JPH10257757A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH10257757A JPH10257757A JP6094497A JP6094497A JPH10257757A JP H10257757 A JPH10257757 A JP H10257757A JP 6094497 A JP6094497 A JP 6094497A JP 6094497 A JP6094497 A JP 6094497A JP H10257757 A JPH10257757 A JP H10257757A
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- switching
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は共振形スイッチング電源においてＰ
ＷＭ制御を実現したスイッチング電源回路に関し、特に
スイッチング損出の少ないＰＷＭ制御を行い、ノイズの
発生を防止したスイッチング電源回路を提供するもので
ある。 【解決手段】 直流電源１０の出力は、トランジスタＱ
２、コイル１１、１２を介してコンデンサ１４に蓄積さ
れ、このように蓄積された電荷は負荷１５に供給され、
一定の電圧を負荷１５に供給する。このようなスイッチ
ング電源回路において、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンオフ
することによりコンデンサ１６に電荷を蓄積し、ダイオ
ード１３をオンしてＭＯＳＦＥＴＱ２に流れる電流をな
くし、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンオフする。また、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ２のターンオンも、ＭＯＳＦＥＴＱ１をター
ンオンした後、ＭＯＳＦＥＴＱ２かかる電圧、電流が０
レベルの状態でターンオンし、電力損出の小さいスイッ
チング電源回路を提供するものである。
ＷＭ制御を実現したスイッチング電源回路に関し、特に
スイッチング損出の少ないＰＷＭ制御を行い、ノイズの
発生を防止したスイッチング電源回路を提供するもので
ある。 【解決手段】 直流電源１０の出力は、トランジスタＱ
２、コイル１１、１２を介してコンデンサ１４に蓄積さ
れ、このように蓄積された電荷は負荷１５に供給され、
一定の電圧を負荷１５に供給する。このようなスイッチ
ング電源回路において、ＭＯＳＦＥＴＱ１をターンオフ
することによりコンデンサ１６に電荷を蓄積し、ダイオ
ード１３をオンしてＭＯＳＦＥＴＱ２に流れる電流をな
くし、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターンオフする。また、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ２のターンオンも、ＭＯＳＦＥＴＱ１をター
ンオンした後、ＭＯＳＦＥＴＱ２かかる電圧、電流が０
レベルの状態でターンオンし、電力損出の小さいスイッ
チング電源回路を提供するものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は共振形スイッチング
電源に係り、特に共振形のスイッチング電源においてＰ
ＷＭ制御を実現したスイッチング電源回路に関する。
電源に係り、特に共振形のスイッチング電源においてＰ
ＷＭ制御を実現したスイッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】共振形スイッチング電源は、例えばコン
デンサの容量とコイルのインダクタンスを適当に設定し
た時定数回路の共振周波数により作成するパルス波を平
滑することにより電源供給を行う装置である。
デンサの容量とコイルのインダクタンスを適当に設定し
た時定数回路の共振周波数により作成するパルス波を平
滑することにより電源供給を行う装置である。
【０００３】図３は上述のような共振形スイッチング電
源の回路例を示す図である。同図において、直流電源１
から供給される電流は、所定周期で開閉されるスイッチ
２を介してコイル３、及びダイオード４に供給される。
ここで、コイル３とコンデンサ５はその容量とインダク
タンスから決まる所定周波数で共振する回路であり、上
述のスイッチ２の開閉周期はその共振周波数に同期して
いる。すなわち、図４の波形図に示すように、スイッチ
２をオンすることにより、コイル３とコンデンサ５の時
定数で決まる形状（いわゆるサイン波の上半分の波形）
の電流が供給される。この電流はコイル６を流れ電解コ
ンデンサ７を充電する。また、スイッチ２のオフするタ
イミングは、図４に示すように、直流電源１からの電流
供給が終了した後に行う。
源の回路例を示す図である。同図において、直流電源１
