KR100225710B1 - 디씨-디씨변환기및플라이백형자기발진플래시충전기 - Google Patents

디씨-디씨변환기및플라이백형자기발진플래시충전기 Download PDF

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Abstract

DC-DC 변환기(DC-to-DC Converter)(10)는 충전성능을 향상시키고 배터리 수명을 연장하기 위해 사전 결정된 일차측 회로 온(ON) 시간(toN) 및 감지된 사전결정된 이차측 회로 전류 레벨(Is)에 따라 작동된다. 배터리의 수명이 다할때까지 계속해서 변화하는 내부 임피던스(24)를 가지는 배터리(20)에 의해 제공된 일차측 전원이 사전결정된 시간(toN)동안 온으로 스위칭되어 있을 때 에너지는 결합 인덕터(12)의 일차측 권선(14)에 저장된다. 시간(toN)이 만료되면 전원은 오프(OFF)로 스위칭되고 저장된 에너지는 플라이백형 프로세스(process)를 통하여 이차측(16)으로 전달되어 저장 캐패시터(28)를 충전한다. 활성화 방지장치(preventing means)(56)는 시간(toN)이 만료된 다음에 일차측(14)의 전원이 너무 일찍 온으로 스위칭되는 것을 방지한다. 에너지 저장 사이클은 이차측에서 감지된 전류(Is)가 사전결정된 최소 전류 임계치(IMIN) 아래로 떨어질 때 반복된다.

Description

디씨-디씨(DC-DC)변환기 및 플라이백 형 자기발진 플래시 충전기
발명은 에너지 저장 캐패시터(energy-storage capacitor)를 충전하기 위한 DC-DC 변환기(DC-to-Dc Converter)에 관한 것으로 특히, 결합 인덕터 전류 감지(inductor current sensing) 및 사전결정된 온(ON) 시간을 사용하여 전자 스트로브 플래시 유니트 캐패시터(electronic strobe flash unit capacitor)를 충전하는 것과 같은 응용에서 저전압 DC 전원(low-voltage DC power source) 및 변환기의 성능을 최적화하도록 작동하는 DC-DC 변환기에 관한 것이다.
플라이백(flyback) 형(type)의 플래시 충전기 회로(flash charger circuit)와 같은 기본 DC-DC 변환기는 저전압 전원, 예를 들면, 배터리(battery)를 사용한다. 이러한 변환기에서, 부하(load)는 일정하게 유지되지만, 배터리의 내부 임피던스(impedance)는 배터리 수명이 다할 때까지 계속 변한다. 이러한 일정한 부하 때문에 충전 성능이 좋지 않고 배터리 수명이 단축된다. 변환기의 일차측 및 이차측 회로에서의 전류 임계치(thresholds)는 배터리 수명이 다할 때까지 일정한 값으로 고정된다. 따라서, 변환기의 부하와 배터리의 내부 임피던스와의 부정합(mismmatching)은 배터리 수명이 다할 때까지 계속된다.
배터리 수명을 최대로하고 변환기 성능을 개선하기 위한 한가지 해결책이 이스트만 코닥 캄파니(Eastman Kodak Company)에게 양도되어 있고 본 출원에 참고로 인용된 미국 특허 제4,272,806 호에 개시되어 있다. 상기 미국 특허에 개시된 DC-DC 변환기에서는, 그 변환기에 의해 배터리에 부과되는 부하를 동적으로 변하게 함으로써 배터리 수명을 극대화한다. 즉, 배터리 수명의 극대화를 위해, 변환기 부하와 배터리 내부 임피던스를 배터리 수명이 다할 때가지 동적으로 정합(matching)시킨다. 달리 말해서, 변압기(transformer) 또는 결합 인덕터에서의 최소 및 최대 전류 임계값을 배터리의 수명이 다할 때까지 변화시킨다. 그러나, 상기 미합중국 특허에 개시된 장치의 한가지 단점은 상기 장치가 변환기 회로의 일차측에서는 전압 감지를 사용하고 이차측에서는 전류감지를 사용한다는 것으로, 이런 장치는 잡음의 영향을 받기 쉬운, 따라서 신뢰도가 떨어지는 복잡한 제어회로 구성요소(control circuitry)를 사용하며, 또한, 이런 장치는 가격이 비싸다.
1970년 11월 17일에 특허된 미국 특허 제3,541,420 호는 변환가능한 듀티 사이클 구동기 회로(duty cycle driver circuit)를 가지는 DC-DC 변환기를 개시하고 있다. 이 특허에서, 트랜지스터 구동기 회로(transistor driver circuit)는 변압기의 일차측에 접속되어있고, 이 변압기의 이차측은 충전될 캐패시터에 접속되어 있으며, 상기 트랜지스터의 듀티 사이클은 상기 변압기의 이차측에 접속되어 있는 전류 센서에 의해 제어된다. 특히, 트랜지스터의 구동기 회로의 온(ON) 시간은 변압기의 자계(magnetic field)에 사전결정된 양의 에너지를 공급하기 위해 일정한 값으로 고정된다. 구동기가 오프(off)될 경우에 자계가 점차 소멸되어 자계로부터 캐패시터로 에너지를 전달하는 전류가 변압기의 이차측에 흐르게 된다. 이같은 이차측의 전류는 자계가 영(zero)으로 될 때까지 계속 흐른다. 구동기 회로는 전류 센서가 이차측의 부하전류가 있음을 검출하는 한 오프 상태로 계속 유지된다. 이차측에 전류가 흐르지 않게 되면 곧 새로운 사이클이 시작된다.
