JPH1084284A - 信号再生方法および装置 - Google Patents

信号再生方法および装置

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JPH1084284A
JPH1084284A JP8236242A JP23624296A JPH1084284A JP H1084284 A JPH1084284 A JP H1084284A JP 8236242 A JP8236242 A JP 8236242A JP 23624296 A JP23624296 A JP 23624296A JP H1084284 A JPH1084284 A JP H1084284A
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signal
spectrum
circuit
conversion
inverse
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JP8236242A
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Yoshiaki Oikawa
芳明 及川
Kenzo Akagiri
健三 赤桐
Mitsuyuki Hatanaka
光行 畠中
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Original Assignee
Sony Corp
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    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS OR SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
    • G10L19/0204—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders using subband decomposition

Abstract

(57)【要約】 【課題】 信号再生装置を小型化する。 【解決手段】 信号成分復号化回路４３が出力する信号
周波数成分から、信号伝送装置におけるスペクトル変換
の変換長の１／４の周波数帯域の成分をスペクトル抽出
回路７１で抽出する。逆スペクトル変換回路７２におい
て、信号伝送装置におけるスペクトル変換長の１／４の
変換長で、逆スペクトル変換処理を行い、音響波形信号
を生成する。オーバーサンプリング回路７３で４倍のオ
ーバーサンプリングを行い、出力端子４５から出力す
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は信号再生方法および
装置に関し、特に、ディジタルデータなどの入力信号を
符号化した符号列を受け取り、簡単な構成で再生するこ
とができるようにした信号再生方法および装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来より、オーディオ信号の高能率符号
化の手法および装置として種々提案されているが、例え
ば、時間軸上の信号を所定の時間単位でフレーム化し、
このフレーム毎の時間軸上の信号を周波数軸上の信号に
変換（スペクトル変換）した後、さらに得られたスペク
トル信号の周波数帯域を、複数の周波数帯域に分割し、
各帯域毎にスペクトル信号を符号化する変換符号化方式
が知れられている。
【０００３】上述したスペクトル変換としては、例え
ば、入力オーディオ信号を所定の単位時間でフレーム化
し、フレーム毎に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）、離散コ
サイン変換（ＤＣＴ）、又はモディファイド離散コサイ
ン変換（ＭＤＣＴ）等を行うことで、時間軸を周波数軸
に変換するようなスペクトル変換がある。なお、ＭＤＣ
Ｔについては、文献「時間領域エリアシング・キャンセ
ルを基礎とするフィルタ・バンク設計を用いたサブバン
ド／変換符号化」("Subband/Transform Coding Using F
ilter Bank Designs Based on Time Domain Aliasing C
ancellation," J.P.Princen A.B.Bradley, Univ. of S
