JPH10322312A - マルチプルコード符号分割多重アクセス受信機とその受信方法 - Google Patents
マルチプルコード符号分割多重アクセス受信機とその受信方法Info
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- JPH10322312A JPH10322312A JP10118541A JP11854198A JPH10322312A JP H10322312 A JPH10322312 A JP H10322312A JP 10118541 A JP10118541 A JP 10118541A JP 11854198 A JP11854198 A JP 11854198A JP H10322312 A JPH10322312 A JP H10322312A
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- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
Abstract
(57)【要約】
【課題】 パイロット干渉除去装置を用いたコヒーレン
トＭＣ−ＣＤＭＡ受信機を提供すること。 【解決手段】Ｊ個のデータ信号を受信し、それからＬj
個のマルチパス遅延予測値を形成し、ｊ番目のデータ信
号に対するＬj 個のチャネル予測値を形成する受信手段
と、前記ｊ番目のデータ信号のＬj 個のマルチパス成分
を復調し、その結果をＪ個のデータ信号に対するＪ個の
決定統計値を形成するために組み合わせる手段と、Ｌ個
のチャネル予測値とＬ個のマルチパス遅延とＪ個のデー
タ信号符号に応答して、所望の受信データ信号に対し他
のＪ−１個のデータ信号により引き起こされた干渉を抑
制する脱相関器と、所望の復調されたデータ信号を生成
するプロセッサとからなることを特徴とする。
トＭＣ−ＣＤＭＡ受信機を提供すること。 【解決手段】Ｊ個のデータ信号を受信し、それからＬj
個のマルチパス遅延予測値を形成し、ｊ番目のデータ信
号に対するＬj 個のチャネル予測値を形成する受信手段
と、前記ｊ番目のデータ信号のＬj 個のマルチパス成分
を復調し、その結果をＪ個のデータ信号に対するＪ個の
決定統計値を形成するために組み合わせる手段と、Ｌ個
のチャネル予測値とＬ個のマルチパス遅延とＪ個のデー
タ信号符号に応答して、所望の受信データ信号に対し他
のＪ−１個のデータ信号により引き起こされた干渉を抑
制する脱相関器と、所望の復調されたデータ信号を生成
するプロセッサとからなることを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、コヒーレントマル
チコード（ＭＣ）符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）受
信機に関し、部分脱相関器を用いるコヒーレントＭＣ−
ＣＤＭＡ受信機に関する。
チコード（ＭＣ）符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）受
信機に関し、部分脱相関器を用いるコヒーレントＭＣ−
ＣＤＭＡ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）は、
ワイアレス通信システムにおいて最も有望なスキームの
１つとなっている。ある無線周波数チャネルにおいて
は、個々のＣＤＭＡデータチャネルは、異なる符号シー
ケンスにより互いに区別される。マルチコード（ＭＣ）
ＣＤＭＡ受信機により、Ｊ個（２以上の整数）のデータ
チャネルを同時に復調することにより、ベースデータレ
ートのＪ倍で通信することができる。
ワイアレス通信システムにおいて最も有望なスキームの
１つとなっている。ある無線周波数チャネルにおいて
は、個々のＣＤＭＡデータチャネルは、異なる符号シー
ケンスにより互いに区別される。マルチコード（ＭＣ）
ＣＤＭＡ受信機により、Ｊ個（２以上の整数）のデータ
チャネルを同時に復調することにより、ベースデータレ
ートのＪ倍で通信することができる。
【０００３】ＣＤＭＡ信号がワイドバンドである特徴に
より、この受信機は、ＲＡＫＥ受信機を用いて内蔵する
時間ダイバシティを用いることによりフェージングに耐
え得るようになっている。ＲＡＫＥ受信機をコヒーレン
トに実現するためには、パイロット信号を用いてコヒー
レント検出に必要なチャネルの振幅と位相の予測値を得
ている。このパイロット信号はユーザの拡散符号に対し
直交しており、その結果マルチパスの分散がないという
稀な場合においては、パイロット信号は、所望のユーザ
に対するマッチドフィルタの出力点で干渉を引き起こす
ことはない。
より、この受信機は、ＲＡＫＥ受信機を用いて内蔵する
時間ダイバシティを用いることによりフェージングに耐
え得るようになっている。ＲＡＫＥ受信機をコヒーレン
トに実現するためには、パイロット信号を用いてコヒー
レント検出に必要なチャネルの振幅と位相の予測値を得
ている。このパイロット信号はユーザの拡散符号に対し
直交しており、その結果マルチパスの分散がないという
稀な場合においては、パイロット信号は、所望のユーザ
に対するマッチドフィルタの出力点で干渉を引き起こす
ことはない。
【０００４】しかし、マルチパス分散が存在する場合に
は、所望の信号に対し直交していない様々な種類のマル
チパス成分に起因して、マッチドフィルタの出力点で不
要な干渉が存在する。具体的に説明すると、所望のトラ
フィックチャネルのあるマルチパス成分にとっては、そ
のマッチドフィルタの出力は、他のマルチパス成分と、
他のチャネルの他のマルチパス成分と、パイロット信号
とに起因する不要な寄与分を有することになる。その結
果、従来のＲＡＫＥ受信機およびＭＣ−ＣＤＭＡ受信機
は、チャネル間マルチパス干渉を無視することに伴う欠
点がある。
は、所望の信号に対し直交していない様々な種類のマル
チパス成分に起因して、マッチドフィルタの出力点で不
要な干渉が存在する。具体的に説明すると、所望のトラ
フィックチャネルのあるマルチパス成分にとっては、そ
のマッチドフィルタの出力は、他のマルチパス成分と、
他のチャネルの他のマルチパス成分と、パイロット信号
とに起因する不要な寄与分を有することになる。その結
果、従来のＲＡＫＥ受信機およびＭＣ−ＣＤＭＡ受信機
は、チャネル間マルチパス干渉を無視することに伴う欠
点がある。
【０００５】特願平１０−１１６４１２号においては、
ＲＡＫＥ受信機により復調される前にパイロットマルチ
パス干渉を再構成し、それを除去することによりコヒー
レントＣＤＭＡ受信機の性能を改善するパイロット干渉
除去装置を開示している。
ＲＡＫＥ受信機により復調される前にパイロットマルチ
パス干渉を再構成し、それを除去することによりコヒー
レントＣＤＭＡ受信機の性能を改善するパイロット干渉
除去装置を開示している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】パイロット干渉除去装
置による干渉除去にもかかわらず、ＭＣ−ＣＤＭＡ受信
機内の干渉のチャネル間マルチパス成分を除去する必要
がある。したがって本発明の目的は、パイロット干渉除
去装置を用いたコヒーレントＭＣ−ＣＤＭＡ受信機を提
供することである。
置による干渉除去にもかかわらず、ＭＣ−ＣＤＭＡ受信
機内の干渉のチャネル間マルチパス成分を除去する必要
がある。したがって本発明の目的は、パイロット干渉除
去装置を用いたコヒーレントＭＣ−ＣＤＭＡ受信機を提
供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の部分的脱相関
（partial decorrelation （ＰＤ））の干渉除去方法と
その装置は、Ｊ個（２以上の整数）のデータチャネルを
同時に復調するマルチプルコード（ＭＣ）ＣＤＭＡ受信
機の干渉を除去する。本発明の脱相関器は、全てのＫ
（Ｊを超える整数）人のユーザに対し、検知機はＪ人の
ユーザに関してのみ脱相関を行う点で部分的である。
（partial decorrelation （ＰＤ））の干渉除去方法と
その装置は、Ｊ個（２以上の整数）のデータチャネルを
同時に復調するマルチプルコード（ＭＣ）ＣＤＭＡ受信
機の干渉を除去する。本発明の脱相関器は、全てのＫ
（Ｊを超える整数）人のユーザに対し、検知機はＪ人の
ユーザに関してのみ脱相関を行う点で部分的である。
【０００８】本発明は、同期ＣＤＭＡチャネル用の従来
のマルチユーザ脱相関技術（これに関しては、R. Lupa
s, S. Verdu, 著の"Linear Multiuser Detectors for S
ynchronous Code-Division Multiple-Access Channel
s," IEEE Transactions on Information Theory, Vol.
35, No. 1, pp. 123-136, January 1989 を参照のこ
と）と、マルチパスＣＤＭＡチャネルのフェージングの
アプリケーション（これに関しては、H.C. Huang, S.C.
Schwartz 著の "A Comparative Analysis of LinearMu
ltiuser Detectors for Fading Multipath Channels,"
Proceedings of the1994 IEEE Globecom Conference, p
p. 11-15, November 1994 を参照のこと）にまで拡張す
ることができる。
のマルチユーザ脱相関技術（これに関しては、R. Lupa
s, S. Verdu, 著の"Linear Multiuser Detectors for S
ynchronous Code-Division Multiple-Access Channel
s," IEEE Transactions on Information Theory, Vol.
35, No. 1, pp. 123-136, January 1989 を参照のこ
と）と、マルチパスＣＤＭＡチャネルのフェージングの
アプリケーション（これに関しては、H.C. Huang, S.C.
