JPH10510139A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 電源回路、特にフィリップスコンバータは二次巻線（18）により整流ダイオード（20）を経て負荷装置（８）および／または再充電可能なバッテリー（６）を給電する変成器（14）を具える。負荷装置（８）はダイオード（24）に直列接続されたスイッチ（28）によって二次巻線（18）を短絡する。この短絡は、測定巻線（40）とこの測定巻線の両端間の電圧の振幅変化およびしきい値（46）を比較する比較器（44）を具える測定回路（26）によって検出する。短絡を検出すると、フライバックコンバータのスイッチングトランジスタ（30）を制御する制御回路（36）はスイッチ（28）にのみ流れる所定の小電流を供給するモードに切換わる。短絡が止むと直ちに、フライバックコンバータは作動の常規モードに復帰する。所望に応じ、負荷装置（８）はスイッチ（28）のターンオンおよびターンオフにより負荷装置を給電するとともにバッテリー（６）を充電する所望の電流および／または電圧を制御することができる。

Description

【発明の詳細な説明】 電源回路 発明の技術分野 本発明は一次電圧を受けるように接続された一次巻線および二次電圧を発生す る二次巻線を有する変成器と、負荷装置と、前記二次巻線に直列に接続され前記 負荷装置に電流を供給する整流ダイオードと、前記二次巻線から前記負荷装置へ の電流を中断するオン／オフスイッチとを具える電源回路に関するものである。 発明の背景 この種電源回路は再充電可能なバッテリーを具えるか、または具えない携帯用 幹線給電型装置に用いられる。この際、安全性の理由により、変成器は幹線電源 から電気的に分離される。特に、再充電可能なバッテリーを具える携帯用装置で は、通常の50/60Hz 変成器の代わりにスイッチドモード電源を用いて効率を増大 させ、且つ、特に電源の重量を軽減し得るようにする傾向が増大してきた。また 他の開発は、電源と上記バッテリーを有する実際の装置との間を分離することで ある。実際にはスイッチドモード電源および変成器を内蔵し、結合すべき装置内 に用いられるハザードのない電気的に分離された低電圧を供給する“電源プラグ ”に向けられている。かかる装置は再充電可能なバッテリーを含む他の電源部品 をも内蔵している。かかる装置自体が幹線電圧から分離されているため、承認用 の調整は左程厳しくないか、または完全に課されていない。これは、オン／オフ 回路が負荷装置および整流ダイオードにより形成される二次回路に含まれる既知 の構成を表わす図１に示すように、変成器の二次回路にオン／オフスイッチが含 まれる場合に、この装置のオン／オフスイッチに適用することもできる。このオ ン／オフスイッチは通常の手動スイッチとすることができる。或は又、このオン ／オフスイッチは、ドイツ国特許DE 43 39 160 Ｃ１から既知のように、電源プ ラグに設けられた制御手段に加えて、または、かかる制御手段の代わりに、平均 電流を例えばバッテリーの充電に必要な値とし得る周期、即ち、デューティサイ クル制御で負荷装置によってスイッチオンおよびオフし得る電子スイッチとする ことができる。かかる電子直列スイッチは特に再充電可能なバッテリーを有する 装置で大電流および消費電力を処理し得るようにする必要がある。かかる電子ス イッチは負荷装置からの制御信号によってターンオンされるため、バッテリーが 空の場合に制御信号を小さくするかまたは存在させないようにするとともに電源 プラグを幹線電圧に接続した瞬時にかかる電子直列スイッチが最早ターンオンし 得なくなる。このラッチアップ状態を防止するためには、特定の手段をとるよう にする必要があり、このためには一層多くの電子回路が必要となる。 発明の概要 本発明の目的は上述した問題を解決し得るようにした電源回路を提供せんとす るにある。 本発明は一次電圧を受けるように接続された一次巻線および二次電圧を発生す る二次巻線を有する変成器と、負荷装置と、前記二次巻線に直列に接続され前記 負荷装置に電流を供給する整流ダイオードと、前記二次巻線から前記負荷装置へ の電流を中断するオン／オフスイッチとを具える電源回路において、前記オン／ オフスイッチを前記負荷装置に並列に配列して前記負荷装置の電流通路のほかに 他の電流通路を設け、さらに前記二次電圧と基準電圧とを比較する測定手段と、 この比較に応答して電流強度を所定の比較的低い値に切換える手段を具えること を特徴とする。 