JPH10242895A - 衛星通信システムの地球局装置及びその移動端末局装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 衛星通信システムの地球局装置及びその移動
端末局装置に関し、移動局に常に良好な衛星受信を可能
とすることを課題とする。 【解決手段】 地球局と複数の移動端末局とが静止衛星
を介する直交偏波を利用して通信を行う衛星通信システ
ムの地球局において、衛星中継器における同一周波数の
Ｖ，Ｈ偏波につき所定帯域幅を占有すると共に、該帯域
内に移動端末局が衛星の認識、追尾又はアンテナ受信偏
波面の傾き検出に利用可能な所定のパイロット信号を送
信する。移動端末局は、衛星からのＶ，Ｈ偏波信号につ
きアンテナの直交偏波面でＶ，Ｈ偏波の直交信号成分を
受信すると共に、該受信信号より抽出したパイロット信
号の直交信号成分に基づき移動端末局の姿勢に起因する
アンテナ受信偏波面の回転角を検出し、かつ前記受信信
号より抽出した通信チャネル信号の直交信号成分を前記
検出された回転角で電気的に補正する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は衛星通信システムの
地球局装置及びその移動端末局装置に関し、更に詳しく
は地球局装置と複数の移動端末局装置とが静止衛星を介
する直交偏波を利用して通信を行う衛星通信システムの
地球局装置及びその移動端末局装置に関する。

【０００２】今日、通信衛星を用いて映像を一般加入者
に放送する衛星放送システムが普及しつつある。日本で
はＮＨＫの開発したＢＳ放送が先行したが、最近ではＣ
Ｓ（通信衛星）を使用したディジタル衛星放送がその多
チャンネル性を理由に加入者数を増大させつつある。本
発明は特にＣＳ放送を移動端末局装置で受信する場合に
好適なるものである。

【０００３】

【従来の技術】図１５は従来技術を説明する図で、従来
のＢＳ衛星放送用移動体受信装置の概略構成を示してい
る。図において、１はＢＳ受信用のアンテネナユニッ
ト、１０はＢＳアンテナ、２はＢＳアンテネナ１０を水
平方向に回転駆動するための回転機構部、３はＢＳ受信
電波の前置処理部、４はＢＳ衛星の追尾制御部、５０は
ＢＳ選局のためのチューナ装置、６０はＴＶモニタであ
る。なお、同図（ａ）にアンテネナユニット１の平面
図、同図（ｂ）に図（ａ）のアンテネナユニット１を矢
印ｂ方向に見た側面図を夫々示す。

【０００４】地上のＢＳ放送局（不図示）より送られた
電波はＢＳ衛星を介してサービスエリア（日本国中）に
照射される。この場合に、ＢＳ放送では円偏波を利用し
ており、ＢＳ用に割り当てられた周波数を用いている。
アンテネナユニット１において、ＢＳアンテネナ１０は
平面基板上に円偏波を受信するためのクロススロットア
ンテナ素子１０ａを多数配列したアレーアンテナよりな
る。このＢＳアンテネナ１は、その仰角方向θ_v には比
較的広めの指向性を有し、これにより自動車が通常程度
に傾いてもＢＳ衛星を十分にカバーできる。また水平方
向θ_h には狭い指向性を有し、これにより十分な利得を
得ている。従って、水平方向にのみ追尾を行う。回転機
構部２はＢＳアンテナ１０に固定したプーリ２ａとモー
タ２ｄの回転軸に固定したプーリ２ｂとの間にベルト２
ｃを架け渡した構造を備えており、追尾制御部４の制御
に従うモータ２ｄの回転によりＢＳアンテナ１０を水平
方向（Ｚ軸の回り）に３６０°回転可能となっている。

【０００５】前置処理部３はＢＳ−ＲＦ信号を増幅する
低雑音増幅器と、ＢＳ−ＲＦ信号をＢＳ−ＩＦ信号に変
換する周波数変換器等を備える。そして、追尾制御部４
はＢＳ−ＩＦ信号（ＦＭ変調波信号）のキャリア信号成
分を監視すると共にその受信電力が最大となる方向にモ
ータ２ｄを回転させてＢＳアンテナ１０のビーム（ｙ
軸）を常にＢＳ衛星に指向させる。

