JPH10503584A

JPH10503584A - 地球投影位置決定システム受信機におけるデジタル処理方法及び装置

Info

Publication number: JPH10503584A
Application number: JP7522556A
Authority: JP
Inventors: ジェームスダニエルリットン; グラハムラッセル; リチャードカイ・テュエンウー
Original assignee: ライカインコーポレーテッド
Priority date: 1994-03-07
Filing date: 1995-02-28
Publication date: 1998-03-31
Also published as: US5576715A; WO1995024656A1; EP0775319A1; CA2182622A1; CA2182622C

Abstract

(57)【要約】地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）の商業的受信装置はＬ１及びＬ２ＧＰＳ衛星信号を変調するために用いられる未知の保安コードの推定を行うために、それら両方の信号のエネルギーを利用するように配置されるデジタルプロセッサを含む。統計的最大帰納（ＭＡＰ）推定理論により、受信したＬ１及びＬ２信号からのエネルギーを処理する際に、受信したＬ１信号はＰ−コードの局部的に発生された複製と相関され、そして未知の変調コードの帯域幅に近い帯域幅を有する帯域フィルターを通される。受信したＬ２信号は同様に相関されて濾波され、そして相関を解かれた信号はＬ１及びＬ２信号の異なる電離層回折を考慮するようにラッチされる。帯域制限されたＬ２信号はＬ２信号と局部的に発生されるＬ２信号の複製との間の」位相差に関係する矩象エラー信号を発生するために利用される。これらエラー信号は未知コードのビットペリオドに近い積分ペリオドにわたり積分され、結果としての未知コードの推定が受信Ｌ１信号とＬ２信号の強度差に比例する因子で重み付けされた、対応するＬ１チャンネルコードビット推定と組み合わされる。各組み合わされたＷ−コードビット推定の双曲線正接が計算され、その結果が積分されたエラー信号の一つと乗算される。結果として得られた制御電圧は局部的に発生されたＬ２キャリアの位相を調整するために用いられる。

Description

【発明の詳細な説明】地球投影位置決定システム受信機におけるデジタル処理方法及び装置本発明は一般に地球投影位置決定システム（”ＧＰＳ”）衛星信号受信装置に関し、詳細には、そのような受信装置内でのデジタル信号処理のための新規且つ改善された技術に関する。ＧＰＳの用語で言えば、本発明は未知の保安コードを使用した信号の暗号化を無視し、Ｌ１及びＬ２として知られる抑圧キャリア信号のコード及びキャリアの位相の測定値を得るための技術に関する。発明の背景地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）は複数の軌道を周回する複数の衛星から受信した信号から、地球上叉は地球近辺にあるユーザの位置を決定するために使用出来る。ＧＰＳ衛星の軌道は、地球上叉はその近辺の任意の選ばれた一点で少なくとも４個のＧＰＳ衛星から信号を受信出来るようにするため、複数の面内に置かれる。ＧＰＳ衛星のそれら軌道は固定地上局により精密に決定され、そして衛星に中継される。ＧＰＳを用いた航法では、地球に近い任意の一点の緯度、経度及び高度は４個以上の衛星から未知の位置への電磁波信号の伝搬時間から計算出来る。この未知の位置にあるＧＰＳ受信装置と視野内の４個の衛星との間の測定される距離、すなわち”疑似距離”はそれら伝搬時間に基き決定される。この測定された距離は、一般に衛星におけるタイミングクロックとＧＰＳ受信装置内のタイミングクロックとの間には時間差すなわちオフセットがあるため疑似距離と呼ばれる。このように、三次元の位置決定において、４個の未知数、すなわち、三次元位置と時間オフセット、を知るには少なくとも４個の衛星信号が必要である。ＧＰＳ衛星から伝送される信号の性質は文献により良く知られているが、背景の理解のためにここで簡単に説明する。夫々の衛星はＬ１及びＬ２として知られるＬバンドの別々のキャリア周波数を有する２個の広帯域信号を発信する。これら２個の信号は、伝送される信号の電離層による屈折によって生じるエラーを除去する必要の有る場合に必要である。これらキャリア信号の夫々は夫々の衛星固有の２個の疑似ランダムコードの内の少なくとも１個によりその衛星内で変調される。これにより、複数の衛星からのＬバンド信号を受信装置内で個々に識別し分離出来るようになる。各搬送波は衛星の軌道及び他のシステム情報を限定する低速で変化するデータ信号によっても変調される。それら疑似ランダムコードのひとつはＣ／Ａ（クリア／獲得）コードと呼び、第二の疑似ランダムコードはＰ（精密）コードとして知られている。疑似ランダムコードシーケンスは、すでに受信した数の知識が次に受信する数の予測には役にたたないとゆう意味においてランダムである数列である。２進疑似ランダムコード、すなわち１と０からなるコード、をキャリア信号の位相を変調するために使用すると、[(ｓｉｎｘ)/x]２分布に従うスペクトル密度を有する信号が得られる。得られた信号はキャリア周波数におけるエネルギーが不足しており、そしてその信号エネルギーは”チップ”速度（すなわち、疑似ランダム２進シーケンスをクロックする速度）で決まる周波数帯にわたって広がるから、この得られた信号は抑圧キャリア広帯域信号と呼ばれる。広帯域信号の一つの利点は帯域幅の狭い信号よりジャミングに対する感度が鈍いとゆうことである。Ｐコードは１０．２３ＭＨｚのクロック周波数を有し、衛星におけるＬ１キャリア及びＬ２キャリアの両方を変調するために用いられる。Ｐコードは約１週間、すなわち７日に１回の割で繰り返される。更に、夫々の衛星のＬ１信号はＣ／Ａコードで変調される、Ｐコードキャリアに対し矩象であるキャリアを有する。Ｃ／Ａコードは１．０２３ＭＨｚのチップ周波数を有し、そして１ミリ秒で繰り返される。更に、両方のキャリアは前述の低速で変化（５０ビット／秒）するデータストリームで変調される。このＧＰＳ受信装置では、既知のＰコード及びＣ／Ａコードに対応する信号は衛星におけると同様にして発生することが出来る。１個の与えられた衛星からのＬ１信号及びＬ２信号が位相の整合、すなわち、局部的に発生されたコードのタイミングのその衛星からの信号に対して変調されたものとのタイミングの調整によリ復調される。そのような位相整合を行うために、局部的に発生されたコードの復製物は結果としての出力信号電力が最大となるまで受信知信号と相関づけられる。疑似ランダムシーケンスの夫々の特定のビットがその衛星から送信される時点は限定されるから、一つの特定のビットの受信時点は衛星への通過または距離の目安として使用出来る。ここにおいても、Ｃ／Ａコード及びＰコードは個々の衛星に固有のものであるから、一つの特定の衛星は受信信号と局部的に発生されるＣ／Ａ及びＰコードの複製物との間の相関の結果に基き識別出来る。約１ミリ秒に１回のＣ／Ａコードの繰り返しの結果、ＧＰＳ受信装置における相関は夫々のＣ／Ａコードビットの送信時間についての正確な知識が無くとも行うことが出来る。従って、各衛星に固有のＣ／ＡコードとＰコードとの間に予定のタイミング関係が有るから、Ｐコードの獲得は一般にＣ／Ａコードの獲得、或いはＣ／Ａコードへの”ロックオン”により行われる。一旦Ｃ／Ａコードが獲得されると、Ｌ１信号のＣ／Ａコードで変調された矩象キャリア成分は復調により回復することが出来る。この受信装置により測定されている量に極端な高精度が要求されない場合には、Ｌ１信号のキャリアのみを用いて満足すべき”搬送波”測定を行うことが出来る。しかしながら、高分解度キャリア測定を行うべき場合、あるいは測定時間を短くすべき場合には、Ｌ２キャリア信号を同時に用いなくてはならない。即ち、Ｌ１キャリア及びＬ２キャリアの未知の電離層による遅れはＬ１キャリア及びＬ２キャリアを同時に用いることにより除去することが出来る。各衛星に固有のＣ／Ａコード及びＰコードシーケンスは既知であるが、各ＧＰＳ衛星は米国政府により規定された秘密信号でそのＰコードを変調する能力を有している。この”アンチスプーフィング”(Ａ／Ｓ)によれば、ＧＰＳ方式は既知のＰコードに基づくジャミング信号が実際の衛星信号として解釈されないようにすることにより軍事目的に使用出来るようになる。Ａ／Ｓ変調を用いると、一般にＷコードと呼ばれる付加的疑似ランダムコードがＰコードに付加される。このＰコード及びＷコードの組み合わせを一般にＹコードと呼ぶ。各衛星に固有のＣ／ＡコードとＰコードは知られているが、Ｗコードは一般には知られていない。高利得パラボラアンテナを用いた測定から、Ｗコードのチップ周波数は約５００ＫＨｚであり、Ｐコードチップ周波数の約２０分の１であることが経験的に分かっている。Ｌ１信号はＣ／Ａコードで変調された矩象(Ｑ)キャリアとＰコードで変調された同相(Ｉ)キャリアを含んでいるが、Ｌ２信号はＰコードのみにより変調される。従って、Ａ／Ｓを用いる場合には、上述の相関技術を用いてアンチプルーフィング処理されたＬ２信号からキャリアを抽出することは不可能であろう。このことは、アンチプルーフィング処理されたＬ２信号がＹコードで変調されており、一つの与えられたＧＰＳ衛星内でのＹコードの局所的発生は、秘密のＷコード知識のない場合不可能であることから明らかである。その結果、Ａ／Ｓ暗号化のある場合であってもＬ２キャリアへのアクセスを得るための多くの技術が提案されている。第１の技術では、受信したＬ２信号の変調項を除去するためにその信号が自乗される。この自乗プロセスにより未知のＹコード変調がある場合であっても単一の周波数の出力信号が生じ、そしてその単一周波数の信号の次の位相測定が可能になる。しかしながら、この自乗プロセスは少なくとも二つの点で不利である。まず、自乗された出力周波数がＬ２キャリア周波数の２倍であり、その波長はＬ２キャリア波長の半分である。周知のように、そのような波長の減少はキャリア測定における全サイクル曖昧さの数を増加させる。第二に、この自乗プロセスは入来する広帯域信号のかなりの部分にまたがる帯域にわたり行わなければならない。これは受信装置にかなりのレベルのノイズエネルギーを入れることになり、直接相関プロセスによるキャリア周波数回復技術に対して信号対ノイズ比を劣化させる。一般に相互相関として知られる第２の技術では、入来するＬ２信号は自乗ではなく受信したＬ１信号と乗算される。この技術はＬ１及びＬ２信号により搬送されるＰコード情報が特定の衛星からの送信時間と同期しているとゆう知識を前提にしている。しかしながら、Ｌ１及びＬ２信号の前記の電離層回折によりＬ１に対しＬ２が遅延する。従って、Ｌ１及びＬ１信号上のＰコードは、相互相関プロセスの出力が最大となるまでＬ１信号路内の可変遅延素子を調整することにより整合される。相互相関は広く分布したスペクトルを含む帯域において行われるから、この技術の採用によっても信号対ノイズ比は劣化する。しかしながら、Ｌ２信号に対するＬ１信号の送信エネルギーは増加するためその劣化は幾分少ない。上述の技術に特有の信号対ノイズ比の劣化を少なくするために、第３の技術は強く復調された信号が現われるまで既知のＰコードの局所的に発生された複製の位相を調整することを提案している。この狭い帯域の信号は次に、Ｌ２信号が自乗されるとき程信号対ノイズ比を劣化させることなく末知の変調を除去するために、自乗される。そのような技術は例えばキーガンの米国特許第４、９７２、４３１号（１９９０）に開示されている。キーガンにより開示されたこの技術は信号対ノイズ比を改善するが、その自乗プロセス中、Ｌ２の周波数を２倍にし、受信可能な波長を２分の１にする。ここでも、そのような波長の減少により、解析されるべき全サイクル曖昧さの数を同程度減少させる。ローレンツ他の米国特許第５、１３４、４０７号(１９９２)に開示されている第４の技術では、Ｌ１及びＬ２信号は局部的に発生されたＰコードとキャリア信号と初めに相関をとられる。その結果としての信号は分類されたＷコードの期間と推定される期間中積分される。これらの積分プロセスに基き未知のＷコードビットの推定を行う。特定の実施例に於いては、Ｌ２チャンネルで得られた一つの推定されたＷコードビットの極性が、Ｐコードの複製の相関解除後にＬ１信号と相関ずけられる。同様に、Ｌ１チャンネルで得られたＷコードビットの推定られた極性が、Ｐコードの複製による相関解除後に、Ｌ２信号と相関づけられる。このローレンツの方法はＬ２キャリアを回復する他の方法に対し信号対ノイズ比を改善するが、個々のＷコードビットについての値の推定においてなされる”ハード ”な決定の結果、最適精度が得られない。すなわち、夫々のビットは、夫々の積分プロセスの結果と予定のしきい値とを比較することにより二つの２進値の内の一つとされるため、最適信号対ノイズ比より小さいものとなる。従って、本発明の目的は分類されたＷコードで暗号化されたＧＰＳ信号のキャリアの位相を、最適信号対ノイズ比をもって回復する技術を提供することである。発明の要約一つの観点によれば、本発明はこの目的及び他の目的を、未知のＷコードの夫々のビットの推定値を発生してＷコード暗号化中回復されたＬ２キャリアの信号対ノイズ比の最適化を可能にするために受信したＬ１及びＬ２のＧＰＳ信号のエネルギーを利用することにより達成する。詳細に述べると、受信したＬ１及びＬ２信号からの信号エネルギーは統計的な最大帰納(ＭＡＰ)推定理論に従い処理される。これは分類されたＷコードの各ビットの極性の演繹的知識のない場合のＬ２キャリア信号の復調において最適信号対ノイズ比の達成を可能にする。好適な実施例では、受信したＬ１信号はＰコードの局部的に発生された”時間的に正確な（パンクチュアル）”複製と相関づけられると共にその局部的に発生されたＰコードの”初期”と”末期”のものの差から形成される初期／末期Ｐコードとも相関ずけられる。相関を解かれた出力はほぼ暗号化Ｗコードの帯域幅に等しい帯域幅を有する帯域フィルターを通される。受信したＬ２コードは同様にしてはＰコードの局部的に発生された時間的に正確な複製及びそれから導出された初期／末期Ｐコードと相関づけられ、そしてその結果が分類されたＷコードの推定された帯域幅に基づき帯域濾波される。Ｌ１及びＬ２信号の異なる電離層回折を考慮するために、相関を解かれた信号間に可変遅延が導入される。一実施例ではこの遅延の調整は一組のクロックされるラッチ回路を用いてデジタルで行われる。時間的に正確なＰコードとの相関に続き、Ｌ１チャンネルの帯域制限を受けた信号は局部的に発生されたＬ１キャリアを用いて更に復調され、そして暗号化Ｗコードの一つのビットの幅に等しい積分時間にわたり積分される。それぞれの積分の結果は、初期／末期Ｌ１キャリアによる復調及びＷコードビット幅にわたる積分の後の帯域制限されたＬ１信号と共に、乗算されて局所的に発生されるＰコードのタイミングを制御する際に使用されるＬ１Ｐコードトラッキング信号を発生する。この実施例におけるＬ２チャンネル処理については、ｃｏｓ(φ)及びｓｉｎ(φ) にそれぞれ比例する一対のエラー信号を発生するために用いられる。但しφは受信したＬ２信号と局部的に発生されたその複製との位相差を表わしている。これらｃｏｓ(φ)及びｓｉｎ(φ)のエラー項はほぼＷビット幅である積分期間にわたり積分される。余弦チャンネルで発生されたＷコードのビットのそれぞれの推定値は、スケーリング回路で重みずけされた対応するＬ１チャンネルのＷコードのビット推定値と組み合わされる。この実施例では、このスケーリング回路はＬ１チャンネルＷコードのビット推定値と、受信したＬ２信号に対する受信したＬ１信号のより大きな信号強度（≒３ｄＢ）を補償するために選ばれた重みずけ因子とを乗算する。信号エネルギーのこの３ｄＢの差は電圧ドメイン内でほぼ２の平方根(即ち、１。４１４)である重みづけ因子に相当する。それぞれの組み合わされたＷコードのビット推定値の双曲線正接がここで計算され、その結果が積分されたｓｉｎ(φ)エラー項と乗算される。結果としての制御電圧は位相差φにより局部的に発生されたＬ２キャリアの位相を調節するために用いられる。これにより、例えば受信されたＬ２キャリアの全波長の複製を位相固定ループ(ＰＬＬ)キャリア発生回路により同期化し得る様になる。このように、本発明の最適Ｌ２キャリア復調技術は回復されたＬ２キャリアの信号対ノイズ比が暗号化Ｗコードの各ビットの推定期間のＬ１及びＬ２チャンネルからの信号エネルギーの利用により改善され得るようにする。本発明の他の観点によれば、簡略化された回路を実現するために、好適なＭＡＰ最適Ｌ２キャリア復調技術において特定の線形近似が行われる。結果としてのＭＡＰ最適Ｌ２キャリア復調器は簡略化された信号処理方法を用いることによりほぼＭＡＰ最適信号対ノイズ比をもって、回復されたＬ２キャリアの位相を発生させることが出来る。詳細に述べると、変更されたＭＡＰ最適Ｌ２復調技術におけるＬ１チャンネル信号処理は一般に上記の最適手順を用いてＬ１チャンネルで行われる処理のそれと同じである。それぞれの方法を用いてのＬ２チャンネルでの信号処理もｃｏｓ( φ)及びｓｉｎ(φ)の位相誤差項の発生まではほぼ同じである。それぞれの場合、これら誤差項は分類されたＷコードの１個のビット幅にわたり積分されるが、この変更された復調技術においてはＷコードビットの積分の結果が直ちにたすき掛けされる。このたすき掛けによりｓｉｎ(2φ)に比例する誤差信号が得られる。このｓｉｎ(2φ)の誤差信号は次に重みづけＬ１チャンネル推定値と積分されたｓｉｎ(φ)位相誤差項との積に加算される。