상기 미국 특허 제3,541,420 호의 변환기는 전기적 전달 효율(electrical transfer efficiency)이 최적화(optimal)되지 않는다는 단점이 있다. 특히, 이 미국 특허 제3,541,420 호의 변환기는 이차측 전류가 영으로 떨어진 다음에 새로운 에너지 전달 사이클이 시작될 것을 요구한다. 또한, 미국 특허 제3,541,420 호의 변환기는 구동기 트랜지스터의 온 및 오프 스위칭에 의해 일차측 권선회로 및 이차측 권선회로에 발생되는 잡음을 처리할 어떠한 장치도 제공하지 않는다.
1982년 6월 22일에 특허된 미국 특허 제4,336,583 호에 개시된 DC-DC 변환기는 변압기의 이차측에 캐패시터가 접속되며, 이 변압기의 일차측은 입력 제어 회로를 통하여 배터리에 접속된다. 입력 제어 회로는, 트리거(triggered)되었을 때, 배터리를 사전결정된 기간동안만 일차측에 접속함으로써 일차측에 흐르는 전류가 배터리로부터 나온 에너지를 저장하는 자계를 형성케한다. 일차측에서의 전류가 차단될 때 그 자계는 점차 소멸되어 이차측에 전류가 흐르게 함으로써 그 자계로부터 캐패시터로 에너지가 전달되게 한다. 제어회로는 이차측 회로에 위치해 있는 전압센서에 의해 트리거되는데, 이 전압센서는 변압기의 자계가 점차 소멸되어 영으로 되는 것을 검출한다. 제어회로는 또한 이차측 회로에 위치해 있는 전류센서에 의해 트리거되는데, 이 전류센서는 이차측 전류가 흐르지 않을 때를 검출한다.
미국 특허 제3,541,420 호의 변환기와 마찬가지로 미국 특허 제4,336,583 호의 변환기도 전기적 전달 효율이 최적적이지 못한 단점이 있다. 특히, 이 미국 특허 제4,336,583 호의 변환기는 변압기의 자계 또는 이차측 전류가 영으로 떨어진 다음에 새로운 에너지 전달 사이클을 시작할 것을 요구한다. 또한, 미국 특허 제4,336,583 호의 변환기는 구동기 트랜지스터의 온 및 오프 스위칭에 의해 일차측 권선회로 및 이차측 권선회로에 발생하는 잡음을 처리할 어떠한 장치도 제공하지 못한다.
따라서, 간단하고 가격이 적절하며 에너지 전달 효율이 높은 DC-DC 변환기를 제공하는 것이 바람직하다. 또한, 잡음에 대한 면역성(immunity)이 높고 배터리 수명 및 충전 성능이 향상된 DC-DC 변환기를 제공하는 것이 바람직하다.
상술한 선행기술의 문제점들을 해결하기 위해, 본 발명에 따르면, 신뢰도가 향상되고 잡음에 대한 감도(sensitivity)가 낮은 훨씬 간단하고 값이 싼 DC-DC 변환기가 제공된다. 본 발명은 또한 배터리 수명 및 충전 성능을 향상시킨 것이다. 더욱이, 본 발명의 변환기 회로는 에너지 전달 효율을 상당히 중가시킨 것이다.
본 발명에 따른 DC-DC 변환기는 일차 회로 장치 및 이차 회로 장치를 가지는 결합 인덕터 장치를 포함하며 배터리에 의해 구동되게 되어 있다. 제어 장치가 사전결정된 시간, ton 동안 일차 회로 장치에 전력을 공급하도록 스위칭 장치를 활성화할 경우 에너지가 일차회로 장치에 저장된다. 시간 ton 이 만료되면 제어장치는 스위칭 장치를 비활성화하고, 상기 저장된 에너지는 이차 회로장치로 전달되어 저장 캐패시터를 충전한다. 전류 감지 장치는 이차측 회로의 전류를 감지하고, 이차측 회로의 전류가 사전결정된 레벨 즉, IMIN아래로 떨어지는 경우인 제1조건 및 이차측 회로의 전류가 상기 사전 결정된 레벨보다 위에 있는 경우인 제2조건을 갖는 출력 신호를 제공한다. 이차측 회로에서 감지된 전류가 IMIN아래로 떨어질 경우 에너지 저장 사이클이 반복된다. 더욱이, 제어장치는 사전 시간, ton이 만료된 후에 스위칭 장치가 너무 일찍 활성화하는 것을 방지하는 활성화 방지 장치(preventing means)를 포함한다. 따라서, 본 발명은 선행기술에서 문제가 된 신뢰도 및 잡음 면역성(noise innunity)을 향상시킨 단순화된 제어회로 구성요소를 제공한다.
본 명세서는 신규한 것으로 간주되는 본 발명의 특징을 규정하는 청구범위로 종결되는데, 본 발명은 다음과 같이 도면을 참조하여 도면 번호에 따라 설명하면 더 잘 이해될 것이다.
제1도는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DC-DC 변환기의 회로도이다.
제2도는 제1도의 회로도의 여러 지점에서 나타나는 신호파형을 도시한 것이다.
제3도는 본 발명의 또다른 바람직한 실시예에 따른 DC-DC 변환기의 회로도이다.
플라이백형의 배터리 구동형 DC-DC 변환기는 본 기술분야에 잘 알려져 있으므로, 본 발명을 구성하는 또는 본 발명과 직접적으로 상호작용하는 특정 소자(elements)에 대해 기술될 것이다. 그러나, 특정하게 도시되지 않거나 기술되지 않은 다른 소자들은 DC-DC 변환기 기술에 통상의 지식을 가진자에게 알려진 다양한 형태를 가질 것임을 이해할 것이다.