Schwartz 著の "A Comparative Analysis of LinearMu
ltiuser Detectors for Fading Multipath Channels,"
Proceedings of the1994 IEEE Globecom Conference, p
p. 11-15, November 1994 を参照のこと）にまで拡張す
ることができる。
【０００９】本発明は、C.-L. I, S. ten Brink, S. Na
nda, C.A. Webb III, H.C. Huang,R.D. Gitlin 著の "I
S-95 Enhancements for Multimedia Services," Bell L
absTechnical Journal, Winter 1997 の論文に記載した
技術を改善できる。
nda, C.A. Webb III, H.C. Huang,R.D. Gitlin 著の "I
S-95 Enhancements for Multimedia Services," Bell L
absTechnical Journal, Winter 1997 の論文に記載した
技術を改善できる。
【００１０】特に特定のＭＣデータチャネルを復調する
際に、本発明の部分脱相関器（ＰＤ）は、他の（Ｊ−
１）個のＭＣデータチャネルに起因する干渉を除去す
る。本発明によれば、ＭＣ−ＣＤＭＡ受信機は、Ｋ（≧
Ｊ）個のデータチャネル信号とパイロット信号の和であ
る伝送されたＣＤＭＡ信号のＬ個の時間遅延した複素振
幅変調レプリカを受信する。所望のＪ個のＭＣデータチ
ャネルの決定統計値は、Ｊ個のＲＡＫＥ受信機のバンク
を用いることにより得られる。
際に、本発明の部分脱相関器（ＰＤ）は、他の（Ｊ−
１）個のＭＣデータチャネルに起因する干渉を除去す
る。本発明によれば、ＭＣ−ＣＤＭＡ受信機は、Ｋ（≧
Ｊ）個のデータチャネル信号とパイロット信号の和であ
る伝送されたＣＤＭＡ信号のＬ個の時間遅延した複素振
幅変調レプリカを受信する。所望のＪ個のＭＣデータチ
ャネルの決定統計値は、Ｊ個のＲＡＫＥ受信機のバンク
を用いることにより得られる。
【００１１】その後部分脱相関器（ＰＤ）は、この決定
統計値を処理をしてＪ個のＲＡＫＥ受信機の出力の各々
に対し、他の（Ｊ−１）個のデータに起因する干渉を抑
制する。このようにして得られた脱相関器の出力ベクト
ルは、各Ｊ個の成分に対し、他の（Ｊ−１）個のマルチ
コードチャネルにより引き起こされる干渉が抑制される
ようなベクトルである。このベクトルを用いてＪ個のＭ
Ｃデータチャネル上を伝送されるデータを決定する。
統計値を処理をしてＪ個のＲＡＫＥ受信機の出力の各々
に対し、他の（Ｊ−１）個のデータに起因する干渉を抑
制する。このようにして得られた脱相関器の出力ベクト
ルは、各Ｊ個の成分に対し、他の（Ｊ−１）個のマルチ
コードチャネルにより引き起こされる干渉が抑制される
ようなベクトルである。このベクトルを用いてＪ個のＭ
Ｃデータチャネル上を伝送されるデータを決定する。
【００１２】本発明の特徴によれば、パイロット信号が
コヒーレントチャネル予測値を獲得するのを補助するた
めに伝送するときには、パイロット干渉除去装置（pilo
t interference canceller（ＰＩＣ））は、受信したパ
イロット信号をＪ個のＲＡＫＥ受信機から取り除く。こ
のようにして部分脱相関器（ＰＤ）は、パイロット干渉
除去装置（ＰＩＣ）と共に用いられ、それによりこの組
み合わせたＰＩＣ／ＰＤ検知器は、非ＭＣデータチャネ
ルのみに起因する干渉を受けるだけで両方の技術の利点
を得ることができる。
コヒーレントチャネル予測値を獲得するのを補助するた
めに伝送するときには、パイロット干渉除去装置（pilo
t interference canceller（ＰＩＣ））は、受信したパ
イロット信号をＪ個のＲＡＫＥ受信機から取り除く。こ
のようにして部分脱相関器（ＰＤ）は、パイロット干渉
除去装置（ＰＩＣ）と共に用いられ、それによりこの組
み合わせたＰＩＣ／ＰＤ検知器は、非ＭＣデータチャネ
ルのみに起因する干渉を受けるだけで両方の技術の利点
を得ることができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は本発明が用いられるＣＤＭ
Ａシステムのブロック図である。同図にはＣＤＭＡシス
テムの基地局とユーザ局で使用される受信機のブロック
図も示されている。このようなシステムの一例は、特願
平９−１８５５６６号に開示されている。
Ａシステムのブロック図である。同図にはＣＤＭＡシス
テムの基地局とユーザ局で使用される受信機のブロック
図も示されている。このようなシステムの一例は、特願
平９−１８５５６６号に開示されている。
【００１４】図１のシステムは、１０１−１０２として
示される複数の移動局ユーザ（１−Ｎ）を有し、これに
より１つのセル内で基地局ユニット１１０と複数のユー
ザ（１−Ｎ）が通信できる。移動局ユーザ１０１はＭＣ
受信機を用い、Ｊ個のデータチャネルを復調する。移動
局ユーザ１０２は従来のＲＡＫＥ受信機を有し、１個の
データチャネルを復調する。
示される複数の移動局ユーザ（１−Ｎ）を有し、これに
より１つのセル内で基地局ユニット１１０と複数のユー
ザ（１−Ｎ）が通信できる。移動局ユーザ１０１はＭＣ
受信機を用い、Ｊ個のデータチャネルを復調する。移動
局ユーザ１０２は従来のＲＡＫＥ受信機を有し、１個の
データチャネルを復調する。
【００１５】基地局１１０は、送信器１１１を有し、マ
ルチチャネル（この実施例ではＫ個の、ここでＫはＪ以
上の整数である）のコヒーレント順方向リンク通信を各
ユーザ局１０１−１０２に与える。送信器１１１は、Ｋ
個のデータチャネルと共にＷａｌｓｈパイロット信号Ｗ
0 を移動局１０１−１０２に送信する。各Ｋ個のデータ
チャネルは、異なるＷａｌｓｈ符号を用いて符号化さ
れ、このＷａｌｓｈ符号は、他のデータチャネルのＷａ
ｌｓｈ符号と、およびパイロット信号のＷａｌｓｈ符号
と直交する。基地局１１０は受信機１１２を有し、移動
局１０１−１０２からの逆方向リンクでもってＪ個のマ
ルチチャネル（ＭＣ）データを受信する。
ルチチャネル（この実施例ではＫ個の、ここでＫはＪ以
上の整数である）のコヒーレント順方向リンク通信を各
ユーザ局１０１−１０２に与える。送信器１１１は、Ｋ
個のデータチャネルと共にＷａｌｓｈパイロット信号Ｗ
0 を移動局１０１−１０２に送信する。各Ｋ個のデータ
チャネルは、異なるＷａｌｓｈ符号を用いて符号化さ
れ、このＷａｌｓｈ符号は、他のデータチャネルのＷａ
ｌｓｈ符号と、およびパイロット信号のＷａｌｓｈ符号
と直交する。基地局１１０は受信機１１２を有し、移動
局１０１−１０２からの逆方向リンクでもってＪ個のマ
ルチチャネル（ＭＣ）データを受信する。
【００１６】各ユーザ局１０１−１０２は、順方向リン
ク受信機１０３と逆方向リンク送信器１０４とを有す
る。基地局１１０とユーザ局１０１−１０２との間の空
間は、順方向リンクと逆方向リンク通信の両方に対し、
マルチパス環境１１５を与えてしまう。同図にはＬ個の
マルチパスが示されている。このマルチパスの一部は、
１１６で示されるようなビル等の反射の結果である。
ク受信機１０３と逆方向リンク送信器１０４とを有す
る。基地局１１０とユーザ局１０１−１０２との間の空
間は、順方向リンクと逆方向リンク通信の両方に対し、
マルチパス環境１１５を与えてしまう。同図にはＬ個の
マルチパスが示されている。このマルチパスの一部は、
１１６で示されるようなビル等の反射の結果である。
【００１７】図に示された部分脱相関器を有するＭＣ−
ＣＤＭＡ受信機１０３は、アンテナ１２１を介してマル
チパスコヒーレント無線周波数信号（Ｋ個のデータチャ
ネル）のうちのマルチパスコヒーレント無線周波数信号
を受信する。その目的はＪ個の所望のＭＣチャネル上で
データを抽出することである。このマルチパス信号は、
それぞれ無線周波数信号ｃｏｓ（ωcｔ）とｓｉｎ（ωc
ｔ）を用いて変調器１２２，１２３によりダウンコンバ
ートされる。
ＣＤＭＡ受信機１０３は、アンテナ１２１を介してマル