この加算処理により、局部的に発生されたＬ２キャリアは受信されたＬ２キャリアに対し２分の１サイクルずれた位相にロックされることがない。この変更された技術では、双曲線正接関数はその引数により近似され、それにより非常に簡略化された回路アーキテクチャーの採用が可能になる。従って、この技術はＧＰＳ受信装置における集積回路の数及び複雑性を実質的に減少させることを可能にするものである。図面の簡単な説明本発明の他の目的及び特徴は添付する図面を参照しての以下の詳細な説明及び添付する特許請求の範囲からさらに容易に明らかとなるものである。図１は本発明により構成された地球投影位置決定システム(ＧＰＳ)受信装置のブロック図である。図２は受信Ｌ２信号を、Ｐ−コード相関に続き自乗することにより、暗号化されているＬ２キャリア波形を回復するように動作する第１の従来のＧＰＳ受信装置のベースバンド部分を示す図である。図３はＬ２キャリアの回復をＷコード暗号化Ｌ２信号の処理により達成する、本発明のＬ２キャリア復調装置の簡略化されたブロック図である。図４はＬ２キャリアを回復するために受信したＬ１信号及びＬ２信号の相互相関を用いる従来のＧＰＳベースバンド受信装置のブロック図である。図５はＬ２キャリアの回復をコード支援相互相関処理により達成する、本発明のＬ２キャリア復調装置の簡略化されたブロック図である。図６はＬ２キャリアのトラッキングを容易にするために暗号化Ｗコードの推定をビット毎のハード決定に基き行うようになった従来のＧＰＳベースバンド受信装置の簡略化されたブロック図である。図７はＬ１チャンネルを介して受信された各Ｗ-コードビットを推定するために ”ソフト決定”プロセスを用いてＬ２キャリアを回復する、本発明のＬ２キャリア復調装置の簡略化されたブロック図である。図８は統計的最大帰納(ＭＡＰ)推定理論に従って最適なキャリア回復を可能にする本発明のＬ２キャリア復調器のブロック図である。図９は図８の最適ＭＡＰＬ２キャリア復調器の一実施例のブロック図である。図１０は一つの特定のＧＰＳ衛星からのＬ１およびＬ２信号を処理するように配置されたデジタルベースバンドプロセッサのブロック図である。図１１はＧＰＳ受信機に含まれるＲＦダウンコンバータの一例のブロック図である。図１２はＧＰＳ受信機に組み込まれるＩＦ処理回路のブロック図である。図１３はベースバンドプロセッサの一例に含まれるＬ１Ｃ／Ａチャンネルプロセッサのブロック図である。図１４A及び１４BはＬ１Ｃ／Ａ数値制御発信機(ＮＣＯ)及びコーダの回路及びＬ１キャリアトラッキングＮＣＯ回路をそれぞれ示すブロック図である。図１５はＬ１Ｃ／Ａ相関器及びプロセッサの回路のブロック図である。図１６はＬ１Ｐ-チャンネルプロセッサの好適な実施例のブロック図である。図１７AはＬ１チャンネルＷ-ビットタイミング発生器のブロック図である。図１７BはＬ２チャンネルＷ-ビットタイミング発生器のブロック図である。図１８A及び１８BはそれぞれＬ１ＮＣＯ及びＰ-コーダ回路の好適な実施例及びＬ１Ｐ-コードトラッキングループの回路の好適な実施例のブロック図である。図１９はＬ１Ｐ-チャンネル相関器及びプロセッサ回路の好適な実施例のブロック図である。図２０はＬ２Ｐ-チャンネルプロセッサの好適な実施例のブロック図である。図２１A及び２１BはそれぞれＬ２ＮＣＯ及びＰ-コーダ回路の好適な実施例及びＬ２Ｐ-コードトラッキングループの好適な実施例のブロック図である。図２２はＬ２Ｐ-チャンネル相関器及びプロセッサ回路の好適な実施例のブロック図である。図２３Aは本発明の第１の観点により構成されるＬ２キャリアトラッキングループ回路の好適な実施例のブロック図である。図２３Bは本発明の他の観点により実現されるＬ２キャリアトラッキングループ回路のブロック図である。図２４は本発明のＬ２-Ｌ１差トラッキングループである。図２５Aは統計的最大帰納(ＭＡＰ)推定理論により導かれる回路を有するＬ２キャリアトラッキングループ回路のブロック図である。図２５Bは近最適統計的ＭＡＰＬ２復調表現により実現されるＬ２キャリアトラッキングループ回路のブロック図である。好適な実施例の説明記載の構成Ｉ．受信機システム概説ＩＩ．Ｌ２キャリア復調技術の要約ＩＩＩ．デジタルベースバンドプロセッサ概説ＩＶ．ＲＦダウンコンバージョンＶ．ＩＦ処理ＶＩ．Ｌ１Ｃ／Ａチャンネル処理ＶＩＩ．Ｌ１Ｐ-チャンネル処理ＶＩＩＩ．Ｌ２Ｐ-チャンネル処理ＩＸ．Ｌ２キャリア復調の詳細な説明Ｉ．受信機システム概説図１を参照するに、本発明により構成された地球投影位置決定システム(ＧＰＳ) 受信機のブロック図が示されている。図１に示すように、複数のＧＰＳ衛星からアンテナ１１により同時に受信したＬ-バンドの周波数を有する信号は高周波伝送ライン叉は導波管１５を介してＲＦダウンコンバータ１３に供給される。ＲＦダウンコンバータ１３はそれら受信信号を複数の中間周波数(ＩＦ)に変換するように動作する。ダウンコンバータ１３からのこれらＩＦ信号は同軸ケーブル１９叉は同様の伝送媒体によりダウンコンバータ１３に接続するＩＦ処理回路１７に供給される。ＩＦ処理回路１７は中間周波数部分と一組のアナログーデジタル変換器とを有する。ＩＦ処理回路は、受信したＬ１バンドの衛星信号の矩象デジタル表現をあたえるものであり、以後それらをＬ１バンド信号の同相(Ｌ１_I)成分及び直角(ＬＩ_Q)成分と呼ぶ。即ち、デジタル化されたＬ１バンドの信号Ｌ１_IとＬ１_Qとの間には９０度の位相差がある。同様にＩＦ処理回路１７は受信したＬ２バンドの衛星信号の一対の矩象デジタル表現Ｌ２_I及びＬ２_Qを発生する。ＩＦ処理回路１７のＬ１及びＬ２バンドデジタル出力は複数のベースバンドプロセッサ２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，．．．．，に供給される。それぞれのベースバンドプロセッサは一個の別々の衛星に関連ずけられてそれから信号を受ける。他の実施例ではＬ１及びＬ２信号はＩＦ処理回路１７ではなく、ベースバンドプロセッサ２１においてサンプリングされる様になっている。これらベースバンドプロセッサの数は、一個のベースバンドプロセッサが受信された衛星信号のそれぞれ一個に与えられる様にするに充分なものである。一実施例では、４個叉はそれ以上の衛星からの信号が所望のパラメータ（例えば位置、速度、時間）の決定を行うために利用される。ベースバンドプロセッサ２１のそれぞれは一つの与えられた衛星に固有のＣ／Ａ及びＰコードの局所的に発生された複製を用いてＩＦ出力の相関を解くことにより一つの特定の衛星に対応するＩＦ処理回路１７からのデジタル化された出力を認識することが出来る。図１に示すように、各ベースバンドプロセッサ２１はデジタルＬ１_I、Ｌ１_Q、Ｌ２_I、Ｌ２_Q信号から導出された情報を第１バス２７を介してデジタル制御プロセッサ２５に与える。データバス２７も制御プロセッサ２５からのタイミング及び一般制御情報をベースバンドプロセッサ２１に中継するために用いられる。制御プロセッサ２５は第２バス３１により航法プロセッサ２９からのデータ及びコマンド命令を受ける。第２バス３１も衛星コード及び位相測定値を送るため、並びにプロセッサ２５から航法プロセッサ２９に衛星データを送るために利用される。航法プロセッサ２９は第２バス３１を介して入る情報に基く所望のパラメータの値を計算する。ＩＩ．Ｌ２キャリア復調技術の要約後述するように、本発明のＬ２キャリア復調技術のそれぞれは受信したＬ１Ｃ／Ａコード、Ｌ１Ｐ-コード、及びＬ１キャリア信号の同様な処理に基づいている。本発明は暗号化されたＬ２信号からＰ-コード及びキャリア位相情報を回復するために、処理されたＬ１コード及びキャリア情報を利用するための幾つかの方法を意図している。以下に、本発明のＬ２キャリア復調技術がＷコードで暗号化されたＬ２キャリア信号の改善された回復を可能にする方法を一般的に説明する。そのような復調技術のそれぞれの理解を容易にするために、ＧＰＳキャリア回復の従来の方法も簡単に説明する。図２ー９に示すベースバンドＬ２キャリア復調回路のそれぞれの入力には例えばＲＦダウンコンバータ１３及びＩＦ処理回路１７（図１）で示すような適当な周波数変換回路が接続されているものとする。従って、受信Ｌ１及びＬ２信号、並びに局部的に発生されたそしてまたは回復されたＬ１及びＬ２信号に対してなされる以降の参照はそのような周波数変換に続き得られるベースバンドＬ１及びＬ２信号の周波数を識別ことを意図する。更に、受信したＬ１及びＬ２信号の同相 (Ｉ)及び矩象(Ｑ)成分の処理は一般に別々のＩ及びＱベースバンドチャンネルで行われるが、説明の便宜上図２ー９についてそのような一つのチャンネルを説明する。発明の背景の項で述べた様に、受信Ｌ２キャリア信号の回復にＰ-コードの使用はキャリアの変調前のＰ-コードの暗号化により、更に困難となる。Ｌ２信号はＰ-コード及びデータ信号によってのみ変調されるから、従来の相関技術を用いてのＬ２キャリアへのアクセスはＰ-コード暗号化中効果的に拒否される。図２を参照するに、第１の従来のＧＰＳ受信装置のベースバンド部分は局部的に発生されたＰ-コード信号との相関に続き受信Ｌ２信号を自乗することにより暗号化されたＬ２キャリア波形を回復するように動作する。図２に示す様に、中間周波(ＩＦ)Ｌ２信号は乗算器５０を用いて局部的に発生されたＰ-コードの複製と相関される。この局部的に発生されたＰ-コード信号は暗号化されたＰ-コードシーケンスとは完全には整合しないから、この相関は周波数スペクトルに急峻なピークを発生しない。この相関の結果は帯域フィルタ５２により濾波され、そして縮小された帯域幅信号が自乗のための自乗回路５４に供給される。自乗された信号は次ぎに低域フィルタ５６に送られ、生じるスペクトルのピークを最大にするために従来の位相固定ループ(ＰＬＬ)５８で処理される。マイクロコンピュータはフィルタ５６により発生された信号の周波数スペクトルのピークを最大にするようにＰ-コード発生器５９のタイミングを制御する。低域フィルタ５６の出力はＬ２キャリアの周波数の２倍に比例する周波数を有する信号であり、実際のＬ２キャリア波形を複製するように動作するＰＬＬキャリア発生回路（図示せず）に送られる。しかしながら、ＩＦＬ２信号の自乗を伴う倍周波数処理は観測しうる波長を半分に減少させ、従って結果としてのＬ２キャリアの測定において解かなければならない全サイクルの不明瞭の数を増加させる。Ｗ-コード周波数積分器を用いたＬ２Ｐ-コード支援復調：図３は、本発明によればＷ-コードで暗号化されたＬ２信号の処理によりＬ２キャリアを回復するように動作するＬ２キャリア復調装置の簡略化されたブロック図である。受信Ｌ２信号のＩＦ化は、まず乗算器７２でＬ２Ｐ-コード発生器７０により作られるＰ-コードの複製に相関ずけられるように見える。乗算器７２の出力はＰ-コード暗号化プロセスで用いられるＷ-コードの帯域幅に対応する１ＭＨｚの帯域幅を有する帯域フィルタ７４を通される。フィルタ７４の帯域制限された出力は乗算器７８及び８０に送られる。乗算器７８及び８０もＬ２キャリア発生器８２の矩象出力を発生する。即ち、乗算器７８はキャリア発生器８２に直接に接続し、９０度移相器８４がキャリア発生器９２と乗算器８０の間に挿入される。乗算器７８と８０はｃｏｓ(φ)とｓｉｎ(φ)にそれぞれ比例する差信号を発生する。但しパラメータφはキャリア発生器８２と受信L2信号のＩＦ化されたものとの位相差を表わす。ｃｏｓ(φ)及びｓｉｎ(φ)ループエラー信号は第１及び第２のＷ-コードビット積分及びダンプ(Ｉ＆Ｄ)回路８８及び９０に送られる。これらＩ＆Ｄ回路はＷ- ビット暗号化期間を近似する積分期間にわたりそれぞれのエラー信号を積分しそして各積分の結果を乗算器９２に送る。Ｗ-コードのビット幅は正確には解からないが、Ｐ-コードの２０ビットインターバルにほぼ等しいものと経験的に決定されている。乗算器９２により発生され、積分された余弦及び正弦エラー信号の積はｓｉｎ(2φ)に比例する制御信号を与え、それによりキャリア発生器８２は受信ＩＦＬ２信号と同相に叉は１８０度ずれて固定する。図３のＬ２キャリア復調装置の目的は勿論局部的に発生されたキャリアを衛星からの信号のそれと同相に固定することである。そのような条件が存在する場合、局部的に発生されたキャリアの位相は従来の技術を用いて受信機の位置情報を決定するために航法プロセッサ（図１）に与えられる。図４は”ワイドレーン”キャリア（即ち、Ｌ１及びＬ２キャリア周波数の差(Ｌ１−Ｌ２)に対応する周波数の信号）を回復するために受信Ｌ１及びＬ２信号の相互相関に基ずく従来のＧＰＳベースバンド受信装置のブロック図である。図４に於いて、暗号化されたＬ１及びＬ２信号は乗算器１０６での相互相関の前に一対の２０ＭＨｚの帯域フィルタ１００及び１０２を通される。Ｌ２キャリアはＬ１−Ｌ２の信号周波数ではなく、乗算器１０６により発生される信号周波数を阻止するように動作する帯域フィルタ１０８の出力において回復される。図４の相互相関受信装置は帯域フィルタ１００と乗算器１０６の間に挿入された可変遅延素子１１０を更に含んでいる。この遅延素子１１０はＬ１及びＬ２信号が経験する電離層回折の度合いの差を補償する。乗算器１０６の相互相関された出力を最大にするために、遅延素子１１０により導入される遅延は受信Ｌ１及びＬ２信号に行われたP-コード変調を整合させるように可変とされる。図４の装置に関連する一つの欠点は、相互相関動作が受信した広いスペクトルのＬ１及びＬ２信号の広い、例へば２０ＭＨｚの帯域幅にわたり行われると言うことである。周知の様に、そのような広い帯域幅の信号の乗算（即ち、相互相関）は信号対ノイズ比を劣化させる。Ｌ１及びＬ２信号の相互相関を用いるコード支援復調：図５は、本発明によりコード支援相互相関手順を用いてＬ２キャリアを回復ように配置されたＬ２キャリア復調装置のブロック図である。受信Ｌ２信号はＬ１Ｐ−コード発生器１３０により乗算器１３２に与えられるＰ−コードの複製と相関される。乗算器１３２の出力はＰ−コード暗号化に用いられるＷ−コードの帯域幅に対応する１ＭＨｚの帯域幅を有する帯域フィルタ１３６を通される。同様に、受信L2信号はＬ２Ｐ−コード発生器１３８により乗算器１４０に与えられるP-コードの複製と相関される。乗算器１４０の出力は１ＭＨｚの帯域フィルタ１４２を通される。図５に於いて、フィルタ１４２の帯域制限された出力は乗算器１４４に与えられる。乗算器１４２も可変遅延素子１４６から帯域フィルタ１３６の出力の遅延されたものを受ける。遅延素子１４６により導入される遅延はＬ１およびＬ２信号経験する異なる電離層による遅延を平衡させるように作用する。特に、この遅延は乗算器１４４の出力電力を最大にし、それによりＬ１及びＬ２信号により実行されるＷ−コード暗号化を整合させるように調整される。このワイドレーン(Ｌ１−Ｌ２)キャリアはその時、Ｌ１−Ｌ２の差周波数を中心とする帯域フィルタ１４８の出力に回復される。本発明の一観点によれば、まず受信Ｌ１及びＬ２信号をＰ−コードの局所的に発生されたものと相関させることにより、相互相関帯域幅は１ＭＨｚに減少する。これにより、図５の受信装置は従来の広帯域相互相関受信装置と比較して著しく改善された信号対ノイズ比を示す。図６は、暗号化Ｗ−コードの推定がＬ２キャリアのトラッキングを容易にするためにビット毎におこなわれるようになった従来のＧＰＳベースバンド受信装置のブロック図である。特に、受信した信号の積分の結果を予め定められたしきい値と比較することにより、受信したＷ−コードの各ビットに一つの値を割り当てる。即ち、それぞれの積分の結果に基き各Ｗ−コードビットに２個の２進値の内の１個を割り当てるために”ハード決定”を行う。以下に述べるように、そのような”ハード決定”によるＷ−コードビットの割当は情報の損失をもたらし、信号対ノイズ比をその最適値より低下させる。図６において、受信Ｌ１信号は乗算器１８２でＬ１Ｐ−コード発生器１８０により与えられるＰ−コードの”時間に正確な（パンクチュアル）”複製と相関される。この受信Ｌ１信号は又、乗算器１８２で、制御プロセッサ２５からのタイミング情報に基き、複製されたＰ−コードの”初期／末期”型のものと相関される。この初期／末期Ｐ−コードのタイミングは、受信Ｌ１信号を変調するＰ−コードのトラッキングを容易にするために、この時間に正確なＰ−コードの位相に対し進められ或いは遅らせられる。乗算器１８２の出力は暗号化Ｗ−コードの帯域幅に近似する１ＭＨｚの帯域幅を有する帯域フィルタ１８４を通される。同様に、受信Ｌ２信号は乗算器１８８に於いてＬ２Ｐ−コード発生器１８６により発生されるＰ−コードのパンクチュアルな複製と相関される。このＰ−コード発生器１８６は受信Ｌ２信号との相関のため、パンクチュアルＰ−コードの”初期／末期”型のものを乗算器１８８に与える。乗算器１８８の出力は１ＭＨｚ帯域フィルタ１９２に送られる。このフィルタのパンクチュアル出力は暗号化Ｗ− コードの一個の幅に等しい積分期間にわたりＷ−コードビット積分及びダンプ( Ｉ＆Ｄ)回路１９６で積分される。各積分の結果は、Ｌ１及びＬ２信号の電離層による回折の差を考慮するため、後述するように正弦波(ＳＧＮ)発生器１９０内にラッチされる。Ｗ−ビットＩ＆Ｄ回路２００の出力は同様にそのような異なる遅延を考慮するためＳＧＮ発生器２０２内にラッチされる。図６に示す様に、ＳＧＮ発生器１９０による極性推定出力は帯域フィルタ１８４により出力される初期／末期帯域制限Ｌ１信号と共に乗算器１９８に供給される。乗算器１９８はＬ１Ｐ−コード発生器１８０のタイミングを制御するために用いられるＬ１Ｐ−コードトラッキング信号を発生する。