JPH1027308A - 前置増幅器及び磁気ヘッド装置 - Google Patents
前置増幅器及び磁気ヘッド装置Info
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- JPH1027308A JPH1027308A JP9072364A JP7236497A JPH1027308A JP H1027308 A JPH1027308 A JP H1027308A JP 9072364 A JP9072364 A JP 9072364A JP 7236497 A JP7236497 A JP 7236497A JP H1027308 A JPH1027308 A JP H1027308A
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- G—PHYSICS
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- H03F1/302—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in bipolar transistor amplifiers
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- G11B2005/0002—Special dispositions or recording techniques
- G11B2005/0005—Arrangements, methods or circuits
- G11B2005/001—Controlling recording characteristics of record carriers or transducing characteristics of transducers by means not being part of their structure
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- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
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- G11B33/12—Disposition of constructional parts in the apparatus, e.g. of power supply, of modules
- G11B33/121—Disposition of constructional parts in the apparatus, e.g. of power supply, of modules the apparatus comprising a single recording/reproducing device
- G11B33/122—Arrangements for providing electrical connections, e.g. connectors, cables, switches
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- Power Engineering (AREA)
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- Magnetic Heads (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の前置増幅器よりも電源電圧変動除去比
が高い単一電源の前置増幅器を提供する。 【解決手段】 第1のフィードバック回路は、出力信号
Vout と基準電圧Vrefの差を増幅するトランスコンダ
クタンス増幅器g1を有し、第1のバイアス電流を発生
してMR素子1に供給する。第2のフィードバック回路
は、基準電圧Vref と2つの抵抗器R2、R3の接続点
における電位との差を増幅するトランスコンダクタンス
増幅器g2を有し、第2のバイアス電流を発生してMR
素子1に供給する。トランジスタQ2は、トランスコン
ダクタンス増幅器g2の出力及びコンデンサC2により
制御される。抵抗器R1、トランジスタQ2及び第2の
フィードバック回路の全ては、単一電圧源の電圧Vccを
基準にしており、高い電源電圧変動除去比を得ることが
できる。
が高い単一電源の前置増幅器を提供する。 【解決手段】 第1のフィードバック回路は、出力信号
Vout と基準電圧Vrefの差を増幅するトランスコンダ
クタンス増幅器g1を有し、第1のバイアス電流を発生
してMR素子1に供給する。第2のフィードバック回路
は、基準電圧Vref と2つの抵抗器R2、R3の接続点
における電位との差を増幅するトランスコンダクタンス
増幅器g2を有し、第2のバイアス電流を発生してMR
素子1に供給する。トランジスタQ2は、トランスコン
ダクタンス増幅器g2の出力及びコンデンサC2により
制御される。抵抗器R1、トランジスタQ2及び第2の
フィードバック回路の全ては、単一電圧源の電圧Vccを
基準にしており、高い電源電圧変動除去比を得ることが
できる。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、磁気抵抗効果型セ
ンサを用いた磁気ヘッド装置及びその前置増幅器に関す
る。特に、本発明は、磁気ヘッド装置における磁気抵抗
効果型センサからの信号を増幅する低雑音の前置増幅器
に関する。
ンサを用いた磁気ヘッド装置及びその前置増幅器に関す
る。特に、本発明は、磁気ヘッド装置における磁気抵抗
効果型センサからの信号を増幅する低雑音の前置増幅器
に関する。
【0002】
【従来の技術】磁気記録媒体から記録されているデータ
を読み出すには、磁気抵抗効果型センサを有する記録/
再生ヘッドにより、磁気記録媒体上を走査し、着磁の変
化を互いに極性が異なるパルス状のアナログ信号に変換
する。そして、このアナログ信号は、磁気ヘッド装置の
前置増幅器によって増幅され、読出チャンネル回路に供
給されて復号化され、ディジタルデータが再生される。
なお、読出チャンネル回路は、通常、ホストシステム内
のマザーボードに実装されている回路内に設けられてい
る。
を読み出すには、磁気抵抗効果型センサを有する記録/