urrey Royal Melbourne Inst. of Tech. ICASSP 1987)
にその詳細が述べられている。
【０００４】このようにスペクトル変換によって、帯域
毎に分割された信号を量子化することにより、量子化雑
音が発生する帯域を制御することができ、いわゆるマス
キング効果などの性質を利用して、聴覚的により高能率
な符号化を行うことができる。また、量子化を行う前
に、各帯域毎に、例えばその帯域における信号成分の絶
対値の最大値で正規化を行うようにすれば、さらに高能
率な符号化を行うことができる。
【０００５】周波数帯域の分割幅としては、例えば人間
の聴覚特性を考慮した帯域幅を用いることが多い。すな
わち、一般的に、高域ほど帯域幅が広くなるような臨界
帯域（クリティカルバンド）と呼ばれている帯域幅で、
オーディオ信号を複数（例えば２５バンド）の帯域に分
割することが多い。また、この時の各帯域毎のデータを
符号化する際には、各帯域毎に所定のビット配分が行わ
れたり、或いは、各帯域毎に適応的にビット割り当て
（ビットアロケーション）が行われる。例えば、前記Ｍ
ＤＣＴ処理されて得られた係数データを前記ビットアロ
ケーションによって符号化する際には、前記各フレーム
毎のＭＤＣＴ処理により得られる各帯域毎のＭＤＣＴ係
数データに対して、適応的な割当てビット数で符号化が
行われることになる。
【０００６】前記ビット配分手法としては、次の２手法
が知られている。
【０００７】例えば、文献「音声信号の適応変換符号
化」（"Adaptive Transform Coding of Speech Signal
s", R.Zelinski, P.Noll, IEEE Transactions of Accou
stics,Speech, and Signal Processing, vol.ASSP-25,
No.4, August 1977 ）では、各帯域毎の信号の大きさを
もとに、ビット割り当てを行っている。この方式では、
量子化雑音スペクトルが平坦となり、雑音のエネルギが
最小となるが、マスキング効果が利用されていないため
に、実際の聴感上の雑音感は最適ではない。
【０００８】また、例えば文献「臨界帯域符号化器 −
聴覚システムの知覚要求に関するディジタル符号
化」（"The critical band coder --digital encoding
of the perceptual requirements of the auditory sys
tem", M.A.Kransner MIT, ICASSP 1980）では、聴覚マ
スキングを利用することで、各帯域毎に必要な信号対雑
音比を得て、固定的なビット割り当てを行う手法が述べ
られている。しかし、この手法では、サイン波入力で特
性を測定する場合でも、ビット割り当てが固定的である
ために、特性値がそれほど良い値とならない。
【０００９】これらの問題を解決するために、ビット割
り当てに使用できる全ビットを、前記各帯域毎、或いは
各帯域をさらに小分割したブロック毎に、あらかじめ定
められた固定の割り当てパターン分と、各ブロック内の
信号の大きさに依存したビット配分を行う分とに分割し
て使用すると共に、その分割比を入力信号に関係する信
号に依存させ、例えば信号のスペクトル分布が滑らかな
ときほど、前記固定のビット割り当てパターン分への分
割比率を大きくするような高能率符号化方法が提案され
ている。
【００１０】この方法によれば、例えばサイン波入力の
ように、特定のスペクトル成分にエネルギが集中する場
合には、そのスペクトル成分を含むブロックに対して多
くのビットを割り当てるようにすることによって、全体
の信号対雑音特性を著しく改善することができる。一般
的に、急峻なスペクトル分布をもつ信号に対する人間の
聴覚は、極めて敏感であるため、このような方法を用い
ることで信号対雑音特性を改善することは、単に測定上
の数値を向上させるばかりでなく、聴感上の音質を改善
するのに有効である。
【００１１】なお、ビット割り当ての方法には、この他
にも数多くの方法が提案されており、さらに聴覚に関す
るモデルが精緻化され、符号化装置の能力が向上すれ
ば、聴覚的にみてより高能率な符号化が可能になる。
【００１２】時間領域のディジタルオーディオ信号のよ
うな波形要素（サンプルデータ）からなる波形信号をス
ペクトル変換する方法として、上述したＤＦＴやＤＣＴ
を使用した場合には、例えばＭ個のサンプルデータ毎に
ブロックを構成し、このブロック毎にＤＦＴやＤＣＴの
スペクトル変換を施すことになる。このようなブロック