Ｌ１Ｐ−コードのタイミングは、Ｌ１チャンネルにおける信号伝播の遅延のコード叉は”疑似レンジ ”測定を行うためのタイミング調整と共に乗算器１９８の、Ｗ−ビットＳＧＮ調整された初期／末期相関出力を最少にするために調整される。図６の従来のＧＰＳ受信装置も受信Ｌ２信号のＰ−コードトラッキングを与える。特に、帯域フィルタ１８４により発生される帯域制限されたＬ１信号はＷ−コードビット幅に等しい積分期間にわたりＷ−コードビット積分およびダンプ(Ｉ＆Ｄ)回路２００によって積分される。Ｌ１チャンネルを介して受信した各Ｗ− コードビットの極性推定はＳＩＧＮ(ＳＧＮ)関数モジュール２０２を用いて得られる。このモジュール内でＩ＆Ｄ回路２００の出力により表わされる２進値（即ち、±１）に関しハード決定がなされる。位相固定ループ(ＰＬＬ)を用いて全波長Ｌ２キャリア信号の回復を可能にするために、Ｌ１チャンネルのＳＧＮモジュール２０２により発生された推定Ｗ−ビットが乗算器２０６内で帯域制限されたＬ２信号と相互相関される。ＳＧＮモジュール２０２により行われる”ハード決定 ”は情報の損失を生じさせ、それにより回復されたＬ２キャリアの信号対ノイズ比をその最適値から低下させる。Ｗ−コードビット推定におけるソフト決定を用いるコード支援Ｌ２復調：図７は、本発明によりＬ１チャンネルを介して受信される各Ｗ−コードビットの値を推定するために”ソフト決定”プロセスを使用することによりＬ２キャリアを回復する、Ｌ２キャリア復調装置のブロック図である。そのような”ソフト決定”プロセスによるＷ−コードビットの割当は上述の従来の”ハード決定”技術を用いて得られるものと比較して改善された信号対ノイズ比を達成出来る。図７に於いて、受信Ｌ１信号はＬ１Ｐ−コード発生器２２０により乗算器２２２に与えられるＰ−コードの、パンクチュアル及び初期／末期の複製と相関される。乗算器２２２の出力は暗号化Ｗ−コードの帯域幅に近似する１ＭＨｚの帯域幅を有する帯域フィルタ２２４を通される。同様に、受信Ｌ２信号はＬ２Ｐ− コード発生器２３０により乗算器２３２にあたえられる、パンクチュアル及び初期／末期のＰ−コードの複製と、乗算器２３２において相関づけられる。図７に示す様に、フィルタ２２４の初期／末期Ｌ１チャンネル帯域制限出力は暗号化Ｗ−コードの１ビットの幅に等しい積分期間にわたりＷ−コードビット積分及びダンプ(Ｉ＆Ｄ)回路２４２により積分される。各積分の結果は、Ｌ１及びＬ２信号の電離層回折の差を考慮するために時間整合ラッチ２４３内で遅延される。時間整合ラッチ２４３からの時間的に整合された初期／末期出力は帯域フィルタ２２４により発生されたパンクチュアル帯域制限Ｌ１信号と共に乗算器２４６に送られる。図７に示す様に、乗算器２４６はＬ１Ｐ−コード発生器２２０のタイミングを制御するために用いられるＬ１Ｐ−コードトラッキング信号を発生する。Ｌ１Ｐ−コードのタイミングは、Ｌ１チャンネルを介しての信号伝播遅延のコード叉は”疑似レンジ”測定を与える対応したタイミング調整と共に、乗算器２４６から出力される相関を最少にするために調整される。受信Ｌ２信号のトラッキングにおいて、Ｗ−コードビットＩ＆Ｄ回路２４２によリ発生された推定Ｗ−コードビットはまず時間整合ラッチ２４９で遅延され、次いで乗算器２５０により帯域制限されたＬ２信号と相互相関される。これにより位相固定ループ(ＰＬＬ)を用いた全波長のＬ２キャリア信号の回復が可能になる。図７から明かとなる様に、”ハード決定”手順はＬ２チャンネルを介して受信する各Ｗ−コードビットの値の推定には含まれない。図７のＬ２キャリア復調装置のこの観点は回復されたＬ２キャリアの信号対ノイズ比を改善するものであることが予想される。Ｗ−ビットＩ＆Ｄ回路２４２からの時間整合された信号とＩ＆Ｄ回路２３４ａからの積分されたＬ２チャンネル初期／末期Ｐ−コードの相関を解かれた信号との積に対応するＬ２チャンネルＰ−コードトラッキング信号は乗算器２５０で発生される。最大帰納(ＭＡＰ)推定理論による最適Ｌ２復調：本発明によれば、受信したＬ１及びＬ２信号が統計的最大帰納(ＭＡＰ)推定理論により処理される様になったＬ２キャリア復調技術が開発されている。この方法は暗号化Ｗ−コードの各ビットの極性の演繹的な知識が無くともＬ２キャリア信号の復調において最適な信号対ノイズ比を達成できるようにするものである。以下において、Ｌ１矩象チャンネル、Ｌ２矩象チャンネル及びＬ２同相チャンネルで処理された信号は以下の式で表わされる観測可能な量Ｑ₁（ｔ）、Ｑ₂（ｔ）及びＩ₂（ｔ）でそれぞれ示される。式（１）ー（３）に用いられている記号は次の通りである：（ｉ）受信Ｌ１及びＬ２信号はそれぞれｒ１及びｒ２で示され、信号強度はそれぞれ２ＳおよびＳで、公称角周波数はそれぞれω１及びω２である；（ｉｉ）Ｌ１矩象チャンネル、Ｌ２矩象チャンネル及びＬ２同相チャンネルを介して受信されたノイズはｎ１ｓ、ｎ２ｓ、ｎ２ｃであり、Ｎｏであるスペクトル密度を有するゼロ平均ホワイトガウスノイズである。（ｉｉｉ）Ｗ−コードの一つにビットの値（+／−１）はｄｋで示される；（ｉｖ）Ｐ−コードの局部的に発生された推定はＰ（ｔ）で表わされる；（ｖ） θ１及びθ２は受信したＬ１及びＬ２信号の局部的に発生された位相推定値をあらわす；（ｖｉ） φは受信したＬ２信号ｒ２の復調されたＬ２キャリアの局部的に発生された推定と実際のＬ２キャリアの位相との位相差を表わす；（Ｖｉｉ）”ＬＰ”は観測可能な量Ｑ₁（ｔ），Ｑ₂（ｔ）及びＩ₂（ｔ）の低域成分を示す。式（１）ー（３）において、Ｌ１Ｃ／Ａチャンネルについてのトラッキングが局部的に発生されたＬ１キャリアの位相θ１を受信したＬ１キャリアの位相に位相固定しうるようにするものとする。更に、式（１）ー（３）はＬ１信号の強度（２Ｓ）はＬ２信号の強度（Ｓ）より公称で３ｄＢ大きいとする。位相差φ及びＷ-コードビットデータの極性ｄｋについて条件付けられた、観測可能な信号量Ｑ₁(ｔ)，Ｑ₂(ｔ)及びＩ₂(ｔ)の結合ガウス確率密度関数は次式であらわされる：但しｍは未知の保安コードの一ビットの幅にわたり累積された受信Ｌ１及びＬ２信号ｒ１及びｒ２のサンプル数を表わし、Ａは所望の位相推定θ２及びデータｄｋとは無関係な定数である。Ｗ−コードがビットーバイービット形とは統計的に無関係であり、そして、Ｗ−コードの各ｗ−コードビット（ｄｋ）が＋１又ー１であるとすれば、１Ｗ−コードビットにわたる式（４）の平均値は次式で得られる：１２キャリアの位相のＭＡＰ（最大帰納）推定値θ２はそれに対する式（５）の結合確率関数の局部的最小値を求めることで得られる。従って、位相推定値θ２は次式を満足しなければならない：但し、ｓｉｎｈは双曲線正弦関数である。式（６）のサンプリングされたデータ表現をアナログ形に戻すと次式が得られる：これとは別に、位相推定値θ２は式（５）の自然対数を最少にすることによっても決定出来る。その場合には次式の様になる：図８に戻ると、同図には式（８）に基き実現されたＭＡＰ最適Ｌ２キャリア復調器が示されている。そのような復調器は式（８）て特定される量を局部位相推定値θ２の適正な調整によりゼロに駆動するために配置された閉ループ回路アーキテクチャーを用いて実現出来る。これに関し、図８のＭＡＰ最適Ｌ２復調器は式（６）、（７）、（８）に固有のループエラー関数の帰還ループ回路を含むことを特徴とする。本発明によれば、制御電圧２８４の値は２個の積信号の組み合わせで決定され、そして暗号化されたＬ２キャリアのベースバンド形の位相にベースバンドＬ２キャリア発生器２８８の位相を固定するために用いられる。図８に於いて、受信１１信号は乗算器２９０により、Ｌ１Ｐ−コード発生器２９２により与えられるパンクチュアル及び初期／末期Ｐ−コードの複製と相関される。乗算器２９０の出力は暗号化Ｗ−コードの帯域幅に近似する１ＭＨｚの帯域幅を有する帯域フィルタ２９４を通される。同様に、受信Ｌ２信号は乗算器３０２により、Ｌ２Ｐ−コード発生器２９８により与えられるパンクチュアル及び初期／末期Ｐ−コードの複製と相関される。乗算器３０２の出力は１ＭＨｚの帯域幅を有する帯域フィルタ３０８で濾波される。図８に示すように、フィルタ２９４のＬ１チャンネル帯域制限された出力はＬ１キャリア発生器３２０により発生されたＬ１キャリアの直角（余弦）成分を用いて乗算器３１６で相関を解かれる。後述するように、部分Ｖ及びＶＩにおいてＬ１キャリア発生器３２０の位相はＬ１Ｃ／ＡチャンネルのＬ１キャリアのトラッキングから導出されるＬ１キャリアトラック信号により決定される。乗算器３１６により発生されるパンクチュアル及び初期／末期の相関を解かれた出力は暗号化Ｗ−コードの１ビトの幅に等しい積分期間にわたりＷ−コードビット積分およびダンプ(Ｉ＆Ｄ)回路３２４及び３２４ａにより積分される。各積分の結果は帯域フィルタ２９４の出力である帯域制限されたＬ１信号と共に乗算器３２８に与えられる。図８に示すように、乗算器３２８はＬ１Ｐ−コード発生器２９２のタイミングを制御するために用いられるＬ１Ｐ−コードトラッキング信号を発生する。Ｌ１Ｐ−コードのタイミングは、Ｌ１チャンネルにおける信号伝播の遅延のコード叉は”疑似レンジ”測定を行うための対応するタイミング調整と共に、乗算器２９０の出力におけるパンクチュアルおよび初期／末期Ｗ−ビットＩ＆Ｄ信号の積を最少にするために調整される。Ｌ２チャンネルの処理に関しては、フィルタ３０８の帯域制限された出力は乗算器３３２及び３３４に入力される。乗算器３３２及び３３４はそれぞれベースバンドＬ２キャリア発生器２８８の矩象出力を与えられる。図８に示すように、乗算器３３２はキャリア発生器２８８に直接に接続され、９０度移相器３３８はＬ２キャリア発生器２８８と乗算器３３４との間に挿入される。乗算器３３２と３３４はｃｏｓ(φ)とｓｉｎ(φ)にそれぞれ比例するエラー信号を発生する。但し、φはキャリア発生器２８８と受信L2信号のＩＦ形との位相差を表わす。Ｌ２Ｐ−コードトラック信号は乗算器３３９によりＰ−コード発生器２９８に与えられる。この実施例に於いては、乗算器３３９は、Ｉ＆Ｄ回路３２４により発生されたパンクチュアルＬ１チャンネルＷ−コードビット推定値と乗算器３３４の出力である初期／末期Ｌ２チャンネル余弦エラー項とを乗算するために配置される。時間整合ラッチ３４９はＬ１及びＬ２信号の間の異なる電離層回折遅延を補償するようにクロックされる。ｃｏｓ(φ)及びｓｉｎ(φ)エラー項は第一及び第にＷ−コードビット積分及びダンプ（Ｉ＆Ｄ）回路３４０及び３４２に供給される。これらＩ＆Ｄ回路はＷ− ビット暗号化期間に近似する積分期間にわたりそれらループエラー信号を積分する。しかしながら、図３にで説明した本発明の復調技術とは異なり、Ｗ−コードビット積分の結果は位相差φの２倍の正弦に比例する制御信号を作るために直接には乗算されず、余弦チャンネルにおいてＩ＆Ｄ回路３４０により行われる積分の結果が全波長のＬ２キャリアの回復のために更に処理される。特に、Ｉ＆Ｄ回路３４０により与えられるＷ−コードビットの各Ｌ２チャンネル推定値は加算器３４６によりスケーリング回路３５０により重み付けされた対応するＬ１チャンネルＷ−コードビット推定値と組み合わされる。好適な実施例ではスケーリング回路３５０はＬ１チャンネルＷ−コードビット推定値に、受信Ｌ２信号に対し受信Ｌ２信号の大きい信号強度(±３ｄＢ)を補償するために選ばれた重み付け因子を乗算する。信号エネルギーのこの３ｄＢの差は電圧ドメインにおいて２の平方根(即ち、１。４)に近似する重み付け因子に対応する。加算器３４６の出力はそれぞれ組み合わされたＷ−コードビット推定値の双曲線正接を計算するように設計されたＴＡＮＨ回路３５４により処理される。その結果の双曲線正接信号は信号強度の変動に対するＬ２余弦チャンネルの最適な非線形レスポンスを表わす。図８に示すように、乗算器３５８はＴＡＮＨ回路３５４の出力とＩ＆Ｄ回路３４２により発生された位相差の積分された正弦成分とを乗算する。双曲線正正接関数によるＬ２チャンネル処理の結果として、乗算器３５８により発生される制御電圧２８４は２φではなく位相差φに比例する。従って、制御電圧２８４によりＬ２キャリア発生器２８８の出力位相は受信Ｌ２信号の全波長位相と同期する。これにより、受信Ｌ２キャリアの全波長複製は位相固定ループ(ＰＬＬ)キャリア発生回路（図示せず）により同期化される。図８のＭＡＰ最適Ｌ２キャリア復調は暗号化Ｗ−コードの各ビットの推定においてＬ１及びＬ２チャンネルからの信号エネルギーを利用することにより、回復されたＬ２キャリアの信号対ノイズ比を改善する。変更された最大帰納(ＭＡＰ)最適Ｌ２復調：図９は図８のＭＡＰ最適Ｌ２キャリア復調器の簡略化された実施例を示している。この図９の簡略化されたＭＡＰ最適Ｌ２キャリア復調器はほぼ統計的ＭＡＰ最適信号対ノイズ比の回復されたＬ２キャリア位相の発生を、しかも著しく簡単に可能にする。図８及び９においては同じ回路要素は同じ参照数字を付してある。図９において、変更されたMAP最適Ｌ２キャリア復調器におけるＬ１チャンネル信号処理は図８の最適Ｌ２復調器のＬ１チャンネルにおいて行なわれた処理のそれと同じである。同様に、図８と９の復調器のＬ２チャンネルの信号処理は乗算器３３２と３３４によるｃｏｓ(φ)及びｓｉｎ(φ)エラー項の発生を介するものと同じである。それぞれの場合、それらエラー項は第一及び第二Ｗ−コードビット積分及びダンプ(Ｉ＆Ｄ)回路３４０と３４２に加えられる。しかしながら、図８について述べたＭＡＰ最適復調技術とは異なり、図９の変更された技術では、双曲線正接計算は行われない。図９に示すように、加算器３４６の出力は乗算器３５８に与えられる。乗算器３５８はｓｉｎ(φ)に比例するＷ−ビットＩ＆Ｄ回路３４２の出力と次のものとの積を発生する：（ｉ）スケーリング回路３５０により発生されるＷ−コードビットの重み付けされたＬ１チャンネル推定値；及び（ｉｉ）ｃｏｓ(φ)に比例するＩ＆Ｄ回路３４０の出力結果としての積の項はｓｉｎ(φ)及びｃｏｓ(φ)に比例し、そして帰還ループが受信Ｌ２キャリアから２分の１サイクルの位相差をもって固定されないようにする。図９の実施例は図８のＭＡＰ最適Ｌ２復調器の線形近似として特徴ずけられる。即ち、双曲線正接関数（図８）は図９の変更された実施例における引数により近似される。この線形近似により可能となる簡略化された回路構成は、図８の理論的に最適な実施例と同様に従来の技術と比較してより改善された信号対ノイズ比を実現する。ＩＩＩ．デジタルベースバンドプロセッサ概説図１０はデジタルベースバンドプロセッサ２１（図１）の一例のブロック図である。各デジタルベースバンドプロセッサにより行われる主たる信号処理機能は次の通りである：（ｉ）ＩＦ処理回路１７から入るデジタル化Ｌ１及びＬ２矩象データの、一つの特定の衛星のＣ／Ａ及びＰコードの局部的に発生された複製との相関、及び（ｉｉ）多数の観測可能なデータ出力を第１データバス２７を介してデジタルプロセッサ１７に送るための受信Ｌ１及びＬ２信号の処理。図１０において、デジタルベースバンドプロセッサ２１は温度制御水晶発振器（ＴＸＣＯ）によりライン４６２に印加される基準クロック信号を受信するように配置される基準クロック信号発生器４０２を含む。一実施例では、基準クロック信号の周波数は４０。９６ＭＨｚである。クロック発生器４０２は約１ＭＨｚ及び１ｍｓの信号を発生するためにライン４６２上の信号の周波数を４０及び４０９６０で分割する。それら信号はそれぞれライン４０６と４０８に与えられる。クロックライン４０６と４０８はデジタルベースバンドプロセッサ２１での測定並びに図１の受信装置の他の部分での信号処理のための時間の基準を与える。図１０の実施例では、デジタルベースバンドプロセッサ２１は種々の信号処理機能の実行を可能にする制御データをデジタルプロセッサ２５からバス２７を介して受ける。例えば、バス２７を介して入る制御データは各衛星に関連したＰ−コード、Ｃ／Ａコード及びキャリア位相の局部的発生を容易にする。この制御データもベースバンドプロセッサ２１によりおこなわれる種々のデータ処理を順序づけるように作用する。図１０に示すように、ＩＦ処理回路からのＬ１およびＬ２矩象信号はＬ１及びＬ２位相サンプリング回路４０８及び４１０によりそれぞれプロセッサ入力ライン４１２及び４１４に、直列２進データの形で与えられる。サンプリング回路４０８および４１０は入力ライン４１２および４１４上の直列データをベースバンドＬ１チャンネルライン４１６と４１８及びベースバンＬ２チャンネルライン４２０と４２２に印加される矩象成分Ｌ１−Ｉ、Ｌ１−Ｑ、Ｌ２−Ｉ、Ｌ２−Ｑに分離する。特別の記載がない限り、図１０−１６に示すＬ１及びＬ２チャンネル信号ラインは４ビット信号データを運ぶことの出来る４線伝送ラインを用いて構成されるものとする。各デジタルベースバンドプロセッサ２１はＬ１−ＣＡチャンネル処理回路４２４、Ｌ１Ｐ−チャンネル処理回路４２６、Ｌ２Ｐ−チャンネル処理回路４２８及びＬ２キャリアトラッキングループ４３０を含む。以降で説明するが、ベースバンド処理回路４２４、４２６、４２８及び４３０でおこなわれる信号処理動作は本発明により暗号化されたＬ２信号の最適復調を可能にする。ベースバンド回路４２４、４２６、４２８及び４３０の詳細は図１３ー１６を参照してそれぞれ説明する。ＩＶ．ＲＦダウンコンバージョン図１１はＲＦダウンコンバータ１３を詳細に示している。アンテナ１１により受信された信号は高周波伝送線１５を介して低ノイズ増幅器４４０に供給され、その出力が第１ＲＦ帯域フィルタ４４２で濾波される。一実施例では、帯域フィルタ４４２の帯域幅は４００ＭＨｚ、中心周波数は１３７ｆｏである。但し、ｆｏ＝１０.２３ＭＨｚである。帯域フィルタ４４２の出力は、受信した信号をＬ１及びＬ２周波数帯に分離するためにそれぞれＬ１及びＬ２チャンネル帯域フィルタ４４６及び４４８に供給される前に第１ＲＦ増幅器４４４により更に増幅される。