実際上、負荷装置に並列のオン／オフスイッチによって電源回路を短絡する。 この短絡によって二次電圧を減少せしめ、この減少は測定手段によって検出する 。この測定手段によって電源を所定の比較的小さな供給電流に切換え、この小電 流がオン／オフスイッチに流れ続けるようにする。この小電流の大きさおよびオ ン／オフスイッチの抵抗の大きさによって短絡中の二次電圧を決め、このこの二 次電圧は、オン／オフスイッチが開放されている場合の負荷装置の常規作動電圧 から充分に相違させる必要がある。オン／オフスイッチを流れるこの小電流は電 源回路がその二次巻線側の短絡を検出している限り保持され、その結果スイッチ は電力消費を行わない。オン／オフスイッチを永久的に閉成することによって負 荷装置への電力供給はほぼターンオフされるようになる。この閉成は手動で、ま たは負荷装置の制御によって行うことができる。このオン／オフスイッチを負荷 装置により所定の周期でターンオンおよびオフする際には、デューティサイクル の制御が得られ、これにより電源回路から供給される電流を所定の小さな値およ び定格作動値の間で変化させることができる。これがため、例えば負荷装置の両 端間の作動電圧および／または再充電可能なバッテリーの充電電流を制御するこ とができる。負荷装置は二次電圧の短絡によって電源に接続することができる。 短絡状態の下での所定の小電流への切換えは過負荷が起こりそうな時に出力電 流が減少する電源での折り返しににている。しかし、折り返しの場合に、電源を 前記デューティーサイクル制御に対し周期的に所定の小出力電流に切換えるため にまたは電源を永久的にターンオフするために、電源はオン／オフスイッチによ り慎重に短絡することはしない。 本発明によれば、フライバックコンバータが電源回路に対し極めて好適である 。この目的のために、本発明電源回路の一例では、前記変成器は前記一次巻線に 直列に配列された主電流通路と、前記電流強度を切換える切換信号を受ける制御 入力端子を有する制御回路からの制御パルスを受けるように接続された制御電極 とを有するスイッチングトランジスタを具えるフライバックコンバータの一部を 形成し、他に前記変成器は二次電圧に比例する測定電圧を供給する三次巻線を具 え、さらに電源回路は前記測定電圧の振幅を測定して振幅信号を供給する検出器 と、基準信号を供給する基準信号源と、前記振幅信号および前記基準信号を比較 してこの比較に応答して切換え信号を発生する比較器とを具えるようにする。 前記変成器の三次巻線の両端間の測定電圧は二次電圧を表わす。この二次電圧 を短絡すると、測定電圧の振幅が変化し、この変化を検出器、基準信号源および 比較器により測定し、切換え信号に変換し、この信号により、例えばフライバッ クコンバータの周波数を減少することによって、またはフライバックコンバータ のスイッチトランジスタを流れる電流を減少することによって、あるいは他の手 段でフライバックコンバータの有効電流を減少させるようにする。 短絡は負荷装置におよび／または電源回路の作動に悪影響を与える。この短絡 は、他のダイオードに直列に配列されたオン／オフスイッチを二次検出器の両端 間に接続することによって防止することができる。オン／オフスイッチを閉成す ると、整流ダイオードがカットオフされ、その結果負荷装置を短絡二次電圧から 分離する。或は又、前記整流ダイオードに直列に他のダイオードを配列するとと もに前記オン／オフスイッチを前記他のダイオードおよび前記整流ダイオード間 のノードに接続し得るようにすることもできる。特に、フライバックコンバータ の場合には二次巻線が順方向期間に短絡されるのを防止するために、即ち、スイ ッチングトランジスタが導通する際かかる他のダイオードが重要となる。 