に対してスペクトル変換を行うと、Ｍ個の独立な実数デ
ータ（ＤＦＴ係数データ或いはＤＣＴ係数データ）が得
られることになる。このようにして得られたＭ個の実数
データは、その後量子化して符号化され、符号化データ
とされる。
【００１３】この符号化データを復号化して再生波形信
号を再現する場合には、前記符号化データを復号化して
逆量子化し、得られた実数データに対して、符号化時の
ブロックに対応するブロック毎に、逆ＤＦＴや逆ＤＣＴ
による逆スペクトル変換を施して波形要素信号を得、こ
の波形要素信号からなるブロックを接続する。
【００１４】このようにして生成した再生波形信号に
は、ブロックの接続の際の接続歪みが残り、聴感上好ま
しくないものとなる。このようなことから、上述したブ
ロック間の接続歪みを軽減することを目的として、実際
の符号化の際には、両隣のブロックで、それぞれＭ1個
ずつのサンプルデータをオーバーラップさせて、ＤＦＴ
やＤＣＴによるスペクトル変換を施すようにしている。
【００１５】しかし、このように両隣のブロックで、そ
れぞれＭ1個ずつのサンプルデータをオーバーラップさ
せてスペクトル変換を行った場合、平均して（Ｍ−
Ｍ1）個のサンプルデータに対してＭ個の実数データが
得られることになり、実際にスペクトル変換に用いた元
のサンプルデータの数よりも、スペクトル変換により得
られた実数データの個数の方が増加することになる。こ
の実数データは、その後量子化して符号化することにな
るため、このように、元のサンプルデータの数に対して
スペクトル変換によって得られる実数データの個数が増
加することは、符号化効率上好ましくない。
【００１６】これに対し、同じくディジタルオーディオ
信号等のサンプルデータからなる波形信号をスペクトル
変換する方法として、前述したＭＤＣＴを使用した場合
は、ブロック間の接続歪みを軽減するために、両隣のブ
ロックで、それぞれＭ個ずつのサンプルデータをオーバ
ーラップさせた２Ｍ個のサンプルデータを用いてスペク
トル変換を行い、独立したＭ個の実数データ（ＭＤＣＴ
係数データ）を得るようにしている。このため、このＭ
ＤＣＴのスペクトル変換では、平均してＭ個のサンプル
データに対してＭ個の実数データが得られることにな
り、前述したＤＦＴやＤＣＴを使用したスペクトル変換
の場合よりも効率の良い符号化を行うことが可能とな
る。
【００１７】なお、上述のＭＤＣＴのスペクトル変換を
用い、得られた実数データを量子化し、符号化した符号
化データを、復号化して再生波形信号を生成する場合に
は、この符号化データを復号化して逆量子化し、得られ
た実数データに対して逆ＭＤＣＴによる逆スペクトル変
換を施して、ブロック内の波形要素を得、このブロック
内の波形要素を互いに干渉させながら加え合わせること
により、波形信号を再構成することになる。
【数１】
【００１８】式（１）と式（２）はＭＤＣＴの変換式を
示している。ＭＤＣＴには、式（１）の窓かけの処理
と、式（２）のＭＤＣＴの変換処理の２つの処理が必要
である。ここで、Ｍは変換長、ＪはＪ番目のブロックの
処理であることを示す。ｘ（ｎ＋ＪＭ）は、初めから
（ｎ＋ＪＭ）番目の入力データを意味する。
【数２】
【００１９】式（３）乃至式（５）は逆ＭＤＣＴの変換
式を示している。逆ＭＤＣＴには、式（３）の逆ＭＤＣ
Ｔの変換処理、式（４）の窓かけの処理、式（５）のオ
ーバラッピング処理の３つの処理が必要である。
【００２０】 ｗ1（ｎ）ｗ2（ｎ）＋ｗ1（ｎ＋Ｍ）ｗ2（ｎ＋Ｍ）＝１ ０≦ｎ＜Ｍ （６） ｗ1（２Ｍ−ｎ−１）ｗ2（ｎ＋Ｍ）＝ｗ1（Ｍ−ｎ−１）ｗ2（ｎ） ０≦ｎ＜Ｍ （７） また、式（６）と式（７）はＭＤＣＴと逆ＭＤＣＴで用
いられる窓関数が、波形信号を再構成するために満たさ
なければいけない拘束条件を示している。
【表１】 変換長が１０２４または２５６の場合の逆ＭＤＣＴの積
和演算数と必要ＲＡＭ（Random Access Memory)量を表
１に示す。この必要ＲＡＭ量の値は、演算を浮動小数点
で行い、出力の１６ビットＰＣＭデータで、２分の１Ｌ
ＳＢ以内の誤差となる精度を保つために必要な値であ
る。表１より、変換長が１０２４から２５６になること
により、積和演算数が２１％に、必要ＲＡＭ量が５２％
に、それぞれ減少した逆スペクトル回路を持つ復号化装
置となることがわかる。
【００２１】図５は従来の音響波形信号の信号伝送装置
１の構成例を示す。
【００２２】この図５の信号伝送装置において、入力端
子１１に入力された音響波形信号は、スペクトル変換回