再生ヘッドにより、磁気記録媒体上を走査し、着磁の変
化を互いに極性が異なるパルス状のアナログ信号に変換
する。そして、このアナログ信号は、磁気ヘッド装置の
前置増幅器によって増幅され、読出チャンネル回路に供
給されて復号化され、ディジタルデータが再生される。
なお、読出チャンネル回路は、通常、ホストシステム内
のマザーボードに実装されている回路内に設けられてい
る。
【0003】一方、前置増幅器は、通常、磁気ヘッド装
置内に実装されている読出/書込ICチップ内に設けら
れている。読出/書込ICチップは、一般的に、表面実
装パッケージとなっている。読出/書込ICチップは、
一般的に、消費電力をできるだけ小さくし、信号に対す
るスプリアス雑音をできるだけ小さくするという仕様に
従って設計される。磁気記録媒体から記録/再生ヘッド
によって再生されたレベルが低い信号には、容量結合又
は誘導結合により誘導されるスプリアス雑音及び広帯域
の雑音が重畳することがある。
置内に実装されている読出/書込ICチップ内に設けら
れている。読出/書込ICチップは、一般的に、表面実
装パッケージとなっている。読出/書込ICチップは、
一般的に、消費電力をできるだけ小さくし、信号に対す
るスプリアス雑音をできるだけ小さくするという仕様に
従って設計される。磁気記録媒体から記録/再生ヘッド
によって再生されたレベルが低い信号には、容量結合又
は誘導結合により誘導されるスプリアス雑音及び広帯域
の雑音が重畳することがある。
【0004】前置増幅器から読出チャンネル回路に出力
される信号の雑音特性は、その信号が磁気記録媒体から
読み出されるデータに相当するので、非常に重要であ
る。磁気記録媒体からデータを正しく再生するために
は、磁気ヘッド装置から読出チャンネル回路に出力され
る信号の雑音レベルを維持することが重要である。磁気
ヘッド装置から出力される信号に含まれる雑音は、読出
チャンネル回路から出力されるディジタルデータの質に
影響し、磁気記録媒体から読み出された情報(データ)
にエラーが生じることがある。
される信号の雑音特性は、その信号が磁気記録媒体から
読み出されるデータに相当するので、非常に重要であ
る。磁気記録媒体からデータを正しく再生するために
は、磁気ヘッド装置から読出チャンネル回路に出力され
る信号の雑音レベルを維持することが重要である。磁気
ヘッド装置から出力される信号に含まれる雑音は、読出
チャンネル回路から出力されるディジタルデータの質に
影響し、磁気記録媒体から読み出された情報(データ)
にエラーが生じることがある。
【0005】磁気抵抗効果型センサ用の低電圧低電力の
前置増幅器(A Low-Voltage, Low-Power Amplifier For
Magnetoresistive Sensor)が米国特許第527088
2号、1993年12月14日、ジョブ(Jove)等に開
示されている。この前置増幅器は、同相入力電圧を除去
できない単一の入力端子を有し、磁気ヘッド装置の磁気
抵抗効果素子にバイアスを印加するとともに、この磁気
抵抗効果素子によって生成される信号を増幅する。ジョ
ブ等により開示された前置増幅器の具体的な回路構成を
図3に示す。この前置増幅器は、磁気記録媒体から2値
のデータを検出するための磁気抵抗効果(以下、MRい
う。)素子11を有する。MR素子11の抵抗値は、磁
気記録媒体から誘導される磁界の変化に応じて、変化す
る。MR素子11の第1の端子は接地されている。MR
素子11の第2の端子は、npnトランジスタQ11の
エミッタに接続されている。トランジスタQ11のコレ
クタは、npnトランジスタQ12のエミッタ及びpn
pトランジスタQ13のコレクタに接続されている。電
圧源V11の第1の端子は接地されている。電圧源V1
の第2の端子は、トランジスタQ12のベースに接続さ
れている。
前置増幅器(A Low-Voltage, Low-Power Amplifier For
Magnetoresistive Sensor)が米国特許第527088
2号、1993年12月14日、ジョブ(Jove)等に開
示されている。この前置増幅器は、同相入力電圧を除去
できない単一の入力端子を有し、磁気ヘッド装置の磁気
抵抗効果素子にバイアスを印加するとともに、この磁気
抵抗効果素子によって生成される信号を増幅する。ジョ
ブ等により開示された前置増幅器の具体的な回路構成を
図3に示す。この前置増幅器は、磁気記録媒体から2値
のデータを検出するための磁気抵抗効果(以下、MRい
う。)素子11を有する。MR素子11の抵抗値は、磁
気記録媒体から誘導される磁界の変化に応じて、変化す
る。MR素子11の第1の端子は接地されている。MR
素子11の第2の端子は、npnトランジスタQ11の
エミッタに接続されている。トランジスタQ11のコレ
クタは、npnトランジスタQ12のエミッタ及びpn
pトランジスタQ13のコレクタに接続されている。電
圧源V11の第1の端子は接地されている。電圧源V1
の第2の端子は、トランジスタQ12のベースに接続さ
れている。
【0006】トランジスタQ12のコレクタは、抵抗器
R11の第1の端子及びトランスコンダクタンス増幅器
g11の反転入力端子に接続されている。抵抗器R11
の第2の端子には電源電圧Vccが印加されている。トラ
ンスコンダクタンス増幅器g11の非反転入力端子は、
トランスコンダクタンス増幅器g12の非反転入力端子
及び基準電圧源Vref の第1の端子に接続されている。
基準電圧源Vref の第2の端子には電源電圧Vccが印加
されている。トランスコンダクタンス増幅器g11の出
力端子は、トランジスタQ11のベース及びコンデンサ
C11の第1の端子に接続されている。コンデンサC1
1の第2の端子は接地されている。トランスコンダクタ
ンス増幅器g12の反転入力端子は、トランジスタQ1
3のエミッタ及び抵抗器R12の第1の端子に接続され
ている。トランスコンダクタンス増幅器g12の出力端
子は、トランジスタQ13のベース及びコンデンサC1
2の第1の端子に接続されている。コンデンサC12の
第2の端子及び抵抗器R12の第2の端子には、電源電
圧Vccが印加されている。
R11の第1の端子及びトランスコンダクタンス増幅器
g11の反転入力端子に接続されている。抵抗器R11
の第2の端子には電源電圧Vccが印加されている。トラ