図面の簡単な説明 図１は既知の電源回路の構成を示す回路図、 図２Ａは既知の電源回路の第１の電流−電圧特性を示す説明図、 図２Ｂは既知の電源回路の折り返し部を有する第２の電流−電圧特性を示す説 明図、 図３は本発明電源回路の電流−電圧特性を示す説明図、 図４は本発明電源回路の第１例の構成を示す基本回路図、 図５は本発明電源回路の第２例の構成を示す基本回路図、 図６は本発明電源回路の一例の構成を示す詳細回路図である。 発明を実施するための最良の形態 図１は電池充電器、髭剃器、車両用ラジオ、車両用電話機、オーディオ機器、 真空掃除機、電気歯ブラシ、電気ナイフ、ドリル等の携帯用電気機器の電源シス テムを示す。これら電気機器の多くは、幹線電源電圧アダプタによって充電され る再充電可能なバッテリーを備えている。ある電気機器は一次電池（再充電不可 能）で作動するとともに幹線電源電圧アダプタを介して幹線電源電圧で作動する 。この幹線電源電圧アダプタは“電力プラグ”とも称されている。その理由は正 規の幹線電源プラグの寸法にほぼ近いかかるアダプタの一定の割合で減少する寸 法によって給電すべき電気機器にハザードのない低電圧を供給するからである。 この電力プラグ２は電気機器４に結合して電気機器４のバッテリー６を充電する こと、および／または電気機器４を常時作動させるようにする。電気機器４は電 力プラグ２によってまたはバッテリー６によって給電される負荷装置８を具えて いる。電気機器４はこれに再充電可能なバッテリー６を有していない場合、また はこれを電力プラグ２によって直接給電する場合には、負荷装置８はバッテリー ６の代わりに平滑コンデンサを具えている。電源装置４はその供給電圧をスイッ チングオンおよびオフするオン／オフスイッチ10を有する。このオン／オフスイ ッチ10は手動式機械スイッチまたは電子式スイッチとすることができ、これらス イッチは電気機器４をターンオンおよびターンオフするために電気機器４のユー ザによって作動させるようにする。このオン／オフスイッチ10は負荷装置８がオ ン／オフスイッチ10の制御入力端子12の制御信号を発生する制御系の一部分を構 成することができる。この制御信号は、負荷装置８の両端間の平均電圧または再 充電可能なバッテリー６を流れる負荷装置８を流れる平均電流を制御して所望値 を得るように、周期的パターンに従ってオン／オフスイッチをターンオンおよび オフする。図２Ａはオン／オフスイッチ10と組合せる、または組合せない電力プ ラグ２によってほぼ一定の公称電圧Unomを発生する例を示し、この際電流は最大 電流強度Imaxに制限される。しかし、バッテリー６を充電する場合のように、定 電流制御も可能である。図２Ｂは負荷が増大するにつれて出力電流が減少する折 り返しの場合の電流−電圧特性の他の例を示す。 電力プラグ２は一次巻線16および二次巻線18を有する変成器14を具え、これに よって電気機器４に整流ダイオード20を経て直流電圧を印加する。この変成器14 はスイッチドモード電源の一部分を構成し、これによって幹線電源電圧22を給電 すべき電気機器４のハザードのない定直流電圧に変換する。従って、慣例の50/6 0Hz 変成器は充分に小さな変成器とすることができ、これによって効率が高く、 体積が小さなスイッチドモード電源の一部分を構成する。携帯用電気機器には幹 線電源電圧アダプタ全体を組込むことができるが、変成器を有するアダプタは電 気機器から分離するのが有利である。その理由は電気機器の重量および体積を減 少するとともに電気機器の電気的な安全性に関して厳しい要求が殆ど課せられて いないからである。 オン／オフスイッチ10を流れる平均電流は特にバッテリー６の充電中考慮する ことができる。オン／オフスイッチ10がスイッチングトランジスタを具える場合 には、このスイッチングトランジスタは発熱し不必要に高い損失が生じるように なる。オン／オフスイッチ10がもはや機能しなくなる程度に放電した場合には電 源システムは、電力プラグ２が接続される場合に作動し得なくなる。従って電気 機器はラッチアップ状態となり、充電が不可能となる。かかる状態は、負荷装置 ８からだけでなく、オン／オフスイッチ10の前段で電力プラグ２に接続された電 気機器４の追加の電子回路からもオン／オフスイッチ10を制御することによって 防止することができる。 オン／オフスイッチ10およびラッチアップ防止用の追加の電子回路の電力消費 は本発明電源回路には必要ではない。