チパスコヒーレント無線周波数信号（Ｋ個のデータチャ
ネル）のうちのマルチパスコヒーレント無線周波数信号
を受信する。その目的はＪ個の所望のＭＣチャネル上で
データを抽出することである。このマルチパス信号は、
それぞれ無線周波数信号ｃｏｓ（ωcｔ）とｓｉｎ（ωc
ｔ）を用いて変調器１２２，１２３によりダウンコンバ
ートされる。
【００１８】復調器１２２，１２３の出力は、それぞれ
アンチエアリアシングＬＰＦ（ローパスフィルタ）１２
４，１２５によりフィルタ処理され、ベースバンドのＩ
信号とＱ信号を生成する。その後このＩ信号とＱ信号
は、ＭＣ−ＣＤＭＡ・ＲＡＫＥ受信機１２８とデジタル
信号プロセッサ（ＤＳＰ）１２９によりさらに処理され
て、出力データ信号１３０を生成する。Ｊ個のＲＡＫＥ
受信機の重み付け処理と結合処理に加えて、このＤＳＰ
は本発明の部分脱相関処理を実行する。
アンチエアリアシングＬＰＦ（ローパスフィルタ）１２
４，１２５によりフィルタ処理され、ベースバンドのＩ
信号とＱ信号を生成する。その後このＩ信号とＱ信号
は、ＭＣ−ＣＤＭＡ・ＲＡＫＥ受信機１２８とデジタル
信号プロセッサ（ＤＳＰ）１２９によりさらに処理され
て、出力データ信号１３０を生成する。Ｊ個のＲＡＫＥ
受信機の重み付け処理と結合処理に加えて、このＤＳＰ
は本発明の部分脱相関処理を実行する。
【００１９】部分脱相関器を有する本発明のＭＣ−ＣＤ
ＭＡ受信機の実施例を議論する前に従来技術にかかるＭ
Ｃ−ＣＤＭＡ受信機の動作について説明する。まず最初
に、いくつかの記号法について説明し、その後ファット
フィンガ（fat finger）を用いて実行される従来のＭＣ
−ＣＤＭＡ受信機について議論し、さらにパイロット干
渉除去技術を用いる改良型ＭＣ−ＣＤＭＡ受信機につい
て議論する。そして最後にパイロット干渉除去と部分脱
相関機能を有するＭＣ−ＣＤＭＡの受信機の動作につい
て議論する。
ＭＡ受信機の実施例を議論する前に従来技術にかかるＭ
Ｃ−ＣＤＭＡ受信機の動作について説明する。まず最初
に、いくつかの記号法について説明し、その後ファット
フィンガ（fat finger）を用いて実行される従来のＭＣ
−ＣＤＭＡ受信機について議論し、さらにパイロット干
渉除去技術を用いる改良型ＭＣ−ＣＤＭＡ受信機につい
て議論する。そして最後にパイロット干渉除去と部分脱
相関機能を有するＭＣ−ＣＤＭＡの受信機の動作につい
て議論する。
【００２０】パイロット信号とＫ個のデータチャネルを
含むＩＳ−９５のダウンリンク信号について考察する。
Ｊ個のＭＣチャネルはＫ＝１，…，Ｊの符号を付す。こ
の信号のＬ個のマルチパス成分が移動局の受信機で検知
されるものとする。複素ベースバンド受信信号のサブチ
ップレートサンプルは、チップ間隔あたりρ個のサンプ
ルのレートでもってサンプリングすることにより得られ
る。このチャネル振幅は、シンボル間隔の間一定である
が、シンボル毎には異なるものとする。
含むＩＳ−９５のダウンリンク信号について考察する。
Ｊ個のＭＣチャネルはＫ＝１，…，Ｊの符号を付す。こ
の信号のＬ個のマルチパス成分が移動局の受信機で検知
されるものとする。複素ベースバンド受信信号のサブチ
ップレートサンプルは、チップ間隔あたりρ個のサンプ
ルのレートでもってサンプリングすることにより得られ
る。このチャネル振幅は、シンボル間隔の間一定である
が、シンボル毎には異なるものとする。
【００２１】同様にＩＳ−９５は、パイロット拡散符号
（ショートコードとも称する）とデータチャネル拡散符
号（Ｗａｌｓｈシーケンスとショートコードシーケンス
の要素毎の積）とは、シンボル毎に変化するものと規定
している。ビット間隔ｎの間、受信機は（ρＮc ＋δ
L-1)個の複素値サンプルを処理する。ここでＮc はシン
ボルあたりのチップ数で、δlは整数のサブチップ間隔
におけるマルチパス信号ｌ（ｌ＝０…Ｌ−１）の遅延を
表すものとする。
（ショートコードとも称する）とデータチャネル拡散符
号（Ｗａｌｓｈシーケンスとショートコードシーケンス
の要素毎の積）とは、シンボル毎に変化するものと規定
している。ビット間隔ｎの間、受信機は（ρＮc ＋δ
L-1)個の複素値サンプルを処理する。ここでＮc はシン
ボルあたりのチップ数で、δlは整数のサブチップ間隔
におけるマルチパス信号ｌ（ｌ＝０…Ｌ−１）の遅延を
表すものとする。
【００２２】一般性を失うことなしに、δL-1＞δL-2＞
…＞δ0 ＝０というように遅延を順序づけることができ
る。これらの遅延量は、パイロットサーチャーにより得
ることができる。受信したサンプルを集めて次式の複素
（ρＮc＋δL-1ベクトルｒ~( n)（ここではｒの上に~が
のっているものとする）を生成する。
…＞δ0 ＝０というように遅延を順序づけることができ
る。これらの遅延量は、パイロットサーチャーにより得
ることができる。受信したサンプルを集めて次式の複素
（ρＮc＋δL-1ベクトルｒ~( n)（ここではｒの上に~が
のっているものとする）を生成する。
【数１】
【００２３】ここで、 ・ｃ(l) (n)は、シンボルｎの間のマルチパス信号ｌの複
素チャネル振幅である。 ・Ａ0 は、パイロット信号の実部振幅であり、Ａk は、
データ信号ｋの実部振幅である。 ・ｂk (n)は、シンボルｎ間のチャネルｋのデータビット
である。 ・ｎ~（ここではｎの上に~がのっているものとする）
は、複素ゼロ平均アディティブホワイトガウスノイズベ
クトルであり、その実部成分と虚部成分はｉ．ｉ．ｄ．
で共分散は次式で表され、Ｉq は、ｑ×ｑの単位行列
で、σ2 は、ノイズ分散である。
素チャネル振幅である。 ・Ａ0 は、パイロット信号の実部振幅であり、Ａk は、
データ信号ｋの実部振幅である。 ・ｂk (n)は、シンボルｎ間のチャネルｋのデータビット
である。 ・ｎ~（ここではｎの上に~がのっているものとする）
は、複素ゼロ平均アディティブホワイトガウスノイズベ
クトルであり、その実部成分と虚部成分はｉ．ｉ．ｄ．
で共分散は次式で表され、Ｉq は、ｑ×ｑの単位行列
で、σ2 は、ノイズ分散である。
【数２】
【００２４】・ｐ~(l) (n)とｓ~k(l) (n) は、シンボルｎ
の間のマルチパス信号ｌに対応するサブチップレートの
複素パイロット拡散とデータチャネル拡散である。デー
タチャネル拡散符号は、ＩＳ−９５ではパイロット拡散
符号とこのチャネルに割り当てられた直交Ｗａｌｓｈ符
号の成分毎の積と定義している。このベクトルｐ~(l) (n
)とｓ~k(l) (n)は、長さが（ρＮc＋δL-1）で、ゼロで
もって埋められ、その結果ノンゼロ信号成分は、対応す
るマルチパス遅延に適宜割り当てられる。言い換える
と、ｐ~(l) (n)とｓ~k(l) (n) の第１δl はゼロであり、
その後マルチパスｌに対応するρＮc のノンゼロサブチ
ップレートの信号成分が続き、さらにその後（δL-1−
δl）個のゼロが続く。
の間のマルチパス信号ｌに対応するサブチップレートの
複素パイロット拡散とデータチャネル拡散である。デー
タチャネル拡散符号は、ＩＳ−９５ではパイロット拡散
符号とこのチャネルに割り当てられた直交Ｗａｌｓｈ符
号の成分毎の積と定義している。このベクトルｐ~(l) (n
)とｓ~k(l) (n)は、長さが（ρＮc＋δL-1）で、ゼロで
もって埋められ、その結果ノンゼロ信号成分は、対応す
るマルチパス遅延に適宜割り当てられる。言い換える
と、ｐ~(l) (n)とｓ~k(l) (n) の第１δl はゼロであり、
その後マルチパスｌに対応するρＮc のノンゼロサブチ
ップレートの信号成分が続き、さらにその後（δL-1−
δl）個のゼロが続く。
【００２５】（１）式における残りの項は、シンボル間
隔（ｎ−１）と（ｎ＋１）上の信号により引き起こされ
るシンボル間干渉に対応する。ｐ~(l) (n-1)［Ｌ］とｓ~
k(l) (n-1)［Ｌ］の最初のδl の要素（ｌ＝１…Ｌ−１
で、カッコ内のＬは左サイドの干渉を表す）は、それぞ
れｐ~(l) (n-1)とｓ~k(l) (n-1) の最後のδl 個のノンゼ
ロ要素である。そして残りの要素は全てゼロである。同