【０００６】なお、好ましくは上記ＢＳアンテネナ１０
から追尾制御部４までを、上部にド−ム１ａを有する様
なアンテネナユニット１に収容し、これを自動車のルー
フ７０上にマウントする。一方、車内にはチューナ装置
５０とＴＶモニタ６０とを備えており、加入者はチュー
ナ装置５０で所望のＢＳ−ＩＦ信号を選択復調し、得ら
れた映像信号（音声信号を含む）をＴＶモニタ６０に表
示（出力）する。従って、ＢＳ放送の加入者は自動車で
移動しながら日本国中の何処でもＢＳ放送を楽しめる。

【０００７】今日、この様なＢＳ衛星は日本の上空に１
機だけ存在しており、従って、どのＢＳ衛星を受信する
かを捕捉（識別）する必要は無い。またＢＳ放送では円
偏波を使用するため、自動車が向きを変えたり通常程度
傾いても方位角（水平方向）の追尾だけで十分な受信特
性を維持できる。またＢＳ放送ではＦＭ変調方式を使用
するため衛星の追尾制御も単に同調周波数（放送チャネ
ル）の受信レベルが最大となるように制御するだけの簡
単なもので良い。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】一方、自動車等でＣＳ
放送を受信するには以下の問題がある。ＣＳ衛星は赤道
上空の静止軌道上で４°置きに多数配置されると共に、
夫々が略同一の周波数帯域を使用するため、まずどのＣ
Ｓ衛星を受信するかを捕捉（識別）し、これを維持する
必要がある。

【０００９】また、ＣＳ放送では同一周波数のＶ，Ｈ偏
波で異なる番組を放送しており、Ｖ，Ｈ放送間の混信を
避けるためには、自動車の円い地球上の位置（緯度）や
姿勢等に応じてアンテナの受信偏波面ｚ，ｘを衛星電波
の偏波面Ｖ，Ｈに連続的に合わせていく必要がある。ま
た、ＣＳ放送はディジタル変調方式を使用するため、キ
ャリア成分が存在せず、よって従来の様に放送チャネル
の受信電力を最大とするような追尾方式は利用し難い。

【００１０】本発明は上記従来技術に鑑み成されたもの
であって、その目的とする所は、移動端末局装置に常に
良好な衛星受信を可能とする地球局装置及びその移動端
末局装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記の課題は例えば図１
（Ａ）の構成により解決される。即ち、本発明（１）の
地球局装置は、地球局装置と複数の移動端末局装置とが
静止衛星を介する直交偏波を利用して通信を行う衛星通
信システムの前記地球局装置において、静止衛星の中継
器（トランスポンダ）における同一周波数の垂直及び水
平偏波Ｖ，Ｈにつき所定帯域幅Ｂ_p を占有すると共に、
該帯域内に移動端末局装置が静止衛星の認識、追尾又は
アンテナ受信偏波面の傾き検出に利用可能な所定のパイ
ロット信号ＰＳを送信するものである。

【００１２】本発明（１）によれば、地球局装置は通常
の通信（放送）チャネル信号とは別個に所定のパイロッ
ト信号ＰＳを送信するので、移動端末局装置は該パイロ
ット信号ＰＳを当該静止衛星の認識、追尾又はアンテナ
受信偏波面の傾き検出等に有効に利用できる。好ましく
は、本発明（２）においては、上記本発明（１）におい
て、例えば図４（Ｂ）に示す如く、パイロット信号は、
垂直偏波、水平偏波又は同一周波数の垂直及び水平偏波
で送信されるシングルキャリア信号である。

【００１３】シングルキャリアを使用すれば、パイロッ
トキャリアの周波数配置により複数の静止衛星を容易に
識別できる。またパイロットキャリアの受信電力を最大
とする様な方向に静止衛星を容易に追尾できる。またパ
イロットキャリアの直交受信信号ｚ，ｘの振幅を利用し
てアンテナ受信偏波面の回転角を容易に検出できる。な
お、詳細は実施の形態の説明により明らかとなる。

【００１４】また好ましくは、本発明（３）において
は、上記本発明（１）において、例えば図４（Ｃ）に示
す如く、パイロット信号は、垂直偏波、水平偏波又は同
一周波数の垂直及び水平偏波で送信される同一情報信号
で変調されたディジタル変調信号である。ディジタル変
調信号を使用すれば、複数の静止衛星が同一周波数のパ
イロットキャリアを使用してもその復調データの相違に
より各静止衛星（更には各地球局装置や各放送事業者
等）を容易に識別できる。一方、移動端末局装置の側で
はディジタル変調波受信信号の平均電力をＶ，Ｈの夫々
につき測定することで、アンテナ受信偏波面の回転角θ
に対応する値（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）に比例する出力を
得ることができる。