帯域フィルタ４４６と４４８の帯域幅はそれぞれ８０ＭＨｚであり、フィルタ４４６の中心周波数は１５４ｆｏに固定され、フィルタ４４８の中心周波数は１２０ｆｏに固定される。フィルタ４４６からのＬ１信号はＬ１チャンネルミキサー４５２に供給される前にＬ１チャンネルＲＦ増幅器４５０により増幅される。同様に、フィルタ４４８からのＬ２信号はＬ２チャンネルミキサー４５６に供給される前にＬ２チャンネルＲＦ増幅器４５４により増幅される。図１１に示すように、温度補償された水晶発信器（ＴＸＣＯ）４６０は基準周波数ｆｓを基準ライン４６２に供給する。一実施例においては、基準周波数ｆｓはほぼ４０.９６ＭＨｚに等しく、周波数シンセサイザー４６８に供給される前に分周回路４６４で２分される。周波数シンセサイザー４６８はライン４７２に周波数１５０３.８４ＭＨｚのＬＯ１信号を、そしてライン４７６に周波数１１５６.０ＭＨｚの信号ＬＯ２を発生するように従来のように動作する。ミキサー４５２は増幅器４５０からのＬ１信号を第ＩＲＦ出力ライン４８０の中間周波数( ＩＦ)信号にダウンコンバートするためにＬＯ１信号を使用する。同様に、ミキサー４５６は増幅器４５４からのＬ２信号を第２ＲＦ出力ライン４８２のＬ２ＩＦ周波数信号にダウンコンバートするためにＬＯ２信号を使用する。Ｖ．ＩＦ処理図１２はＩＦ処理回路１７のブロック図である。ライン４８０のＬＩＩＦ信号はミキサー４５２（図１１）で発生された望ましくない側帯波周波数を除去するために、帯域幅が５０ＭＨｚで中心周波数が７ｆｏのＬ１チャンネルＩＦ帯域フィルタ４８６を通される。濾波されたＬ１チャンネル信号は第１Ｌ１ＩＦ増幅器４９０で増幅され、ＳＡＷＬ１チャンネル帯域フィルタ４９４を通され、自動利得制御(ＡＧＣ)増幅器回路４９８に供給される。図１２の実施例では、回路４９８はＡＧＣ回路５０６と帰還構成をとる第２Ｌ１チャンネルＩＦ増幅器５０２を含んでいる。ＡＧＣ回路４９８からの信号は４ービットアナログーデジタル変換器５１０でデジタル化され、結果としての２進データのＬ１ＩＦ直列ストリームは信号ライン４１２を介してベースバンドプロセッサ２１に送られる。同様に、ライン４８２のＬ２ＩＦ信号はミキサー４５６（図１１）で発生された望ましくない側帯波周波数を除去するために、帯域幅が５０ＭＨｚで中心周波数が７ｆｏのＬ２チャンネルＩＦ帯域フィルタ５２０を通される。濾波されたＬ２チャンネル信号は第１Ｌ２ＩＦ増幅器５２４で増幅され、ＳＡＷＬ２チャンネル帯域フィルタ５２８を通され、自動利得制御(ＡＧＣ)増幅器回路５３０に供給される。図１２の実施例では、回路５３０はＡＧＣ回路５３４と帰還構成をとる第２Ｌ２チャンネルＩＦ増幅器５３２を含んでいる。ＡＧＣ回路５３０からの信号は４ービットアナログーデジタル変換器５３６でデジタル化され、結果としての２進データのＬ２ＩＦ直列ストリームは信号ライン４１４を介してベースバンドプロセッサ２１に送られる。ＶＩ．Ｌ１Ｃ／Ａチャンネル処理図１３はＬ１Ｃ／Ａチャンネルプロセッサ４２４のブロック図である。プロセッサ４２４で行われる信号処理はバス２７を介して与えられる命令によりデジタル制御プロセッサ２５と関係づけられている。制御プロセッサ２５は局部的に発生されたコード（即ち、Ｃ／ＡAコード及びＰ−コード）およびキャリア信号のアンテナ１１（図１）に入るＬ１信号のそれらとの同期化を行うようにコード及びキャリアトラッキング機能を行うように設計される。図１３において、各Ｌ１ −Ｃ／Ａチャンネルプロセッサ４２４はＬ１コードートラッキング数値制御発振器(ＮＣＯ)＆Ｃ／Ａコーダ回路５５０、Ｌ１キャリアトラッキングＮＣＯ回路５５４及びＬ１Ｃ／Ａ相関器及びプロセッサ回路５５６を含んでいる。ＬＩＣ／Ａチャンネルプロセッサ４２４の動作を、それぞれＬ１Ｃ／ＡＮＣＯ及びコーダ回路５５０、Ｌ１キャリアトラッキングＮＣＯ回路５５４及びＬ１Ｃ／Ａ相関器及びプロセッサ回路５５６のブロック図である図１４Ａ，１４Ｂ及び１５を参照して説明する。デジタルプロセッサ２５からの制御データに応じて、回路５５０のＣ／Ａコーダ５５８（図１４Ａ）はトラッキングされているＬ１信号を出しているＧＰＳ衛星の内の一個に関連したライン５６０にＣ／Ａコードシーケンスを発生するようにセットアップされる。ライン５６０上のこのコードシーケンスは受信したＣ／Ａコードと同期すべき”パンクチュアル”Ｃ／Ａコードである。コーダ５５８内でこのパンクチュアルＣ／Ａコードは初期Ｃ／Ａコードを発生するためにＩＣ／Ａサイクルの端数分だけ進められそして末期Ｃ／Ａコードを発生するためにＣ／Ａコードサイクルの端数分だけ遅らされる。これら初期及び末期Ｃ／Ａコードはライン５６２a-bに与えられ、初期Ｃ／Ａコードから末期Ｃ／Ａコードを差し引いたものに対応するＣ／Ａ初期ー末期差信号は状態０、＋１、ー１からなる。図１４Ａに示すように、デジタルプロセッサ２５は、パンクチュアルＣ／Ａコードシーケンスと受信したＬ１信号のＣ／Ａコード変調との間に同期を維持するように可変モジュロカウンター５６６に印加される周期的パルスを発生するように動作する位相アキュムレータ５６４にバス２７を介して制御信号を送る。図１５に於いて、ライン４１６及び４１８上の入来Ｌ１信号の矩象成分は排他論理和回路５７０、５７２、５７４及び５７６によりライン５６０上のＣ／Ａパンクチュアル及び差コードシーケンスと相関付けられる。図１５の実施例では矩象Ｌ１信号は信号ライン４１６ａと４１８ａにより、そしてそれら信号の強度情報はライン４１６ｂと４１８ａにより運ばれる。局部的に発生されたパンクチュアルＣ／Ａコードシーケンスが受信L1信号により運ばれるＣ／Ａコード変調と完全に整合していればＣ／Ａコードを自由に使用する排他論理和回路５７０、５７２、５７４及び５７６の出力はそれぞれ積分器５８０、５８２、５８４及び５８６により１ミリ秒の期間にわたり積分される。図１４Ｂに示すように、デジタルプロセッサ２５はＬ１キャリア信号の位相を複製するように動作する位相アキュムレータ５９０にバス２７の制御信号を送る。正弦／余弦ルックアップテーブル５９２は位相アキュムレータ５９０からの位相情報に応答してライン５９４と５９６上の局部的に発生されたＬ１キャリアの矩象成分を与える。位相アキュムレータ５９０からのＬ１位相情報は、バス２７にＬ１位相情報を乗せるために配置されたＬ１キャリアレジスタ５９８に与えられる。このＬ１位相情報はライン４０８の基準信号に従って１ミリ秒毎にレジスタ５９８から出され、そして制御プロセッサ２５を介し航法プロセッサ２９へ向けられる。図１４Ｂ及び１５において、ライン５９４及び５９６上の局部的に発生されたＬ１キャリアの矩象成分は積分器５８０、５８２、５８４及び５８６の相関を解かれた出力からＬ１キャリア信号を除くために用いられる。特に、積分器５８０、５８２、５８４及び５８６の出力はそれぞれラッチ６０１ー６０４を用いて１ミリ秒のインターバルでラッチされる。第１のデジタル乗算器６０６と６０７の対はラッチ６０１に接続され、第２のデジタル乗算器６０８と６０９の対はラッチ６０２に接続され、第３のデジタル乗算器６１０と６１１の対はラッチ６０３に接続され、第４のデジタル乗算器６１２と６１３の対はラッチ６０４に接続される。各乗算器対はライン５９４と５９６を介して局部的に発生された矩象Ｌ１キャリア信号を受け、その局部的に発生されたキャリアが受信Ｌ１キャリアと同相のとき、Ｌ１キャリアが除去される。これらデジタル乗算器の出力は、Ｃ／Ａチャンネル出力ライン６２２、６２４、６２６及び６２８にＬ１Ｃ／Ａチャンネル出力Ｒ１ＣＳ，Ｒ１ＣＣ、Ｄ１ＣＳ、Ｄ１ＣＣを発生するためにデジタル加算器６１４、６１６、６１８および６２０で組み合わされる。一組４個のＬ１ＣＡチャンネル出力ラッチ６３０、６３２、６３４、６３６は１ミリ秒に1回出力Ｒ１ＣＳ、Ｒ１ＣＣ、Ｄ１ＣＳ、Ｄ１ＣＣをバス２７によりデジタルプロセッサ２５に出力する。デジタルプロセッサ２５はＣ／Ａコード及びキャリア信号の発生に用いられた位相アキュムレータ５６４と５９０のタイミングを調整することによりＲ１ＣＳとＤ１ＣＳ信号を最少にしそしてＲ１ＣＣ信号を最大にするように動作する。これにより、局部的に発生されたＣ／Ａコード及びキャリア信号は一個の特定のＧＰＳ衛星から受信したＬ１信号のＣ／Ａコード及びキャリアと整合する。局部的に発生したＬ１信号と受信されたＬ１信号とのそのような整合により、正確な位相のＬ１キャリア信号が得られ、それによりＬ１キャリア信号が次に述べる信号処理動作に使用出来るようになる。ＶＩＩ．Ｌ１Ｐ−チャンネル処理図１０に戻り、Ｌ１Ｃ／Ａチャンネルプロセッサ４２４により回復されたＬ１キャリア信号はバス２７を介してプロセッサ２５によりＬ１Ｐ−チャンネルプロセッサ４２６に与えられる。回復されたＬ１キャリアの位相情報はＬ１Ｐ− コードのトラッキング及びＬ２キャリアの復調で用いられたコードトラッキング信号のそれに続く発生においてＬ１Ｐ−チャンネルプロセッサ４２６により使用される。図１６はＬ１Ｐ−チャンネルプロセッサ４２６の好適な実施例のブロック図である。このＬ１Ｐ−チャンネルプロセッサはＬ１Ｐ−コードトラック数値制御発振器(ＮＣＯ)及びＰ−コーダ回路６４２、Ｌ１Ｗ−タイミング発生器６４４、Ｌ１Ｐ−チャンネル相関器及びプロセッサ回路６６６及びＬ１Ｐ−コードトラッキングループ６６８を含んでいる。発明の背景の項で述べたように、Ｌ１Ｐ−コードはしばしば米国政府により、分類されたＷ−コードを用いて変調される。一般に”Ｙ−コード”と呼ばれる結果としての暗号化されたコードは既知のＬ１Ｐ−コードと未知のＷ−コードのモジュロー２加算からなる。叉、Ｗ−コードは、Ｗ−コードの各ビットのエッジが関連するＰ−コードチップのエッジと整合するように、Ｐ−コードと同期して発生されることも知られている。Ｗ−コードビット期間は、平均約２０Ｌ１Ｐ−コードサイクル（即ち、チップ）の期間に決定されているが、各Ｗ−コードビットについて一様ではない。むしろ、Ｗ −コードは多数の周期的に繰り返されるＷ−コードビットのパターンを含むものと推定される。各繰り返しは”Ａ”Ｌ１Ｐ−コードサイクルの期間を有するＮ１個のＷ−コードビットと、それに続く”Ｂ”Ｌ１Ｐ−コードサイクルの期間を有するＮ２個のＷ−コードビットとを含む。高利得アンテナを用いた測定から、従来の技術を用いてパラメータＡ，Ｂ、Ｎ１，Ｎ２を経験的に決定することが出来る。更に、Ｗ−コードシーケンスはＬ１Ｐ−コードに固有の複数の”Ｘ１Ａ１エポック”期間と同期されることが確かめられている。但し、各Ｘ１Ａ１エポックは４０９２個のＰ-コードチップの期間を有する。長さ”Ａ”のＰ−コードチップのＮ１個のＷ−コードビットと長さ”Ｂ”のＰ−コードチップのＮ２個のＷ−コードビットからなる各W-コードの繰り返しはＸ１Ａ１エポックの一つと一致するようにタイミングを取られる。Ｌ１Ｗ−ビットタイミング発生器６４４は各Ｘ１Ａ１の初めに長さ”Ａ”のＬ１Ｐ−コードチップのＮ１個のＷ−ビットに続く第１クロックパルス及び各Ｘ１Ａ１の終わりに長さ”Ａ”のＬ１Ｐ−コードチップのＮ１個のＷ−ビットに続く第２クロックパルスを発生するように設計される。図１７ＡはＬ１チャンネルＷ−ビットタイミング発生器６４４のブロック図である。タイミング発生器６４４はデジタルプロセッサ２５からバス２７を介してＷ −ビット入力レジスタ６７０ａ−ｄにパラメータＡ，Ｂ，Ｎ１，Ｎ２を受ける。可変モジュロカウンタ６８６（図１８Ａ）からのＬ１Ｐ−コードクロック信号はライン６７４を介してＬ１Ｗ−ビットタイマー回路６７２に入る。各Ｘ１Ａ１エポックの初めにＬ１Ｐ−コーダ６７８（図１８Ａ）よりライン６７６を介してリセットされた後に、Ｗ−ビットタイマー回路６７２は各Ｘ１Ａ１エポック期間に上記の第１及び第２タイミングパルスをライン６７９に加える。図１８Ａ及び１８ＢはそれぞれＮＣＯ及びＰ−コーダ回路６４２及びＬ１Ｐ−コードトラッキングループ６６８のブロック図である。Ｐ−コーダ回路６４２内のＰ−コーダ６７８はライン６８０に特定の衛星に固有のパンクチュアルＰ−コード信号を印加するように動作する。ライン６８０に印加されたコードシーケンスは、それが受信Ｌ１Ｐ−コードと同期化されるものである点において”パンクチュアル”コードである。コーダ６７８内でパンクチュアルＰ−コードは初期Ｐ− コードを作るために１Ｐ−コードサイクルの端数だけ進められ、そして末期Ｐ− コードを作るために１Ｐ−コードサイクルの端数だけ遅延される。初期及び末期Ｐ−コードはライン６８２ａ−ｂに与えられ、初期Ｐ−コードから末期Ｐ−コードを減算したものに対応する差信号は状態０、＋１、ー１を含む。図１８Ａに示すように、Ｌ１Ｐ−コードトラッキングループ６６８（図１８Ｂ）により帰還ライン６８８に加えられる帰還信号は、ライン６７４にＰ−コードデータを発生するために、カウンター６８６で用いられる周期的パルスシーケンスのタイミングを制御するように位相アキュムレータ６８４に加えられる。カウンター６８６の出力も局部的に発生されたＰ−コードの位相に関係する位相情報を与えるために位相アキュムレータ６８４の出力に関連して用いられる。このＰ−コード位相情報は１６ビットのレジスタ６９０にラッチされる。この１６ビットの内の下位１０桁はアキュムレータ６８４により与えられ、上位６桁はカウンター６８６から入る。結果としてのＰ−コード位相情報は１ミリ秒毎にレジスター６９０からバス２７へクロックされる。図１９はＬ１Ｐ−チャンネル相関器及びプロセッサ回路６６６のブロック図である。図１９に示すように、ライン４１６と４１８の入来Ｌ１信号の矩象成分はＰ −チャンネル排他論理和回路６９４、６９６、６９８、７００によりライン６８０と６８２ａ−ｂのＰ−コードパンクチュアル及び差シーケンスと相関ずけられる。図１９の実施例では、矩象Ｌ１信号のＳ１ＧＮビットは信号ライン４１６ａ及び４１８ｂにより運ばれ、矩象Ｌ１信号の強度情報はライン４１６ｂ及び４１８ｂにより運ばれる。局部的に発生されたパンクチュアルＰ−コードシーケンスが受信Ｌ１信号により運ばれるＰ−コード変調と完全に整合していればＰ−コードを自由に使用する排他論理和回路６９４、６９６、６９８及び７００の出力はそれぞれ積分器７０２ー７０５により１Ｗ−コードビット期間にわたり積分される。図１９において、ライン５９４及び５９６上の局部的に発生されたＬ１キャリアの矩象成分は積分器７０２ー７０５の相関を解かれた出力からＬ１キャリア信号を除くために用いられる。特に、積分器７０２ー７０５の出力はそれぞれラッチ７１０ー７１３を用いてＷ−コードの１ビットに対応するインターバルでラッチされる。第１のＰ−チャンネルデジタル乗算器７１４と７１６の対はラッチ７１０に接続され、第２のＰ−チャンネルデジタル乗算器７１８と７２０の対はラッチ７１１に接続される。更に、乗算器７２２と７２４の対はそれぞれラッチ７１２と７１３に接続される。第１及び第２Ｐ−チャンネル乗算器対はそれぞれライン５９４と５９６を介して局部的に発生された矩象Ｌ１キャリア信号を受ける。同様に、ライン５９４と５９６の矩象Ｌ１キャリア信号はそれぞれ乗算器７２２と７２４に与えられる。このように、キャリア成分は、局部的に発生されたＬ１キャリアが受信したキャリアと同相であるとき、乗算器７１４、７１６、７１８、７２０、７２２の出力から除去される。デジタル乗算器７１４と７２０の出力はデジタル加算器７２８により加算される。同様に、デジタル乗算器７１６と７１８の出力はデジタル加算器７３０により加算され、そしてデジタル乗算器７２２と７２４の出力はデジタル加算器７３２により加算される。これらデジタル加算器はＬ１Ｐ−チャンネル出力ライン７３３ー７３５にＬ１Ｐ−チャンネル出力Ｒ１ＰＳ，Ｒ１ＰＣ，Ｄ１ＰＣを発生する。Ｐ−チャンネル出力ライン７３３ー７３５に印加されたこれらの信号はそれぞれ平方回路７３７ー７３９により自乗され、そしてそれぞれ積分器７４１ー７４３により１Ｗ−コードビット期間のインターバルをもって積分される。積分器７４１ー７４３の出力は、局部的に発生されたＬ１Ｐ−コードと受信したＰ−コードシーケンスとの間の位相関係をモニターするために、バス２７を介してデジタルプロセッサ２５により読み取ることが出来る。図１８ＡのＰ−コードトラッキングループの実施例に示すように、ライン７３４のＲ１ＰＣ信号のＳＩＧＮはデジタル乗算回路７５２に接続するＳＩＧＮ回路７５０により決定される。ＳＩＧＮ回路７５０の出力及びライン７３５のＤ１ＰＣ信号は、受信信号からＷ−コードを除去するために、乗算回路１５６で乗算される。乗算回路１５６で乗算された信号は第２次制御ループ７５３ａに加えられる。このループの定数ＫＩとＫＬはデジタルプロセッサ２５によりループ定数レジスタ７５４と７５５に入れられる。制御ループ７５３ａはデジタル乗算回路７７７と７７８を含み、これら乗算回路はそれぞれループ定数レジスタ７５４と７５５に接続しそしてそれぞれデジタル乗算回路１５６に接続する。乗算器７７７と７７８により発生される、スケーリングされた出力はそれぞれデジタル加算器７７９と７８０の第１入力ポートに与えられる。加算器７８０により発生される信号はレジスタ７８２に記憶され、このレジスタの出力は加算器７７９と７８０の第２入力に加えられる。制御ループ７５３ａから出力されてデジタル加算器７７９により帰還ライン６８８に与えられる帰還信号はラッチ７８４に戻される。この帰還信号により、位相アキュムレータ６８４とＰ−コーダ６７８は、ライン６８０に局部的に発生されたＰ−コードが受信Ｌ１信号のＰ−コードに固定されるように動作する。局部的に発生されたＬ１Ｐ−コード及びＬ１Ｗ−コードの、受信Ｌ１信号で運ばれた対応するＰ− コード及びＷ−コードへの固定により、ライン７３４（図１９）のＲ１ＰＣ信号は最大値となる。