様にｐ~(l) (n-1)［Ｒ］とｓ~k(l) (n-1)［Ｒ］の要素
（ｌ＝０，…Ｌ−２で、カッコ内のＲは右側の干渉を表
す）の最後のδL-1−δlは、それぞれｐ~(l) (n+1)とｓ~
k(l) (n+1)の最初の（δL-1-δl）個のノンゼロの要素に
対応し、残りの要素は全てゼロである。
隔（ｎ−１）と（ｎ＋１）上の信号により引き起こされ
るシンボル間干渉に対応する。ｐ~(l) (n-1)［Ｌ］とｓ~
k(l) (n-1)［Ｌ］の最初のδl の要素（ｌ＝１…Ｌ−１
で、カッコ内のＬは左サイドの干渉を表す）は、それぞ
れｐ~(l) (n-1)とｓ~k(l) (n-1) の最後のδl 個のノンゼ
ロ要素である。そして残りの要素は全てゼロである。同
様にｐ~(l) (n-1)［Ｒ］とｓ~k(l) (n-1)［Ｒ］の要素
（ｌ＝０，…Ｌ−２で、カッコ内のＲは右側の干渉を表
す）の最後のδL-1−δlは、それぞれｐ~(l) (n+1)とｓ~
k(l) (n+1)の最初の（δL-1-δl）個のノンゼロの要素に
対応し、残りの要素は全てゼロである。
【００２６】ｌ番目のマルチパス成分に対応するｒ~(n)
のサンプルは、ＲＡＫＥ受信機のフィンガｌにより処
理されるオンタイムセレクタを用いることにより抽出さ
れる。ｒ~(n) の要素の数は、０，１，…，γＮc ＋δ
L-1−１ とし、ｒ(l) (n)はパスｌのオンタイムセレクタ
の出力であるが、ｒ~(n)のδl，δl＋γ，…，δl＋
（Ｎc−１）γの要素を含むＮc ベクトルとする。かく
して次式が得られる。
のサンプルは、ＲＡＫＥ受信機のフィンガｌにより処
理されるオンタイムセレクタを用いることにより抽出さ
れる。ｒ~(n) の要素の数は、０，１，…，γＮc ＋δ
L-1−１ とし、ｒ(l) (n)はパスｌのオンタイムセレクタ
の出力であるが、ｒ~(n)のδl，δl＋γ，…，δl＋
（Ｎc−１）γの要素を含むＮc ベクトルとする。かく
して次式が得られる。
【数３】
【００２７】ここでｐ(j[l]) (n)は、Ｎc ベクトルとし
て定義でき、その要素はマルチパスｌ用のオンタイムセ
レクタの出力に対応するｐ~(j) (n)の要素である。それ
故にｐ(j[l]) (n) は、ｐ~(j) (n)の要素δl，δl＋γ，
…，δl＋（Ｎc−１）γを含む。パスｌのオンタイムサ
ンプルであるｐ(j[l]) (n) は、全てのマルチパスｌ＝０
…Ｌ−１に対し等価であるのでｐ(n) を便宜的に用い
る。
て定義でき、その要素はマルチパスｌ用のオンタイムセ
レクタの出力に対応するｐ~(j) (n)の要素である。それ
故にｐ(j[l]) (n) は、ｐ~(j) (n)の要素δl，δl＋γ，
…，δl＋（Ｎc−１）γを含む。パスｌのオンタイムサ
ンプルであるｐ(j[l]) (n) は、全てのマルチパスｌ＝０
…Ｌ−１に対し等価であるのでｐ(n) を便宜的に用い
る。
【００２８】同様にＮc ベクトルであるｐ(j[l]) (n+1)
［Ｌ／Ｒ］ をＮc ベクトルとして定義し、その要素は
マルチパスｊのオンタイムセレクタの出力に対応する要
素が下記式であるようなＮc ベクトルとして定義する。
［Ｌ／Ｒ］ をＮc ベクトルとして定義し、その要素は
マルチパスｊのオンタイムセレクタの出力に対応する要
素が下記式であるようなＮc ベクトルとして定義する。
【数４】 同様に下記式は、データチャネル拡散符号用のチップレ
ートＮc ベクトルを表すものとする。
ートＮc ベクトルを表すものとする。
【数５】 ｓk(0[0]) (n)＝…＝ｓk(L-1[L-1]) (n)を表すためにｓk
(n)を用いる。
(n)を用いる。
【００２９】オンタイム拡散符号サンプルベクトル（ｓ
k (n)は、対応するパイロットベクトル（ｐ(n)とチャネ
ルｋのＮc 長さのＷａｌｓｈ符号ベクトルである（ｗk
の成分毎の積である、即ち、ｓk (n)＝ｐ(n)・ｗkとな
る。オンタイムチップレート拡散符号ベクトルは、正規
化され〈ｓk (n)，ｓk (n)〉＝〈ｐ(n)，ｐ(n)〉＝１であ
る。ここで〈ｘ，ｙ〉は、複素ベクトルｘとｙの内積を
表す。
k (n)は、対応するパイロットベクトル（ｐ(n)とチャネ
ルｋのＮc 長さのＷａｌｓｈ符号ベクトルである（ｗk
の成分毎の積である、即ち、ｓk (n)＝ｐ(n)・ｗkとな
る。オンタイムチップレート拡散符号ベクトルは、正規
化され〈ｓk (n)，ｓk (n)〉＝〈ｐ(n)，ｐ(n)〉＝１であ
る。ここで〈ｘ，ｙ〉は、複素ベクトルｘとｙの内積を
表す。
【００３０】従来技術にかかるＭＣ−ＣＤＭＡ受信機 ファットフィンガを用いたこの受信機の例は、前掲の特
願平９−１８５５６６号の特許出願に開示されている。
願平９−１８５５６６号の特許出願に開示されている。
【００３１】図２に示したファットフィンガ受信機は、
パイロット信号とマルチパス成分ｌ（ｌ＝０…Ｌ−１）
に対応するＪ個のデータチャネル信号を同時に復調す
る。このファットフィンガ受信機は、チャネル係数の予
測値ｃ＾(l) (n)を得る１個のパイロット相関器２０４と
受信信号とデータチャネルＷａｌｓｈ符号の相関をとる
Ｊ個のプロセッサ２０５−２０６とからなる。複素表記
が図２では用いられ、ファットフィンガの表示および解
析を容易にするためである。
パイロット信号とマルチパス成分ｌ（ｌ＝０…Ｌ−１）
に対応するＪ個のデータチャネル信号を同時に復調す
る。このファットフィンガ受信機は、チャネル係数の予
測値ｃ＾(l) (n)を得る１個のパイロット相関器２０４と
受信信号とデータチャネルＷａｌｓｈ符号の相関をとる
Ｊ個のプロセッサ２０５−２０６とからなる。複素表記
が図２では用いられ、ファットフィンガの表示および解
析を容易にするためである。
【００３２】ｎ番目のシンボルの処理用にファットフィ
ンガｌのオンタイムセレクタ（ＯＴＳ）２０１は、パス
ｌの遅延に相当するｒ~(n) から各ρ個のサンプルをピ
ックアップしてチップレートベクトルｒ(l) (n)を生成す
る。この入力信号ベクトルｒ~(n) は、図１のＩ入力と
Ｑ入力のデジタル形式を表す信号ベクトルを含む。この
ベクトルｒ~(n)は、乗算器２０２内でパイロットシーケ
ンスの複素共役ｐ(n)（共役はｐ(n)*として表す）で、
相関を通りパスｌ用のパイロット拡散を除去してパイロ
ット乗算信号２０３を生成する。
ンガｌのオンタイムセレクタ（ＯＴＳ）２０１は、パス
ｌの遅延に相当するｒ~(n) から各ρ個のサンプルをピ
ックアップしてチップレートベクトルｒ(l) (n)を生成す
る。この入力信号ベクトルｒ~(n) は、図１のＩ入力と
Ｑ入力のデジタル形式を表す信号ベクトルを含む。この
ベクトルｒ~(n)は、乗算器２０２内でパイロットシーケ
ンスの複素共役ｐ(n)（共役はｐ(n)*として表す）で、
相関を通りパスｌ用のパイロット拡散を除去してパイロ
ット乗算信号２０３を生成する。
【００３３】このパイロット乗算信号２０３を用いてパ
スｌ用のチャネル予測値ｃ＾(l) (n)は、シンボル期間に
亘って相関器出力を蓄積し（アキュムレータ２０４を用
いて）、パイロット振幅Ａ0 で正規化することにより得
られる。共役ユニット２０４ａは、ｃ＾(l) (n)の複素共
役を形成する。この予測値は、前のアキュムレータの出
力を考慮するようなチャネル予測アルゴリズム（図示せ
ず）を用いてさらにリファインされる。
スｌ用のチャネル予測値ｃ＾(l) (n)は、シンボル期間に
亘って相関器出力を蓄積し（アキュムレータ２０４を用
いて）、パイロット振幅Ａ0 で正規化することにより得
られる。共役ユニット２０４ａは、ｃ＾(l) (n)の複素共
役を形成する。この予測値は、前のアキュムレータの出
力を考慮するようなチャネル予測アルゴリズム（図示せ
ず）を用いてさらにリファインされる。
【００３４】例えば、遅いフェージングチャネルにおい
ては、ｃ＾(l) (n)は現在と前のアキュムレータの出力の
重み付き平均である。しかし本発明によれば、この予測
値は現在のシンボルのアキュムレータの出力のみを用い
ている。したがって、このチャネル予測値は、パイロッ
ト振幅で正規化されたアキュムレータ２０４の出力であ
る。
ては、ｃ＾(l) (n)は現在と前のアキュムレータの出力の