ンスコンダクタンス増幅器g11の非反転入力端子は、
トランスコンダクタンス増幅器g12の非反転入力端子
及び基準電圧源Vref の第1の端子に接続されている。
基準電圧源Vref の第2の端子には電源電圧Vccが印加
されている。トランスコンダクタンス増幅器g11の出
力端子は、トランジスタQ11のベース及びコンデンサ
C11の第1の端子に接続されている。コンデンサC1
1の第2の端子は接地されている。トランスコンダクタ
ンス増幅器g12の反転入力端子は、トランジスタQ1
3のエミッタ及び抵抗器R12の第1の端子に接続され
ている。トランスコンダクタンス増幅器g12の出力端
子は、トランジスタQ13のベース及びコンデンサC1
2の第1の端子に接続されている。コンデンサC12の
第2の端子及び抵抗器R12の第2の端子には、電源電
圧Vccが印加されている。
【0007】図3に示す前置増幅器の利得は、抵抗器R
11の値によって定まる。トランジスタQ11のエミッ
タを介してMR素子11に、バイアス電流が供給され
る。この前置増幅器の出力信号の電圧(以下、単に出力
電圧信号という。)Vout は、抵抗器R11の第1の端
子と基準電圧Vref の第1の端子間の電位差で得られ
る。出力電圧信号Vout は、トランジスタQ11からの
バイアス電流が流れるMR素子11によって得られる入
力電流信号を増幅したものに対応している。
11の値によって定まる。トランジスタQ11のエミッ
タを介してMR素子11に、バイアス電流が供給され
る。この前置増幅器の出力信号の電圧(以下、単に出力
電圧信号という。)Vout は、抵抗器R11の第1の端
子と基準電圧Vref の第1の端子間の電位差で得られ
る。出力電圧信号Vout は、トランジスタQ11からの
バイアス電流が流れるMR素子11によって得られる入
力電流信号を増幅したものに対応している。
【0008】基準電圧Vref は、フィードバック回路に
より、抵抗器R11を介して流れる電流を所定の値にす
るのに用いられる。このフィードバック回路は、正帰還
の利得を定める経路と、負帰還の利得を定める経路とを
有している。負帰還利得の経路(以下、第1のフィード
バック回路という。)は、トランスコンダクタンス増幅
器g11等からなる。正帰還利得の経路(以下、第2の
フィードバック回路という。)は、トランジスタQ1
1、抵抗器R11、MR素子11等からなる。第1のフ
ィードバック回路において、トランスコンダクタンス増
幅器g11は、基準電圧Vref と抵抗器R11の第1の
端子における電位との差で表される出力電圧信号Vout
を増幅する。トランスコンダクタンス増幅器g11の出
力信号は、コンデンサC11の充電電圧を制御するのに
用いられる。コンデンサC11の充電電圧によって、ト
ランジスタQ11の動作が制御される。このトランジス
タQ11を介してMR素子11にバイアス電流が供給さ
れる。
より、抵抗器R11を介して流れる電流を所定の値にす
るのに用いられる。このフィードバック回路は、正帰還
の利得を定める経路と、負帰還の利得を定める経路とを
有している。負帰還利得の経路(以下、第1のフィード
バック回路という。)は、トランスコンダクタンス増幅
器g11等からなる。正帰還利得の経路(以下、第2の
フィードバック回路という。)は、トランジスタQ1
1、抵抗器R11、MR素子11等からなる。第1のフ
ィードバック回路において、トランスコンダクタンス増
幅器g11は、基準電圧Vref と抵抗器R11の第1の
端子における電位との差で表される出力電圧信号Vout
を増幅する。トランスコンダクタンス増幅器g11の出
力信号は、コンデンサC11の充電電圧を制御するのに
用いられる。コンデンサC11の充電電圧によって、ト
ランジスタQ11の動作が制御される。このトランジス
タQ11を介してMR素子11にバイアス電流が供給さ
れる。
【0009】第2のフィードバック回路は、新たなバイ
アス電流をトランジスタQ11を介してMR素子11に
供給するのに用いられる。これにより、この前置増幅器
では、大きなバイアス電流をMR素子11に流すことが
できる。また、前置増幅器の正帰還利得が増加する。ト
ランスコンダクタンス増幅器g12は、基準電圧Vref
と抵抗器R12の第1の端子における電位との差を増幅
し、トランジスタQ13を介して制御電流を出力する。
このトランスコンダクタンス増幅器g12の出力は、コ
ンデンサC12の充電電圧を制御するのに用いられる。
コンデンサC12の充電電圧によって、トランジスタQ
13の動作が制御される。トランジスタQ13は、コン
デンサC12の充電電圧である制御電圧を、制御電流に
変換してトランジスタQ12のエミッタに供給する。こ
の制御電流は、トランジスタQ11を介してMR素子1
1に供給される。トランジスタQ12の構造により、こ
の制御電流は抵抗器R11には流れない。トランジスタ
Q12のエミッタ側から見たトランジスタQ13のイン
ピーダンスは、トランジスタQ12のエミッタにおける
インピーダンスよりはるかに高いので、MR素子11が
発生する交流の信号電流のほとんど全てが抵抗器R11
を介して流れる。すなわち、MR素子11の全信号電流
が抵抗器R11を流れる。
アス電流をトランジスタQ11を介してMR素子11に
供給するのに用いられる。これにより、この前置増幅器
では、大きなバイアス電流をMR素子11に流すことが
できる。また、前置増幅器の正帰還利得が増加する。ト
ランスコンダクタンス増幅器g12は、基準電圧Vref
と抵抗器R12の第1の端子における電位との差を増幅
し、トランジスタQ13を介して制御電流を出力する。
このトランスコンダクタンス増幅器g12の出力は、コ
ンデンサC12の充電電圧を制御するのに用いられる。
コンデンサC12の充電電圧によって、トランジスタQ
13の動作が制御される。トランジスタQ13は、コン
デンサC12の充電電圧である制御電圧を、制御電流に
変換してトランジスタQ12のエミッタに供給する。こ
の制御電流は、トランジスタQ11を介してMR素子1
1に供給される。トランジスタQ12の構造により、こ
の制御電流は抵抗器R11には流れない。トランジスタ
Q12のエミッタ側から見たトランジスタQ13のイン
ピーダンスは、トランジスタQ12のエミッタにおける
インピーダンスよりはるかに高いので、MR素子11が
発生する交流の信号電流のほとんど全てが抵抗器R11