このＲ１ＰＣ信号は次に述べるように、Ｌ１コード及びキャリア信号の回復に支援を与えるために用いられる。ＶＩＩＩ．Ｌ２Ｐ−チャンネル処理この好適な実施例において、Ｌ２Ｐ−チャンネルプロセッサ４２８（図１０）は一つの特定の衛星からのＬ２信号のＰ−コード及びキャリアの位相をトラッキングするように設計される。発明の背景の項で述べたように、Ｌ２Ｐ−コードとキャリアの位相が分かれば高精度の動的測定は容易になる。図２０はＬ２Ｐ−チャンネルプロセッサ４２８のブロック図である。Ｌ２Ｐ−チャンネルプロセッサ４２８はＬ２Ｐ−コードトラッキング数値制御発振器（ＮＣＯ）及びＰ−コーダ回路７９０、Ｌ２Ｗ−ビットタイミング発生器７９２、Ｌ２Ｐ−チャンネル相関器及びプロセッサ回路７９４、Ｌ２Ｐ−コードトラッキングループ７９６を含む。Ｗ−コードタイミング情報はＷ−ビットタイミング発生器７９２によりＬ２Ｐ−チャンネル相関器及びプロセッサ回路７９４に与えられる。同様に、Ｌ２キャリア情報はＬ２キャリアトラッキングＮＣＯ回路８００によりＬ２Ｐ−チャンネル相関器及びプロセッサ回路７９４に与えられる。Ｌ１Ｐ−コードと同様に、Ｌ２Ｐ−コードもしばしば分類されたＷ−コードを用いて変調される。ここでも、その結果として暗号化されたＹ−コードが既知のＬ２Ｐ−コードと未知のＷ−コードのモジュロー２加算からなることは分かっている。叉、Ｗ−コードは、Ｗ−コードの各ビットのエッジが関連するＰ−コードチップのエッジと整合するようにＰ−コードと同期して発生されることも分かっている。Ｗ−コードビット期間は約２０のＬ２Ｐ−コードサイクル（即ち、チップ）を平均化するために決定されているが、各Ｗ−コードビットについては均一でない。むしろＷ−コードは多数の周期的に繰り返されるＷ−コードビットパターンからなるものと演繹される。各繰り返しは”Ａ”Ｌ２Ｐ−コードチップの期間を有するＮ１個のＷ−コードビットとそれらに続ずく”Ｂ”Ｌ１Ｐ−コードチップの期間を有するＮ２個のＷ−コードビットを含む。高利得アンテナを用いて行われた測定から、従来の技術を用いてパラメータＡ，Ｂ，Ｎ１，Ｎ２を経験的に決定することが出来る。更に、Ｗ−コードシーケンスはＬ２Ｐ−コードに固有の複数の”Ｘ１Ａ２エポック”期間と同期されることが確かめられている。但し、各Ｘ１Ａ２エポックは４０９２個のP-コードチップの期間を有する。長さ”Ａ”のＰ−コードチップのＮ１個のＷ−コードビットと長さ”Ｂ”のＰ−コードチップのＮ２個のＷ−コードビットからなる各W-コードの繰り返しは、Ｘ１Ａ２エポックの一つと一致するようにタイミングを取られる。Ｌ１Ｗ−ビットタイミング発生器７９２は各Ｘ１Ａ１の初めに長さ”Ａ”のＬ１Ｐ−コードチップのＮ１個のＷ−ビットに続く第１クロックパルス及び各Ｘ１Ａ１の終わりに長さ”Ａ”のＬ１Ｐ−コードチップのＮ１個のＷ−ビットに続く第２クロックパルスを発生するように設計される。図１７ＢはＬ２チャンネルＷ−ビットタイミング発生器７９２のブロック図である。タイミング発生器７９２はデジタルプロセッサ２５からバス２７を介してＷ −ビット入力レジスタ８０６ａ−ｄにパラメータＡ，Ｂ，Ｎ１，Ｎ２を受ける。可変モジュロカウンタ８２２（図２１Ａ）からのＬ２Ｐ−コードクロック信号はライン８１０を介してＬ２Ｗ−ビットタイマー回路８０８に入る。各Ｘ１Ａ２エポックの初めにＬ２Ｐ−コーダ６７８（図２１Ａ）よりライン８１２を介してリセットされた後に、Ｗ−ビットタイマー回路８０８は各Ｘ１Ａ２エポック期間に上記の第１及び第２タイミングパルスをライン８０４ａに加える。ライン８０４ａで運ばれるタイミング信号の補数はタイミング回路８０８によりライン８０４ｂに与えられる。タイミング発生器７９２によりライン８０４ａ−ｂに加えられたこのタイミング情報はＬ２Ｐ−コード信号の復調を支援するために後述するように使用される。図２１Ａ及び２１ＢはそれぞれＬ２ＮＣＯ及びＰ−コーダ回路７９０及びＬ２Ｐ −コードトラッキングループ７９６のブロック図である。Ｌ２Ｐ−コーダ回路７９０内のＰ−コーダ８１４はライン８１６に特定の衛星に固有のパンクチュアルＰ−コード信号を印加するように動作する。ライン８１６に印加されたコードシーケンスは、それが受信Ｌ２Ｐ−コードと同期化されるものである点において” パンクチュアル”コードである。Ｌ２Ｐ−コーダ８１４内でパンクチュアルＰ− コードは初期Ｌ２Ｐ−コードを作るために１Ｐ−コードサイクルの端数だけ進められ、そして末期Ｌ２Ｐ−コードを作るために１Ｌ２Ｐ−コードサイクルの端数だけ遅延される。初期及び末期Ｌ２Ｐ−コードはライン８１８ａ−ｂに与えられ、初期Ｌ２Ｐ−コードから末期Ｌ２Ｐ−コードを減算したものに対応する差信号は状態０、＋１、−１を含む。図２１Ａに示すように、位相アキュムレータ８２０はパンクチュアルＰ−コードシーケンスと受信Ｌ２信号で運ばれるＰ−コード変調との間の同期化を維持するために周期的パルスを可変モジュロカウンター８２２に与えるように動作する。Ｌ２Ｐ−コードトラッキングループ７９６（図２１Ｂ）により帰還ライン８２４に加えられる帰還信号は、カウンター８２２に与えられるこの周期的パルスシーケンスのタイミングを制御するように位相アキュムレータ８２０に加えられる。カウンター８２２の出力は、位相アキュムレータ８２０の出力に関連して、局部的に発生されるＰ−コードの位相に関する情報を与える。このＰ−コード位相情報は１６ビットのレジスタ８２６にラッチされる。この１６ビットの内の下位１０桁はアキュムレータ８２０により与えられ、上位６桁はカウンター８２２から入る。結果としてのＰ−コード位相情報は１ミリ秒毎にレジスター８２６からバス２７へクロックされる。図２２はＬ２Ｐ−チャンネル相関器及びプロセッサ回路７９４のブロック図である。図２２に示すように、ライン４２０と４２２の入来Ｌ２信号の矩象成分はＰ −チャンネル排他論理和回路８３０、８３２、８３４、８３６によりライン６８０と８１８ａ−ｂのＰ−コードパンクチュアル及び差シーケンスと相関ずけられる。図２２の実施例では、矩象Ｌ２信号のＳＩＧＮビットは信号ライン４２０ａ及び４２２ｂにより運ばれ、矩象Ｌ２信号の強度情報はライン４２０ｂ及び４２２ｂにより運ばれる。局部的に発生されたパンクチュアルＬ２Ｐ−コードシーケンスが受信Ｌ２信号により運ばれるＰ−コード変調と完全に整合していればＰ− コードを自由に使用する排他論理和回路８３０、８３２、８３４、８３６の出力はそれぞれ積分器８３８ー８４１により１Ｌ２Ｗ−コードビット期間にわたり積分される。図２１Ｃは受信Ｌ２キャリアの局部複製を発生するように動作するＬ２キャリアトラッキングＮＣＯ８００のブロック図である。このＬ２キャリアトラッキングＮＣＯは、図２３Ａ及び２３Ｂに関連して後述するＬ２キャリアトラッキングループからライン８４５に与えられる制御信号を受けるために配置された位相アキュムレータ８４３を含む。位相アキュムレータ８４３は、ライン４０６から入るタイミング情報に従って、累積した位相信号を余弦／正弦ルックアップテーブル８４６とキャリアトラック出力レジスター８４７に出力する。累積された位相信号の余弦と正弦はルックアップテーブル８４６により決定される。結果として得られる局部的に発生だれたＬ２キャリア信号の矩象成分はライン８４７と８４９に生じる。出力レジスター８４７はプロセッサ２５での読み取りのために１ミリ秒に１回、データバス２７に累積した位相信号を出す。図２２に戻り、ライン８４７及び８４９上の局部的に発生されたＬ２キャリアの矩象成分は積分器８３８ー８４１の相関を解かれた出力からＬ２キャリア信号を除くために用いられる。特に、積分器８３８ー８４１の出力はそれぞれラッチ８４３ー８４６を用いて１個のＬ２Ｗ−コードの１ビット期間に対応するインターバルでラッチされる。第１のＬ２Ｐ−チャンネルデジタル乗算器８５６と８５７の対はラッチ８５１に接続され、第２のＬ２Ｐ−チャンネルデジタル乗算器８５８と８５９の対はラッチ８５２に接続され、第３のＬ２Ｐ−チャンネル乗算器８６０と８６１の対はラッチ８５３に接続され、第４のＬ２Ｐ−デジタル乗算器８６２と８６３はラッチ８５４に接続される。各Ｌ２Ｐ−チャンネル乗算器対は８４７と８４９を介して局部的に発生された矩象Ｌ２キャリア信号を受ける。このように、キャリア成分は、局部的に発生されたＬ２キャリアが受信したキャリアと同相であるとき、乗算器８５６ー８６４の出力から除去される。デジタル乗算器８５６ー８６３の出力は、Ｌ２Ｐ−チャンネル相関器の出力ライン８６６ー８６９に１２Ｐ−チャンネル出力Ｒ２ＰＳ，Ｒ２ＰＣ，Ｄ２ＰＣを発生するように、図２２に示すようにしてデジタル加算器８６１ー８６４により組み合わされる。相関器出力ライン８６６ー８６９のこれら信号はそれぞれ平方回路８７１ー８７４により自乗され、そしてそれぞれ積分器８７６ー８７９により１ミリ秒の期間積分される。積分器８７６ー８７９の出力は、局部的に発生されたＬ２Ｐ−コードと受信Ｌ２信号のＬ２Ｐ−コードとの間の位相関係をモニターするために、データバス２７を介してデジタルプロセッサ２５により読み取られる。図２１ＢのＬ２Ｐ−コードトラッキングループ７９６の実施例において、ループ制御パラメータＫＬとＫＩはプロセッサ２５によりレジスター８８１と８８３に入れられる。非コヒーレントＬ２Ｐ−コードトラッキングモードでの動作を開始するために、プロセッサ２５はデジタル加算器８８４を制御ループ入力ライン８８５に接続させる。このモードでの動作中、ライン８６８と８６９のＤ２ＰＳ及びＤ２ＰＣ信号は平方回路８８１と８８２によりそれぞれ自乗され、デジタル加算器８８４により加算される。第２次制御ループ７５３ｂ（図１８Ｂ）は制御ライン８８５の加算器８８４の出力信号に応じて帰還ライン８２４に加えられる帰還信号を発生する。ライン８２４の帰還信号は帰還ラッチ８８６に供給されそしてＬ２Ｗ−コードビット期間に一回ずつ位相アキュムレータ８２０に出される。この帰還信号は、Ｌ２Ｐ−コーダ８１４により与えられるパンクチュアルＬ２Ｐ −コードを受信Ｌ２信号のＰ−コード変調に強制的に固定させるように変えられる。受信Ｌ２Ｐ−コードに固定されてしまうと、デジタルプロセッサ２５は章ＩＩで述べた本発明のＬ２キャリア復調技術の一つによりＬ２キャリア信号のトラッキングを開始する。これらＬ２キャリア復調技術のそれぞれは章ＩＸで更に詳細に説明する。本発明のＬ２キャリア復調技術の一つを用いて受信Ｌ２キャリアへの位相固定が達成されると、デジタルプロセッサ２５は制御ライン８８５の接続を加算器８８４からデジタル乗算器８８６の出力に切り替えてコヒーレントＰ−コードトラッキングを開始する。コヒーレントＰ−コードトラッキングモードでは、ライン８６９のＤ２ＰＣ信号とＳＩＧＮ回路８７０によりあたえられるＲＩＰＣのＳＩＧＮとは乗算器８８６により乗算される。次に第２次制御ループ７５３ｂとＬ２コードトラッキングＮＣＯ７９０による処理が、非コヒーレントＰ−コードトラッキングモードについて述べたように進められる。ＩＸ．Ｌ２キャリア復調の詳細な説明Ｗ−コードレート積分器を用いたＬ２Ｐ−コード支援の復調：図２２に戻ると、ライン４２０ａ−ｂ及び４２２ａ−ｂのＬ２信号の矩象成分はまずライン６８０の局部的に発生されたパンクチュアルＰ−コードと相関される。相関を解かれた信号は積分器８３８ー８３９で１Ｗ−コードビットにわたり積分され、次に乗算器８５６ー８５９を用いてライン８４７と８４９の推定されたＬ２キャリアの位相の矩象成分と乗算される。乗算器８５６ー８５９の出力は、ライン８６６と８６７に矩象位相エラー項Ｒ２ＰＳとＲ２ＰＣを発生するために前述のように加算器８６１ー８６２で組み合わされる。図２３Ａは本発明の第一の観点によるＬ２キャリアトラッキングループ回路のブロック図である。ライン８６６と８６７のＲ２ＰＳ及びＲ２ＰＣエラー項はラッチ８９２と８９３を介して乗算器８９０にあたえられる。乗算器８９０により発生される積の項は制御ループ７５３ａのそれと実質的に同じである回路を有する第２次トラッキングループ７５３ｃのあたえられる。ループ定数ＫＬ及びＫＩはデジタルプロセッサ２５によりレジスタ８９４と８９５にそれぞれロードされ、そこからトラッキングループ７５３ｃに供給される。出力ラッチ８９７を介してライン８４５に印加されるトラッキングループ７３ｃの出力はＬ２キャリアトラッキングＮＣＯ８００（図２１Ｃ）の位相アキュムレータ８４３に帰還される。エラー信号Ｒ２ＰＳとＲ２ＰＣのＷ−コードビットの極性が同一のため、Ｗ−コードは乗算器８９０により発生された積の項から効果的に除去される。更に、矩象成分Ｒ２ＰＳとＲ２ＰＣの積により、局部的に発生されたＬ２キャリアの位相と受信Ｌ２信号の位相との間の位相オフセットの正弦に対応するエラー項が得られる。この技術はトラッキングループ７５３ｃ内で信号の自乗操作を行いそしてＷ−コードの１ビットに対応するインターバルにわたりＬ２の矩象成分を積分することにより、復調されたＬ２キャリアの信号対ノイズ比を改善する。Ｌ１及びＬ２信号のたすき掛けを用いるコード支援のＬ２の復調：上述したように、Ｌ１信号とＬ２信号の周波数の不一致により、それら信号は電離層を通る間に異なる位相遅延を経験する。Ｌ１及びＬ２信号の間の遅延の差は衛星の仰角と大気条件に従って変化するが、一般に既知のＰ−コードの数チップ分程度である。図２４について説明する本発明のＬ２キャリア復調技術において、受信したＬ１及びＬ２信号の矩象成分は可変遅延素子を利用せずに位相が一致する。さて、図２４のＬ２−Ｌ１差トラッキングループをみるに、Ｌ１Ｐ−チャンネル相関器（図１９）のラッチ７１０と７１１からの矩象信号成分は第１及び第２入力ラッチ９０１と９０２にあたえられる。同様に、Ｌ１Ｐ−チャンネル相関器（図２２）のラッチ８５１と８５２からの矩象信号成分は第３及び第４入力ラッチ９０３と９０４にあたえられる。ラッチ９０１ー９０４に入る信号成分間に僅かな位相差があったとしても、ライン８０４ｂによりあたえられる相補Ｗ−ビットのタイミングにより、ラッチ９０１−９０４からの信号間に位相同期が生じる。この位相整合技術は受信Ｌ１及びＬ２信号間の可変遅延を補償するための遅延素子の必要性を無くし、回路アーキテクチャーを簡略化する。ラッチ９０１−９０４の位相の揃った出力は受信信号のＷ−コード変調を効果的に除去するようにデジタル乗算器９０５ー９０８によりたすき掛けされる。乗算器９０５と９０８のたすき掛けされた出力の差はデジタル減算器９１０により得られ、乗算器９０６と９０７の出力の和はデジタル加算器９１１により得られる。減算器９１０と加算器９１１で発生された組み合わせ信号は乗算器９１２と９１４で、局部的に発生されたＬ１及びＬ２キャリア間の位相差の正弦（ライン９１５）及び余弦（ライン９１６）とそれぞれ掛け合わされる。正弦及び余弦位相エラー項は余弦／正弦ルックアップテーブル９１８によりライン９１５と９１６にあたえられる。図２４に示すように、デジタル減算器９２０は乗算器９１２と９１３により発生される出力の差に基き、エラー信号を制御入力ライン９２２に与える。制御ライン９２２はラッチ９２３を介して第２次制御ループ７５３ｄの入力に接続される。図２４の実施例において、制御ループ７５３ｄは制御ループ７５３ａとほぼ同一であり、デジタルプロセッサ２５によりレジスタ９２４と９２５を介してループ定数パラメータＫＬとＫＩを受ける。制御ループ７５３ｄは制御信号出力ライン９２７に制御信号を発生し、この制御信号が位相アキュムレータ９２９に供給される。位相アキュムレータ９２９の出力はライン９１５と９１６に矩象位相差項を発生するために余弦／正弦ルックアップテーブル９１８により利用される。図２４のＬ２−Ｌ１差トラッキングループ内で位相の固定がなされると、局部的に発生されたＬ２及びＬ１キャリア間の位相差はバス２７を介して１ミリ秒のインターバルでデジタルプロセッサ２５により読み取られる。ソフト決定Ｗ−コードビット推定を用いるコード支援Ｌ２復調：図２３Ｂは本発明の他の観点によるＬ２キャリアトラッキングループ回路のブロック図である。このＬ２キャリアトラッキングループはＬ１Ｐ−チャンネル相関器６６６（図１９）によりライン７３４にあたえられるＲ１ＰＣ位相エラー項とＬ２Ｐ−チャンネル相関器（図２２）によりライン８６７に与えられるＲ２ＰＣ位相エラー項を処理する。ライン７３４と８６７のＲ１ＰＣとＲ２ＰＣ位相エラー項はラッチ９３５と９３６を介して乗算器９３３に与えられる。ここでも、ラッチ９３５ー９３６に入る信号成分間に僅かな位相差があったとしても、ライン８０４ｂによりあたえられる相補Ｗ−ビットのタイミングにより、ラッチ９３５ー９３６からの信号間に位相同期が生じる。この位相整合技術は受信Ｌ１及びＬ２信号間の可変遅延を補償するための遅延素子の必要性を無くし、回路アーキテクチャーを簡略化する。エラー項Ｒ１ＰＣとＲ２ＰＣのＷ−コードビットの極性が逆となるため、Ｗ−コードは乗算器９３３からの積の項から効果的に除去される。乗算器９３３で発生される積の項は制御ループ７５３ａの回路構成と実質的に同一の構成を有する第２次トラッキングループ７５３ｅに送られる。このループの定数ＫＬとＫＩはデジタルプロセッサ２５によりレジスタ９３５と９３６にそれぞれロードされる。これらレジスタを通り定数ＫＬとＫＩがトラッキングループ７５３ｅに与えられる。出力ラッチ９３３を介してライン８４５にあたえられたトラッキングループ７５３ｅの出力はＬ２キャリアトラッキングＮＣＯ８００（図２１Ｃ）の位相アキュムレータ８４３に帰還される。図２３Ｂの実施例の主たる利点は、Ｒ２ＰＣ信号のＷ−コード変調を除去するための”ソフト決定”動作において乗算器９３３により直接に使用されるとゆうことである。この方法は”ハード決定”を用いる従来のＷ−コード除去に関連する情報の損失を避けることにより、復調されたＬ２キャリア信号の信号対ノイズ比を改善する。