重み付き平均である。しかし本発明によれば、この予測
値は現在のシンボルのアキュムレータの出力のみを用い
ている。したがって、このチャネル予測値は、パイロッ
ト振幅で正規化されたアキュムレータ２０４の出力であ
る。
【数６】
【００３５】実際の機器の実現においては、正規化は必
ずしも必要なものではない。しかし、我々の解析したと
ころによればチャネル予測値が完全なものであれば、ｃ
＾(l ) (n)＝ｃ(l) (n) を用いることができる。Ｊ個のデ
ータ相関器２０５の各々は、パイロット乗算信号２０３
とＪ個のＭＣデータチャネル用に用いられるＷａｌｓｈ
符号（ｗ1 ，…，ｗJ ）とを乗算する。
ずしも必要なものではない。しかし、我々の解析したと
ころによればチャネル予測値が完全なものであれば、ｃ
＾(l ) (n)＝ｃ(l) (n) を用いることができる。Ｊ個のデ
ータ相関器２０５の各々は、パイロット乗算信号２０３
とＪ個のＭＣデータチャネル用に用いられるＷａｌｓｈ
符号（ｗ1 ，…，ｗJ ）とを乗算する。
【００３６】この結果は、シンボル期間に亘って２０６
内で蓄積されて出力２０７を生成する。この相関／蓄積
はｒ(l) (n)・ｐ(n)*・ｗk の成分毎の積の成分の和に等
価である。出力２０７は、チャネル予測値の複素共役ｃ
＾(l) (n)* ２０９により乗算器２０８内で乗算され、フ
ァットフィンガｌのＪ個の重み付き出力２１１の実部２
１０が得られる。
内で蓄積されて出力２０７を生成する。この相関／蓄積
はｒ(l) (n)・ｐ(n)*・ｗk の成分毎の積の成分の和に等
価である。出力２０７は、チャネル予測値の複素共役ｃ
＾(l) (n)* ２０９により乗算器２０８内で乗算され、フ
ァットフィンガｌのＪ個の重み付き出力２１１の実部２
１０が得られる。
【数７】
【００３７】図３は、Ｌ＝２のマルチパスを仮定したＪ
個のＭＣチャネル用の従来のＲＡＫＥ受信機を示し、２
個のファットフィンガ３０１，３０２は図２で示したも
のである。図２は、単純化するためにＬ＝２のマルチパ
ス／ファットフィンガのみを示しているが、これ以上の
数のフィンガにまでＲＡＫＥレシーバを拡張することは
容易である。同一のＭＣチャネルに対応するファットフ
ィンガの出力３０３，３０４が加えられて、データチャ
ネルｋ用の決定統計値を形成する。
個のＭＣチャネル用の従来のＲＡＫＥ受信機を示し、２
個のファットフィンガ３０１，３０２は図２で示したも
のである。図２は、単純化するためにＬ＝２のマルチパ
ス／ファットフィンガのみを示しているが、これ以上の
数のフィンガにまでＲＡＫＥレシーバを拡張することは
容易である。同一のＭＣチャネルに対応するファットフ
ィンガの出力３０３，３０４が加えられて、データチャ
ネルｋ用の決定統計値を形成する。
【数８】
【００３８】ＩＳ−９５標準で実行される移動局のＲＡ
ＫＥレシーバは、この決定統計値をビタービ復号化器
（図１のＤＳＰ１２９の一部として実行される）への入
力として用いる。この検出器の得られたフレームエラー
レートは、符号化データビットのビットエラーレート
（ＢＥＲ）に基本的に等価であるために、これは本発明
のディテクタの性能尺度として用いることができる。チ
ャネルｋ上の符号化データのビット決定は、ＲＡＫＥ出
力のハードリミット（hard limit）である。
ＫＥレシーバは、この決定統計値をビタービ復号化器
（図１のＤＳＰ１２９の一部として実行される）への入
力として用いる。この検出器の得られたフレームエラー
レートは、符号化データビットのビットエラーレート
（ＢＥＲ）に基本的に等価であるために、これは本発明
のディテクタの性能尺度として用いることができる。チ
ャネルｋ上の符号化データのビット決定は、ＲＡＫＥ出
力のハードリミット（hard limit）である。
【数９】
【００３９】パイロット干渉除去機能を有するＭＣ−Ｃ
ＤＭＡ受信機 図４には、Ｊ個のＭＣチャネルとＬ＝２のマルチパス用
のパイロット干渉除去（Pilot Interference Cancellat
ion （ＰＩＣ））検知器が示されている。このようなＰ
ＩＣ検知器は、特願平１０−１１６４１２号に開示され
ている。この特許出願においては、パイロット干渉除去
（ＰＩＣ）検知器は、１個のシンボル間隔の間、得られ
たチャネル予測値を用いて次のシンボル間隔において、
チャネル復調器４０７とデータ復調器４０８からパイロ
ット干渉信号を再構成し除去している。
ＤＭＡ受信機 図４には、Ｊ個のＭＣチャネルとＬ＝２のマルチパス用
のパイロット干渉除去（Pilot Interference Cancellat
ion （ＰＩＣ））検知器が示されている。このようなＰ
ＩＣ検知器は、特願平１０−１１６４１２号に開示され
ている。この特許出願においては、パイロット干渉除去
（ＰＩＣ）検知器は、１個のシンボル間隔の間、得られ
たチャネル予測値を用いて次のシンボル間隔において、
チャネル復調器４０７とデータ復調器４０８からパイロ
ット干渉信号を再構成し除去している。
【００４０】理想的には、チャネル予測値４０１，４０
２は完全なものであり、パイロット信号がパイロット再
構成装置４０５，４０６内で完全に再構成された場合に
は、復調器４０３，４０４の入力にはパイロット干渉は
含まれない。当然のことながら、実際には不完全なチャ
ネル予測値に起因して残留パイロット干渉が依然として
存在する。この検知器は、１個のシンボル間隔からのチ
ャネル予測値４０１，４０２を用いて干渉を除去し、次
のシンボル間隔において、チャネル予測値を改善するた
めに巡回的である。
２は完全なものであり、パイロット信号がパイロット再
構成装置４０５，４０６内で完全に再構成された場合に
は、復調器４０３，４０４の入力にはパイロット干渉は
含まれない。当然のことながら、実際には不完全なチャ
ネル予測値に起因して残留パイロット干渉が依然として
存在する。この検知器は、１個のシンボル間隔からのチ
ャネル予測値４０１，４０２を用いて干渉を除去し、次
のシンボル間隔において、チャネル予測値を改善するた
めに巡回的である。
【００４１】この巡回的構造により、このＰＩＣ検知器
は、従来の検知器に比較して付属のハードウェアが極め
て少なくて済む。上記の特願平１０−１１６４１２号に
記載したように、極端に高速のフェージング（セルラー
バンドＩＳ−９５では、２００Ｈｚのドプラー周波数）
の場合でさえも、シンボル間のチャネルの変動は、チャ
ネル予測値の分散値に比較して小さくそれ故に前のシン
ボル間隔からのチャネル予測値を用いても性能上ほとん
ど劣化はない。
は、従来の検知器に比較して付属のハードウェアが極め
て少なくて済む。上記の特願平１０−１１６４１２号に
記載したように、極端に高速のフェージング（セルラー
バンドＩＳ−９５では、２００Ｈｚのドプラー周波数）
の場合でさえも、シンボル間のチャネルの変動は、チャ
ネル予測値の分散値に比較して小さくそれ故に前のシン
ボル間隔からのチャネル予測値を用いても性能上ほとん
ど劣化はない。
【００４２】パイロット干渉除去機能と部分脱相関機能
とを具備するＭＣ−ＣＤＭＡ受信機次に、部分脱相関器
（ＰＤ）機能と図４のＰＩＣ検知器を組み合わせた効果
（目的）について説明する。
とを具備するＭＣ−ＣＤＭＡ受信機次に、部分脱相関器
（ＰＤ）機能と図４のＰＩＣ検知器を組み合わせた効果
（目的）について説明する。
【００４３】マルチパスの伝播と非直交性の拡散符号の
ためにＲＡＫＥ出力の要素ｙPIC,k ( n) は、他の（Ｊ−
１）個のＭＣチャネルに起因する干渉項を含む。部分脱
相関器（ＰＤ）は、ＲＡＫＥ出力ベクトルがこの干渉を
除去するために、ＲＡＫＥ出力ベクトルに加えられたと
きには線形変換である。脱相関器の目的を与えるため
に、背景ノイズが存在せず、パイロット除去が適当なビ
ット間隔からの完全なチャネル予測値を用いて行われる
ものと仮定する。すると式（８）は次の通りとなる。
ためにＲＡＫＥ出力の要素ｙPIC,k ( n) は、他の（Ｊ−
１）個のＭＣチャネルに起因する干渉項を含む。部分脱
相関器（ＰＤ）は、ＲＡＫＥ出力ベクトルがこの干渉を
除去するために、ＲＡＫＥ出力ベクトルに加えられたと