を介して流れる。すなわち、MR素子11の全信号電流
が抵抗器R11を流れる。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】図3に示す前置増幅器
において、トランジスタQ12のベースは、電圧源V1
を介して接地されている。しかしながら、トランジスタ
Q12のコレクタに接続された抵抗器R11とトランジ
スタQ12のエミッタに接続されたトランジスタQ13
は、いずれもトランジスタQ12に電流を供給するが、
これらの電流値は、電源電圧Vccに依存している。電源
電圧Vccのレベルが変動すると、抵抗器R11の第1の
端子における電位及びトランジスタQ13の動作が影響
を受け、トランジスタQ12に供給される電流値が変化
する。すなわち、トランジスタQ12のベース電位はグ
ランドを基準とし、抵抗器R11とトランジスタQ13
は電源電圧Vccを基準としているので、歪みが発生し、
前置増幅器の電源電圧変動除去比が低下してしまう。
において、トランジスタQ12のベースは、電圧源V1
を介して接地されている。しかしながら、トランジスタ
Q12のコレクタに接続された抵抗器R11とトランジ
スタQ12のエミッタに接続されたトランジスタQ13
は、いずれもトランジスタQ12に電流を供給するが、
これらの電流値は、電源電圧Vccに依存している。電源
電圧Vccのレベルが変動すると、抵抗器R11の第1の
端子における電位及びトランジスタQ13の動作が影響
を受け、トランジスタQ12に供給される電流値が変化
する。すなわち、トランジスタQ12のベース電位はグ
ランドを基準とし、抵抗器R11とトランジスタQ13
は電源電圧Vccを基準としているので、歪みが発生し、
前置増幅器の電源電圧変動除去比が低下してしまう。
【0011】図3において、A点からグランド方向に見
た前置増幅器の出力インピーダンス、すなわちトランジ
スタQ12のコレクタにおけるインピーダンスは、下記
式により表される。
た前置増幅器の出力インピーダンス、すなわちトランジ
スタQ12のコレクタにおけるインピーダンスは、下記
式により表される。
【0012】rout=ro2(1+gmQ12ro1) ここで、ro1は、トランジスタQ13と並列なトランジ
スタQ11の出力インピーダンスである。B点におい
て、トランジスタQ13及び抵抗器R12により生じる
直流電流が、トランジスタQ12のエミッタからトラン
ジスタQ13のコレクタ方向に流れる。すなわち、トラ
ンジスタQ12は直流電流のループに入っていない。
スタQ11の出力インピーダンスである。B点におい
て、トランジスタQ13及び抵抗器R12により生じる
直流電流が、トランジスタQ12のエミッタからトラン
ジスタQ13のコレクタ方向に流れる。すなわち、トラ
ンジスタQ12は直流電流のループに入っていない。
【0013】本発明は、上述した従来の装置の実情に鑑
みてなされたものであり、本発明の目的は、ジョブ等に
より開示された前置増幅器よりも電源電圧変動除去比が
高い単一電源の前置増幅器を提供することである。さら
に、本発明の目的は、出力インピーダンスがより大きな
前置増幅器を提供することである。
みてなされたものであり、本発明の目的は、ジョブ等に
より開示された前置増幅器よりも電源電圧変動除去比が
高い単一電源の前置増幅器を提供することである。さら
に、本発明の目的は、出力インピーダンスがより大きな
前置増幅器を提供することである。
【0014】
【課題を解決するための手段】本発明に係る前置増幅器
は、磁気ヘッド装置において用いられる単一電源の前置
増幅器であって、磁気抵抗効果素子をバイアスするとと
もに、磁気抵抗効果素子により生成された信号を増幅す
る回路を有している。この前置増幅器は、単一電圧源か
ら電力が供給される。前置増幅器には、その利得を定
め、磁気抵抗効果素子により生成された信号に対応する
出力信号を出力する第1の抵抗器が設けられている。第
1のフィードバック回路は、第1のバイアス電流を発生
して、磁気抵抗効果素子に供給する。第1のフィードバ
ック回路は、出力信号と基準電圧の差を増幅する第1の
トランスコンダクタンス増幅器を有する。第2のフィー
ドバック回路は、第2のバイアス電流を発生して、磁気
抵抗効果素子に供給する。第2のフィードバック回路
は、基準電圧と2つの抵抗器の接続点における電位との
差を増幅する第2のトランスコンダクタンス増幅器を有
する。受信回路と第1の抵抗器間にはトランジスタが接
続され、このトランジスタは、第1の抵抗器で生成され
る出力信号を制御する。トランジスタは、第2のトラン
スコンダクタンス増幅器の出力及び第1のコンデンサに
より制御される。第1の抵抗器、トランジスタ及び第2
のフィードバック回路の全ては、単一電圧源の電圧を基
準にしており、高い電源電圧変動除去比が得られる。第
2のバイアス電流が2つの抵抗器を介して供給されるこ
とにより、前置増幅器の出力インピーダンスを増加させ
る。
は、磁気ヘッド装置において用いられる単一電源の前置
増幅器であって、磁気抵抗効果素子をバイアスするとと
もに、磁気抵抗効果素子により生成された信号を増幅す
る回路を有している。この前置増幅器は、単一電圧源か
ら電力が供給される。前置増幅器には、その利得を定
め、磁気抵抗効果素子により生成された信号に対応する
出力信号を出力する第1の抵抗器が設けられている。第
1のフィードバック回路は、第1のバイアス電流を発生
して、磁気抵抗効果素子に供給する。第1のフィードバ
ック回路は、出力信号と基準電圧の差を増幅する第1の
トランスコンダクタンス増幅器を有する。第2のフィー
ドバック回路は、第2のバイアス電流を発生して、磁気
抵抗効果素子に供給する。第2のフィードバック回路
は、基準電圧と2つの抵抗器の接続点における電位との
差を増幅する第2のトランスコンダクタンス増幅器を有
する。受信回路と第1の抵抗器間にはトランジスタが接
続され、このトランジスタは、第1の抵抗器で生成され
る出力信号を制御する。トランジスタは、第2のトラン
スコンダクタンス増幅器の出力及び第1のコンデンサに
より制御される。第1の抵抗器、トランジスタ及び第2
のフィードバック回路の全ては、単一電圧源の電圧を基
準にしており、高い電源電圧変動除去比が得られる。第
2のバイアス電流が2つの抵抗器を介して供給されるこ
とにより、前置増幅器の出力インピーダンスを増加させ