本発明によれば、オン／オフスイッチ10は 直列スイッチとしては使用せず、電力プラグ２を短絡する短絡スイッチとして用 いる。この電力プラグ２はその出力電流を短絡検出時に所定の固定された小さな 値に減少するように設計することができる。短絡が止むと、利用可能な電流は基 の高い値に復帰する。図３は本発明電力プラグの電流−電圧特性を示す。短絡が 検出されない限り、負荷装置の両端間の電圧は公称動作電圧Unom（電圧制御）に 等しくなるか、または、負荷装置を流れる電流は公称電流Imax（電流制御）に等 しくなる。しかし、電力プラグがオン／オフスイッチ10により徐々に短絡される 場合には電力プラグ２によって供給される電流は一定の小さな電流値Ｉ_Lに低下 する。短絡が生じると、電圧が減少し、且つ電圧がしきい値電圧Ｕ_L以下に降下 すると、電力プラグ２によって小電流Ｉ_Lの供給源への切換えが行われる。この 小電流Ｉ_Lはオン／オフスイッチ10の内部抵抗を経て流れ、従ってオン／オフス イッチ10の両端間の電圧降下をしきい値電圧Ｕ_Lよりも小さくするか、またはこ れに等しくする必要がある。このしきい値電圧Ｕ_Lは、例えば、公称電圧Unomの3 0％である。小電流Ｉ_Lの値は極めて小さいため、オン／オフスイッチ10内におよ び電力プラグ２内に電力消費は起こらない。従って、このオン／オフスイッチ10 は、導通状態におけるドレイン−ソース抵抗が充分高い廉価な低電力ＦＥＴによ って実現することができる。 図４は第１例を示す。オン／オフスイッチ10は負荷装置８に並列に配列すると ともにバッテリー６および負荷装置８がオン／オフスイッチ10によって短絡され るのを防止するために、整流ダイオード20に直列に第２ダイオード24を配列して バッテリー６および負荷装置８をオン／オフスイッチ10から分離する。オン／オ フスイッチ10が閉成される際に第２ダイアグラム24をカットオフする。所望に応 じ、オン／オフスイッチ10は電力プラグ２内に内蔵させることができるが、この 場合には電力プラグ２および電気機器４間に追加の接続ワイヤを必要とする。前 述したように、オン／オフスイッチ10は手動によっておよび／またはデューティ ーサイクル制御による制御信号によって達成することができる。短絡の場合には 、オン／オフスイッチ10に小電流Ｉ_Lのみが流れ、追加のダイオード24はカット オフされる。オン／オフスイッチ10が開放されると、動作電流はダイオード20お よび24を経て負荷装置８および／またはバッテリー８に流れる。所望に応じ、負 荷装置８によってオン／オフスイッチ10のデューティーサイクルを変調して動作 電流または電流電圧を負荷装置８および／またはバッテリー６を給電するある値 とすることができる。 図５は整流ダイオード20を電気機器４に組込むとともにオン／オフスイッチ10 に直列接続された第２ダイオード24を第２巻線18の両端間に直接接続するように した変形例を示す。この第２ダイオード24によって第２巻線18が、電力プラグ２ の一次巻線をスイッチドモード電源のスイッチングトランジスタを経て整流され た幹線電源電圧に接続する期間中、短絡されるのを防止する。 バッテリー６が充分に放電され、即ち、少なくともしきい値電圧Ｕ_L以下の電 圧になると、実際上多くの充電電流を必要とするも、電力プラグはこれに応答し て図３の電圧−電流特性に従って小電流Ｉ_Lを得る。この状態は、バッテリー６ がしきい値電圧Ｕ_L以上の充分な電荷を蓄積するまで継続される。この状態の期 間は上記小電流Ｉ_Lの大きさおよび直列接続されたバッテリーセルの数に依存す る。 図６は本発明電源回路の詳細な回路を一例として示す。この回路は、オン／オ フスイッチ10、本例ではゲートが負荷装置８から制御されるNMOSトランジスタ28 によって二次電圧の短絡を検出する測定回路26を有する変成器14を具えるフライ バックコンバータである。変成器14の一次巻線16をNMOSスイッチングトランジス タ30を経て直流電圧に接続し、この直流電圧はブリッジ整流器32および平滑コン デンサ34によって幹線電源電圧22から取出される。