제1도를 참조하면, 플라이백 형의 변환기로서 본 기술분야에 알려진 유형의 DC-DC 변환기(10)가 도시되어 있다. 이 DC-DC 변환기는 일차측 권선(14) 및 이차측 권선(16)이 서로 반대방향으로 감겨 있는 결합 인덕터(12)를 포함한다. 스위칭 장치(18)는 일차측 권선(14) 및 저전압 배터리(20)와 직렬로 접속되어 있다. 스위칭 장치(18)는 예를 들면 MOSFET 전력 스위칭 트랜지스터 또는 이와 같은 것을 포함한다. 배터리(20)는 개방 회로 전압(open-circuit voltage)(22)과 도면번호(24)로 나타낸 실효 내부 임피던스(24)를 갖는 것으로서 도시되는데, 이 실효 내부 임피던스(24)는 배터리 수명이 다할 때까지 계속 변할 것이다. 다이오드(26)는 이차측 권선(16) 및 저장 캐패시터(28)와 직렬로 접속되어 캐패시터(28)를 충전하기 위해 충전 전류를 정류한다. 저장 캐패시터(28)는 고전압 용량성 부하(capacitive load)를 나타낸다.
플라이백 형의 변환기(10)는 대략 6 볼트의 최대 개방회로 전압(22)을 가질 수 있는 저전압 배터리(20)로 대략 330 볼트의 최대 전압에 이를 때까지 캐패시터(28)를 충전하도록 구성되고 배치된다.
전류 감지 장치(30)는 이차측 권선(16)과 직렬로 접속되어 이차측 권선 전류(IS)를 감시한다. 전류 감지 장치(30)는 이차측 권선 전류(IS)가 사전결정된 임계 전류, IMIN보다 큰지 또는 작은지를 나타내는 논리 0(로우:LO) 또는 1(하이:HI) 신호를 출력한다. IMIN값은 특정한 응용(예를 들면, 플라이백 형의 자기 발진 플래시 충전기(self-oscillating flash charger))에 필요한 요건들을 위해 DC-DC 변환기의 최적 성능을 제공하도록 선택된다. 특히, 이 전류 레벨, IMIN은 영전류 레벨(zero current level)이 아닌 것이 선택된다. IMIN값이 영이 아니므로, 에너지 전달 효율 및 충전 전달율(charge transfer rates)이 향상된다. 충전 전달율 및 에너지 전달 효율과 관련된 영이 아닌 IMIN값의 효과는 본 출원인에게 양도된 미국 특허 제4,272,806호에 개시되어 있다.
전류 감지 장치(30)는 노드(node)(34)에서 이차측 권선과 직렬로 접속된 저항(32)을 포함한다. 또한, 전류 감지 장치(30)는 비반전(non-inverting) 입력(38)이 노드(34)에 접속된 비교기(comparator)(36)를 더 포함한다. 비교기(36)의 반전(inverting) 입력(40)은 기준전압(VREF1)에 접속되어 있다. 비교기(36)의 출력은 전류 감지 장치(30)의 출력이다.
제어 장치(42)는 하나의 출력(44)과 두 개의 입력(46 및 48)을 포함한다. 출력(44)은 스위칭 장치(18)에 접속되어 이 스위칭 장치를 온/오프하게 한다. 출력(44)상의 온/오프 신호(VSW)는 스위칭 장치(18)가 일차측 권선(14)에 흐르는 전류(IP)를 인에이블(enable)/디스에이블(disable)하게 한다. 입력(46)은 전류 감지장치(30)에 접속되어 이차측 전류 레벨을 나타내는 전류 감지 장치(30)의 출력 신호를 수신한다. 또한, 입력(48)은 변환기 충전 인에이블/디스에이블 신호를 수신한다.
제어 장치(42)는 두 개의 논리 NAND 게이트(logic NAND gates)(50 및 52), 두 개의 원 쇼트 멀티바이브레이터(one-shot multivibrators)(54 및 56) 및 반전버퍼(inverting buffer)(58)를 더 포함한다. NAND 게이트(50)는 3 입력 NAND 게이트이다. NAND게이트(50)의 제1입력은 입력(46)이다. NAND 게이트(50)의 제2입력은 변환기 충전 인에이블/디스에이블 입력(48)에 접속되어 있다. NAND 게이트(50)의 출력은 원 쇼트 멀티바이브레이터(54)의 트리거 입력(trigger input)에 접속되어 있다. 원 쇼트 멀티 바이브레이터(54)는 음의 에지(negative edge)에서 트리거되는 디바이스이므로, 게이트(50)로부터의 출력신호가 음으로(즉, 논리 1에서 논리 0로) 천이하면 원 쇼트 멀티바이브레이터(54)의 출력 신호(VOS1)는 논리 0에서 논리 1로 변환한다. 출력 신호(VOS1)는 지속시간(toS1)동안 논리 1을 유지한다. 원 쇼트 멀티바이브레이터(54)의 출력은 NAND 게이트(52)의 제1입력에 접속되어 있다. NAND 게이트(52)는 2 입력 NAND 게이트이다. NAND 게이트(52)의 제2입력은 변환기 인에이블/디스에이블 입력(48)에 접속되어 있다. NAND 게이트(52)의 출력은 원 쇼트 멀티바이브레이터(56)의 트리거 입력 및 반전 버퍼(58)의 입력에 접속되어 있다. 원 쇼트 멀티 바이브레이터(56)의 출력은 NAND 게이트(50)의 제3입력에 접속되어 있다. 반전 버퍼(58)의 출력(VSW)은 출력(44)을 통해 스위칭 장치(18)에 접속되어 있다.