から供給される電流は、所定周期で開閉されるスイッチ
２を介してコイル３、及びダイオード４に供給される。
ここで、コイル３とコンデンサ５はその容量とインダク
タンスから決まる所定周波数で共振する回路であり、上
述のスイッチ２の開閉周期はその共振周波数に同期して
いる。すなわち、図４の波形図に示すように、スイッチ
２をオンすることにより、コイル３とコンデンサ５の時
定数で決まる形状（いわゆるサイン波の上半分の波形）
の電流が供給される。この電流はコイル６を流れ電解コ
ンデンサ７を充電する。また、スイッチ２のオフするタ
イミングは、図４に示すように、直流電源１からの電流
供給が終了した後に行う。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述のような共振形ス
イッチング電源においてＰＷＭ制御を行い、供給する電
源電圧を制御しようとする場合、電流が流れている状態
でスイッチ２をオフする必要がある。すなわち、例えば
図４にで示すタイミングでスイッチ２をオフする必要
がある。
イッチング電源においてＰＷＭ制御を行い、供給する電
源電圧を制御しようとする場合、電流が流れている状態
でスイッチ２をオフする必要がある。すなわち、例えば
図４にで示すタイミングでスイッチ２をオフする必要
がある。
【０００５】しかしながら、電流が流れている状態でス
イッチ２をオフすることは、いわゆるスイッチング損出
を大きくすることになる。すなわち、電流が流れている
状態でスイッチ２をオフすると、電流が遮断されると同
時にオフするスイッチ２間に電圧Ｅが発生し、電流の低
下と電圧の上昇が過渡的に発生し、その積分値に対応す
る電力損出が発生する。
イッチ２をオフすることは、いわゆるスイッチング損出
を大きくすることになる。すなわち、電流が流れている
状態でスイッチ２をオフすると、電流が遮断されると同
時にオフするスイッチ２間に電圧Ｅが発生し、電流の低
下と電圧の上昇が過渡的に発生し、その積分値に対応す
る電力損出が発生する。
【０００６】かかる場合、レベルの大きなノイズが発生
し、そのノイズの周波数範囲も広いため可聴雑音や、こ
のスイッチング電源回路を使用する装置へのノイズの影
響が大きい。
し、そのノイズの周波数範囲も広いため可聴雑音や、こ
のスイッチング電源回路を使用する装置へのノイズの影
響が大きい。
【０００７】本発明は、上記課題に鑑みてなされたもの
であり、共振形のスイッチング電源回路において、スイ
ッチング損出のないＰＷＭ制御を行い、ノイズの発生を
防止したスイッチング電源回路を提供するものである。
であり、共振形のスイッチング電源回路において、スイ
ッチング損出のないＰＷＭ制御を行い、ノイズの発生を
防止したスイッチング電源回路を提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は上
記課題を解決するため、直流電力を負荷へ供給する直流
電源と、該直流電源の出力と負荷との接続を制御する第
１の切換え手段と、該第１の切換え手段が開駆動する
際、前記直流電源から電力を充電し、前記第１の切換え
手段が閉駆動する際、負荷に電力を供給する電力供給手
段と、負荷への供給電流が所定値に達したときに、前記
直流電源からの充電が開始される充放電手段と、該充放
電手段が所定の電圧に達した時オンし、その充放電手段
に蓄積された電力を前記直流電源に回生するダイオード
と、該ダイオードがオン駆動しているときに、前記第１
の切換え手段を開駆動し、その後前記ダイオードがオフ
した後、前記第１の切換え手段を閉駆動する切換え制御
手段とを有するスイッチング電源回路を提供することに
よって達成できる。
記課題を解決するため、直流電力を負荷へ供給する直流
電源と、該直流電源の出力と負荷との接続を制御する第
１の切換え手段と、該第１の切換え手段が開駆動する
際、前記直流電源から電力を充電し、前記第１の切換え
手段が閉駆動する際、負荷に電力を供給する電力供給手
段と、負荷への供給電流が所定値に達したときに、前記
直流電源からの充電が開始される充放電手段と、該充放
電手段が所定の電圧に達した時オンし、その充放電手段
に蓄積された電力を前記直流電源に回生するダイオード
と、該ダイオードがオン駆動しているときに、前記第１
の切換え手段を開駆動し、その後前記ダイオードがオフ
した後、前記第１の切換え手段を閉駆動する切換え制御
手段とを有するスイッチング電源回路を提供することに
よって達成できる。
【０００９】ここで、例えば第１の切換え手段はＭＯＳ
ＦＥＴや、バイポーラトランジスタ、その他半導体素子
で構成し、上記第１の切換え手段をオン駆動することに
より、電解コンデンサ等で構成する電力供給手段と負荷
に電力を供給し、第１の切換え手段をターンオフするこ
とで負荷への電力供給が停止する間、前記電力供給手段
により負荷への電力供給を行う。
ＦＥＴや、バイポーラトランジスタ、その他半導体素子
で構成し、上記第１の切換え手段をオン駆動することに