路１２によって、時間軸上の信号から周波数軸上のスペ
クトル信号（信号周波数成分）に変換された後、量子化
精度決定回路１３によって求められる量子化精度情報を
用いて、正規化／量子化回路１４で正規化されるととも
に、量子化される。
【００２３】この正規化／量子化回路１４は、正規化係
数情報と符号化されたスペクトル信号を符号列生成回路
１５に出力する。この符号列生成回路１５では、量子化
精度情報、正規化係数情報、および符号化されたスペク
トル信号から符号列が生成され、この符号列が出力端子
１６から出力され、記録媒体（図示せず）に記録された
り、伝送路に伝送される。
【００２４】図６は、図５のスペクトル変換回路１２の
変換方法にＭＤＣＴを用いた場合の具体的構成例を示
す。
【００２５】この図６において、端子２１には、図５の
入力端子１１から供給された入力音響波形信号が入力さ
れる。この音響波形信号は、窓かけ回路２２に送られ、
入力端子２３を介して図示せぬ装置から供給される窓係
数を用いて、前記式（１）に示す窓かけ処理が行われ
る。窓かけ回路２２から出力される窓かけされた信号
は、ＭＤＣＴ回路２４へ送られ、式（２）に示すＭＤＣ
Ｔ処理が行われる。ＭＤＣＴ回路２４から出力されるス
ペクトル信号は、端子２５を介して、図５のスペクトル
変換回路１２からのスペクトル信号として後段の回路に
送られる。
【００２６】次に、図７を参照して、図５に示される信
号伝送装置において行われている符号化の方法について
説明する。
【００２７】なお、図７にはＭＤＣＴ処理によって得た
スペクトル信号（周波数成分）の絶対値のレベルをｄＢ
値に変換して示してある。また、図７には各符号化ユニ
ット毎の正規化係数値も示されている。
【００２８】この図７において、６４個のスペクトル信
号成分ＥＳは、図５に示したスペクトル変換回路１２に
よって、音響波形信号が所定の時間フレーム毎に変換さ
れて得られたものである。これら６４個のスペクトル信
号成分ＥＳは、５つの所定の帯域（帯域ｂ１乃至ｂ５）
毎にグループ（以下、このグループを符号化ユニットと
称する）にまとめて、正規化／量子化回路１４によって
正規化と量子化が行われる。例えば、帯域ｂ１において
は、８個のスペクトル信号成分ＥＳが存在し、最も低い
周波数のスペクトル信号成分が最大であるため、正規化
係数値として選択される。そして、このブロック内の各
スペクトル信号成分は、この正規化係数値により割算さ
れ、その剰余が量子化される。
【００２９】各符号化ユニットの量子化精度は、例えば
聴覚モデルに基づいて、各符号化ユニットに対応する帯
域での最小可聴レベルやマスキングレベルを計算するこ
とで、量子化精度決定回路１３で決定される。各符号化
ユニットの帯域幅は低域側で狭く、高域側で広くとられ
ており、聴覚の性質に合った量子化雑音の発生が制御で
きる。
【００３０】図８は、図５の信号伝送装置によって生成
され、端子１６から出力された符号列の例を示したもの
である。
【００３１】この図８において、符号列は５つの符号化
ユニットの情報Ｕ１乃至Ｕ５からなり、それぞれの符号
化ユニット情報Ｕ１乃至Ｕ５は、量子化精度情報、正規
化係数情報、および正規化され、かつ量子化された各信
号成分情報ＳＣｉとから構成されている。これらの符号
列が例えば光磁気ディスク等の記録媒体に記録されるこ
とになる。なお、例えば符号化ユニット情報Ｕ４のよう
に、量子化精度情報が０である場合には、その符号化ユ
ニットにおいて実際に符号化が行われないことになる。
【００３２】図９は、図５の信号伝送装置によって生成
された符号列の情報から音響波形信号を再生して出力す
る信号再生装置の具体的構成例を示す。
【００３３】この図９において、入力端子４１には、図
５の端子１６より出力された符号列に対応する符号列が
供給され、この符号列が符号列分解回路４２に入力され
る。符号列分解回路４２は、入力された符号列から、正
規化係数情報、スペクトル信号、および量子化精度情報
を抽出し、それらを信号成分復号化回路４３に出力す
る。
【００３４】信号成分復号化回路４３は、これらの正規
化係数情報、スペクトル信号、および量子化精度情報か
ら、図５のスペクトル変換回路１２が出力するスペクト
ル信号に対応するスペクトル信号を復元した後、逆スペ
クトル変換回路４４に出力する。逆スペクトル変換回路
４４は、スペクトル変換回路１２と対応する同じ長さの
変換長による逆スペクトル変換処理を行って音響波形信
号を生成し、この信号を出力端子４５から出力する。