スイッチングトランジスタ30 はそのソースおよびゲートを制御回路36に接続し、これによってスイッチングト ランジスタ30に制御パルスを供給する。こら制御パルスの持続幅および繰返し周 波数は制御回路36の電子回路によってきまる。この電子回路はフライバックコン バータの技術の当業者には既知である。また、スイッチングトランジスタ30を流 れるピーク電流は制御回路36で既知のように制御されて変化し、負荷装置８およ び／またはバッテリー６の要求する変動電流または電圧を満足するようにする。 この制御回路36はそのに対しては38に切換え信号を供給し、これによってスイッ チングトランジスタ30の制御を切換えてスイッチングトランジスタ30に流れる平 均電流を二次回路の小電流Ｉ_Lに相当する値に減少する。これは、例えば、スイ ッチングトランジスタ30のゲートに対する制御パルスのスイッチング周波数を所 定ファクタだけ減少させると同時にスイッチングトランジスタ30を流れるピーク 電流を固定することによって可能である。 測定回路26は三次巻線40を具え、これによって二次巻線18の両端間の電圧に比 例する測定電圧を供給する。測定電圧の振幅は検出器42によって測定する。この 検出器の時定数は充分小さくして短絡による振幅変化を追跡するに充分な値とす る。比較器44によって検出された測定電圧の値と基準電圧源46からの基準電圧Ｕ_R とを比較する。その値が基準電圧Ｕ_Rよりも大きいかまたは小さいかを示す比較 器44の出力信号はフリップフロップ48のデータ入力端子Ｄに供給する。比較器44 の出力信号の値は、負荷装置８および／またはバッテリー６を流れる電流が零と なる際に測定電圧の符号が変化する瞬時にクロックされる。この目的のために、 三次巻線40からの測定電圧を比較器50を経てフリップフロップ48のクロック入力 端子CLに供給する。フリップフロップ48のQ-not 出力端子(QN)を制御回路36の入 力端子38に接続し、この制御回路36の入力端子38を切換えて比較的高い切換信号 を受ける際に比較的小さな電流を供給し得るようにする。 二次巻線18をNMOSトランジスタ28によって短絡しない場合には、フライバック コンバータは一次巻線16を流れる電流パルスの振幅および／または周波数を比較 的大きな平均電流が負荷装置８および／またはバッテリー６に得られるように選 択する常規モードで作動する。従って三次巻線40の両端間の測定電圧の振幅は基 準電圧Ｕ_Rよりも高くなりフリップフロップ48のQ-not 出力端子(QN)は低電位と なる。 バッテリー６がいまだからであるか、または、いまだからの平滑コンデンサを 有する負荷装置８がスイッチングオンされてNMOSトランジスタ28が短絡されてい ない場合には、実際上、状態は上述したところと同様である。しかし、測定電圧 の振幅は基準電圧Ｕ_Rよりも高く、フリップフロップ48のQ-not 出力端子(QN)は 低電位にある。従って電源は、基準電圧Ｕ_R以上となるまで比較的小さな平均電 圧の電流パルスを負荷装置８および／またはバッテリー６に供給する。 NMOSトランジスタ28による短絡の場合には、二次回路を流れる電流パルスはNM OSトランジスタ28の両端間の電圧降下が充分な大きさとなる場合にダイオード20 および24間で分割されるようになる。しかし、電流パルスが０値に減少する際に NMOSトランジスタ28の両端間の電圧降下が負荷装置８および／またはバッテリー ６の両端間の電圧降下よりも小さくなる瞬時が存在する。従ってダイオード20が カットオフ状態となり、トランジスタ28を流れる二次電流とトランジスタ28の抵 抗値との積によって主として決まるようになる。検出器42の時定数はクロック瞬 時に、即ち、電流が零となる際に検出器の出力電圧が基準電圧よりも小さくなる ように選択することができる。従ってフリップフロップ48のQ-not 出力端子(QN) は高電位となり制御回路36は短絡が停止するまで小電流に切換わる。これがため 充分高い内部抵抗を有する簡単且つ廉価なトランジスタ28を用いることができる 。バッテリー電圧が低く、および／または平均コンデンサがいまだからである上 述した状況はトランジスタ28の抵抗が減少するにつれて一層近似したものとなる 。 