る。
【0015】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る磁気ヘッド装
置及びその前置増幅器の実施例について、図面を参照し
ながら説明する。
置及びその前置増幅器の実施例について、図面を参照し
ながら説明する。
【0016】図1は、本発明に係る単一電源の前置増幅
器の構成を示す回路図である。
器の構成を示す回路図である。
【0017】磁気抵抗効果(以下、MRという。)素子
1の第1の端子は接地されている。MR素子1の第2の
端子は、npnトランジスタQ1のエミッタに接続され
ている。トランジスタQ1のコレクタは、npnトラン
ジスタQ2のエミッタ及び抵抗器R3の第1の端子に接
続されている。トランジスタQ2のコレクタは、抵抗器
R1の第1の端子及びトランスコンダクタンス増幅器g
1の反転入力端子に接続されている。抵抗器R1の第2
の端子には、電源電圧Vccが印加されている。トランス
コンダクタンス増幅器g1の非反転入力端子は、トラン
スコンダクタンス増幅器g2の非反転入力端子及び基準
電圧源Vref の第1の端子に接続されている。基準電圧
源Vref の第2の端子には、電源電圧Vccが印加されて
いる。トランスコンダクタンス増幅器g1の出力端子
は、トランジスタQ1のベース及びコンデンサCext の
第1の端子に接続されている。コンデンサCext の第2
の端子は接地されている。トランスコンダクタンス増幅
器g2の反転入力端子は、抵抗器R3の第2の端子及び
抵抗器R2の第1の端子に接続されている。抵抗器R2
の第2の端子には、電源電圧Vccが印加されている。ト
ランスコンダクタンス増幅器g2の出力端子は、コンデ
ンサC1の第1の端子及びトランジスタQ2のベースに
接続されている。コンデンサC1の第2の端子には、電
源電圧Vccが印加されている。
1の第1の端子は接地されている。MR素子1の第2の
端子は、npnトランジスタQ1のエミッタに接続され
ている。トランジスタQ1のコレクタは、npnトラン
ジスタQ2のエミッタ及び抵抗器R3の第1の端子に接
続されている。トランジスタQ2のコレクタは、抵抗器
R1の第1の端子及びトランスコンダクタンス増幅器g
1の反転入力端子に接続されている。抵抗器R1の第2
の端子には、電源電圧Vccが印加されている。トランス
コンダクタンス増幅器g1の非反転入力端子は、トラン
スコンダクタンス増幅器g2の非反転入力端子及び基準
電圧源Vref の第1の端子に接続されている。基準電圧
源Vref の第2の端子には、電源電圧Vccが印加されて
いる。トランスコンダクタンス増幅器g1の出力端子
は、トランジスタQ1のベース及びコンデンサCext の
第1の端子に接続されている。コンデンサCext の第2
の端子は接地されている。トランスコンダクタンス増幅
器g2の反転入力端子は、抵抗器R3の第2の端子及び
抵抗器R2の第1の端子に接続されている。抵抗器R2
の第2の端子には、電源電圧Vccが印加されている。ト
ランスコンダクタンス増幅器g2の出力端子は、コンデ
ンサC1の第1の端子及びトランジスタQ2のベースに
接続されている。コンデンサC1の第2の端子には、電
源電圧Vccが印加されている。
【0018】この実施例の前置増幅器においては、図3
に示す前置増幅器に設けられているトランジスタQ3と
電圧源V1を削除している。この前置増幅器の利得は、
抵抗器R1の値によって定まる。トランジスタQ1のエ
ミッタを介してMR素子1に、バイアス電流が供給され
る。前置増幅器の出力信号の電圧(以下、単に出力電圧
信号という。)Vout は、抵抗器R1の第1の端子と基
準電圧Vref の第1の端子間の電圧差で得られる。出力
電圧信号Vout は、トランジスタQ1からのバイアス電
流が流れるMR素子1によって得られる入力電流信号を
増幅したものに対応している。
に示す前置増幅器に設けられているトランジスタQ3と
電圧源V1を削除している。この前置増幅器の利得は、
抵抗器R1の値によって定まる。トランジスタQ1のエ
ミッタを介してMR素子1に、バイアス電流が供給され
る。前置増幅器の出力信号の電圧(以下、単に出力電圧
信号という。)Vout は、抵抗器R1の第1の端子と基
準電圧Vref の第1の端子間の電圧差で得られる。出力
電圧信号Vout は、トランジスタQ1からのバイアス電
流が流れるMR素子1によって得られる入力電流信号を
増幅したものに対応している。
【0019】基準電圧Vref は、フィードバック回路に
より、抵抗器R1を介して流れる電流を所定の値に設定
するのに用いられる。フィードバック回路は、正帰還の
利得を定める経路と、負帰還の利得を定める経路とを有
している。負帰還利得の経路(以下、第1のフィードバ
ック回路という。)は、トランスコンダクタンス増幅器
g1等からなる。トランスコンダクタンス増幅器g1
は、基準電圧Vref と抵抗器R1の第1の端子における
電位との差で表される出力電圧信号Vout を増幅する。
トランスコンダクタンス増幅器g1の出力信号は、コン
デンサCext の充電電圧を制御するのに用いられる。コ
ンデンサCext の充電電圧によって、トランジスタQ1
の動作及びMR素子1に供給される電流量が制御され
る。正帰還利得の経路(以下、第2のフィードバック回
路という。)は、抵抗器R1、トランジスタQ1、MR
素子1等からなる。
より、抵抗器R1を介して流れる電流を所定の値に設定
するのに用いられる。フィードバック回路は、正帰還の
利得を定める経路と、負帰還の利得を定める経路とを有
している。負帰還利得の経路(以下、第1のフィードバ
ック回路という。)は、トランスコンダクタンス増幅器
g1等からなる。トランスコンダクタンス増幅器g1
は、基準電圧Vref と抵抗器R1の第1の端子における
電位との差で表される出力電圧信号Vout を増幅する。
トランスコンダクタンス増幅器g1の出力信号は、コン
デンサCext の充電電圧を制御するのに用いられる。コ
ンデンサCext の充電電圧によって、トランジスタQ1
の動作及びMR素子1に供給される電流量が制御され
る。正帰還利得の経路(以下、第2のフィードバック回
路という。)は、抵抗器R1、トランジスタQ1、MR
素子1等からなる。
【0020】第2のフィードバック回路は、新たなバイ
アス電流をトランジスタQ1を介してMR素子1に供給