【００３５】図１０は図９の逆スペクトル変換回路４４
の逆変換方法に逆ＭＤＣＴを用いた場合の具体的構成例
を示す。
【００３６】この図１０において、端子５１を介して信
号成分復号化回路４３から供給されたスペクトル信号
は、逆ＭＤＣＴ回路５２に送られ、式（３）に示す逆Ｍ
ＤＣＴ処理が行われる。逆ＭＤＣＴ回路５２から出力さ
れる信号は、窓かけ回路５３へ送られ、入力端子５４を
介して図示せぬ装置から供給される窓係数を用いて、式
（４）に示す窓かけ処理が行われる。これにより、後段
のオーバーラッピング回路５５でオーバーラッピング処
理が行われたとき、データが滑らかに連続するようにな
る。窓かけ回路５３から出力される信号は、オーバーラ
ッピング回路５５へ送られ、式（５）に示すオーバーラ
ッピング処理が行われる。オーバーラッピング回路５５
から出力される音響波形信号は、端子５６を介して、図
９の逆スペクトル変換回路４４からの音響波形信号とし
て、出力端子４５へ送られる。
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、信号再生装
置３１で狭い周波数帯域の信号だけを再生したいような
場合、信号成分復号化回路４３において、所定の周波数
より低い周波数帯域の信号のブロックに対してのみ復号
化処理を行い、高い周波数帯域の信号のブロックは復号
しないようにしていた。そして、その復号されたスペク
トル信号を、スペクトル変換回路１２の変換長と同一の
長さの変換長で、逆スペクトル変換回路４４において、
逆スペクトル変換するようにしていた。
【００３８】しかしながら、逆スペクトル変換回路４４
の信号再生装置３１の全体に占める規模は、信号成分復
号化回路４３と同じように大きく、信号成分復号化回路
４３の処理を小さくするだけでは、大幅に規模の小さい
信号再生装置３１を作るのが困難であった。
【００３９】そこで、本発明は、より小さい規模の信号
再生装置を実現できるようにすることを目的とするもの
である。
【００４０】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の信号再
生方法は、時間軸上の音響波形信号をスペクトル変換し
て得られた周波数軸上のスペクトル信号を符号化した符
号列を受け取って復号化し、スペクトル信号のうちの一
部のスペクトル信号を抽出して逆スペクトル変換するこ
とにより音響波形信号を再生することを特徴とする。
【００４１】請求項６に記載の信号再生装置は、時間軸
上の音響波形信号をスペクトル変換して得られた周波数
軸上のスペクトル信号を符号化した符号列を受け取る受
け取り手段と、受け取った符号列から、スペクトル信号
のうちの一部のスペクトル信号を抽出する抽出手段と、
抽出したスペクトル信号を逆スペクトル変換する変換手
段とを備えることを特徴とする。
【００４２】請求項１に記載の信号再生方法および請求
項６に記載の信号再生装置においては、スペクトル信号
の一部が抽出され、逆スペクトル変換が行われる。
【００４３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の好ましい構成例に
ついて、図面を参照しながら説明する。
【００４４】図１は、本発明の信号再生装置の一構成例
を示している。
【００４５】すなわち本発明の信号再生装置３１では、
信号成分復号化回路４３の出力が、スペクトル抽出回路
７１（抽出手段）に供給され、所定の周波数帯域のスペ
クトル信号が抽出されるようになされている。スペクト
ル抽出回路７１の出力は、逆スペクトル変換回路７２に
供給されている。この逆スペクトル変換回路７２は、図
５のスペクトル変換回路１２の１／４の変換長のデータ
に対して逆スペクトル変換処理を行って音響波形信号を
生成し、オーバーサンプリング回路７３に出力するよう
になされている。オーバーサンプリング回路７３（オー
バサンプリング手段）は、入力された音響波形信号を４
倍にオーバーサンプリングし、出力端子４５から出力す
るようになされている。その他の構成は、図９における
場合と同様である。
【００４６】次に、その動作について説明する。端子４
１から入力された信号は、符号列分解回路４２（受け取
り手段）により、正規化係数情報、スペクトル信号、お
よび量子化精度情報に分解される。信号成分復号化回路
４３は、正規化係数情報と量子化精度情報に対応してス
ペクトル信号を復号化し、スペクトル抽出回路７１に出
力する。これにより、例えば、図５のスペクトル変換回
路１２における変換長が６４であったとすると、スペク