【００１５】この場合に、地球局装置は、好ましくはこ
のディジタル変調を間欠的（周期的）に行うことで、移
動端末局装置は無変調キャリアの部分の受信電力を静止
衛星の追尾制御に容易に利用できる。また無変調キャリ
アの直交受信振幅ｚ，ｘをアンテナ受信偏波面の回転角
θの検出に利用できる。一方、ディジタル変調されたパ
イロット信号の部分は上記静止衛星等の識別のみなら
ず、地球局装置より所定のデータやプログラム等を移動
端末局装置にダウンロードすること等にも利用できる。
また必要ならパイロット信号を暗号化し、加入者以外の
ものが無断で衛星を認識したり、無断でデータやプログ
ラム等を受け取るのを防止する。

【００１６】また好ましくは、本発明（４）において
は、上記本発明（１）において、例えば図４（Ｃ）に示
す如く、パイロット信号は、垂直偏波、水平偏波又は同
一周波数の垂直及び水平偏波で送信されるコード拡散さ
れたスペクトラム拡散信号である。コード拡散（ＤＳ）
信号を使用すれば、複数の静止衛星が同一帯域Ｂ_p を使
用してもコード（ＰＮ系列やＧｏｌｄ符号）の相違｛即
ち、逆拡散復調（同期確立）の成否｝により各静止衛星
を容易に識別できる。またその逆拡散復調信号がシング
ルキャリアであれば、その受信電力を最大とする様な方
向に静止衛星を容易に追尾できる。またアンテナ受信偏
波面の回転角も容易に検出できる。またその逆拡散復調
信号がディジタル変調信号であれば、上記本発明（３）
と同様に処理できる。

【００１７】また好ましくは、本発明（５）において
は、上記本発明（１）において、例えば図４（Ｄ）に示
す如く、パイロット信号は、垂直偏波、水平偏波又は同
一周波数の垂直及び水平偏波で送信される周波数ホッピ
ングされたスペクトラム拡散信号である。周波数ホッピ
ングによるスペクトラム拡散信号を使用すれば、複数の
静止衛星が同一帯域Ｂ_p を使用してもホッピングシーケ
ンス（ＰＮ系列やＧｏｌｄ符号に基づく）の相違｛即
ち、逆拡散復調（同期確立）の成否｝により各静止衛星
を容易に識別できる。またその逆拡散復調信号がシング
ルキャリアであれば、その受信電力を最大とする様な方
向に静止衛星を容易に追尾できる。またアンテナ受信偏
波面の回転角も容易に検出できる。また、その逆拡散復
調信号がディジタル変調信号であれば、上記本発明
（３）と同様に処理できる。

【００１８】また上記の課題は例えば図１（Ｂ）の構成
により解決される。即ち、本発明（６）の移動端末局装
置は、地球局装置と複数の移動端末局装置とが静止衛星
を介する直交偏波を利用して通信を行う衛星通信システ
ムの前記移動端末局装置において、静止衛星からの垂直
及び水平偏波の各信号Ｖ，Ｈにつき空間的に直交する受
信偏波面ｚ，ｘを有するアンテナを介して前記各信号
Ｖ，Ｈの直交信号成分Ｖ _Z ，Ｖ_X ，Ｈ_z Ｈ_x を受信する
受信部と、該受信部の受信信号より抽出した所定のパイ
ロット信号ＰＳの直交信号成分に基づき移動端末局装置
の姿勢に起因するアンテナ受信偏波面ｚ，ｘの回転角θ
を検出する回転検出部と、前記受信部の受信信号より抽
出した通信チャネル信号ＧＳの直交信号成分を前記検出
された回転角θで電気的に補正する回転補正部とを備え
るものである。

【００１９】図１（Ｂ）において、アンテナの受信偏波
面ｚ，ｘが静止衛星からの偏波面Ｖ，Ｈより角度−θだ
け傾いているとすると、受信部の出力にはパイロット信
号ＰＳのＶ偏波につき受信直交信号成分Ｖ_Pz ，Ｖ
_Pxが、またＨ偏波につき受信直交信号成分Ｈ_Pz，Ｈ_Pxが
夫々表れる。一方、通信チャネル（映像）信号ＧＳにつ
いてもＶ偏波につき受信直交信号成分Ｖ_Gz ，Ｖ_Gxが、
またＨ偏波につき受信直交信号成分Ｈ_Gz，Ｈ_Gxが夫々表
れる。従って、このままでは映像信号ＧＳの受信直交信
号成分Ｇ_z ，Ｇ_x につき夫々に（Ｖ_Gz−Ｈ_Gz），（Ｖ_Gx
＋Ｈ_Gx）の混信が生じてしまう。