するのに用いられる。トランスコンダクタンス増幅器g
2は、基準電圧Vref と抵抗器R2の第1の端子におけ
る電位との差を増幅して、トランジスタQ2の動作を制
御する。トランスコンダクタンス増幅器g2の出力は、
コンデンサC1の充電電圧を制御するのに用いられる。
コンデンサC1の充電電圧によって、トランジスタQ2
の動作が制御される。
アス電流をトランジスタQ1を介してMR素子1に供給
するのに用いられる。トランスコンダクタンス増幅器g
2は、基準電圧Vref と抵抗器R2の第1の端子におけ
る電位との差を増幅して、トランジスタQ2の動作を制
御する。トランスコンダクタンス増幅器g2の出力は、
コンデンサC1の充電電圧を制御するのに用いられる。
コンデンサC1の充電電圧によって、トランジスタQ2
の動作が制御される。
【0021】この実施例の前置増幅器の直流電流は、抵
抗器R2、R3を介して供給される。トランジスタQ2
も直流電流を制御するフィードバックループ内に設けら
れている。この実施例の前置増幅器において、トランジ
スタQ2のベース電位は、トランスコンダクタンス増幅
器g2とコンデンサC1を介して電源電圧Vccを基準と
している。抵抗器R1の第1の端子はトランジスタQ2
のコレクタに接続されているが、この抵抗器R1の第2
の端子には電源電圧Vccが印加されている。抵抗器R3
の第1の端子はトランジスタQ2のコレクタに接続され
ているが、この抵抗器R3の第2の端子には抵抗器R2
を介して電源電圧Vccが印加されている。このため、電
源電圧Vccのレベルが変動しても、抵抗器R1により供
給される電流値と、抵抗器R2、R3を流れる電流値及
びトランジスタQ2の動作が全て比例して変動し、歪み
が相殺されて、出力電圧信号Vout において一定の応答
が得られる。したがって、この前置増幅器が発生する雑
音は、電源電圧Vccのレベルの変動による本来の雑音よ
りも小さくなり、これにより、高い電源電圧変動除去比
を得ることができる。
抗器R2、R3を介して供給される。トランジスタQ2
も直流電流を制御するフィードバックループ内に設けら
れている。この実施例の前置増幅器において、トランジ
スタQ2のベース電位は、トランスコンダクタンス増幅
器g2とコンデンサC1を介して電源電圧Vccを基準と
している。抵抗器R1の第1の端子はトランジスタQ2
のコレクタに接続されているが、この抵抗器R1の第2
の端子には電源電圧Vccが印加されている。抵抗器R3
の第1の端子はトランジスタQ2のコレクタに接続され
ているが、この抵抗器R3の第2の端子には抵抗器R2
を介して電源電圧Vccが印加されている。このため、電
源電圧Vccのレベルが変動しても、抵抗器R1により供
給される電流値と、抵抗器R2、R3を流れる電流値及
びトランジスタQ2の動作が全て比例して変動し、歪み
が相殺されて、出力電圧信号Vout において一定の応答
が得られる。したがって、この前置増幅器が発生する雑
音は、電源電圧Vccのレベルの変動による本来の雑音よ
りも小さくなり、これにより、高い電源電圧変動除去比
を得ることができる。
【0022】この実施例の前置増幅器の出力インピーダ
ンスは、トランスコンダクタンス増幅器g2でトランジ
スタQ2を制御することによって増大する。この実施例
の前置増幅器において、A点からグランド方向に見た出
力インピーダンスは、下記式により表される。
ンスは、トランスコンダクタンス増幅器g2でトランジ
スタQ2を制御することによって増大する。この実施例
の前置増幅器において、A点からグランド方向に見た出
力インピーダンスは、下記式により表される。
【0023】rout=ro2(1+Ag2gmQ2ro1) したがって、出力インピーダンスrout は、トランスコ
ンダクタンス増幅器g2の直流利得Ag2により、図3に
示す前置増幅器よりも大きくなる。
ンダクタンス増幅器g2の直流利得Ag2により、図3に
示す前置増幅器よりも大きくなる。
【0024】ここで、図1に示す前置増幅器の具体的な
回路構成について説明する。図2は、この前置増幅器の
具体的な構成を示す回路図である。なお、図1と同じ回
路構成部品には、同じ番号を付し、それらの動作につい
ては、図1に示す前置増幅器と同じなので、ここでは説
明を省略する。
回路構成について説明する。図2は、この前置増幅器の
具体的な構成を示す回路図である。なお、図1と同じ回
路構成部品には、同じ番号を付し、それらの動作につい
ては、図1に示す前置増幅器と同じなので、ここでは説
明を省略する。
【0025】この前置増幅器は、MR素子1により磁気
記録媒体からデータを読み出す磁気ヘッド装置に用いら
れるように設計されている。前置増幅器は、MR素子1
によって読み出された信号を増幅し、出力信号Vout と
して出力する。前置増幅器は、この出力信号Vout を読
出チャンネル回路に供給し、磁気記録媒体から読み出さ
れたディジタルフォーマットのデータを再生する。
記録媒体からデータを読み出す磁気ヘッド装置に用いら
れるように設計されている。前置増幅器は、MR素子1
によって読み出された信号を増幅し、出力信号Vout と
して出力する。前置増幅器は、この出力信号Vout を読
出チャンネル回路に供給し、磁気記録媒体から読み出さ
れたディジタルフォーマットのデータを再生する。
【0026】すなわち、図1に示すトランスコンダクタ
ンス増幅器g1は、抵抗器R1の第1の端子における電
位、基準電圧Vref をレベルシフトするためのトランジ
スタQ3、Q4と、トランジスタQ5、Q6からなるエ
ミッタ接地の差動増幅回路と、トランジスタQ7、Q8
からなるカレントミラー定電流回路とを備え、基準電圧
Vref と抵抗器R1の第1の端子における電位との差で
表される出力電圧信号Vout を増幅してトランジスタQ
1に負帰還をかけ、MR素子1のバイアス電流を一定に
制御する。
ンス増幅器g1は、抵抗器R1の第1の端子における電
位、基準電圧Vref をレベルシフトするためのトランジ
スタQ3、Q4と、トランジスタQ5、Q6からなるエ
ミッタ接地の差動増幅回路と、トランジスタQ7、Q8
からなるカレントミラー定電流回路とを備え、基準電圧
Vref と抵抗器R1の第1の端子における電位との差で
表される出力電圧信号Vout を増幅してトランジスタQ
1に負帰還をかけ、MR素子1のバイアス電流を一定に
制御する。