最大帰納（ＭＡＰ）推定理論による最適Ｌ２復調：章ＩＩで述べたように、本発明の他の観点は、分類されたＷ−コードの正確な知識が無い場合に最適信号対ノイズ比を理論的に得ること可能にするＬ２復調技術である。章ＩＩを再び参照すると、式（８）次のように簡略化される。但しＲ１ＰＣ，Ｒ２ＰＣ，Ｒ２ＰＳは図１９及び２２のＬ１及びＬ２信号の矩象成分である。図２５Ａは統計的最大帰納（ＭＡＰ）推定理論により実現された回路を有するＬ２キャリアトラッキングループ回路のブロック図である。図２５Ａに示すように、ライン７３４、８６７、８６６のＲ１ＰＣ，Ｒ２ＰＣ，Ｒ２ＰＳ位相エラー項はラッチ９４５−９４７を介してそれぞれ第１入力乗算器９４１、加算器９４２及び第２入力乗算器９４３に加えられる。ここにおいても、ラッチ９４５−９４７に入る信号成分間に僅かな位相差があったとしても、ライン８０４ｂによりあたえられる相補Ｗ−ビットのタイミングにより、ラッチ９４５−９４７からの信号間に位相同期が生じる。この位相整合技術は受信Ｌ１及びＬ２信号間の可変遅延を補償するための遅延素子の必要性を無くし、回路アーキテクチャーを簡略化する。ラッチ９４５−９４７内での位相整合後、Ｒ１ＰＣ信号は乗算器９４１により、スケーリング回路９４９により与えられる２の平方根のスケーリング因子と乗算され、次に加算器９４２でＲ２ＰＣ信号に加算される。加算器９４２の出力はＴＡＮＨルックアップテーブル９５１へのインデクスとして使用される。ルックアップテーブル９５１の出力は、Ｗ−コードが効果的に除去されたライン９５３の入力制御信号を与えるためにＲ２ＰＳ信号とたすき掛けされる。ライン９５３のこの制御信号は制御ループ７５３ａと実質的に同一の回路を有する第２次トラッキングループ７５３ｆを駆動するために利用される。ループ定数ＫＬとＫＩはデジタルプロセッサ２５によりレジスタ９５３と９５４にロードされる。これらレジスタを通り定数ＫＬとＫＩはトラッキングループ７５３ｆに与えられる。出力タッチ９５５を通リライン８４５に加えられるトラッキングループ７５３ｆの出力はＬ２キャリアトラッキングＮＣＯ８００（図２１Ｃ）の位相アキュムレータ８４３に帰還される。図２１Ｃに示すように、位相アキュムレータ８４３の出力はライン８４７と８４９に矩象位相エラー項を発生するために余弦／正弦ルックアップテーブル８４６により利用される。図２１Ｃ及び２５Ａの回路で構成されるトラッキングループ内に位相固定がなされると、局部的に発生されたＬ２キャリアの位相はバス２７を介しレジスター８４７から１ミリ秒のインターバルでデジタルプロセッサ２５により読み取られる。このように、受信されたＬ１及びＬ２信号からの情報を、統計的ＭＡＰ推定理論にしたがって利用することにより、Ｌ２キャリアトラッキング性能は最適化される。変更された最大帰納（ＭＡＰ）最適Ｌ２復調：章ＩＩで述べたように、ＭＡＰ最適Ｌ２復調技術の簡略化はＴＡＮＨ関数の線形近似により可能となる。特に、問題のＷ−コード帯域幅にわたり比較的低い信号対ノイズ比については、最少エラーは次の線形近似式を用いて導入される：小さなｘに対して sinh(x)=ｘ (10) このほぼ最適な推定手段に関するＭＡＰ推定手段の簡略形は次式で与えられる：但し、Ｒ１ＰＣ、Ｒ２ＰＣ、Ｒ２ＰＳはＬ１及びＬ２信号の予定の矩象成分である。図２５Ｂは式（１１）で表現されるほぼ最適な統計的ＭＡＰＬ２復調に従って実現されるＬ２キャリアトラッキングループ回路のブロック図である。図２５Ｂに示すように、ライン７３４、８６７、８６６のＲ１ＰＣ，Ｒ２ＰＣ，Ｒ２ＰＳ位相エラー項はラッチ９４５’−９４７’を通り第１入力乗算器９４１’、加算器９４２’、第２乗算器９４３’にそれぞれ与えられる。此処においても、ラッチ９４５’−９４７’に入る信号成分間に僅かな位相差があったとしても、ライン８０４ｂによりあたえられる相補Ｗ−ビットのタイミングにより、ラッチ９４５ ’−９４７’からの信号間に位相同期が生じる。上記のように、この位相整合技術は受信Ｌ１及びＬ２信号間の可変遅延を補償するための遅延素子の必要性を無くし、回路アーキテクチャーを簡略化する。ラッチ９４５’−９４７’内での位相整合後、Ｒ１ＰＣ信号は乗算器９４１’により、スケーリング回路９４９’により与えられる２の平方根のスケーリング因子と乗算され、次に加算器９４２’でＲ２ＰＣ信号に加算される。加算器９４２ ’の出力は、Ｗ−コードが効果的に除去されたライン９５３’の入力制御信号を与えるために乗算器９４３’でＲ２ＰＳ信号とたすき掛けされる。ライン９５３’のこの制御信号は制御ループ７５３ｆと実質的に同一の回路を有する第２次トラッキングループ７５３ｇを駆動するために利用される。ループ定数ＫＬとＫＩはデジタルプロセッサ２５によりレジスタ９５３’と９５４’にロードされる。これらレジスタを通り定数ＫＬとＫＩはトラッキングループ７５３ｇに与えられる。出力ラッチ９５５’を通リライン８４５に加えられるトラッキングループ７５３ｇの出力はＬ２キャリアトラッキングＮＣＯ８００（図２１Ｃ）の位相アキュムレータ８４３に帰還される。図２１Ｃに示すように、位相アキュムレータ８４３の出力はライン８４７と８４９に矩象位相エラー項を発生するために余弦／正弦ルックアップテーブル８４６により利用される。図２１Ｃ及び２５Ｂの回路で構成されるトラッキングループ内に位相固定がなされると、局部的に発生されたＬ２キャリアの位相はバス２７を介しレジスター８４７から１ミリ秒のインターバルでデジタルプロセッサ２５により読み取られる。このように、受信されたＬ１及びＬ２信号からの情報を、統計的ＭＡＰ推定理論にしたがって利用することにより、Ｌ２キャリアトラッキング性能は最適化される。更に、図２５ＢのＬ２トラッキングループ回路は比較的に簡単な回路構成となるという利点をもたらす。当業者にとって、ここに開示する実施例に対する種々の変更は添付する特許請求の範囲に限定される本発明の真の精神及び範囲内で可能である。

【手続補正書】特許法第１８４条の８【提出日】１９９６年４月１８日【補正内容】請求の範囲：１．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１およびＬ２信号を処理するための方法であって、第１及び第２の復調Ｌ１信号並びに第１及び第２の復調Ｌ２信号を発生するために、上記受信されるＬ１及びＬ２信号のそれぞれをそれらのキャリア信号の局部的に発生された複製及びそれに含まれる既知のＰ−コードの局部的に発生される複製で復調する段階；積分された第１及び第２の復調Ｌ１信号並びに積分された第１及び第２の復調Ｌ２信号を発生するために、複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい時間ピリオドにわたり上記復調された第１及び第２Ｌ１信号並びに復調された第１及び第２Ｌ２信号を別々に積分する段階；相関されたＬ２信号を備えるために、上記積分された第２復調Ｌ１信号を上記積分された第２復調Ｌ２信号と相関させ、そしてＬ１トラッキング信号を発生するために、上記積分された第２復調Ｌ１信号を上記積分された第１復調Ｌ１信号と相関させる段階；及び上記Ｌ１トラッキング信号及び上記相関されたＬ２信号にもとづき上記受信されるＬ１及びＬ２信号に対し、上記局部的に発生されたキャリア信号及びＰ −コードの複製の位相を調整し、前記局部的に発生されたキャリア及びＰ−コード位相はノイズ比に対して適する信号を有する少なくとも前記固有のＬ２周波数キャリアを元通りにするのに使用可能であるような段階を有してなる方法。２．前記相関されたＬ２信号にしたがってＬ２チャンネル発振器信号の位相を調整することにより前記局部的に発生されたＬ２キャリア信号の複製を発生する段階を更に含む、請求項１に記載の方法。３．前記積分段階は未知の変調コードのピリオドにほぼ等しい時間ピリオドにわたり前記積分を行う段階を更に含む、請求項１に記載の方法。４．前記積分段階は約２０サイクルの前記Ｐ−コードに等しい時間ピリオドににわたり行う段階を含む、請求項１に記載の方法。５．前記積分された第２の復調Ｌ１信号を前記積分された第１及び第２の復調Ｌ２信号に対して遅らせること；相関Ｌ２信号を発生するために、積分された第２の復調Ｌ１信号を前記積分された第２の復調Ｌ２信号に相関させる前記段階が遅らせた第２の積分復調Ｌ１信号を前記第２の積分Ｌ２信号に相関させることを含むことを有する請求項１に記載の方法。６．前記受信したＬ１信号はそのＬ１キャリアの変調されたＰ−コードに対し位相矩象で上記Ｌ１キャリアの変調された既知のＣ／Ａコードを更に含み、前記位相を調整する段階は上記Ｃ／Ａコードの複製を局部的に発生する段階；上記局部的に発生されたＣ／Ａコードの複製が上記受信したＬ１信号の変調されたものと同相になるまで上記局部的に発生されたＣ／Ａコードの複製の位相を変化させる段階を含む、請求項１に記載の方法。７．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１およびＬ２信号を処理するための方法であって、第１及び第２の復調Ｌ１信号並びに第１及び第２の復調Ｌ２信号を発生するために、上記受信されるＬ１及びＬ２信号のそれぞれをそれらのキャリア信号の局部的に発生された複製及びそれに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生される複製で復調する段階；積分された第１及び第２の復調Ｌ１信号並びに積分された第１及び第２の復調Ｌ２信号を発生するために、複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい時間ピリオドにわたり上記復調された第１及び第２Ｌ１信号並びに復調された第１及び第２Ｌ２信号を別々に積分する段階；相関されたＬ１信号を備えるために、上記積分された第１復調Ｌ１信号を上記積分された第２復調Ｌ１信号と相関させ、そしてＬ２トラッキング信号を発生するために、上記積分された第２復調Ｌ１信号を上記積分された第１復調Ｌ２信号と相関させる段階；及び上記Ｌ２トラッキング信号及び上記相関されたＬ１信号にもとづき上記受信されるＬ１及びＬ２信号に対し、上記局部的に発生されたキャリア信号及びＰ −コードの複製の位相を調整し、前記局部的に発生されたキャリア及びＰ−コード位相は少なくとも前記固有のＬ１周波数キャリアを元通りにするのに使用可能であるような段階を有してなる方法。８．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１およびＬ２信号を処理するための方法であって、上記受信されるＬ１信号を、第１及び第２の復調Ｌ１信号を発生するために、それぞれのキャリア信号の局部的に発生された複製及びそこに含まれる上記既知のｐ−コードの局部的に発生された複製で復調する段階；上記受信されるＬ２信号を、第１及び第２の予備復調Ｌ２信号を発生するために、そこに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生された複製で復調する段階；積分された第１及び第２の復調Ｌ１信号を発生するために、複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい所定の時間ピリオドにわたり上記復調された第１及び第２のＬ１信号を別々に積分する段階；Ｌ１Ｐ−コードトラッキング信号を発生するために、上記積分された第２の復調Ｌ１信号を上記積分された第１の復調Ｌ１信号と相関させる段階；上記第１及び第２の予備復調されたＬ２信号と上記積分された第２の復調Ｌ１信号に、応答して上記Ｌ２キャリア信号の推定値を発生するように動作する帰還ループ回路を与える段階；及び上記Ｌ１Ｐ−コードトラッキング信号と上記Ｌ２キャリア信号の推定値とにもとづき上記受信されるＬ１及びＬ２信号に対し、上記局部的に発生されたキャリア信号及びＰ−コードの複製の位相を調整する段階を有してなる方法。９．積分された第１及び第２の復調Ｌ２信号を発生するために、前記帰還ループ回路内で前記第１の予備復調Ｌ２信号を別々に前記Ｌ２キャリア信号と上記Ｌ２キャリア信号の直角位相の推定値と相関させ、そしてそれら別々の相関の結果を前記所定の時間ピリオドにわたり別々に積分する段階を更に含む、請求項８に記載の方法。１０．第１ループ制御信号を形成するために、前記帰還ループ回路内で前記積分された第１及び第２の復調Ｌ２信号を乗算する段階を更に含む、請求項９に記載の方法。１１．重み付けされた積分復調Ｌ１信号を生ずるように、前記積分された第２の復調Ｌ１信号を重み付け因子で重み付けする段階；組み合わされた積分復調Ｌ１／Ｌ２信号を発生するために、前記重み付けされた積分復調Ｌ１信号を前記積分された第１の復調Ｌ２信号と組み合わせ、Ｌ２チャンネル発振器制御信号を形成するために、組み合わされた積分復調Ｌ１／Ｌ２信号を積分された第２の復調Ｌ２信号と乗算する段階；及び上記Ｌ２チャンネル発振器制御信号にしたがって上記Ｌ２キャリア信号の推定値の位相を調整する段階を有してなる請求項９に記載の方法。１２．前記組み合わせ段階が、前記重み付けされた積分復調Ｌ１信号に前記積分された第１の復調Ｌ２信号を加える段階；及び組み合わされた積分復調Ｌ１／Ｌ２信号を発生するために、スケーリング因子によってその結果をスケーリングし、その際、前記スケーリングが双曲線正接関数にしたがって行われる段階を含む、請求項１１に記載の方法。１３．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１およびＬ２信号を処理するための方法であって、上記受信されるＬ１信号を、第１及び第２の復調Ｌ１信号を発生するために、その夫々のキャリア信号の局部的に発生された複製並びにそこに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生された複製で復調する段階；上記受信されるＬ２信号を、第１及び第２の予備復調Ｌ２信号を発生するために、そこに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生された複製で復調する段階；積分された第１及び第２の復調Ｌ１信号を発生するために、複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい所定の時間ピリオドにわたり上記第１及び第２の復調Ｌ１信号を別々に積分する段階；積分された第１及び第２の復調Ｌ２信号を発生するために、上記第１の予備復調Ｌ２信号を同相及び直角位相のＬ２キャリア信号の推定値と別々に相関させ、上記別々の相関の結果を前記所定の時間ピリオドにわたり別々に積分し、上記第２の積分復調Ｌ１信号との組み合わせにおいて上記積分された第１及び第２の復調Ｌ２信号の所定の関数にもとづいて上記同相及び直角位相Ｌ２キャリア信号の推定値をあたえる段階；積分された第３の復調Ｌ２信号を発生するために、第２の予備復調Ｌ２信号を同相Ｌ２キャリア信号と相関し、その結果を積分する段階；Ｌ２Ｐ−コードトラッキング信号を与えるために、上記積分された第３の復調Ｌ２信号を上記積分された第２の復調Ｌ１信号と相関し、Ｌ１Ｐ−コードトラッキング信号を発生するために、上記積分された第２の復調Ｌ１信号を上記積分された第１の復調Ｌ１信号と相関させる段階；及び前記Ｌ１及びＬ２Ｐ−コードトラッキング信号にもとづき上記受信されるＬ１及びＬ２信号に対して上記Ｐ−コードの複製の位相を調整する段階を有する方法。１４．重み付けされた積分復調Ｌ１信号を発生するために、前記積分された第２の復調Ｌ１信号を重み付け因子で重み付けする段階；及び組み合わされた積分復調Ｌ１／Ｌ２信号を発生するように、前記重み付けされた積分復調Ｌ１信号を前記積分された第１の復調Ｌ２信号と組み合わし、Ｌ２チャンネル発振器制御信号を形成するために、組み合わされた積分復調Ｌ１／Ｌ２信号を積分された第２の復調Ｌ２信号で乗算する段階によって前記所定の関数を形成する段階を更に含み、及び前記推定値所与段階が前記Ｌ２チャンネル発振器制御信号に従って同相及び直角位相のＬ２キャリア信号の前記推定値の位相を調整する段階を含む請求項１３に記載の方法。１５．前記組み合わせ段階が、前記重み付けされた積分復調Ｌ１信号に前記積分された第１の復調Ｌ２信号を加える段階；その結果を、組み合わされた積分復調Ｌ１／Ｌ２信号を発生するために、スケーリング因子によってスケーリングする段階を含む、請求項１４に記載の方法１６．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１及びＬ２信号を処理するための受信装置であって、第１及び第２の復調Ｌ１信号並びに第１及び第２の復調Ｌ２信号を発生するために、上記受信されるＬ１及びＬ２信号のそれぞれをそれらのキャリア信号の局部的に発生された複製及びそれに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生される複製で復調する手段；積分された第１及び第２の復調Ｌ１信号並びに積分された第１及び第２の復調Ｌ２信号を発生するために、複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい時間ピリオドにわたり上記復調された第１及び第２のＬ１信号並びに復調された第１及び第２のＬ２信号を別々に積分する手段；相関されたＬ２信号を与えるために、上記積分された第２の復調Ｌ１信号を前記積分された第２の復調Ｌ２信号と相関させる第１手段と、Ｌ１トラッキング信号を発生するために、上記積分された第２の復調Ｌ１信号を上記積分された第２の復調Ｌ２信号と相関させる第２手段；及び上記Ｌ１トラッキング信号及び上記相関されたＬ２信号にもとづき上記受信されるＬ１及びＬ２信号に対して上記局部的に発生されたキャリア信号及びＰーコードの複製の位相を調整する位相調整手段にして、前記局部的に発生されたキャリアとＰ−コードの位相は受信装置の位置を決定するのに用いられうるようになっている手段を備える受信装置。