トル抽出回路７１には、図２（Ａ）に示すスペクトル信
号が入力される。
【００４７】スペクトル抽出回路７１は、６４の変換長
のうち、低域から全体の１／４に相当する変換長のスペ
クトル信号のみを抽出する。すなわち、図２（Ａ）に示
す低域側から番号０乃至番号６３で示す６４の変換長の
スペクトル信号のうち、図２（Ｂ）に示すように、低域
側の番号０乃至番号１５で示すスペクトル信号を抽出す
る。
【００４８】すなわち、スペクトル抽出回路７１は、式
（８）を演算して、入力されるスペクトル信号Ｘ
J（ｋ）から、Ｘ’J（ｋ）を抽出し、出力する。 ただし、Ｍ’＝Ｍ／４である。
【００４９】逆スペクトル変換回路７２は、この１６の
変換長のスペクトル信号に対して、図５のスペクトル変
換回路１２における場合と逆の処理を行う。具体的に
は、式（９）乃至式（１１）で示されるＩＭＤＣＴの演
算を行う。
【数３】 なお、Ｍ’＝Ｍ／４である。
【００５０】この逆スペクトル変換回路７２は、その変
換長が、図５のスペクトル変換回路１２における場合の
変換長の１／４とされているので、図９の逆スペクトル
変換回路４４における場合のように変換長を１とした場
合に較べて、表１に示したように、回路規模を小さくす
ることができる。
【００５１】変換長をスペクトル変換回路１２における
場合の１／４に設定しているため、逆スペクトル変換回
路７２より出力される音響波形信号（図３）のサンプリ
ングレートは、図９の逆スペクトル変換回路４４より出
力される音響波形信号（図４）のサンプリングレートの
１／４となっている。出力端子４５から出力される音響
波形信号の供給を受け、Ｄ／Ａ変換して出力するＤ／Ａ
変換器（図示せず）が、１／４のサンプリングレートの
信号であったとしても、これをＤ／Ａ変換することがで
きる場合には、逆スペクトル変換回路７２の出力を、そ
のまま、そのＤ／Ａ変換器に供給することができる。し
かしながら、そのＤ／Ａ変換器が、サンプリングレート
が１であることを必要とする場合には、オーバーサンプ
リング回路７３により、逆スペクトル変換回路７２の出
力する音響波形信号を４倍にオーバーサンプリングして
出力するようにする。
【００５２】例えば図２（Ａ）に示す、６４個の変換長
で規定される周波数帯域が４８ｋＨｚであったとする
と、理論的にはその１／２の２４ｋＨｚの周波数までの
音声信号を再生することが可能である。しかしながら、
図１の実施の形態の場合、その１／４の帯域（従って、
１２ｋＨｚの帯域）を変換長とするため、理論的には６
ｋＨｚの周波数までの音声信号を再生することが可能で
ある。その分、音質が劣化することになるが、上述した
ように、信号再生装置３１全体を小型化することができ
る。
【００５３】また、音質は、従来考えられていた程、劣
化しないことが判った。換言すれば、従来、符号化時に
おける場合と同一の長さの変換長にしないと、音質は非
実用的なものとなってしまうとするのが、いわば、技術
的常識であった（従って、従来は、信号成分復号化回路
４３において一部の周波数帯域の成分のみしか復号しな
い場合においても、逆スペクトル変換回路４４では、同
一変換長で逆スペクトル変換が行われていた）。しかし
ながら、発明者等が実験したところ、充分実用に耐える
音質を確保することが可能であった。
【００５４】なお、上記発明の実施の形態においては、
変換長を１／４としたが、１／２，１／８など、２のべ
き乗分の１の値としてもよい。変換長を、例えば３／４
などとすることも可能ではあるが、そのようにすると、
逆スペクトル変換回路７２を、必ずしも効率的に小型化
することができない場合が発生する。これは、逆スペク
トル変換回路７２において、ＩＭＤＣＴ処理するとき高
速フーリエ変換処理を行うのであるが、この高速フーリ
エ変換処理は、２のべき乗を単位として行われるので、
２のべき乗を単位として変換長を設定することにより、
逆スペクトル変換回路７２を確実に小型化することが可
能となる。
【００５５】また、上記実施の形態においては、図２に
示すように、番号０乃至６３で示すスペクトル信号のう
ち、番号０乃至１５の低域側の連続する成分をスペクト
ル抽出回路７１で抽出するようにしたが、中域、あるい
は高域の１６本を抽出したり、４本に１本の割合で、周
期的に抽出したり、低域側の１０本と、残りの６本を、
任意の帯域から抽出したりしてもよい。
【００５６】また、上記発明の実施の形態においては、
スペクトル変換をＭＤＣＴにより行うようにしたが、そ
の他の方法を採用することも可能である。