【0027】また、図1に示すトランスコンダクタンス
増幅器g2は、トランジスタQ9、Q10からなる増幅
回路と、トランジスタQ11、Q12からなるカレント
ミラー定電流回路とを備え、基準電圧Vref と抵抗器R
2の第1の端子における電位との差を増幅して、トラン
ジスタQ2の動作を制御する。
増幅器g2は、トランジスタQ9、Q10からなる増幅
回路と、トランジスタQ11、Q12からなるカレント
ミラー定電流回路とを備え、基準電圧Vref と抵抗器R
2の第1の端子における電位との差を増幅して、トラン
ジスタQ2の動作を制御する。
【0028】以上のように、上述した実施例では、本発
明に係る前置増幅器をバイポーラトランジスタ集積回路
として説明したが、本発明に係る前置増幅器は、例えば
CMOS、MOS、個別部品、ECL等の他の部品技術
を用いても実現できることは、当該分野の技術者にとっ
て明らかである。また、上述した論理回路に代えて、異
なる構成の論理回路を用いても、この実施例の機能を達
成できることは、当該分野の技術者にとって明らかであ
る。
明に係る前置増幅器をバイポーラトランジスタ集積回路
として説明したが、本発明に係る前置増幅器は、例えば
CMOS、MOS、個別部品、ECL等の他の部品技術
を用いても実現できることは、当該分野の技術者にとっ
て明らかである。また、上述した論理回路に代えて、異
なる構成の論理回路を用いても、この実施例の機能を達
成できることは、当該分野の技術者にとって明らかであ
る。
【0029】本発明の構成及び動作の原理を理解しやす
くするために、本発明を、詳細事項を含めて具体的な実
施例により説明したが、ここでの具体的な実施例やその
詳細な事項は、特許請求の範囲を限定するものではな
い。本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、実施例における
変更が可能なことは、当該分野の技術者にとって明らか
である。
くするために、本発明を、詳細事項を含めて具体的な実
施例により説明したが、ここでの具体的な実施例やその
詳細な事項は、特許請求の範囲を限定するものではな
い。本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、実施例における
変更が可能なことは、当該分野の技術者にとって明らか
である。
【0030】
【発明の効果】本発明に係る前置増幅器は、単一電源の
前置増幅器であり、磁気ヘッド装置において用いられ
る。この単一電源の前置増幅器は、磁気抵抗効果素子を
バイアスするとともに、磁気抵抗効果素子により生成さ
れる信号を増幅する回路を有している。この前置増幅器
は、単一電圧源から電力が供給される。前置増幅器に
は、その利得を定め、磁気抵抗効果素子により生成され
た信号に対応する出力信号を出力する第1の抵抗器が設
けられている。第1のフィードバック回路は、第1のバ
イアス電流を発生して、磁気抵抗効果素子に供給する。
第1のフィードバック回路は、出力信号と基準電圧の差
を増幅する第1のトランスコンダクタンス増幅器を有す
る。第2のフィードバック回路は、第2のバイアス電流
を発生して、磁気抵抗効果素子に供給する。第2のフィ
ードバック回路は、基準電圧と2つの抵抗器の接続点に
おける電位との差を増幅する第2のトランスコンダクタ
ンス増幅器を有する。受信回路と第1の抵抗器間にはト
ランジスタが接続され、このトランジスタは、第1の抵
抗器で生成される出力信号を制御する。トランジスタ
は、第2のトランスコンダクタンス増幅器の出力及び第
1のコンデンサにより制御される。第1の抵抗器、トラ
ンジスタ及び第2のフィードバック回路の全ては、単一
電圧源の電圧を基準にしており、高い電源電圧変動除去
比を得ることができる。第2のバイアス電流が2つの抵
抗器を介して供給されることにより、前置増幅器の出力
インピーダンスを増加させることができる。
前置増幅器であり、磁気ヘッド装置において用いられ
る。この単一電源の前置増幅器は、磁気抵抗効果素子を
バイアスするとともに、磁気抵抗効果素子により生成さ
れる信号を増幅する回路を有している。この前置増幅器
は、単一電圧源から電力が供給される。前置増幅器に
は、その利得を定め、磁気抵抗効果素子により生成され
た信号に対応する出力信号を出力する第1の抵抗器が設
けられている。第1のフィードバック回路は、第1のバ
イアス電流を発生して、磁気抵抗効果素子に供給する。
第1のフィードバック回路は、出力信号と基準電圧の差
を増幅する第1のトランスコンダクタンス増幅器を有す
る。第2のフィードバック回路は、第2のバイアス電流
を発生して、磁気抵抗効果素子に供給する。第2のフィ
ードバック回路は、基準電圧と2つの抵抗器の接続点に
おける電位との差を増幅する第2のトランスコンダクタ
ンス増幅器を有する。受信回路と第1の抵抗器間にはト
ランジスタが接続され、このトランジスタは、第1の抵
抗器で生成される出力信号を制御する。トランジスタ
は、第2のトランスコンダクタンス増幅器の出力及び第
1のコンデンサにより制御される。第1の抵抗器、トラ
ンジスタ及び第2のフィードバック回路の全ては、単一
電圧源の電圧を基準にしており、高い電源電圧変動除去
比を得ることができる。第2のバイアス電流が2つの抵
抗器を介して供給されることにより、前置増幅器の出力
インピーダンスを増加させることができる。
【図1】本発明に係る単一電源の前置増幅器の構成を示
す回路図である。
す回路図である。
【図2】図1に示す前置増幅器の具体的な回路構成を示
す図である。
す図である。
【図3】従来の磁気抵抗効果型センサ用の単一電源の前
置増幅器を構成を示す回路図である。
置増幅器を構成を示す回路図である。
1 MR素子、Q1、Q2、トランジスタ、R1、R
2、R3 抵抗器、Cext、C1 コンデンサ、g1、
g2 トランスコンダクタンス増幅器、
2、R3 抵抗器、Cext、C1 コンデンサ、g1、
g2 トランスコンダクタンス増幅器、
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マフムド ムスバ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 95051 サンタ クララ ホームステッド ロード #38 3335 (72)発明者 小路 法男 神奈川県横浜市都筑区荏田南 3−12−17