【００２０】そこで、回転検出部は、パイロット信号Ｐ
ＳのＶ偏波の受信直交信号成分（Ｖ _Pz，Ｖ_Px）及び又は
Ｈ偏波の受信直交信号成分（Ｈ_Pz，Ｈ_Px）に基づきアン
テナ受信偏波面ｚ，ｘの回転角−θを検出する。一方、
回転補正部は、通信チャネル信号ＧＳのＶ偏波の受信直
交信号成分（Ｖ_Gz ，Ｖ_Gx）及びＨ偏波の受信直交信号
成分（Ｈ_Gz，Ｈ_Gx）を前記検出された回転角−θにより
電気的に補正（即ち、受信信号ベクトルを−θだけ回転
補正）する。これにより、通信チャネル信号ＧＳにおけ
るＶ偏波の受信直交信号成分（Ｖ_Gz ，Ｖ_Gx）は静止衛
星からのＶ偏波の信号と等しく、またＨ偏波の受信直交
信号成分（Ｈ_Gz，Ｈ_Gx）は静止衛星からのＨ偏波の信号
と等しくなるように夫々分離される。従って、アンテナ
の傾きによるＶ，Ｈ放送間の混信が、可動部分を必要と
せずに、電気的かつ連続的に有効に解消される。

【００２１】好ましくは、本発明（７）においては、上
記本発明（６）において、回転検出部は、受信したパイ
ロット信号ＰＳの垂直及び水平信号成分の各振幅に基づ
きアンテナ受信偏波面の回転角を検出する。例えば図６
（Ａ）に示す如く、Ｖ偏波のみによるパイロット信号Ｖ
_p の受信直交信号成分をＲ_ivz ，Ｒ_ivx とする場合に、
アンテナ受信偏波面の回転角θを、θ＝ｔａｎ^-1（Ｒ
_ivz ／Ｒ_ivx ）により求める。

【００２２】また好ましくは、本発明（８）において
は、上記本発明（６）において、例えば図８に示す如
く、回転検出部は、受信したパイロット信号ＰＳの垂直
信号成分Ｒ_ivz （又は水平信号成分Ｒ_ivx でも良い）に
位相同期した再生キャリア信号ＶＣＯを生成すると共
に、該再生キャリア信号ＶＣＯ又はこれと所定位相にあ
るキャリア信号ＶＣＯ₉₀で前記パイロット信号の垂直及
び水平信号成分Ｒ_ivz ，Ｒ_{iv x} を夫々同期検波し、得ら
れた各検波出力に基づきアンテナ受信偏波面の回転角θ
に対応するｓｉｎθ，ｃｏｓθに夫々比例する各信号
（例えば、Ｖ_p ｓｉｎθ，Ｖ_p ｃｏｓθ）を生成する。

【００２３】従って、上記本発明（７）の説明で一例を
示したアンテナ受信偏波面の回転角θ＝ｔａｎ^-1（Ｒ
_ivz ／Ｒ_ivx ）を求めるまでも無く、後の回転補正演算
で必要となる動的補正パラメータｓｉｎθ，ｃｏｓθの
各値を直接的に生成できる。また好ましくは、本発明
（９）においては、上記本発明（６）において、例えば
図１１に示す如く、回転検出部は、静止衛星から送られ
るパイロット信号ＰＳの垂直及び水平偏波Ｖ_p ，Ｈ_p の
各振幅をＡ（＝ｒｓｉｎα），Ｂ（＝ｒｃｏｓα）とす
る場合に、受信したパイロット信号の垂直及び水平信号
成分の各振幅Ｒ _iz，Ｒ_ixに基づきアンテナ受信偏波面の
回転角θに対応するｓｉｎθ，ｃｏｓθの各値を、 ｓｉｎθ＝Ａ・Ｒ_ix−Ｂ・Ｒ_iz ｃｏｓθ＝Ｂ・Ｒ_ix＋Ａ・Ｒ_iz により求める。