간략하게 기술된 플라이백 형의 변환기(10)는 제1도 및 제2도를 참조하여 후술할 바와 같이 작동한다. 입력(48)상의 충전 인에이블 신호가 제어장치(42)에 의해 수신될 경우 제어장치(42)는 스위칭 장치(18)를 사전결정된 시간(ton)(제2c도)동안 온(Vsw는 하이(HI))시킨다. 스위칭 장치(18)가 온되면 배터리(20)로부터 전류(IP)가 결합 인덕터(12)의 일차측 권선(14)을 통해 흐르고(제2a도) 에너지 결합 인덕터의 일차측 권선(14)에 저장된다. 전류(IP)는 인덕터의 일차측 권선(14)에서 대략 다음과 같은 등식(equation)에 따라 증가한다(제2a도):
IP= (VOC/Rtot)(1-e-t/r) +nISMINe-t/r)
단, Ip는 일차측 전류;
Voc는 개방회로 전원 전압;
Rtot는 전원 내부 저항, 스위치 트랜지스터 온 저항, 배선저항(wiring resistance) 및 코일 저항을 포함하는 일차측 회로의 총 직렬 저항;
t 는 트랜지스터가 온된 후 측정된 시간;
τ는 실효 R-L 시상수(time constant) LP/Rtot, 여기서,
LP는 일차측 인덕턴스(inductance)값;
n 은 결합 인덕터의 권선비(turn ratio);
Is 은 이차측 전류;
ISMIN은 최소 이차측 전류 임계 레벨이다.
시간(ton)이 만료된 후 제어장치(42)는 스위칭 장치(18)을 오프(VSW는 로우(LO))되게 함으로써 일차측 권선(14)의 전류(IP)가 차단된다(제2a도). 전류(IP)가 차단된 후, 인덕터 일차측 권선(14)에 저장된 에너지가 이차측 권선(16)에 전달되어 전류(IS)(제2b도)가 흐르기 시작한다. 전류(IS)는 이차측 권선(16), 다이오드(26) 및 저항 캐패시터(28)를 통해 흐르므로 캐패시터(28)를 충전시킨다. 전류 감지 장치(30)에 의해 감지된 이차측 권선(16)의 전류(IS)가 사전결정된 최소 임계 전류 레벨(IMIN) 아래로 떨어질 때 전류 감지 장치(30)의 출력은 논리 0에서 논리 1로 변환한다. 이 출력신호는 제어장치(42)의 입력(46)에 의해 수신된다. 제어장치(42)는 이때 스위칭 장치(18)을 시간(ton)동안 다시 온되게 하여 충전 사이클을 반복한다.
제2a도를 참조하면, Ipmax는 하나의 충전 사이클중에 획득된 피크 일차측 권선전류(peak primary winding current)이다. 변환기(10)의 작동중에, 배터리(20)의 내부 임피던스(24)가 증가하면 피크 일차측 권선 전류(Ipmax)는 상기 제공된 Ip에 대한 등식에 따라 감소할 것이다. 일정한 사전결정된 온 시간(ton)을 유지하고 영이 아닌 이차측 임계 전류(IMIN)를 제공함으로써, 변환기의 부하가 전원의 수명이 다할 때까지 계속해서 전원 내부 임피던스를 추적하는, 선행기술보다 더 단순한 회로가 구현되었다. 에너지 전달 효율 및 배터리 수명 성능은 본 출원인에게 양도된 미국 특허 제4,272,806 호에 개시되어 있다.
인덕터 일차측 권선(14)의 전류(IP)가 차단되면 전류(IS)가 인덕터 이차측 권선(16)에 흐르기 시작한다. 제2b도에 도시된 바와 같이 도면번호(60)로 나타낸 잡음은 무효 기생 회로 소자(reactive parasitic circuit elements), 예를 들면, 결합 인덕터(12)의 기생 누설 인덕턴스(parasitic leakage inductance)(도시안됨)에 의해 전류(IS)에 나타난다. 잡음(60)은 제어장치(42)가 도면번호(62)로 제2c도에 나타낸 바와 같은 신호(VSW)를 통하여 스위칭 장치(18)를 너무 일찍 활성화되게 하기 쉽다. 너무 이른 활성화 때문에 전류 감지 장치(30)는 시간(t1)에서 ISMIN레벨아래로 떨어지고 있는 중인 전류(IS)를 검출한다(제2b도). 스위칭 장치(18)의 너무 이른 활성화는 변환기(10)의 성능을 바람직하지 않은 정도로 저하시킨다. 그러므로, 구동 제어 장치(drive controlling means)(42)는 스위칭 장치(18)의 너무 이른 활성화를 방지하기 위한 장치를 포함하는데, 이 활성화 방지 장치는 원 쇼트 멀티바이브레이터(56)를 포함하며 NAND 게이트(50)에 접속되어 있다.
제어장치(42)는 다음과 같이 작동한다. NAND 게이트(50)는 3개의 입력을 갖는데, 제1입력은 전류 감지 장치(30)로부터 수신된다. NAND 게이트(50)의 제2 및 제3입력이 논리 1(HI)이면 게이트(50)의 출력은 전류 감지 장치(30)의 출력에 따라 결정된다. 전류 감지 장치(30)의 출력이 논리 0(LO)이면 NAND 게이트(50)의 출력은 논리 1(HI)이다. 전류 감지 장치(30)의 출력은 이차측 전류(IS)가 IMIN보다 크면 로우(LO)이다. 이차측 전류 (IS)가 IMIN아래로 떨어질 경우, 전류 감지 장치(30)의 출력은 논리 0(LO)에서 논리 1(HI)로 변환되고 NAND 게이트(50)의 출력은 논리 1(HI)에서 논리 0(LO)로 변환된다.