Claims (11)
- 【請求項1】 単一の電圧を出力する単一電圧源から電
力が供給され、磁気記録媒体から読み出されるデータに
対応した磁気抵抗効果素子をバイアスするとともに、上
記磁気抵抗効果素子により生成された信号を増幅する前
置増幅器であって、 上記磁気抵抗効果素子により生成された信号を受信する
受信回路と、 上記増幅回路の利得を定め、上記磁気抵抗効果素子によ
り生成された信号に対応した出力信号を出力する第1の
回路素子と、 上記単一電圧源に接続された基準電圧源と、 上記出力信号と上記基準電圧との第1の電圧差により制
御され、上記磁気抵抗効果素子に第1のバイアス電流を
供給する第1のバイアス回路と、 上記単一電圧源の電圧に基づいた第1の電圧レベルと上
記基準電圧との第2の電圧差により制御され、上記磁気
抵抗効果素子に第2のバイアス電流を供給する第2のバ
イアス回路と、 上記受信回路と上記第1の回路素子間に接続され、上記
第1の回路素子により生成される上記出力信号を制御す
る第1のトランジスタと、 を備え、 上記第1の回路素子、上記第1のトランジスタ及び上記
第2のバイアス回路の全てが、上記単一電圧源の電圧を
基準にし、高い電源電圧変動除去比を有する、 ことを特徴とする前置増幅器。 - 【請求項2】 上記第1の回路素子は、抵抗器である、 ことを特徴とする請求項1記載の前置増幅器。
- 【請求項3】 上記第1のバイアス回路は、第1のトラ
ンスコンダクタンス増幅器と、第1のコンデンサとを有
する、 ことを特徴とする請求項2記載の前置増幅器。 - 【請求項4】 上記第2のバイアス回路は、第2のトラ
ンスコンダクタンス増幅器と、第2のコンデンサとを有
し、 上記第2のトランスコンダクタンス増幅器は、上記第1
のトランジスタの動作を制御する第2の電圧を上記第2
のコンデンサに充電する、 ことを特徴とする請求項3記載の前置増幅器。 - 【請求項5】 上記第1のトランジスタと上記磁気抵抗
効果素子間に接続された第2のトランジスタを有し、 上記第1及び第2のバイアス電流が、上記第2のトラン
ジスタを介して上記磁気抵抗効果素子に供給される、 ことを特徴とする請求項4記載の前置増幅器。 - 【請求項6】 磁気記録媒体と、 上記磁気記録媒体に記録された情報に対応した信号を生
成する磁気抵抗効果素子と、 単一の電圧を出力する単一電圧源と、 上記単一電圧源及び上記磁気抵抗効果素子に接続され、
上記磁気抵抗効果素子をバイアスするとともに、生成さ
れた信号を増幅する増幅回路と、 を備え、 上記増幅回路は、利得を定め、上記磁気抵抗効果素子に
より生成された信号に対応する出力信号を出力する第1
の回路素子と、上記単一電圧源に接続された基準電圧源
と、上記出力信号と上記基準電圧との第1の電圧差によ
り制御され、上記磁気抵抗効果素子に第1のバイアス電
流を供給する第1のバイアス回路と、第1の電圧レベル
と上記基準電圧との第2の電圧差により制御され、上記
磁気抵抗効果素子に第2のバイアス電流を供給する第2
のバイアス回路と、上記磁気抵抗効果素子と上記第1の
回路素子間に接続され、上記第1の回路素子により生成
される上記出力信号を制御する第1のトランジスタとを
有し、 上記第1の回路素子、上記トランジスタ及び上記第2の
バイアス回路の全てが、上記単一電圧源の電圧を基準に
し、高い電源電圧変動除去比を有する、 ことを特徴とする磁気ヘッド装置。 - 【請求項7】 上記第1の回路素子は、抵抗器である、 ことを特徴とする請求項6記載の磁気ヘッド装置。
- 【請求項8】 上記第1のバイアス回路は、第1のトラ
ンスコンダクタンス増幅器と、第1のコンデンサとを有
する、 ことを特徴とする請求項7記載の磁気ヘッド装置。 - 【請求項9】 上記第2のバイアス回路は、第2のトラ
ンスコンダクタンス増幅器と、第2のコンデンサとを有
し、 上記第2のトランスコンダクタンス増幅器は、上記第1
のトランジスタの動作を制御する第2の電圧を上記第2
のコンデンサに充電する、 ことを特徴とする請求項8記載の磁気ヘッド装置。 - 【請求項10】 上記第1のトランジスタと上記磁気抵
抗効果素子との間に接続された第2のトランジスタを有
し、上記第1及び第2のバイアス電流が、上記第2のト
ランジスタを介して上記磁気抵抗効果素子に供給される
ことを特徴とする請求項9記載の磁気ヘッド装置。 - 【請求項11】 単一の電圧を出力する単一電圧源から
電力が供給され、磁気記録媒体から読み出されるデータ
に対応した磁気抵抗効果素子をバイアスするとともに、
上記磁気抵抗効果素子により生成された信号を増幅する
前置増幅器であって、 上記磁気抵抗効果素子により生成された信号を受信する
受信回路と、 上記単一電圧源に第1の端子が接続された第1の抵抗器
と、 上記磁気抵抗効果素子にエミッタが接続された第1のト
ランジスタと、 上記第1のトランジスタのコレクタにエミッタが接続さ
れ、上記第1の抵抗器の第2の端子にコレクタが接続さ
れた第2のトランジスタと、 上記第1のトランジスタのベースに第1の端子が接続さ
れ、第2の端子が接地された第1のコンデンサと、 上記単一電圧源に第1の端子が接続され、上記第2のト
ランジスタのベースに第2の端子が接続された第2のコ
ンデンサと、 上記単一電圧源に接続された基準電圧源と、 上記第1の抵抗器の第2の端子及び上記第2のトランジ
スタのコレクタに第1の入力端子が接続され、上記基準
電圧源に第2の入力端子が接続され、上記第1のトラン
ジスタのベース及び上記第1のコンデンサの第1の端子
に出力端子が接続された第1のトランスコンダクタンス
増幅器と、 上記単一電圧源に第1の端子が接続された第2の抵抗器
と、 上記第2の抵抗器の第2の端子に第1の端子が接続さ
れ、上記第2のトランジスタのエミッタ及び上記第1の
トランジスタのコレクタに第2の端子が接続された第3
の抵抗器と、 上記第1のトランスコンダクタンス増幅器の第2の入力
端子及び上記基準電圧源に第1の入力端子が接続され、
上記第2の抵抗器の第2の端子及び上記第3の抵抗器の
第1の端子に第2の入力端子が接続され、上記第2のコ
ンデンサの第2の端子及び上記第2のトランジスタのベ
ースに出力端子が接続された第2のトランスコンダクタ
ンス増幅器と、 を備えることを特徴とする前置増幅器。
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