きには線形変換である。脱相関器の目的を与えるため
に、背景ノイズが存在せず、パイロット除去が適当なビ
ット間隔からの完全なチャネル予測値を用いて行われる
ものと仮定する。すると式（８）は次の通りとなる。
【数１０】
【００４４】ここでＲ[j,k] (n)は、データチャネルｊと
ｋのＬ本のパスの中のＬ×Ｌの相関マトリックスであ
る。即ちＲ[j,k] (n)の要素（ｕ，ν）は、次式となる。
ｋのＬ本のパスの中のＬ×Ｌの相関マトリックスであ
る。即ちＲ[j,k] (n)の要素（ｕ，ν）は、次式となる。
【数１１】 シンボルｎの間の信号とシンボルｎ＋１の間の信号との
間の相関を規定する類似のマトリックスを定義する。
間の相関を規定する類似のマトリックスを定義する。
【数１２】 上記数１２の要素（ｕ，ν）は、次式となる。
【数１３】
【００４５】次のＪ×Ｊのマトリックスが定義できる。
【数１４】 この式（１５）は、シンボルｎに対してのものであり、
類似の下記式マトリックスはシンボルｎ±１に対するも
のである。
類似の下記式マトリックスはシンボルｎ±１に対するも
のである。
【数１５】 式（１４）と（１５）を式（１０）に用いると、Ｊ個の
マルチコードチャネルに対する決定統計値の集合をＪベ
クトルとして書き表すことができる。
マルチコードチャネルに対する決定統計値の集合をＪベ
クトルとして書き表すことができる。
【数１６】
【００４６】ここで
【数１７】 は、シンボルｎに対するＪＬ×Ｊの（完全に予測され
た）複素チャネル振幅マトリックスであり、Ａj はデー
タチャネル振幅のＪ×Ｊの対角マトリックスであり、ｂ
J (n)はシンボルｎに対するデータチャネルビットのＪベ
クトルである。バーはチャネル予測値は、完全であると
仮定したためにＲＡＫＥフィルタ出力ｙ￣PI C (n)内のパ
イロット信号寄与分が存在しないことを表す。数１５の
マトリックスの要素は、大部分がゼロである。
た）複素チャネル振幅マトリックスであり、Ａj はデー
タチャネル振幅のＪ×Ｊの対角マトリックスであり、ｂ
J (n)はシンボルｎに対するデータチャネルビットのＪベ
クトルである。バーはチャネル予測値は、完全であると
仮定したためにＲＡＫＥフィルタ出力ｙ￣PI C (n)内のパ
イロット信号寄与分が存在しないことを表す。数１５の
マトリックスの要素は、大部分がゼロである。
【００４７】ｙ￣PIC (n)をマトリックス［Ｍ(n)］-1
（Ｍ-1マトリックスとも称する）でもって線形変換を行
うと次式となる。
（Ｍ-1マトリックスとも称する）でもって線形変換を行
うと次式となる。
【数１８】 式（１７）は、マルチコードチャネルの結合マルチパス
信号のＪ×Ｊの相関マトリックスであり、線形変換の出
力はＪベクトルとなり、そのｋ番目の要素は、Ａ kｂk
(n) ＋残留項（シンボル間干渉と他のＫ−Ｊ個のチャネ
ルに起因する）である。
信号のＪ×Ｊの相関マトリックスであり、線形変換の出
力はＪベクトルとなり、そのｋ番目の要素は、Ａ kｂk
(n) ＋残留項（シンボル間干渉と他のＫ−Ｊ個のチャネ
ルに起因する）である。
【数１９】
【００４８】ここで、この線形変換はそれが各他のチャ
ネル（但し他のＫ−Ｊ個のチャネルではない）からのＭ
Ｃチャネルを脱相関する点で部分脱相関器である。Ｋに
対しＪが大きくなるとこの変換が除去する干渉は増加す
る。データシンボルｂk (n)が非符号化ＢＰＳＫビットの
場合には、ビット決定は非正規化脱相関器出力に基づい
て成される。
ネル（但し他のＫ−Ｊ個のチャネルではない）からのＭ
Ｃチャネルを脱相関する点で部分脱相関器である。Ｋに
対しＪが大きくなるとこの変換が除去する干渉は増加す
る。データシンボルｂk (n)が非符号化ＢＰＳＫビットの
場合には、ビット決定は非正規化脱相関器出力に基づい
て成される。
【数２０】 ＩＳ−９５においては、シンボルは符号化ＢＰＳＫビッ
トであり、ｋ番目の脱相関器出力は、その結果をビター
ビ復号化器５０５に渡す前にＡk により正規化しなけれ
ばならない。
トであり、ｋ番目の脱相関器出力は、その結果をビター
ビ復号化器５０５に渡す前にＡk により正規化しなけれ
ばならない。
【００４９】不完全なパイロット信号除去と背景ノイズ
がある実際の場合を考えると、この線形変換は、ＭＣチ
ャネルをもはや完全には脱相関せず、上記の残留項に加
えて脱相関器の出力には他のＭＣチャネルと除去されな
いパイロット信号と背景ノイズに起因する寄与分が存在
する。しかし、一般的にＭＣチャネルに起因する寄与分
は、脱相関器の入力に比較してその出力点では大幅に減
少される。
がある実際の場合を考えると、この線形変換は、ＭＣチ
ャネルをもはや完全には脱相関せず、上記の残留項に加
えて脱相関器の出力には他のＭＣチャネルと除去されな
いパイロット信号と背景ノイズに起因する寄与分が存在
する。しかし、一般的にＭＣチャネルに起因する寄与分
は、脱相関器の入力に比較してその出力点では大幅に減
少される。
【００５０】図５には、ＰＩＣ検知器５０１と部分脱相
関器５０３とを有するＲＡＫＥ受信機が示されている。
［Ｍ(n)］-1 の部分脱相関器５０３により規定された線
形変換を部分脱相関器５０３の出力ベクトル５０２ｙ
PIC (n)に適用すると、部分脱相関器の出力５０４は、次
式で定義できる。
関器５０３とを有するＲＡＫＥ受信機が示されている。
［Ｍ(n)］-1 の部分脱相関器５０３により規定された線
形変換を部分脱相関器５０３の出力ベクトル５０２ｙ
PIC (n)に適用すると、部分脱相関器の出力５０４は、次
式で定義できる。
【数２１】
【００５１】チャネル符号は各シンボル間隔で変化する
のでＲJ (n)内の相関もまた変化し、逆マトリックスを各
シンボル間隔毎に計算しなければならない。ＭＣチャネ
ルの数Ｊが大きくなるとこの逆マトリックスの計算は、
移動器のハンドセットでは計算量が多すぎることにな
る。データチャネルの疑似ランダム拡散コード故に、相
関マトリックスＲJ (n)は、ほぼ対角マトリックスであ
る。
のでＲJ (n)内の相関もまた変化し、逆マトリックスを各
シンボル間隔毎に計算しなければならない。ＭＣチャネ
ルの数Ｊが大きくなるとこの逆マトリックスの計算は、
移動器のハンドセットでは計算量が多すぎることにな
る。データチャネルの疑似ランダム拡散コード故に、相
関マトリックスＲJ (n)は、ほぼ対角マトリックスであ
る。
【００５２】したがって、Ｊ個の結合マルチパス信号の
相関マトリックスＭ(n) もまたほぼ対角マトリックスで
部分脱相関器［Ｍ(n)］-1 は、実際の逆変換よりもより
容易に計算できる近似でもって置換することができる。
次に、Ｍ(n) の対角項と非対角項を用いて２つの近似法
を示す。
相関マトリックスＭ(n) もまたほぼ対角マトリックスで
部分脱相関器［Ｍ(n)］-1 は、実際の逆変換よりもより
容易に計算できる近似でもって置換することができる。
次に、Ｍ(n) の対角項と非対角項を用いて２つの近似法
を示す。
【００５３】最初の近似法においては、Ｆ(n) をＪ×Ｊ
の対角マトリックスとし、その項はＭ(n) の対応する対
角要素と仮定する。そしてＯ(n)≡Ｍ(n)−Ｆ(n) は、Ｍ
(n)の非対角項のマトリックスとする。すると［Ｍ(n)］
-1 の一次近似は次式となる。
の対角マトリックスとし、その項はＭ(n) の対応する対
角要素と仮定する。そしてＯ(n)≡Ｍ(n)−Ｆ(n) は、Ｍ
(n)の非対角項のマトリックスとする。すると［Ｍ(n)］
-1 の一次近似は次式となる。
【数２２】 大きなＪに対してこの近似は逆マトリックス［Ｍ(n)］-
1 の計算よりも容易に行える。適切な脱相関器の性能
は、M. Narayan, S. Verdu 著の "Analysis of anAppro
ximate Decorrelating Detector," published in Wirel
ess Personal Communications, January 1997 の文献に
おいてＪ＝Ｋの場合が解析されている。
1 の計算よりも容易に行える。適切な脱相関器の性能
は、M. Narayan, S. Verdu 著の "Analysis of anAppro