원 쇼트 멀티바이브레이터(54)는 NAND 게이트(50)의 출력을 입력으로 수신한다. 전술한 바와 같이, 원 쇼트 멀티바이브레이터(54)는 음의 에지에서 트리거되는 디바이스이므로, 게이트(50)의 출력신호가 음으로(즉, 논리 1에서 논리 0로) 천이할 때 원 쇼트 멀티 바이브레이터(54)의 출력 신호(VOS1)는 지속시간(tos1) 동안 논리 0에서 논리 1로 변환된다. 출력신호(VOS1)는 NAND 게이트(52)의 제1입력으로 수신된다. NAND 게이트(52)는 변환기 인에이블/디스에이블 입력(48)으로부터 제2입력을 수신하는데, 이때에는 논리 1 상태에 있다. V OS1 이 논리 1 상태에 있고 입력(48)도 논리 1 상태에 있을 때 NAND 게이트(52)의 출력은 논리 0 즉 로우(LO) 상태에 있다. 게이트(52)의 출력은 논리 0 즉 로우(LO) 상태에 있다. 게이트(52)의 출력상에서의 LO 상태는 반전버퍼(58)의 출력상에서 HI 상태로 변환된다. 반전 버퍼(58)의 출력은 제어장치(42)의 출력(44)이다. 전술한 바와 같이, 출력(44)은 신호(Vsw)를 스위칭 장치(18)에 제공한다. 신호(Vsw)는 지속시간(ton)동안 하이(HI) 상태에 있다. 지속시간(ton) 동안 전류(IP)는 인덕터 일차측 권선(14)에서 흐르고 인덕터 이차측 권선(16)에는 전류가 흐르지 않는다. 출력 신호( VOS1)의 논리 1 펄스의 지속시간(tos1)과 NAND 게이트(52) 및 반전 버퍼(58)에 의해 발생된 후속시간 지연은 신호(VSW)의 지속시간(toN)을 형성한다.
시간(tos1)이 만료되면 원 쇼트 멀티바이브레이터(54)의 출력(Vos1)은 HI에서 LO로 상태를 변환하여 NAND 게이트(52)의 출력은 LO에서 HI로, 반전버퍼(58)의 출력(즉, VSW)은 HO에서 LO로 변환하게 된다. 따라서, 스위칭 장치(18)는 활성화되지 않는다(즉, 오프된다). 원 쇼트 멀티바이브레이터(56)는 양의 에지에서 트리거되는 원 쇼트 디바이스이며, NAND 게이트(52)의 출력은 이 멀티바이브레이터(56)의 입력에 접속되어 있다. 게이트(52)의 출력이 LO에서 HI로 양의 에지에서 천이하면, 원 쇼트 멀티바이브레이터(56)의 출력(VOS2)은 HI에서 LO로 상태가 변환되어 지속시간(tos2)동안 LO 상태로 유지된다. VOS2는 NAND 게이트(50)의 제3입력이다. 신호(VOS2)가 LO 상태이므로 NAND 게이트(50)의 출력은 LO 상태에서 HI 상태로 변환되어 지속시간(tos2)동안 HI 상태로 유지된다. 따라서, NAND 게이트(50)는 지속시간(tos2) 동안에는 출력 상태를 바꾸지 않는다. 즉, HI에서 LO로 천이하지 않는다. 그러므로, 전류(IS)내의 잡음이 원 쇼트 멀티바이브레이터(54)를 너무 일찍 트리거하는 것이 방지되어 스위칭 장치(18)가 너무 일찍 트리거되는 것이 방지된다. 너무 이른 트리거 신호는 제2c도에 도시되어 있는데, 시간(t1)이 나타내는 지점에서 도면번호(62)로 나타난다. NAND 게이트(50)의 제3입력상의 신호(VOS2)에 의해 나타나는 LO 상태 때문에 전류 감지 장치(30)의 출력은 게이트(50)의 출력에 아무 영향도 미치지 못한다.
지속시간(tos2)은 잡음(60)의 지속시간 보다 더 길게 선택된다. 예를 들면, 잡음(60)은 대략 200x10-9초의 지속시간을 갖는다. 따라서, 지속시간(tos2)은 잡음(60)의 지속 시간보다 더 길게, 예를들면 , 450x10-9초가 되게 선택된다.
NAND 게이트(50)의 제2입력은 제어 장치 입력(48)에 접속되어 있다. 입력(48)은 변환기 인에이블/디스에이블 신호라인을 나타낸다. 즉, 논리 1(HI)이 입력(48)상에 나타날 경우, 구동 제어장치(42)은 인에이블되고 NAND 게이트(50)는 제2입력에서 논리1을 수신하며 변환기는 상술한 바와 같이 작동한다. 또, 논리 0(LO)가 입력(48)상에 나타날 경우에는, 구동 제어 장치(42)는 디스에이블 되고 NAND 게이트(50)는 제2입력에서 논리 0(LO)를 수신하며 변환기(10)는 디스에이블된다. 게이트(50)의 제2입력상에 논리 0가 인가되면, 게이트(50)는 제1입력 및 제3입력상에 HI 또는 LO 상태가 수신되어도 출력을 변환할 수 없다. 따라서, 변환기(10)는 효과적으로 디스에이블된다. 인에이블된 또는 디스에이블된 변환기(10)는 캐패시터(28)에 저장되는 전압의 양을 제어하는데 바람직할 수 있다. 캐패시터(28)상의 전압 감지 장치(도시않됨)는 캐패시터상의 전압이 사전결정된 전압레벨보다 아래에 있는가 또는 위에 있는가에 대응하는 HI 또는 LO 신호를 제공할 수 있다.