【００５７】さらに、信号成分復号化回路４３において
信号成分復号化処理を行うとき、所定の周波数より低い
周波数帯域の信号のブロックに対してのみ復号化処理を
行い、高い周波数帯域の信号成分に対応するブロックの
処理は復号化しないようにすることもできる。このよう
にすることで、信号成分復号化回路４３自体を小型化す
ることができる。その結果、逆スペクトル変換回路７２
とあわせて、さらに信号再生装置３１全体を小型化する
ことが可能となる。
【００５８】また、本発明はオーディオ信号だけでな
く、ビデオ信号を復号化する場合にも応用することがで
きる。
【００５９】
【発明の効果】以上の如く、請求項１に記載の信号再生
方法および請求項６に記載の信号再生装置によれば、第
１の長さの変換長のスペクトル変換により得られた周波
数成分を符号化した符号列を受け取り、第１の変換長よ
り短い第２の長さの変換長で逆スペクトル変換するよう
にしたので、信号再生装置を小型化することが可能とな
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の信号再生装置の構成例を示すブロック
図である。
【図２】図１のスペクトル抽出回路の処理について説明
するための図である。
【図３】図１の逆スペクトル変換回路の出力を証明する
図である。
【図４】図９の逆スペクトル変換回路の出力を証明する
図である。
【図５】従来の信号伝送装置の構成例を示すブロック図
である。
【図６】図５のスペクトル変換回路の構成例を示すブロ
ック図である。
【図７】フレーム内の符号化ユニットの一例を示す図で
ある。
【図８】従来の信号伝送装置によって符号化された符号
列を示す図である。
【図９】従来の信号再生装置の構成例を示すブロック図
である。
【図１０】図９の逆スペクトル変換回路の構成例を示す
ブロック図である。
【符号の説明】
４２ 符号列分解回路， ４３ 信号成分復号化回路，
７１ スペクトル抽出回路， ７２ 逆スペクトル変
換回路， ７３ オーバーサンプリング回路

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 時間軸上の音響波形信号をスペクトル変
    換して得られた周波数軸上のスペクトル信号を符号化し
    た符号列を受け取って復号化し、前記スペクトル信号の
    うちの一部のスペクトル信号を抽出して逆スペクトル変
    換することにより前記音響波形信号を再生することを特
    徴とする信号再生方法。
  2. 【請求項２】 前記スペクトル信号のうち、低い周波数
    帯域の成分を連続して抽出することを特徴とする請求項
    １に記載の信号再生方法。
  3. 【請求項３】 抽出する前記スペクトル信号の長さは、
    元のスペクトル信号の長さの２のベキ乗分の１であるこ
    とを特徴とする請求項１に記載の信号再生方法。
  4. 【請求項４】 前記スペクトル変換は、モディファイド
    離散コサイン変換であり、前記逆スペクトル変換は、逆
    モディファイド離散コサイン変換であることを特徴とす
    る請求項１に記載の信号再生方法。
  5. 【請求項５】 再生された前記音響波形信号を、オーバ
    ーサンプリングすることを特徴とする請求項１に記載の
    信号再生方法。
  6. 【請求項６】 時間軸上の音響波形信号をスペクトル変
    換して得られた周波数軸上のスペクトル信号を符号化し
    た符号列を受け取る受け取り手段と、 受け取った前記符号列から、前記スペクトル信号のうち
    の一部のスペクトル信号を抽出する抽出手段と、 抽出した前記スペクトル信号を逆スペクトル変換する変
    換手段とを備えることを特徴とする信号再生装置。
  7. 【請求項７】 抽出する前記スペクトル信号の長さは、
    元のスペクトル信号の長さの２のベキ乗分の１であるこ
    とを特徴とする請求項６に記載の信号再生装置。
  8. 【請求項８】 前記スペクトル変換は、モディファイド
    離散コサイン変換であり、前記逆スペクトル変換は、逆
    モディファイド離散コサイン変換であることを特徴とす
    る請求項６に記載の信号再生装置。
  9. 【請求項９】 再生された前記音響波形信号を、オーバ
    ーサンプリングするオーバサンプリング手段をさらに備
    えることを特徴とする請求項６に記載の信号再生装置。
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