より、電解コンデンサ等で構成する電力供給手段と負荷
に電力を供給し、第１の切換え手段をターンオフするこ
とで負荷への電力供給が停止する間、前記電力供給手段
により負荷への電力供給を行う。
【００１０】このような構成のスイッチング電源回路に
おいて、所望のタイミングで充放電手段を充電し、前記
ダイオードを介して第１の切換え手段に流れる電流を零
とし、第１の切換え手段をターンオフし、更に第１の切
換え手段に電流が流れない状態で第１の切換え手段をタ
ーンオンすることにより電力損出のないスイッチング電
源回路を提供するものである。したがって、上記所望の
タイミングを自由に設定することにより、実質的にＰＷ
Ｍ制御を行うことができる。
おいて、所望のタイミングで充放電手段を充電し、前記
ダイオードを介して第１の切換え手段に流れる電流を零
とし、第１の切換え手段をターンオフし、更に第１の切
換え手段に電流が流れない状態で第１の切換え手段をタ
ーンオンすることにより電力損出のないスイッチング電
源回路を提供するものである。したがって、上記所望の
タイミングを自由に設定することにより、実質的にＰＷ
Ｍ制御を行うことができる。
【００１１】請求項２記載の発明は、上記請求項１記載
の発明を具体化するものであり、前記充放電手段は、コ
ンデンサと、該コンデンサに並列に接続された第２の切
換え手段とから構成され、該第２の切換え手段を開駆動
することによりコンデンサに電荷を充電する構成であ
る。
の発明を具体化するものであり、前記充放電手段は、コ
ンデンサと、該コンデンサに並列に接続された第２の切
換え手段とから構成され、該第２の切換え手段を開駆動
することによりコンデンサに電荷を充電する構成であ
る。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態例につい
て図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明の実
施形態例を説明するスイッチング電源回路の回路図であ
る。同図において、１０は出力電圧がＥの直流電源であ
る。また、Ｑ１、Ｑ２はＭＯＳＦＥＴであり、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ２は第１の切換え手段として機能し、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ１は第２の切換え手段として機能するとともに、充
放電手段の一部として機能する。また、コイル１１とコ
ンデンサ１６は共振周波数を設定する時定数回路を構成
し、コイル１１のインダクタンス値とコンデンサ１６の
容量値で決まる周波数に従って共振する。ダイオード１
３は導通することにより上述の時定数回路を機能させ、
通常は逆バイアスされている。
て図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明の実
施形態例を説明するスイッチング電源回路の回路図であ
る。同図において、１０は出力電圧がＥの直流電源であ
る。また、Ｑ１、Ｑ２はＭＯＳＦＥＴであり、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ２は第１の切換え手段として機能し、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ１は第２の切換え手段として機能するとともに、充
放電手段の一部として機能する。また、コイル１１とコ
ンデンサ１６は共振周波数を設定する時定数回路を構成
し、コイル１１のインダクタンス値とコンデンサ１６の
容量値で決まる周波数に従って共振する。ダイオード１
３は導通することにより上述の時定数回路を機能させ、
通常は逆バイアスされている。
【００１３】コイル１２は大きな値のインダクタンスを
有し、このインダクタンスをＬF とする時、ＬF ≫ＬR
（但し、ＬR はコイル１１のインダクタンス）の関係で
ある。また、電解コンデンサ１４は直流電源１０から供
給される電荷を蓄積し、負荷に安定した直流電圧を供給
するコンデンサである。
有し、このインダクタンスをＬF とする時、ＬF ≫ＬR
（但し、ＬR はコイル１１のインダクタンス）の関係で
ある。また、電解コンデンサ１４は直流電源１０から供
給される電荷を蓄積し、負荷に安定した直流電圧を供給
するコンデンサである。
【００１４】また、上述のコンデンサ１６はＭＯＳＦＥ
ＴＱ１に並列に接続され、充放電手段を構成する。この
コンデンサ１６はＭＯＳＦＥＴＱ１がオフ駆動した時、
電荷が蓄積される。
ＴＱ１に並列に接続され、充放電手段を構成する。この
コンデンサ１６はＭＯＳＦＥＴＱ１がオフ駆動した時、
電荷が蓄積される。
【００１５】尚、ここで、以下の説明上ダイオード１３
のカソードの電位をＶM とし、ダイオード１３のアノー
ドの電位をＶDS1 とし、負荷１５（電解コンデンサ１
４）の両端の電位をＶo とする。