ximate Decorrelating Detector," published in Wirel
ess Personal Communications, January 1997 の文献に
おいてＪ＝Ｋの場合が解析されている。
【００５４】部分脱相関器（ＰＤ）は、Ｌ×Ｌのマトリ
ックスＲ[k,k] (n)が、Ｌ×Ｌの単位マトリックスによっ
て十分に近似できるという原則を用いることによりさら
に単純化できる。その結果、Ｆのｋ番目の対角項は、‖
ｃ＾PIC (n)‖により十分近似できる。したがって次式と
なる。
ックスＲ[k,k] (n)が、Ｌ×Ｌの単位マトリックスによっ
て十分に近似できるという原則を用いることによりさら
に単純化できる。その結果、Ｆのｋ番目の対角項は、‖
ｃ＾PIC (n)‖により十分近似できる。したがって次式と
なる。
【数２３】 ここで、ＩJ はＪ×Ｊの単位マトリックスである。符号
化データシンボルｂk (n)は、ＢＰＳＫ変調されているの
で、式（２０）の近似を再度正規化することにより［Ｍ
(n)］-1 に対する二次近似を得ることができる。
化データシンボルｂk (n)は、ＢＰＳＫ変調されているの
で、式（２０）の近似を再度正規化することにより［Ｍ
(n)］-1 に対する二次近似を得ることができる。
【数２４】
【００５５】式（２０）と（２１）に示される部分脱相
関器に対する近似は、式（１８）に示される部分脱相関
器を実現するよりも複雑さが少なくなる。さらにまたこ
れらの近似の性能は、チャネル予測値が正確ではないよ
うな実際の環境下における元の部分脱相関器のそれとほ
ぼ同一である。このような性能と構成の複雑さの観点か
らすると、近似を用いた実現方法が好ましい。
関器に対する近似は、式（１８）に示される部分脱相関
器を実現するよりも複雑さが少なくなる。さらにまたこ
れらの近似の性能は、チャネル予測値が正確ではないよ
うな実際の環境下における元の部分脱相関器のそれとほ
ぼ同一である。このような性能と構成の複雑さの観点か
らすると、近似を用いた実現方法が好ましい。
【００５６】他の部分脱相関器回路 ＰＤ脱相関器５０３は、ＰＩＣ検知器と共に使用される
例として図５に示されているが、ＰＤ脱相関器５０３は
図２の非コヒーレントＲＡＫＥ検知器と共に使用するこ
ともでき、図２のＲＡＫＥ受信機において部分脱相関器
回路を有することができる。このような非コヒーレント
ＲＡＫＥ検知器においては、ＰＤ脱相関器５０３は図２
のフィンガディテクタ２００の出力２１１に接続され
る。
例として図５に示されているが、ＰＤ脱相関器５０３は
図２の非コヒーレントＲＡＫＥ検知器と共に使用するこ
ともでき、図２のＲＡＫＥ受信機において部分脱相関器
回路を有することができる。このような非コヒーレント
ＲＡＫＥ検知器においては、ＰＤ脱相関器５０３は図２
のフィンガディテクタ２００の出力２１１に接続され
る。
【００５７】図６は、チャネルベースで配置したＰＩＣ
回路とＰＤ回路を有するＲＡＫＥ受信機を示す。同図に
示すように、Ｊ個のＲＡＫＥ受信機６０１，６０２は、
Ｌ個のＰＩＣ検知器とＤＣ検知器とを有する。このよう
な構成は、全数がＪ・Ｌ個のＰＩＣ検知器とＪ・Ｌ個の
ＰＤ検知器を用いる。
回路とＰＤ回路を有するＲＡＫＥ受信機を示す。同図に
示すように、Ｊ個のＲＡＫＥ受信機６０１，６０２は、
Ｌ個のＰＩＣ検知器とＤＣ検知器とを有する。このよう
な構成は、全数がＪ・Ｌ個のＰＩＣ検知器とＪ・Ｌ個の
ＰＤ検知器を用いる。
【００５８】図７は、パスベースで配置したＰＩＣ回路
とＰＤ回路とを有するＲＡＫＥ受信機構成を示す。同図
に示すように各Ｌ個のＲＡＫＥ受信機７０１，７０２
は、その出力がＪ個のＤＣ検知器と共に使用される１個
のＰＩＣ検知器を有する。この構成は、全数がＬ個のＰ
ＩＣ検知器とＪ・Ｌ個のＰＤ検知器とを用いている。
とＰＤ回路とを有するＲＡＫＥ受信機構成を示す。同図
に示すように各Ｌ個のＲＡＫＥ受信機７０１，７０２
は、その出力がＪ個のＤＣ検知器と共に使用される１個
のＰＩＣ検知器を有する。この構成は、全数がＬ個のＰ
ＩＣ検知器とＪ・Ｌ個のＰＤ検知器とを用いている。
【００５９】
【発明の効果】ＰＤ脱相関器５０３は非直交性のマルチ
パス成分に起因する干渉の影響を取り除く方法を提供す
る。この技術はＪ個のデータチャネルを同時に復調する
ような移動局の端末に用いられるコヒーレントマルチコ
ード（ＭＣ）ＣＤＭＡ受信機、あるいは基地局の非コヒ
ーレントＭＣ−ＣＤＭＡ受信機のいずれかに適用でき
る。ＰＤ脱相関器５０３は、Ｊ個のＲＡＫＥ受信機のバ
ンクから出力されたベクトルに基づいて線形変換を実行
する。
パス成分に起因する干渉の影響を取り除く方法を提供す
る。この技術はＪ個のデータチャネルを同時に復調する
ような移動局の端末に用いられるコヒーレントマルチコ
ード（ＭＣ）ＣＤＭＡ受信機、あるいは基地局の非コヒ
ーレントＭＣ−ＣＤＭＡ受信機のいずれかに適用でき
る。ＰＤ脱相関器５０３は、Ｊ個のＲＡＫＥ受信機のバ
ンクから出力されたベクトルに基づいて線形変換を実行
する。
【００６０】理想的には、このようにして得られたベク
トルの成分は、互いに脱相関されるがこのＭＣ受信機に
より復調されない他のチャネルおよびセル間の干渉に起
因する残留干渉が依然として存在する。このＰＤ線形変
換は、Ｊ×Ｊの逆マトリックスで表される。このマトリ
ックスは、対角マトリックスであるために逆変換への近
似の複雑さが大幅に少なくなる。多くの場合、この近似
に起因する性能の劣化は、無視可能である。
トルの成分は、互いに脱相関されるがこのＭＣ受信機に
より復調されない他のチャネルおよびセル間の干渉に起
因する残留干渉が依然として存在する。このＰＤ線形変
換は、Ｊ×Ｊの逆マトリックスで表される。このマトリ
ックスは、対角マトリックスであるために逆変換への近
似の複雑さが大幅に少なくなる。多くの場合、この近似
に起因する性能の劣化は、無視可能である。
【００６１】パイロット干渉除去（ＰＩＣ）と共に使用
されるＰＩＣ−ＰＤ検知器の組み合わせはこの両方の技
術の利点を利用することができる。これらの利点は、複
雑さが最も小さくなる点から極めて優れたものである。
図４のＰＩＣ検知器（および干渉除去機能を有さない従
来の検知器）に対して、図５のＰＩＣ−ＰＤ結合の検知
器の利点は、ＭＣチャネルの数Ｊが増えるにつれて、お
よび復調されたマルチパス成分の数Ｌが増えるにつれて
増加する。
されるＰＩＣ−ＰＤ検知器の組み合わせはこの両方の技
術の利点を利用することができる。これらの利点は、複
雑さが最も小さくなる点から極めて優れたものである。
図４のＰＩＣ検知器（および干渉除去機能を有さない従
来の検知器）に対して、図５のＰＩＣ−ＰＤ結合の検知
器の利点は、ＭＣチャネルの数Ｊが増えるにつれて、お
よび復調されたマルチパス成分の数Ｌが増えるにつれて
増加する。
【００６２】図４のＰＩＣ検知器に対する図５，６のＰ
ＩＣ−ＰＤ検知器の性能は、図３の従来の検知器に対す
るＰＩＣ検知器の利点ほど大きくはない。（干渉の除去
が存在しない。）しかし、適宜ＰＤを実現するのにその
構造が比較的単純なためにＰＩＣ−ＰＤを組み合わせる
ことは将来のＩＳ−９５ＭＣ移動受信機に対する実行可
能な利点と考えることができる。
ＩＣ−ＰＤ検知器の性能は、図３の従来の検知器に対す
るＰＩＣ検知器の利点ほど大きくはない。（干渉の除去
が存在しない。）しかし、適宜ＰＤを実現するのにその
構造が比較的単純なためにＰＩＣ−ＰＤを組み合わせる
ことは将来のＩＳ−９５ＭＣ移動受信機に対する実行可
能な利点と考えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＭＣ−ＣＤＭＡシステムの基地局と移動局で使
用される受信機のブロック図
用される受信機のブロック図
【図２】Ｊ個のＭＣチャネルの各々に対する従来技術の
「ファットフィンガ」ディテクタを表す図
「ファットフィンガ」ディテクタを表す図
【図３】Ｌ＝２のマルチパスを仮定したＪ個のＭＣチャ
ネル用の従来のＲＡＫＥ受信機を表す図
ネル用の従来のＲＡＫＥ受信機を表す図
【図４】Ｊ個のＭＣチャネルでＬ＝２のマルチパス用の
