

【図１５】第１の実施例の動作説明図。

【図１６】第１の実施例の動作説明図。

【図１７】本発明の電力変換装置の第１０の実施例を示
す図。

【符号の説明】

１…直流電源、２…インバータ、３…変圧器、４…周波
数変換回路、５…リアクトル、６…コンデンサ、４０
１，４０２…双方向スイッチ、７００，７１０…クラン
プ回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者天野比佐雄茨城県日立市幸町３丁目２番１号日立エンジニアリング株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電力を第１の周波数の交流電力に変換
するインバータ、該インバータの出力側に接続された変
圧器、該変圧器の出力側に接続し、前記第１の周波数よ
りも低い第２の周波数の交流電力を出力する自励式周波
数変換回路を備えた電力変換装置において、前記変圧器
の出力側に設けられ上記周波数変換回路の転流時に生じ
るスパイク電圧を吸収するコンデンサと、上記変圧器出
力の極性に応じて、上記コンデンサの電荷を上記変圧器
へ回生する方向に当該コンデンサを上記変圧器へ接続す
る手段とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】請求項１において、前記接続手段は、前記
変圧器の出力極性と逆方向に前記コンデンサを当該変圧
器に接続するように構成した電力変換装置。
【請求項３】請求項１において、前記接続手段は、前記
変圧器の出力零期間に前記コンデンサを当該変圧器に接
続するように構成した電力変換装置。
【請求項４】請求項１において、スイッチとダイオード
の逆並列回路をブリッジ接続し、該ブリッジの交流側を
前記変圧器の出力側に接続して前記接続手段を構成し、
前記コンデンサは当該ブリッジの直流端子間に接続して
成る電力変換装置。