のカソードの電位をＶM とし、ダイオード１３のアノー
ドの電位をＶDS1 とし、負荷１５（電解コンデンサ１
４）の両端の電位をＶo とする。
【００１６】以上の構成のスイッチング電源回路におい
て、以下に回路動作を説明する。図２は上述の回路動作
を説明するタイムチャートである。先ず、同図において
ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２が共にオン状態の時、直流電源
１０から供給される電流は、ＭＯＳＦＥＴＱ２→コイル
１１→コイル１２を介して電解コンデンサ１４を充電す
る。また、この時コイル１１及び１２を流れる電流は共
に同じ値である。尚、この時電圧ＶDS1 はほぼ接地電位
（０Ｖ）であり、ダイオード１３には逆バイアスがかか
りオフ状態である。
て、以下に回路動作を説明する。図２は上述の回路動作
を説明するタイムチャートである。先ず、同図において
ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２が共にオン状態の時、直流電源
１０から供給される電流は、ＭＯＳＦＥＴＱ２→コイル
１１→コイル１２を介して電解コンデンサ１４を充電す
る。また、この時コイル１１及び１２を流れる電流は共
に同じ値である。尚、この時電圧ＶDS1 はほぼ接地電位
（０Ｖ）であり、ダイオード１３には逆バイアスがかか
りオフ状態である。
【００１７】次に、負荷への供給電流Ｉo が所定値Ｉ1
に達したときＭＯＳＦＥＴＱ１をオフする。尚、このオ
フ駆動はＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート端子に切換え制御手
段としての不図示の制御回路からゲート信号を供給する
ことにより行われる。上述の処理によりＭＯＳＦＥＴＱ
１がオフすると、それまでＭＯＳＦＥＴＱ１を流れてい
た電流はコンデンサ１６に流れ込み、コンデンサ１６を
充電する。ここで、ＭＯＳＦＥＴＱ１のターンオフ直後
は、電圧ＶDS1 は前述のように０Ｖであり、また、ＬF
≫ＬR より、コイル１１の両端電圧は無視できる程度に
小さいとすると、ＶM ＝Ｅ−Ｖo −ＶDS1 であり、Ｅ＞
Ｖo の関係からＶM ＞０である。従って、ダイオード１
３にはまだ逆バイアスがかかっておりオフ状態である。
に達したときＭＯＳＦＥＴＱ１をオフする。尚、このオ
フ駆動はＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート端子に切換え制御手
段としての不図示の制御回路からゲート信号を供給する
ことにより行われる。上述の処理によりＭＯＳＦＥＴＱ
１がオフすると、それまでＭＯＳＦＥＴＱ１を流れてい
た電流はコンデンサ１６に流れ込み、コンデンサ１６を
充電する。ここで、ＭＯＳＦＥＴＱ１のターンオフ直後
は、電圧ＶDS1 は前述のように０Ｖであり、また、ＬF
≫ＬR より、コイル１１の両端電圧は無視できる程度に
小さいとすると、ＶM ＝Ｅ−Ｖo −ＶDS1 であり、Ｅ＞
Ｖo の関係からＶM ＞０である。従って、ダイオード１
３にはまだ逆バイアスがかかっておりオフ状態である。
【００１８】しかし、次第にコンデンサ１６が充電され
ると、図２のに示すように、直線状に電圧ＶDS1 が上
昇する。そして、電圧ＶDS1 がＥ−Ｖo を越えると、ダ
イオード１３のアノードの電圧がカソードの電圧を越え
るため、ダイオード１３には順バイアスがかかり、ダイ
オード１３がオンする（図２に示すのタイミング）。
ると、図２のに示すように、直線状に電圧ＶDS1 が上
昇する。そして、電圧ＶDS1 がＥ−Ｖo を越えると、ダ
イオード１３のアノードの電圧がカソードの電圧を越え
るため、ダイオード１３には順バイアスがかかり、ダイ
オード１３がオンする（図２に示すのタイミング）。
【００１９】ダイオード１３がオンすると、直流電源１
０−ＭＯＳＦＥＴＱ２−ダイオード１３−コンデンサ１
６の回路が形成され、コイル１１とコンデンサ１６の値
で決まる時定数に従った共振回路となる。このため、コ
ンデンサ１６に蓄積された電荷はダイオード１３→コイ
ル１１→ＭＯＳＦＥＴＱ２を介して直流電源１０に回生
される。したがって、この間コイル１１に流れる電流Ｉ
LRは、電流Ｉo から序々に減少し、マイナス（−）の電
流となる（図２に示すのタイミング）。
０−ＭＯＳＦＥＴＱ２−ダイオード１３−コンデンサ１
６の回路が形成され、コイル１１とコンデンサ１６の値
で決まる時定数に従った共振回路となる。このため、コ
ンデンサ１６に蓄積された電荷はダイオード１３→コイ
ル１１→ＭＯＳＦＥＴＱ２を介して直流電源１０に回生
される。したがって、この間コイル１１に流れる電流Ｉ
LRは、電流Ｉo から序々に減少し、マイナス（−）の電
流となる（図２に示すのタイミング）。
【００２０】その後、コンデンサ１６に蓄積された電荷
の減少と共に、電圧ＶDS1 はＶPEAKを越えて低下し、コ