제3도에 도시한 또다른 실시예에서, DC-DC 변환기(10)는 다음 사항을 제외하고는 제1도에 도시한 것과 동일하다. 제어장치(42)는 원 쇼트 멀티바이브레이터(64), 디지털 멀티플렉서(digital multiplexer: MUX)(66) 및 부가적인 ton 선택입력(select input)(68)을 더 포함한다. NAND 게이트(50)의 출력은 두 개의 원 쇼트 멀티바이브레이터(54 및 64)의 트리거 입력에 접속되어 있다. 원 쇼트 멀티바이브레이터(64)는 음의 에지에서 트리거되는 디바이스이므로, 게이트(50)의 출력 신호가 음으로(즉, 논리 1에서 논리 0로)천이 할 경우 원 쇼트 멀티바이브레이터(64)의 출력 신호(VOS3)는 논리 0에서 논리 1로 변환된다. 출력 신호(VOS3)는 지속시간(toN3)동안 논리 1로 유지된다. 지속시간(tos3)은 제어장치(42)의 출력 신호(VSW)의 온시간(toN2)과 동일하다. 마찬가지로(tos1)은 온시간(toN1)과 동일하다. 지속시간(tos3)(toN2)은 후술된 바와 같이 지속시간(tos1)(toN1)보다 더 길다. 원 쇼트 멀티바이브레이터(54)의 출력은 디지털 멀티플렉서(66)의 제1입력(70)에 접속되어 있다. 또한, 원 쇼트 멀티바이브레이터(64)의 출력은 디지털 멀티플렉서(66)의 제2입력(72)에 접속되어 있다. 디지털 멀티플렉서(66)의 출력은 NAND 게이트(52)의 제1입력에 접속되어 있다. 입력(68)(toN선택)이 디지털 멀티플렉서(66)의 선택입력(select input)에 접속되어 있으므로, 입력(68)상의 논리 0(LO)는 제1입력(70)에 접속된 원 쇼트 멀티바이브레이터(54)의 출력이 MUX(66)의 출력에 나타나게 한다. 마찬가지로, 입력(68)상의 논리 1(HI)은 제2입력(72)에 접속된 원 쇼트 멀티바이브레이터(64)의 출력이 MUX(66)의 출력상에 나타나게 한다. 단지 두 개의(toN) 선택이 도시되었지만, 다수의(toN) 선택이 상술한 바와 동일한 방식으로 수행될 수 있음을 이해할 것이다.
제3도의 또다른 실시예에서 도시한 바와 같은 DC-DC 변환기(10)의 전류 감지 장치(30)는 제1 및 제2입력(76) 및 (78)을 가지는 아날로그 멀티플렉서(analog multiplexer)(74)를 더 포함한다. 제1 및 제2입력(76) 및 (78)은 각각 기준전압(VREF1) 및 (VREF2)에 접속되어 있다. 기준전압(VREF1)은 IMIN1의 전류레벨 IMIN에 대응한다. 마찬가지로, 기준전압(VREF2)는 IMIN2의 전류레벨 IMIN에 대응한다. 후술된 바와 같이, 대응하는 IMIN2가 IMIN1보다 더 큰 것처럼 기준전압(VREF2)은 (VREF1)보다 더 크다. 전류 감지 장치(30)는 IMIN선택 입력(80)을 더 포함한다. 입력(80)이 아날로그 멀티플렉서(74)의 선택 입력에 접속되어 있으므로, 입력(80)상의 논리 0(LO)는 (VREF1)이 MUX(74)의 출력상에 나타나게 한다. 마찬가지로, 입력(80)상의 논리 1(HI)은 VREF2가 MUX(74)의 출력에 나타나게 한다. MUX(74)의 출력은 비교기(36)의 반전 입력(40)에 접속되어 있다. 단지 두 개의 (IMIN)선택이 도시되었지만, 다수의 (IMIN)선택이 상술한 바와 같은 방식으로 실행될 수 있음을 이해할 것이다.
제3도의 다른 실시예는 다음 사항을 제외하고는 제1의 바람직한 실시예와 동일하게 작동한다. 제어 장치(42)의 입력(68)은 사전결정된 온시간(toN1또는 toN2)을 선택하기 위해 사용된다. 입력(68)상의 논리 0(LO)은 (toN1)을 선택하는 반면에 입력(68)상의 논리 1(HI)은 (toN2)을 선택한다. 사전결정된 온시간(toN1및 toN2)은 사용된 배터리 유형 또는 사용된 베터리들(예를 들면, 3볼트(AA 또는 AAA 크기) 알칼리 배터리(Alkaline batteries)에 대한 toN1, 6볼트 리튬 배터리에 대한 toN2등)에 대응할 수 있다. 이와 같은 방식으로, 제어장치(42) 및 변환기(10)는 다른 유형의 배터리를 사용하기 위해 쉽게 적응될 수 있다.
상술한 바와 동일한 방식으로 제어장치(42)의 입력(68)은 몇 개의 사전결정된 온시간들중에서 하나를 선택하기 위해 사용될 수 있는데, 상기 온 시간들은 지속시간이 다르다(즉, toN1은 toN2보다 짧다). 이러한 방식으로, 충전 사이클의 온시간은 수명말기의 (late-life) 충전 성능을 개선하기 위해 특정 배터리(또는 배터리들의 세트)가 수명을 다할 때까지 변화할 수 있다 따라서, 변환기(10)의 최적 성능은 배터리의 전사용시간에 걸쳐 성취될 수 있다.
또한, 제3도의 다른 실시예에서, 전류 감지 장치(30)의 입력(80)은 사전 결정된 최소 이차측 전류 레벨(IMIN1또는 IMIN2)를 선택하는데 사용된다. 입력(80)상의 논리 0(LO)는 IMIN1을 선택하지만 입력(80)상의 논리 1(HI)은 IMIN2을 선택한다. 사전결정된(IMIN)(IMIN및 IMIN2)은 사용된 배터리 유형 또는 사용된 배터리들(예를 들면, 3볼트(AA 또는 AAA 크기) 알칼리 배터리에 대한 IMIN,6 볼트 리튬 배터리에 대한 IMIN2등)에 대응한다. 이러한 방식으로 변환기(10)는 다른 유형의 배터리들을 사용하기 위해 쉽게 적응될 수 있다.