これがため、負荷装置８および／またはバッテリー６への電源は常時ターンオ ンおよびターンオンオフすることができる。また、トランジスタの代わりに、ま たはトランジスタに並列に正規の手動スイッチを用いることもできること明らか である。フライバックコンバータによる制御の他に、または制御の代わりに、所 望に応じ、負荷装置８によってNMOSトランジスタ28と相俟って要求に依存するス イッチングパターンに従って大電流の供給および小電流の供給間の切換えを連続 的に行うことができる。 フライバックコンバータおよび制御回路36の機能を実行する回路は既知である 。この目的に好適な装置は特にフィリップスセミコンダクタ社のIC TEA 1101 型 のものであり、この装置は電流の大きさを切換える入力端子を有している。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．一次電圧を受けるように接続された一次巻線（16）および二次電圧を発生す る二次巻線（18）を有する変成器（14）と、負荷装置（８）と、前記二次巻線（ 18）に直列に接続され前記負荷装置（８）に電流を供給する整流ダイオード（20 ）と、前記二次巻線（18）から前記負荷装置（８）への電流を中断するオン／オ フスイッチ（10）とを具える電源回路において、前記オン／オフスイッチ（10） を前記負荷装置（８）に並列に配列して前記負荷装置（８）の電流通路のほかに 他の電流通路を設け、さらに前記二次電圧と基準電圧（Ｕ_R）とを比較する測定 手段（26）と、この比較に応答して電流強度を所定の比較的低い値に切換える手 段（36,38,44,48,50）を具えることを特徴とする電源回路。 ２．前記変成器（14）は前記一次巻線（16）に直列に配列された主電流通路と、 前記電流強度を切換える切換え信号を受ける制御入力端子（38）を有する制御回 路（36）からの制御パルスを受けるように接続された制御電極とを有するスイッ チングトランジスタ（30）を具えるフライバックコンバータの一部を形成し、他 に前記変成器（14）は二次電圧に比例する測定電圧を供給する三次巻線（40）を 具え、さらに電源回路は前記測定電圧の振幅を測定して振幅信号を供給する検出 器（42）と、基準信号（Ｕ_R）を供給する基準信号源（46）と、前記振幅信号お よび前記基準信号（Ｕ_R）を比較してこの比較に応答して切換え信号を発生する 比較器（44）とを具えることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。 ３．電源回路はさらに前記切換え信号を供給する論理出力端子（QN）と、前記比 較器（44）からの出力信号を受けるデータ入力端子（Ｄ）と、前記測定電圧の符 号の目安となる二進信号を受けるクロック入力端子（CL）とを有するフリップフ ロップをさらに具えることを特徴とする請求項２に記載の電源回路。 ４．前記オン／オフスイッチ（10）は、他のダイオード（24）と直列に前記二次 検出器の両端に配列するようにしたことを特徴とする請求項１，２または３に記 載の電源回路。 ５．前記整流ダイオード（20）に直列に他のダイオードを配列するとともに前記 オン／オフスイッチ（10）を前記他のダイオード（24）および前記整流ダイオー ド（20）間のノードに接続するようにしたことを特徴とする請求項１、２または ３に記載の電源回路。 ６．前記負荷装置（８）は再充電可能なバッテリー（６）を具えることを特徴と する請求項１，２，３，４または５に記載の電源回路。 ７．前記負荷装置（８）によってその両端間の電圧および基準電圧を比較すると ともにこの比較に応答して前記オン／オフスイッチ（10）をターンオンおよびタ ーンオフするようにしたことを特徴とする請求項１，２，３，４，５または６に 記載の電源回路。 ８．前記負荷装置（８）によってその両端間の電流および基準電流を比較すると ともにこの比較に応答して前記オン／オフスイッチ（10）をターンオンおよびタ ーンオフするようにしたことを特徴とする請求項１，２，３，４，５または６に 記載の電源回路。 ９．前記オン／オフスイッチ（10）はスイッチングトランジスタ（28）を具える ことを特徴とする請求項１，２，３，４，５，６，７または８に記載の電源回路 。