イル１１を流れる電流ＩLRも減少し（図２に示すのタ
イミング）、ほぼ０Ｖとなる。
の減少と共に、電圧ＶDS1 はＶPEAKを越えて低下し、コ
イル１１を流れる電流ＩLRも減少し（図２に示すのタ
イミング）、ほぼ０Ｖとなる。
【００２１】そしてこの回生期間中に、ＭＯＳＦＥＴＱ
１をターンオンすると共に、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターン
オフする。すなわち、この時、ＭＯＳＦＥＴＱ２におい
ては、寄生ダイオードに回生電流が流れているため、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ２の両端にかかる電圧は０Ｖとなる。この
ような状態でＭＯＳＦＥＴＱ２をターンオフすることに
より、ゼロヴォルテージスイッチング（ＺＶＳ）を実現
でき、電力損出のないターンオフを行うことができる。
１をターンオンすると共に、ＭＯＳＦＥＴＱ２をターン
オフする。すなわち、この時、ＭＯＳＦＥＴＱ２におい
ては、寄生ダイオードに回生電流が流れているため、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ２の両端にかかる電圧は０Ｖとなる。この
ような状態でＭＯＳＦＥＴＱ２をターンオフすることに
より、ゼロヴォルテージスイッチング（ＺＶＳ）を実現
でき、電力損出のないターンオフを行うことができる。
【００２２】その後、負荷への供給電流Ｉo が所定値Ｉ
2 以下となったときにＭＯＳＦＥＴＱ２をターンオンす
る（図２に示すのタイミング）。この時、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ２にかかる電圧は０Ｖであり、電流が流れていない
状態である。したがって、この時ＭＯＳＦＥＴＱ２のタ
ーンオンは、いわゆるゼロヴォルテージスイッチング
（ＺＶＳ）、及びゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）
であり、電力損出のないターンオンが行われる。
2 以下となったときにＭＯＳＦＥＴＱ２をターンオンす
る（図２に示すのタイミング）。この時、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ２にかかる電圧は０Ｖであり、電流が流れていない
状態である。したがって、この時ＭＯＳＦＥＴＱ２のタ
ーンオンは、いわゆるゼロヴォルテージスイッチング
（ＺＶＳ）、及びゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）
であり、電力損出のないターンオンが行われる。
【００２３】一方、ＭＯＳＦＥＴＱ２がターンオンした
ことにより、コイル１１に直流電源１０から再度電流が
供給され、コイル１１に流れる電流ＩLRは電流Ｉo まで
上昇する（図２に示すのタイミング）。その後、一定
の電流Ｉo がコイル１１に流れ、以後上述の処理を繰り
返す。尚、電流Ｉo は、ほぼコイル１１とコイル１２の
インダクタンス値で決まる値である。
ことにより、コイル１１に直流電源１０から再度電流が
供給され、コイル１１に流れる電流ＩLRは電流Ｉo まで
上昇する（図２に示すのタイミング）。その後、一定
の電流Ｉo がコイル１１に流れ、以後上述の処理を繰り
返す。尚、電流Ｉo は、ほぼコイル１１とコイル１２の
インダクタンス値で決まる値である。
【００２４】以上のように、本例は図２に示すタイムチ
ャートに従ってＭＯＳＦＥＴＱ１、２をターンオン、タ
ーンオフすることにより、ターンオンをゼロヴォルテー
ジスイッチング（ＺＶＳ）で行うことができ、ターンオ
フをゼロヴォルテージスイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ
カレントスイッチング（ＺＣＳ）で行うことができ、電
力損出のないスイッチング電源回路を提供できる。
ャートに従ってＭＯＳＦＥＴＱ１、２をターンオン、タ
ーンオフすることにより、ターンオンをゼロヴォルテー
ジスイッチング（ＺＶＳ）で行うことができ、ターンオ
フをゼロヴォルテージスイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ
カレントスイッチング（ＺＣＳ）で行うことができ、電
力損出のないスイッチング電源回路を提供できる。
【００２５】また、ＭＯＳＦＥＴＱ１をオフするタイミ
ングは自由に設定することができ、従ってこのタイミン
グをＰＷＭ制御に対応して供給を必要とする負荷１５の
電力に対応して設定し、実質的にＰＷＭ制御を行うこと
ができる。しかも、上述のように電力損出のないスイッ
チング電源回路を提供できる。
ングは自由に設定することができ、従ってこのタイミン
グをＰＷＭ制御に対応して供給を必要とする負荷１５の
電力に対応して設定し、実質的にＰＷＭ制御を行うこと