１７．ほぼ前記Ｌ２キャリア周波数のＬ２チャンネル発振器出力信号を発生することにより上記受信Ｌ２キャリア周波数を発生する手段及び前記相関されたＬ２信号にしたがって上記Ｌ２チャンネル発振器信号の位相を調整するための手段を更に備える、請求項１６に記載の受信装置。１８．前記積分手段は未知の変調コードのピリオドにほぼ等しい時間ピリオドにわたり前記積分を行う手段を更に備える、請求項１６に記載の受信装置。１９．前記積分手段は約２０サイクルの前記Ｐ−コードに等しい時間ピリオドにわたり行う手段を備える、請求項１６に記載の受信装置。２０．前記積分手段は前記積分された第１及び第２の復調Ｌ２信号に対して前記積分された第２の復調Ｌ１信号を遅延する手段を備え；相関されたＬ２信号を発生するために、前記第１の相関手段は、上記遅延された第２の積分復調Ｌ１信号を前記第２の積分Ｌ２信号と相関する、請求項１８に記載の受信装置。２１．前記受信したＬ１信号はそのＬ１キャリアの変調されたＰ−コードに対し位相矩象で上記Ｌ１キャリアの変調された既知のＣ／Ａコードを追加的に含み、前記位相調整手段は上記Ｃ／Ａコードの複製を局部的に発生する手段；及び上記局部的に発生されたＣ／Ａコードの複製が上記受信したＬ１信号の変調されたものと同相になるまで上記局部的に発生されたＣ／Ａコードの複製の位相を変化させる手段を備える、請求項１６に記載の受信装置。２２．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１及びＬ２信号を処理するための受信装置であって、復調される第１及び第２のＬ１信号並びに復調される第１及び第２のＬ２信号を発生するために、上記受信されるＬ１及びＬ２信号のそれぞれをそれらのキャリア信号の局部的に発生された複製及びそれに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生される複製で復調する手段；積分される第１及び第２の復調Ｌ１信号並びに積分される第１及び第２の復調Ｌ２信号を発生するために、複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい時間ピリオドにわたり上記復調された第１及び第２のＬ１信号並びに復調された第１及び第２のＬ２信号を別々に積分する手段；相関されたＬ１信号を与えるために、上記積分された第１の復調Ｌ１信号を上記積分された第２の復調Ｌ１信号と相関させる第１手段と、Ｌ２トラッキング信号を発生するために、上記積分された第２のＬ１信号を上記積分された第２の復調Ｌ２信号と相関させる第２手段；及び前記Ｌ２トラッキング信号及び前記相関されたＬ１信号にもとづき上記受信されるＬ１及びＬ２信号に対して、上記局部的に発生されたキャリア信号及びＰ−コードの複製の位相を調整する手段を備える受信装置。２３．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１及びＬ２信号を処理するための受信装置であって、上記受信されるＬ１信号を、第１及び第２の復調Ｌ１信号を発生するために、それぞれのキャリア信号の局部的に発生された複製及びそこに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生された複製で復調する手段；上記受信されるＬ２信号を、第１及び第２の予備復調されたＬ２信号を発生するために、そこに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生された複製で復調する手段；第１及び第２の積分された復調Ｌ１信号を発生するために、複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい所定の時間ピリオドにわたり上記第１及び第２の復調Ｌ１信号を別々に積分する手段；Ｌ１Ｐ−コードトラッキング信号を発生するために、上記第２の積分された復調Ｌ１信号を上記第１の積分された復調Ｌ１信号と相関させる手段；前記第１及び第２の予備復調Ｌ２信号と前記積分された第２の復調Ｌ１信号を、前記Ｌ２キャリア信号の推定値を応答して発生するように動作する帰還ループ回路に与える手段；及び前記Ｌ１Ｐ−コードトラッキング信号と前記Ｌ２キャリア信号の推定値とにもとづき上記受信されるＬ１及びＬ２信号に対して、上記局部的に発生されたキャリア信号の複製及びＰ−コードの複製の位相を調整する手段を備える受信装置。２４．前記帰還ループ回路が前記第１の予備復調Ｌ２信号を別々に前記Ｌ２キャリア信号の推定値及び前記Ｌ２キャリア信号の直角位相の推定値と相関させる手段；及び積分された第１及び第２の復調Ｌ２信号を発生するために、前記所定の時間ピリオドにわたり別々の相関の結果を別々に積分する手段を備える、請求項２３に記載の受信装置。２５．第１ループ制御信号を形成するために、前記帰還ループ回路内で上記積分された第１及び第２の復調Ｌ２信号をを乗算する手段を更に備える、請求項２４に記載の受信装置。２６．重み付けされた積分復調Ｌ１信号を生じるように、前記積分された第２の復調Ｌ１信号を重み付け因子で重み付けする手段；組み合わされた積分復調Ｌ１／Ｌ２信号を発生するために、前記重み付けされた積分復調Ｌ１信号を前記積分された第１の復調Ｌ２信号と組み合わせ、Ｌ２チャンネル発振器器制御信号を形成するために、上記組み合わされた積分復調Ｌ１／Ｌ２信号を上記積分された第２の復調Ｌ２信号と乗算する手段；及び前記Ｌ２チャンネル発振器制御信号にしたがって前記Ｌ２キャリア信号の前記推定値の位相を調整する前記位相調整手段を有する、請求項２４に記載の受信装置。２７．前記組み合わせ手段が前記重み付けされた積分復調Ｌ１信号に前記積分された第１の復調Ｌ２信号を加算するための加算器と、当該結果を、組み合わされた積分復調Ｌ１／Ｌ２信号を発生するために、スケーリング因子でスケーリングし、当該スケーリングが双曲線正接関数にしたがって行われることを有する請求項２６に記載の受信装置。２８．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１及びＬ２信号を処理するための受信装置であって、上記受信されるＬ１信号を、第１及び第２の復調Ｌ１信号を発生するために、そのそれぞれのキャリア信号の局部的に発生された複製と、そこに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生された複製で復調する手段；上記受信されるＬ２信号を、第１及び第２の予備復調Ｌ２信号を発生するために、そこに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生された複製で復調する手段；積分された第１及び第２の復調Ｌ１信号を発生するために、複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい所定の時間ピリオドにわたり上記第１及び第２の復調Ｌ１信号を別々に積分する手段；積分された第１及び第２の復調Ｌ２信号を発生するために、上記第１の予備復調Ｌ２信号を同相及び直角位相のＬ２キャリア信号の推定値と別々に相関させ、上記別々の相関の結果を上記所定の時間ピリオドにわたり別々に積分し、前記積分された第２の復調Ｌ１信号との組み合わせにおいて前記積分された第１及び第２の復調Ｌ２信号の所定の関数にもとづき、上記同相及び直角位相Ｌ２キャリア信号の前記推定値を与える手段；積分された第３の復調Ｌ２信号を発生するために、上記第２の予備復調Ｌ２信号を上記同相のＬ２キャリア信号の上記推定値と相関し、当該結果を積分する手段；Ｌ２Ｐ−コードトラッキング信号を発生するために、上記積分された第３の復調Ｌ２信号を上記積分された第２の復調Ｌ１信号と相関する手段と、Ｌ１Ｐ −コードトラッキング信号を発生するために、上記積分された第２の復調Ｌ１信号を上記積分された第１の復調Ｌ１信号と相関する手段；及び上記Ｌ１及びＬ２Ｐ−コードトラッキング信号にもとづき上記受信されるＬ１及びＬ２信号に対して上記Ｐ−コードの複製の位相を調整する手段を備える、受信装置。２９．前記所定の関数を形成する手段が重み付けされた積分復調Ｌ１信号を発生するように、前記積分された第２の復調Ｌ１信号を重み付け因子で重み付けする手段；組み合わされた積分復調Ｌ１／Ｌ２信号を発生するために、前記重み付けされた積分復調Ｌ１信号を前記積分された第１の復調Ｌ２信号と組み合わせ、Ｌ２チャンネル発振器制御信号を形成するために、組み合わされた積分復調Ｌ１／Ｌ２信号を、上記積分された第２の復調Ｌ２信号と乗算する手段；及び前記Ｌ２チャンネル発振器制御信号にしたがって同相及び直角位相Ｌ２キャリア信号の前記推定値の位相を調整する手段を含む前記推定値所与手段を有する前記所定の関数を形成する手段を備える、請求項２８に記載の受信装置。３０．前記組み合わせ手段が組み合わされた積分復調Ｌ１／Ｌ２信号を発生するために、前記重み付けされた積分復調Ｌ１信号に前記積分された第１の復調Ｌ２信号を加算し、当該結果をスケーリング因子によってスケーリングする手段を備え、前記好けーリングが双曲線正接関数にしたがって行われる、請求項２９に記載の受信装置。【図１】【図２】【図３】【図４】【図５】【図６】【図７】【図８】【図９】【図１０】【図１１】【図１２】【図１３】【図１４】【図１５】【図１６】【図１７】【図１８】【図１９】【図２０】【図２１】【図２１】【図２２】【図２３】【図２４】【図２５】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ウーリチャードカイ・テュエンアメリカ合衆国カリフォルニア州 92667 オレンジイーストマウンテンアベニュー 5636 【要約の続き】る。各組み合わされたＷ−コードビット推定の双曲線正接が計算され、その結果が積分されたエラー信号の一つと乗算される。結果として得られた制御電圧は局部的に発生されたＬ２キャリアの位相を調整するために用いられる。

Claims

【特許請求の範囲】１．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１およびＬ２信号を処理するための方法であって、上記受信されるＬ１及びＬ２信号のそれぞれをそれらのキャリア信号の局部的に発生された複製及びそれに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生される複製で復調する段階；複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい時間ペリオドにわたり上記復調されたＬ１信号を積分する段階；を含み、更に、下記段階を特徴として含む方法：相関されたＬ２信号を発生するために上記復調されたＬ１信号の積分結果を上記復調されたＬ２信号と相関させ、そしてＬ１トラッキング信号を発生するために上記積分結果を上記復調されたＬ１信号と相関させる段階；及び上記Ｌ１トラッキング信号及び上記相関されたＬ２信号にもとづき上記受信されるＬ１及びＬ２信号に対し、上記局部的に発生されたキャリア信号及びＰーコードの複製の位相を調整する段階。２．前記相関されたＬ２信号にしたがってＬ２チャンネル発振器信号の位相を調整することにより前記局部的に発生されたＬ２キャリア信号の複製を発生する段階を更に含む、請求項１に記載の方法。３．前記積分段階は前記未知の変調コードのペリオドにほぼ等しい時間ペリオドにわたり前記積分を行う段階を更に含む、請求項１に記載の方法。４．前記積分段階は約２０サイクルの前記Ｐ−コードに等しい時間ペリオドににわたり行う段階を含む、請求項１に記載の方法。５．前記受信したＬ２信号の復調段階は下記の段階を含む、請求項１に記載の方法：上記受信したＬ２信号に含まれる前記既知のＰ−コードの複製を発生する段階；上記発生されるＰ−コードの複製を、複数のタップを有する遅延線に与え、それらタップから上記Ｐ−コードの複製が異なる相対位相をもって取り出され得るようにする段階；及び上記遅延線の異なるタップからの上記発生されたＰ−コードで上記受信したＬ１及びＬ２信号のそれぞれを復調する段階。６．前記受信したＬ１信号はそのＬ１キャリアの変調されたＰ−コードに対し矩象で上記Ｌ１キャリアの変調された既知のＣ／Ａコードを更に含み、前記位相を調整する段階は下記の段階を含む、請求項１に記載の方法：上記Ｃ／Ａコードの複製を局部的に発生する段階；上記局部的に発生されたＣ／Ａコードの複製が上記受信したＬ１信号の変調されたものと同相になるまで上記局部的に発生されたＣ／Ａコードの複製の位相を変化させる段階。７．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１およびＬ２信号を処理するための方法であって、上記受信されるＬ１及びＬ２信号のそれぞれをそれらのキャリア信号の局部的に発生された複製及びそれに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生される複製で復調する段階；複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい時間ペリオドにわたり上記復調されたＬ２信号を積分する段階；を含み、更に、下記段階を特徴として含む方法：相関されたＬ１信号を発生するために上記積分結果を上記復調されたＬ１信号と相関させ、そしてＬ２トラッキング信号を発生するために上記積分結果を上記復調されたＬ２信号と相関させる段階；及び上記Ｌ２トラッキング信号及び上記相関されたＬ１信号にもとづき上記受信されるＬ１及びＬ２信号に対し、上記局部的に発生されたキャリア信号及びＰーコードの複製の位相を調整する段階。８．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１およびＬ２信号を処理するための方法であって、上記受信されるＬ１及びＬ２信号のそれぞれを、第１のＬ１及びＬ２復調信号を発生するために、そこに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生された複製で復調し、そして更に第２のＬ１復調信号を発生するために上記第１のＬ１復調信号をそのキャリア信号で復調する段階；複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい予定の時間ペリオドにわたり上記復調されたＬ１信号を積分する段階；を含み、更に、下記段階を特徴として含む方法：Ｌ１Ｐ−コードトラッキング信号を発生するために上記第２の復調されたＬ１信号の積分結果を上記第１の復調されたＬ１信号と相関させる段階；上記第１の復調Ｌ２信号の複製と上記Ｌ１Ｐ−コードの複製を、上記Ｌ２キャリア信号の推定値を発生するように動作する帰還ループ回路に与える段階；及び上記Ｌ１Ｐ−コードトラッキング信号と上記Ｌ２キャリア信号の推定値とにもとづき上記受信されるＬ１及びＬ２信号に対し、上記局部的に発生されたキャリア信号の複製及びＰーコードの複製の位相を調整する段階。９．前記帰還ループ回路内で前記第１の復調Ｌ２信号を別々に前記Ｌ２キャリア信号及び上記Ｌ２キャリア信号の矩象の推定値と相関させそしてそれら別々の相関の結果を前記予定の時間ペリオドにわたり積分する段階を更に含む、請求項８に記載の方法。１０．第１ループ制御信号を形成するために、前記帰還ループ回路内で前記別々の相関の積分の内の一つの結果と他方の結果とを乗算する段階を更に含む、請求項９に記載の方法。１１．下記段階を更に含む、請求項１０に記載の方法：重み付けＬ１Ｐ−トラッキング信号を発生するように、前記Ｌ１Ｐ−コードを重み付け因子で重み付けする段階；及び前記積分の内の一つの結果と上記重み付けＬ１Ｐ−コードトラッキング信号とを乗算しそしてその結果を前記第１のループ制御信号にに加算して第２ループ制御信号を形成する段階。１２．下記段階を更に含む、請求項１１に記載の方法：Ｌ２チャンネル発振器制御信号を形成するために前記第２ループ制御信号を濾波する段階；及び上記Ｌ２チャンネル発振器制御信号にしたがって上記Ｌ２キャリア信号の推定値の位相を調整する段階。１３．下記段階を更に含む、請求項９に記載の方法：重み付けＬ１Ｐ−コードトラッキング信号を発生するように、前記Ｌ１Ｐ −コードトラッキング信号を重み付け因子で重み付けする段階；及び前記積分の内の一つの結果と上記重み付けＬ１Ｐ−コードトラッキング信号とを加算し、そして、第１のループ制御信号を形成するために、その結果をスケール因子でスケーリングする段階。１４．下記段階を更に含む、請求項１３に記載の方法：Ｌ２チャンネル発振器制御信号を形成するために、前記第１のループ制御信号と前記積分の他方の結果とを乗算する段階；及び上記Ｌ２チャンネツ発振器制御信号にしたがって前記Ｌ２キャリア信号の推定値を調整する段階。１５．前記スケール因子は双曲線正接関数を含む、請求項１３に記載の方法。１６．