パイロット干渉除去（ＰＩＣ）回路を用いた従来技術に
かかわるＲＡＫＥ受信機を表すブロック図
パイロット干渉除去（ＰＩＣ）回路を用いた従来技術に
かかわるＲＡＫＥ受信機を表すブロック図
【図５】本発明によるパイロット干渉除去（ＰＩＣ）回
路と部分脱相関器（ＰＤ）回路を有するＲＡＫＥ受信機
のブロック図
路と部分脱相関器（ＰＤ）回路を有するＲＡＫＥ受信機
のブロック図
【図６】チャネルベースに配置したＰＩＣ回路とＰＤ回
路を有するＲＡＫＥ受信機のブロック図
路を有するＲＡＫＥ受信機のブロック図
【図７】パスベースに配置したＰＩＣ回路とＰＤ回路を
有するＲＡＫＥ受信機のブロック図
有するＲＡＫＥ受信機のブロック図
１０１−１０２ ユーザ局 １０３ 順方向リンク受信機 １０４ 逆方向リンク送信器 １１０ 基地局 １１１ 送信器 １１２ 受信機 １１５ マルチパス環境 １１６ ビル等の反射 １２１ アンテナ １２２，１２３ 変調器 １２４，１２５ アンチエアリアシングＬＰＦ（ローパ
スフィルタ） １２８ ＭＣ−ＣＤＭＡＲＡＫＥ受信機 １２９ デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ） １３０ 出力データ信号 ２０１ オンタイムセレクタ（ＯＴＳ） ２０２，２０８ 乗算器 ２０３ パイロット乗算信号 ２０４ パイロット相関器 ２０４ａ 共役ユニット ２０５，２０６ データ相関器 ２０７ 出力 ２０９ 複素共役 ２１０ 実部 ２１１ 重み付き出力 ３０１，３０２ ファットフィンガ ３０３，３０４ ファットフィンガ出力 ４０１，４０２ チャネル予測値 ４０３，４０４ 復調器 ４０５，４０６ パイロット再構成装置 ４０７ チャネル復調器 ４０８ データ復調器 ５０１ ＰＩＣ検知器 ５０２ 出力ベクトル ５０３ 部分脱相関器 ５０４ 出力 ５０５ ビタービ復号化器 ６０１，６０２ ＲＡＫＥ受信機
スフィルタ） １２８ ＭＣ−ＣＤＭＡＲＡＫＥ受信機 １２９ デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ） １３０ 出力データ信号 ２０１ オンタイムセレクタ（ＯＴＳ） ２０２，２０８ 乗算器 ２０３ パイロット乗算信号 ２０４ パイロット相関器 ２０４ａ 共役ユニット ２０５，２０６ データ相関器 ２０７ 出力 ２０９ 複素共役 ２１０ 実部 ２１１ 重み付き出力 ３０１，３０２ ファットフィンガ ３０３，３０４ ファットフィンガ出力 ４０１，４０２ チャネル予測値 ４０３，４０４ 復調器 ４０５，４０６ パイロット再構成装置 ４０７ チャネル復調器 ４０８ データ復調器 ５０１ ＰＩＣ検知器 ５０２ 出力ベクトル ５０３ 部分脱相関器 ５０４ 出力 ５０５ ビタービ復号化器 ６０１，６０２ ＲＡＫＥ受信機
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 チー−リン イ アメリカ合衆国，07726 ニュージャージ ー，マナラパン，テイラー レイク コー ト ９
Claims (12)
- 【請求項１】 ＣＤＭＡ信号内でＪ（２以上の整数）個
のデータ信号を同時に受信し復調するマルチプルコード
（ＭＣ）符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）受信機にお
いて、 ｊ番目のデータ信号（ｊ＝１…Ｊ）は、複数のＬj（１
以上の整数）個のパスを介して受信され、 （Ａ） Ｊ個のデータ信号を受信し、それからＬj 個の
マルチパス遅延予測値を形成し、ｊ番目のデータ信号に
対するＬj 個のチャネル予測値を形成する受信手段と、 （Ｂ） 前記ｊ番目のデータ信号のＬj 個のマルチパス
成分を復調し、その結果をＪ個のデータ信号に対するＪ
個の決定統計値を形成するために組み合わせる手段と、 （Ｃ） Ｌ（Ｌ＝Ｌ1＋Ｌ2＋…＋ＬJ ）個のチャネル予
測値とＬ個のマルチパス遅延とＪ個のデータ信号符号に
応答して、所望の受信データ信号に対し他の（Ｊ−１）
個のデータ信号に起因する干渉を抑制する脱相関器と、 （Ｄ） 所望の復調データ信号を生成するプロセッサと
からなることを特徴とするマルチプルコード符号分割多
重アクセス用受信機。 - 【請求項２】 前記（Ｃ）の脱相関器は、前記Ｊ個の決
定統計値からＪ×Ｊの逆相関マトリックスＭ−１を形成
する手段を有することを特徴とする請求項１記載の受信
機。 - 【請求項３】 前記Ｍ−１のマトリックス形成手段は、
Ｕ1 マトリックスを用いて近似されることを特徴とする
請求項２記載の受信機。 - 【請求項４】 前記Ｍ−１のマトリックス形成手段は、
Ｕ2 マトリックスを用いて近似されることを特徴とする
請求項２記載の受信機。 - 【請求項５】 前記受信信号は、所望のデータ信号と同
一のチャネルを介して送信された個々のパイロット信号
を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。 - 【請求項６】 前記（Ｂ）のパス復調手段は、不要なパ
イロットマルチパス要素に起因する干渉を除去するパイ
ロット干渉除去装置を有することを特徴とする請求項５
記載の受信機。 - 【請求項７】 （Ｅ）各パス復調器内に所定のマルチパ
ス成分のパスパワーにしたがってパイロット除去機能を
オン／オフする切り換え手段をさらに有することを特徴
とする請求項５記載の受信機。 - 【請求項８】 前記受信信号は、共通の送信器から送信
された少なくともＪ個のデータ信号と、パイロット信号
とを含み、 前記受信手段は、Ｌ1（Ｌ1＝…＝ＬJ ）個のファットフ
ィンガを用いて実現され、 各ファットフィンガは、１個のパイロットパス復調器と
複数のＪ個のデータ信号パス復調器とを有することを特
徴とする請求項５記載の受信機。 - 【請求項９】 前記受信信号は、共通の送信器から送信
された少なくともＪ個のデータ信号を含むからなること
を特徴とする請求項１記載の受信機。 - 【請求項１０】 ＣＤＭＡシステムのユーザ局は、少な
くとも１つの基地局と複数のユーザ局とを含むことを特
徴とする請求項１記載の受信機。 - 【請求項１１】 ＣＤＭＡシステムの基地局は、少なく
とも１つの基地局と複数のユーザ局とを含むことを特徴
とする請求項１記載の受信機。 - 【請求項１２】 前記処理手段は、ビタービ復号化器を
含み、所望の復調されたデータ信号を生成することを特
徴とする請求項１記載の受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/846454 | 1997-05-01 | ||
| US08/846,454 US6201799B1 (en) | 1997-05-01 | 1997-05-01 | Partial decorrelation for a coherent multicode code division multiple access receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10322312A true JPH10322312A (ja) | 1998-12-04 |
| JP3305650B2 JP3305650B2 (ja) | 2002-07-24 |
Family
ID=25297990
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11854198A Expired - Fee Related JP3305650B2 (ja) | 1997-05-01 | 1998-04-28 | マルチプルコード符号分割多重アクセス受信機とその受信方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6201799B1 (ja) |
| EP (1) | EP0876001A3 (ja) |
| JP (1) | JP3305650B2 (ja) |
| KR (1) | KR100275239B1 (ja) |
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