ができる。しかも、上述のように電力損出のないスイッ
チング電源回路を提供できる。
【００２６】尚、本例では切換え手段としてＭＯＳＦＥ
Ｔを使用したが、バイポーラトランジスタで構成しても
よく、更に他の半導体スイッチで構成してもよい。
Ｔを使用したが、バイポーラトランジスタで構成しても
よく、更に他の半導体スイッチで構成してもよい。
【００２７】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
ればスイッチングの際の電力損出を減らすことができ
る。
ればスイッチングの際の電力損出を減らすことができ
る。
【００２８】また、スイッチングの際発生するノイズレ
ベルを低下し、ノイズスペクトルも広範囲にないため、
本発明のスイッチング電源回路を使用する装置のノイズ
対策を容易にすることができる。
ベルを低下し、ノイズスペクトルも広範囲にないため、
本発明のスイッチング電源回路を使用する装置のノイズ
対策を容易にすることができる。
【００２９】さらに、可聴騒音が低下し、装置の騒音対
策も容易となる。
策も容易となる。
【図１】実施形態例のスイッチング電源回路の回路図で
ある。
ある。
【図２】実施形態例のスイッチング制御回路の動作を説
明するタイムチャートである。
明するタイムチャートである。
【図３】従来のスイッチング電源の回路図である。
【図４】従来のスイッチング電源の回路動作を説明する
波形図である。
波形図である。
１０ 直流電源 １１、１２ コイル １３ ダイオード １４ 電解コンデンサ １５ 負荷 １６ コンデンサ Ｑ１、Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電力を負荷へ供給する直流電源と、 該直流電源の出力と負荷との接続を制御する第１の切換
え手段と、 該第１の切換え手段が開駆動する際、前記直流電源から
電力を充電し、前記第１の切換え手段が閉駆動する際、
負荷に電力を供給する電力供給手段と、 負荷への供給電流が所定値に達したときに、前記直流電
源からの充電が開始される充放電手段と、 該充放電手段が所定の電圧に達した時オンし、その充放
電手段に蓄積された電力を前記直流電源に回生するダイ
オードと、 該ダイオードがオン駆動しているときに、前記第１の切
換え手段を開駆動し、その後前記ダイオードがオフした
後、前記第１の切換え手段を閉駆動する切換え制御手段
と、 を有することを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 前記充放電手段は、コンデンサと、該コ
ンデンサに並列に接続された第２の切換え手段とから構
成され、該第２の切換え手段を開駆動することによりコ
ンデンサに電荷を充電することを特徴とする請求項１に
記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6094497A JPH10257757A (ja) | 1997-03-14 | 1997-03-14 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6094497A JPH10257757A (ja) | 1997-03-14 | 1997-03-14 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10257757A true JPH10257757A (ja) | 1998-09-25 |
Family
ID=13157012
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6094497A Withdrawn JPH10257757A (ja) | 1997-03-14 | 1997-03-14 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10257757A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010148311A (ja) * | 2008-12-22 | 2010-07-01 | Toyota Motor Corp | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
-
1997
- 1997-03-14 JP JP6094497A patent/JPH10257757A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010148311A (ja) * | 2008-12-22 | 2010-07-01 | Toyota Motor Corp | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
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