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１およびＬ２信号を処理するための方法であって、上記受信されるＬ１及びＬ２信号のそれぞれを、第１のＬ１及びＬ２復調信号を発生するために、そこに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生された複製で復調し、そして更に第２のＬ１復調信号を発生するために上記第１のＬ１復調信号をそのキャリア信号で復調する段階；複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい予定の時間ペリオドにわたり上記第１のＬ１復調信号を積分する段階；上記第１の復調Ｌ２信号を同相及び矩象のＬ２キャリア信号の推定値と別々に相関させ、上記別々の相関の結果を上記予定の時間ペリオドにわたり別々に積分し、上記第２の復調Ｌ１信号との組み合わせにおいて上記別々の積分の予定の関数にもとづき上記同相及び矩象Ｌ２キャリア信号の推定値をあたえる段階；を含み、更に、下記段階を特徴として含む方法：Ｌ２Ｐ−コードトラッキング信号を発生するために上記第１の復調されたＬ２信号の相関の結果を矩象Ｌ２キャリア信号と相関させ、そしてＬ１Ｐ−コードトラッキング信号を発生するために上記第２の復調されたＬ１信号の積分結果を上記第１の復調されたＬ１信号と相関させる段階；及び上記１１及びＬ２Ｐ−コードトラッキング信号にもとづき上記Ｌ１及びＬ２信号に対する上記局部的に発生されたキャリア信号の複製とＰ−コードの複製の位相を調整する段階。１７．前記予定の関数を形成する段階を更に含む請求項１６に記載の方法であって、上記予定の関数を形成する段階は下記段階を含む方法：重み付けＬ１Ｐ−コード信号を発生するように、前記第２の復調Ｌ１信号の前記積分の結果を重み付け因子で重み付けする段階；第１の位相調整信号を発生するために前記Ｌ２復調信号成分の前記別々の積分の内の一つの結果を上記重み付けＬ１信号と相関させる段階；及び上記第１の位相調整信号を上記別々の積分の結果の相関の結果に加算する段階。１８．前記予定の関数を発生する段階を更に含む請求項１６に記載の方法であって、上記予定の関数を発生する段階は下記段階を含む方法：重み付けＬ１Ｐ−コード信号を発生するように、前記第２の復調Ｌ１信号の前記積分の結果を重み付け因子で重み付けする段階；位相調整信号を発生するために前記Ｌ２復調信号成分の別々の積分の内の一つの結果と前記重み付けＬ１信号とを加算する段階；上記位相調整信号をスケーリングする段階；及び上記スケーリングされた位相調整信号を上記別々の積分の他方の結果と相関させる段階。１９．前記スケーリング段階は前記位相調整信号を実質的に双曲線正接関数と等価なスケーリング因子でスケーリングする段階を含む、請求項１８に記載の方法。２０．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む第１及び第２キャリア周波数を有するＬ１およびＬ２信号を処理するための方法であって、上記受信されるＬ１及びＬ２信号のそれぞれを、上記第１及び第２キャリア周波数の局部的に発生された複製で及びそこに含まれる上記既知のＰ−ードの局部的に発生された複製でそれぞれ復調する段階；濾波されたＬ１及びＬ２信号を発生するために上記復調されたＬ１及びＬ２信号を濾波する段階；を含み、更に、下記段階を特徴として含む方法：上記濾波された信号の一方を他方に対し可変量だけ遅延する段階；上記遅延された信号を相互相関させる段階；及び上記相互相関の結果を最大にするために上記可変量を調整する段階。２１．前記濾波する段階は前記復調されたＬ１及びＬ２信号を、２ＭＨｚより小さい通過帯域を有する第１及び第２帯域フィルターを通す段階を含む、請求項２０に記載の方法。２２．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含む信号を処理するための方法であって、上記受信される信号を、それらのキャリア信号の局部的に発生される複製及びそこに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生された複製で復調する段階；複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい予定の時間ペリオドにわたり上記復調されたＬ１及びＬ２信号をそれぞれ別々に積分する段階；を含み、更に下記段階を更に特徴として含む方法：上記第１の復調Ｌ２信号を同相及び矩象のＬ２キャリア信号の推定値と別々に相関させ、上記別々の相関の結果を上記予定の時間ペリオドにわたり別々に積分し、上記第２の復調Ｌ１信号との組み合わせにおいて上記別々の積分の予定の関数にもとづき上記同相及び矩象Ｌ２キャリア信号の推定値をあたえる段階；を含み、更に、下記段階を特徴として含む方法：Ｌ１トラッキング信号を発生するために、上記Ｌ１信号路からの積分段階の結果をＬ２信号路からの積分の結果と相関させ、そしてＬ１信号路からの積分段階の結果を上記復調されたＬ１信号と相関させる段階；及び上記Ｌ１トラッキング信号及び上記相関されたＬ２信号にもとづき上記受信Ｌ１及びＬ２信号に対する上記局部的に発生されたキャリア信号の複製とＰ− コードの複製の位相を調整する段階。２３．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された末知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１及びＬ２信号を処理するための受信装置であって、上記受信されるＬ１及びＬ２信号のそれぞれをそれらのキャリア信号の局部的に発生された複製及びそれに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生される複製で復調する手段；複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい時間ペリオドにわたり上記復調されたＬ１信号を積分する手段；を含み、更に、下記段階を特徴として含む受信装置：相関されたＬ２信号を発生するために上記復調されたＬ１信号の積分結果を上記復調されたＬ２信号と相関させる第１手段及びＬ１トラッキング信号を発生するために上記積分段階の結果を上記復調されたＬ１信号と相関させる第２手段；及び上記Ｌ１トラッキング信号及び上記相関されたＬ２信号にもとづき上記受信されるＬ１及びＬ２信号に対し、上記局部的に発生されたキャリア信号及びＰーコードの複製の位相を調整する手段。２４．ほぼ前記Ｌ２キャリア周波数のＬ２チャンネル発振器出力信号を発生することにより上記受信Ｌ２キャリア周波数を発生する手段及び前記相関されたＬ２信号にしたがって上記Ｌ２チャンネル発振器信号の位相を調整するための手段を更に含む、請求項２３に記載の受信装置。２５．前記積分手段は前記未知の変調コードのペリオドにほぼ等しい時間ペリオドにわたり前記積分を行う手段を更に含む、請求項２３に記載の受信装置。２６．前記積分手段は約２０サイクルの前記Ｐ−コードに等しい時間ペリオドにわたり行う手段を含む、請求項２３に記載の受信装置。２７．前記受信したＬ２信号を復調する手段は下記の手段を含む、請求項２５に記載の受信装置：複数のタップを有する遅延手段；前記受信Ｌ２信号に含まれる前記既知Ｐ−コードの複製を発生する手段；上記既知Ｐ−コードの発生された複製を上記遅延線に印可し、上記既知Ｐ −コードの発生された複製が異なる相対位相をもって取り出され得るようにする手段；及び上記受信Ｌ１及びＬ２信号を上記遅延線の異なるタップからの上記既知Ｐ −コードの発生された複製で復調する手段。２８．前記受信したＬ１信号はそのＬ１キャリアの変調されたＰ−コードに対し矩象で上記Ｌ１キャリアの変調された既知のＣ／Ａコードを更に含み、前記位相を調整する手段は下記の段階を含む、請求項２３に記載の受信装置：上記Ｃ／Ａコードの複製を局部的に発生する手段；及び上記局部的に発生されたＣ／Ａコードの複製が上記受信したＬ１信号の変調されたものと同相になるまで上記局部的に発生されたＣ／Ａコードの複製の位相を変化させる手段。２９．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１及びＬ２信号を処理するための受信装置であって、上記受信されるＬ１及びＬ２信号のそれぞれをそれらのキャリア信号の局部的に発生された複製及びそれに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生される複製で復調する手段；複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい時間ペリオドにわたり上記復調されたＬ２信号を積分する手段；を含み、更に、下記段階を特徴として含む受信装置：相関されたＬ１信号を発生するために上記積分結果を上記復調されたＬ１信号と相関させる第１手段及びＬ２トラッキング信号を発生するために上記積分結果を上記復調されたＬ２信号と相関させる第２手段；及び上記Ｌ２トラッキング信号及び上記相関されたＬ１信号にもとづき上記受信されるＬ１及びＬ２信号に対し、上記局部的に発生されたキャリア信号及びＰーコードの複製の位相を調整する手段。３０．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１及びＬ２信号を処理するための受信装置であって、上記受信されるＬ１及びＬ２信号のそれぞれを、第１のＬ１及びＬ２復調信号を発生するために、そこに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生された複製で復調する手段及び第２のＬ１復調信号を発生するために上記第１のＬ１復調信号を更にそのキャリア信号で復調する手段；複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい予定の時間ペリオドにわたり上記復調されたＬ１信号を積分する手段；を含み、更に、下記段階を特徴として含む方法：Ｌ１Ｐ−コードトラッキング信号を発生するために上記第２の復調されたＬ１信号の積分結果を上記第１の復調されたＬ１信号と相関させる手段；上記第１の復調Ｌ２信号の複製と上記Ｌ１Ｐ−コードの複製を、上記Ｌ２キャリア信号の推定値を発生するように動作する帰還ループ回路に与える手段；及び上記Ｌ１Ｐ−コードトラッキング信号と上記Ｌ２キャリア信号の推定値とにもとづき上記受信されるＬ１及びＬ２信号に対し、上記局部的に発生されたキャリア信号の複製及びＰーコードの複製の位相を調整する手段。３１．前記帰還ループ回路は上記手段を今む、請求項３０に記載の受信装置：前記第１の復調Ｌ２信号を別々に前記Ｌ２キャリア信号の推定値及び上記Ｌ２キャリア信号の矩象の推定値と相関させる手段；及びそれら別々の相関の結果を前記予定の時間ペリオドにわたり積分する手段。３２．第１ループ制御信号を形成するために、前記帰還ループ回路内で前記別々の相関の積分の内の一つの結果と他方の結果とを乗算する手段を更に含む、請求項３１に記載の受信装置。３３．下記手段を更に含む、請求項３２に記載の受信装置：重み付けＬ１Ｐ−トラッキング信号を発生するように、前記Ｌ１Ｐ−コードトラッキング信号を重み付け因子で重み付けする手段；及び前記積分の内の一つの結果と上記重み付けＬ１Ｐ−コードトラッキング信号とを乗算する手段及びその結果を前記第１のループ制御信号に加算して第２ループ制御信号を形成する手段。３４．下記手段を更に含む、請求項３３に記載の受信装置：Ｌ２チャンネル発振器制御信号を形成するために前記第２ループ制御信号を濾波する手段；及び上記Ｌ２チャンネル発振器制御信号にしたがって上記Ｌ２キャリア信号の推定値の位相を調整する手段。３５．下記手段を更に含む、請求項３１に記載の受信装置：重み付けＬ１Ｐ−コードトラッキング信号を発生するように、前記Ｌ１Ｐ −コードトラッキング信号を重み付け因子で重み付けする手段；及び前記積分の内の一つの結果と上記重み付けＬ１Ｐ−コードトラッキング信号とを加算する手段および第１のループ制御信号を形成するために、その結果をスケール因子でスケーリングする手段。３６．下記手段を更に含む、請求項３５に記載の受信装置：Ｌ２チャンネル発振器制御信号を形成するために、前記第１のループ制御信号と前記積分の他方の結果とを乗算する手段；及び上記Ｌ２チャンネツ発振器制御信号にしたがって前記Ｌ２キャリア信号の推定値を調整する手段。３７．前記スケール因子は双曲線正接関数を含む、請求項３６に記載の受信装置。３８．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、それぞれ既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含むＬ１及びＬ２信号を処理するための受信装置であって、上記受信されるＬ１及びＬ２信号のそれぞれを、第１のＬ１及びＬ２復調信号を発生するために、そこに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生された複製で復調し、そして更に第２のＬ１復調信号を発生するために上記第１のＬ１復調信号をそのキャリア信号で復調する手段；複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい予定の時間ペリオドにわたり上記第１のＬ１復調信号を積分する手段；を含み、更に下記手段を特徴として含む、受信装置：上記第１の復調Ｌ２信号を同相及び矩象のＬ２キャリア信号の推定値と別々に相関させ、上記別々の相関の結果を上記予定の時間ペリオドにわたり別々に積分し、上記第２の復調Ｌ１信号との組み合わせにおいて上記別々の積分の予定の関数にもとづき上記同相及び矩象Ｌ２キャリア信号の推定値をあたえる手段；Ｌ２Ｐ−コードトラッキング信号を発生するために上記第１の復調されたＬ２信号の相関の結果を矩象Ｌ２キャリア信号と相関させ、そしてＬ１Ｐ−コードトラッキング信号を発生するために上記第２の復調されたＬ１信号の積分結果を上記第１の復調されたＬ１信号と相関させる手段；及び上記Ｌ１及びＬ２Ｐ−コードトラッキング信号にもとづき上記Ｌ１及びＬ２信号に対する上記局部的に発生されたキャリア信号の複製とＰ−コードの複製の位相を調整する手段。３９．前記予定の関数を形成する手段を更に含む請求項３８に記載の受信装置であって、上記予定の関数を形成する手段は下記手段を含む受信装置：重み付けＬ１Ｐ−コード信号を発生するように、前記第２の復調Ｌ１信号の前記積分の結果を重み付け因子で重み付けする手段；第１の位相調整信号を発生するために前記Ｌ２復調信号成分の前記別々の積分の内の一つの結果を上記重み付けＬ１信号と相関させる手段；及び上記第１の位相調整信号を上記別々の積分の結果の相関の結果に加算する手段。４０．前記予定の関数を発生する手段を更に含む請求項３８に記載の受信装置であって、上記予定の関数を発生する手段は下記手段を含む受信装置：重み付けＬ１信号を発生するように、前記第２の復調Ｌ１信号の前記積分の結果を重み付け因子で重み付けする手段；位相調整信号を発生するために前記Ｌ２復調信号成分の別々の積分の内の一つの結果と前記重み付けＬ１信号とを加算する手段；上記位相調整信号をスケーリングする手段及び上記スケーリングされた位相調整信号を上記別々の積分の他方の結果と相関させる手段。４１．前記スケーリング手段は前記位相調整信号を実質的に双曲線正接関数と等価なスケーリング因子でスケーリングする手段を含む、請求項４０に記載の受信装置。４２．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む第１及び第２キャリア周波数を有するＬ１およびＬ２信号を処理するための受信装置であって、上記受信されるＬ１及びＬ２信号のそれぞれを、上記第１及び第２キャリア周波数の局部的に発生された複製で及びそこに含まれる上記既知のＰ−ードの局部的に発生された複製でそれぞれ復調する手段；濾波されたＬ１及びＬ２信号を発生するために上記復調されたＬ１及びＬ２信号を濾波する手段；を含み、更に、下記手段を特徴として含む受信装置：上記濾波された信号の一方を他方に対し可変量だけ遅延する手段；上記遅延された信号を相互相関させる手段；及び上記相互相関の結果を最大にするために上記可変量を調整する手段。４３．前記濾波する手段は前記復調されたＬ１及びＬ２信号を、２ＭＨｚより小さい通過帯域を有する第１及び第２帯域フィルターを通す手段を含む、請求項４２に記載の受信装置。４４．地球投影位置決定システム（ＧＰＳ）において受信される、既知の疑似ランダムＰ−コードとそれについて変調された未知のコードを含む固有の周波数のキャリアを含む信号を処理するための受信装置であって、上記受信される信号を、それらのキャリア信号の局部的に発生される複製及びそこに含まれる上記既知のＰ−コードの局部的に発生された複製で復調する手段；複数のＰ−コードサイクルの長さに等しい予定の時間ペリオドにわたり上記復調されたＬ１及びＬ２信号をそれぞれ別々に繰り返して積分する手段；を含み、更に下記手段を特徴として含む受信装置：上記Ｌ１信号路からの積分段階の結果を上記Ｌ２信号路からの積分段階の結果で相関させる手段及びＬ１トラッキング信号を発生するために上記Ｌ１信号路からの積分段階の結果を上記復調されたＬ１信号と相関させる手段；及び上記Ｌ１トラッキング信号及び上記相関されたＬ２信号にもとづき上記受信Ｌ１及びＬ２信号に対する上記局部的に発生されたキャリア信号の複製とＰ− コードの複製の位相を調整する手段。４５．前記復調、積分、相関及び調整段階は受信装置の位置で行われるようになった請求項１に記載の方法であって、これら段階の前に下記段階を行うようになった方法：第１及び第２ＩＦ信号を発生するようにアンテナにおいて前記Ｌ１及びＬ２信号の周波数を第１及び第２ＩＦ周波数に低下させる段階；伝送ラインを介して上記第１及び第２ＩＦ信号を上記受信装置の位置に伝送する段階；上記第１及び第２ＩＦ信号の上記第１及び第２ＩＦ周波数を上記受信装置の位置でベースバンド周波数に低下させる段階；結果としてのベースバンド信号をデジタル化する段階、これらデジタル化されたベースバンド信号が上記復調、積分、相関、及び調整段階を経る。