상술한 바와 동일한 방식으로 전류 감지 장치(30)의 입력(80)은 사전결정된 몇 개의 IMIN레벨들중 하나를 선택하기 위해 사용될 수 있는데, 상기 IMIN레벨들은 상이한 임계치 레벨에 대응한다(예를 들면, IMIN1은 IMIN2보다 더 크다). 이런 방식으로 충전 사이클의 IMIN레벨은 수명말기의 충전 성능을 개선하기 위해 특정 배터리(또는 배터리들의 세트)가 수명을 다할 때까지 변환될 수 있다. 따라서, 변환기(10)의 최적 성능은 배터리의 전사용시간에 걸쳐 성취될 수 있다.
따라서, 선행기술보다 나은 실질적인 장점을 제공하는 DC-DC 변환기 즉, 구조가 간단하고 가격이 적절하며 높은 에너지 전달 효율을 가진 DC-DC 변환기가 제공된다 더욱이, 배터리 수명 및 충전 성능이 개선되고 잡음에 대한 면역성이 높은 DC-DC 변환기가 제공된다. 높은 잡음 면역성은 변환기의 신뢰도를 향상시킨다.
본 발명은 어떤 바람직한 실시예에 대해서 특정하게 도시되고 기술되었지만 본 기술분야에 통상의 지식을 가진자라면 본 발명의 사상과 범주를 벗어나지 않고 형태 및 세부에 있어서 상기한 변경 및 다른 변경이 있음을 이해할 것이다.

Claims (18)

  1. 저전압 DC 전원(20)에 의해 구동되는 DC-DC 변환기로서, 일차측 권선(14) 및 이차측 권선(16)을 갖는 결합 인덕터(12), 상기 일차측 권선 및 상기 구동 전원과 직렬로 접속되어 상기 일차측 권선에 흐르는 전원 전류를 차단하여 상기 이차측 권선에 전류가 흐르게 하기 위한 스위칭 수단(18), 및 상기 이차측 권선에 접속되어 이차측 권선에 흐르는 전류를 감지하기 위한 전류 감지 수단(30)을 포함하되, 상기 전류 감지 수단은 (a)상기 이차측 권선 전류가 사전 결정된 레벨 아래에 있을 경우의 제1 조건을 갖게 하고 (b)상기 이차측 권선 전류가 상기 사전 결정된 레벨 위에 있을 경우의 제2 조건을 갖는 DC-DC 변환기에 있어서, 상기 DC-DC 변환기는 상기 스위칭 수단(18)을 제어하는 제어수단(42)을 더 포함하되, 상기 제어수단은 상기 전류 감지 수단에 결합되어 있는 입력 및 상기 스위칭 수단에 결합되어 있는 출력을 가지며, 그리고 상기 제어 수단은 (A)상기 전류 감지 수단이 상기 제2조건에서 상기 제1조건으로 천이할 경우 사전 결정된 지속시간 동안 제1 상태를 가지고(B)상기 전류 감지 수단이 상기 제2 조건에 있을 경우 제2 상태를 가지며, 상기 제어수단의 출력과 상기 스위칭 수단의 출력이 서로 결합되어 상기 제어수단이 상기 제1 상태에 있을 경우에는 상기 전원 전류가 상기 일차측 권선으로 흐르게 하고 상기 제어수단이 상기 제2 상태에 있을 경우에는 상기 일차측 권선에 흐흐는 상기 전원 전류가 차단되게 하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환기
  2. 제1항에 있어서, 상기 제어수단(42)은 상기 사전결정된 시간이 만료된 다음에 상기 제1 상태가 너무 일찍 발생하는 것을 방지하기 위한 수단(56)을 포함하는 DC-DC 변환기.
  3. 저전압 DC 전원(20)에 의해 구동되는 DC-DC 변환기로서, 일차측 회로 및 이차측 회로를 구비하여 상기 일차측 회로에 흐르는 전류에 따라 상기 이차측 회로에 전류를 유도하는 결합 인덕터 수단(12)과; 상기 일차측 회로에 결합되어 활성화 될 경우 상기 일차측 회로의 전류 경로를 완성하는 스위칭 수단(18)과; 상기 이차측 회로에 결합되어 상기 이차측 회로에 흐르는 전류를 감지해서 상기 이차측 회로의 전류가 사전결정된 레벨 아래로 떨어질 경우의 제1 조건 및 상기 이차측 회로의 전류가 상기 사전결정된 레벨보다 위에 있는 경우의 제2 조건을 갖는 출력신호를 제공하는 전류 감지 수단(30)을 포함하는 DC-DC 변환기에 있어서, 상기 스위칭 수단(18)을 제어하고, 상기 전류 감지 수단에 결합된 입력 및 상기 스위칭 수단에 결합된 출력을 가지며, 상기 전류 감지 수단의 출력 신호가 상기 제2 조건에서 상기 제1 조건으로 변화되면 사전결정된 시간동안 상기 스위칭 수단을 활성화하고 상기 사전결정된 시간이 만료되면 상기 스위칭 수단을 비활성화하는 제어수단(42)을 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 변환기.
  4. 제3항에 있어서, 상기 전류 감지 수단이 다수의 사전결정된 레벨들로부터 상기 사전결정된 레벨을 선택하기 위한 수단(80)을 더 포함하는 DC-DC 변환기.
  5. 제3항에 있어서, 상기 제어수단이 다수의 사전결정된 시간들로부터 선택될 수 있는 상기 사전결정된 시간을 선택하기 위한 수단(68)을 더 포함하는 DC-DC 변환기.
  6. 제3항에 있어서, 상기 제어수단은 인에이블 입력(48)을 더 포함하여, 제1 신호 조건이 상기 인에이블 입력상에 있을 경우에는 인에이블되고 제2 신호 조건이 상기 인에에블 입력상에 있을 경우에는 디스에이블되는 DC-DC 변환기.
  7. 제3항에 있어서, 상기 제어수단은 상기 사전결정된 시간이 만료된 다음 상기 스위칭 수단의 너무 이른 활성화를 방지하기 위한 수단(56)을 더 포함하는 DC-DC 변환기.
  8. 제7항에 있어서, 상기 전류 감지 수단이 다수의 사전결정된 레벨들로부터 선택될 수 있는 상기 사전결정된 레벨을 선택하기 위한 수단(80)을 더 포함하는 DC-DC 변환기.
  9. 제7항에 있어서, 상기 제어수단이 다수의 사전결정된 시간들로부터 선택될 수 있는 상기 사전결정된 시간을 선택하기 위한 수단(80)을 더 포함하는 DC-DC 변환기.
  10. 제7항에 있어서, 상기 제어수단은 인에이블 입력(48)을 더 포함하여, 제1 신호 조건이 상기 인에이블 입력상에 있을 경우에는 인에이블되고 제2 신호 조건이 상기 인에이블 입력상에 있을 경우에는 디스에이블되는 DC-DC 변환기.
  11. 저전압 DC 전원(20)에 의해 구동되며 전자 플래시 디바이스에서 사용되는 플라이백 형 자기 발진 플래시 충전기(10)로서, 출력전압을 저장하는 캐패시터(28)와; 제1 단부가 상기 저전압 DC 전원에 결합된 일차측 권선(14), 및 이차측 권선(16)을 구비하여 상기 일차측 권선의 전류 동작에 따라 상기 이차측 권선에 전류를 유도하는 결합 인덕터 수단(12)과; 상기 이차측 권선과 상기 캐패시터 사이에 결합되어 상기 이차측 권선에 유도된 전류를 정류해서 상기 캐패시터를 충전하는 정류 수단(26)과; 상기 일차측 권선의 제2 단부에 결합되어, 활성화 될 경우 상기 일차측 권선의 전류 경로를 완성하는 스위칭 수단(18)과; 상기 이차측 권선에 결합되어 상기 이차측 권선에 흐르는 전류를 감지해서 상기 이차측 권선의 전류가 사전결정된 레벨 아래로 떨어지는 경우의 제1 조건 및 상기 이차측 권선의 전류가 상기 사전 결정된 레벨보다 위에 있는 경우의 제2 조건을 가지는 출력 신호를 제공하는 전류 감지수단(30)을 포함하는 상기 플라이백 형 자기 발진 플래시 충전기에 있어서, 상기 스위칭 수단을 제어하고, 상기 전류 감지 수단(30)에 결합된 입력 및 상기 스위칭 수단(18)에 결합된 출력을 가지며, 상기 전류 감지 수단의 출력 신호가 상기 제2 조건에서 상기 제1 조건으로 변화되면 사전결정된 시간동안 상기 스위칭 수단을 활성화하고 상기 사전결정된 시간이 만료되면 상기 스위칭 수단을 비활성화하는 제어 수단(42)을 포함하는 것을 특징으로 하는 플라이백 형 자기 발진 플래시 충전기.
  12. 제11항에 있어서, 상기 전류 감지 수단이 다수의 사전결정된 레벨들로부터 선택될 수 있는 상기 사전 결정된 레벨을 선택하기 위한 수단(80)을 더 포함하는 플라이백 형 자기 발전 플래시 충전기.
  13. 제11항에 있어서, 상기 제어수단은 다수의 사전결정된 시간들로부터 선택될 수 있는 상기 사전결정된 시간을 선택하기 위한 수단(68)을 더 포함하는 플라이백 형 자기 발진 플래시 충전기.
  14. 제11항에 있어서, 상기 제어수단은 인에이블 입력(48)을 더 포함하여, 제1 신호 조건이 상기 인에이블 입력상에 있을 경우에는 인에이블되고 제2 신호 조건이 상기 인에이블 입력상에 있을 경우에는 디스에이블되는 플라이백 형 자기 발진 플래시 충전기.
  15. 제11항에 있어서, 상기 제어수단이 상기 사전결정된 시간이 만료된 다음 상기 스위칭 수단의 너무 이른 활성화를 방지하기 위한 수단(56)을 더 포함하는 플라이백 형 자기 발진 플래시 충전기.
  16. 제15항에 있어서, 상기 전류 감지 수단이 다수의 사전결정된 레벨들로부터 선택될 수 있는 상기 사전결정된 레벨을 선택하기 위한 수단(80)을 더 포함하는 플라이백 형 자기 발진 플래시 충전기.
  17. 제15항에 있어서, 상기 제어수단은 다수의 사전결정된 시간들로부터 선택될 수 있는 상기 사전결정된 시간을 선택하기 위한 수단(68)을 더 포함하는 플라이백 형 자기 발진 플래시 충전기.
  18. 제15항에 있어서, 상기 제어 수단은 인에이블 입력(48)을 더 포함하여, 제1 신호 조건이 상기 인에이블 입력상에 있을 경우에는 인에이블되고 제2신호 조건이 상기 인에이블 입력상에 있을 경우에는 디스에이블되는 플라이백 형 자기 발진 플래시 충전기.
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