【００２４】なお、図１１はＶ_p ＝Ｈ_p （即ち、Ａ＝
Ｂ）の場合の一例を示しており、この場合の静止衛星よ
り送られる合成ベクトルのパイロット信号ＰＳは水平
（Ｈ偏波）よりα＝４５°回転した直線偏波（Ｖ_p ＋Ｈ
_p ）となる。ところで、このＡ，Ｂの値は実際上衛星シ
ステム（通常は地球局装置）により任意に設定できるか
ら、この回転検出部は、静止衛星よりどのような傾きの
直線偏波が送られても、既知のＡ，Ｂに基づき直線偏波
（Ｖ_p ＋Ｈ_p ）に対するアンテナの傾きθ（即ち、ｓｉ
ｎθ，ｃｏｓθ）を容易に生成できる。

【００２５】また好ましくは、本発明（１０）において
は、上記本発明（６）〜（９）において、例えば図６
（Ｂ）に示す如く、回転補正部は、アンテナの水平、垂
直受信偏波面をｘ，ｚ、通信チャネルの受信直交信号成
分をＲ_ix，Ｒ_iz、かつ回転検出部で検出されたアンテナ
受信偏波面の回転角を−θとする場合に、補正後の受信
直交信号成分Ｒ_ox，Ｒ_ozを、 Ｒ_ox＝Ｒ_ixｃｏｓθ−Ｒ_izｓｉｎθ Ｒ_oz＝Ｒ_ixｓｉｎθ＋Ｒ_izｃｏｓθ により求める。

【００２６】これは、衛星からの直交偏波面Ｖ，Ｈよ
り、アンテナのｙ軸の回りに角度−θ（ｙ軸の矢印に向
かって右回りにθ）だけ傾いたアンテナの受信直交偏波
面ｘ，ｚにより受けた受信信号ベクトルＲ_ix，Ｒ_izを、
同アンテナのｙ軸の回りに電気的に角度−θだけ回転補
正する処理である。従って、アンテナの傾きによるＶ，
Ｈ放送間の混信が、何らの可動部分をも必要とせずに、
電気的かつ連続的に有効に解消される。

【００２７】また好ましくは、本発明（１１）において
は、上記本発明（１０）において、回転補正部は、通信
チャネルの受信直交信号成分を無線周波帯ＲＦ、中間周
波帯ＩＦ又はベースバンド信号帯ＢＳＳで回転補正す
る。即ち、受信装置の設計や通信チャネルのデータ変調
方式等に応じて受信装置のどの段階で回転補正を行って
も良い。

【００２８】また好ましくは、本発明（１２）において
は、上記本発明（６）において、例えば図４に示す如
く、パイロット信号は、垂直偏波、水平偏波又は同一周
波数の垂直及び水平偏波で送信されるところの、シング
ルキャリア信号、情報変調されたディジタル変調信号、
又はコード拡散されたスペクトラム拡散信号又は周波数
ホッピングされたスペクトラム拡散信号である。

【００２９】従って、この様なパイロット信号を上記本
発明（２）〜（５）で述べたと同様に処理かつ利用でき
る。また好ましくは、本発明（１３）においては、上記
本発明（６）において、パイロット信号は、地球局装置
又は静止衛星で発生されるものである。この様なパイロ
ット信号は、通常は地球局装置より十分な電力で送信さ
れるものを利用するが、静止衛星が他の目的等で独自に
発生する様な何らかの直線偏波（直交偏波）をパイロッ
ト信号として利用することも可能である。

【００３０】また好ましくは、本発明（１４）において
は、上記本発明（６）において、例えば図５に示す如
く、静止衛星を識別するための衛星識別部を更に備え、
該衛星識別部は、受信したパイロット信号の周波数配
置、ディジタル変調されたパイロット信号の復調デー
タ、所定のコードによりスペクトラム直接拡散されたパ
イロット信号への同期確立又は所定のホッピングシーケ
ンスにより周波数ホッピングされたパイロット信号への
同期確立により自己の通信する静止衛星を識別する。

【００３１】この様なパイロット信号の利用により、多
数の静止衛星の中の特定の静止衛星を容易かつ確実に識
別できる。また、ディジタル変調されたパイロット信号
は、衛星（更には地球局装置や通信事業者等）の識別の
みならず、地球局装置より所定のデータやプログラム等
を移動端末局装置にダウンロードすること等にも利用で
きる。

【００３２】また好ましくは、本発明（１５）において
は、上記本発明（６）において、例えば図５に示す如
く、静止衛星を追尾するための追尾制御部を更に備え、
該追尾制御部は、受信したパイロット信号の信号電力が
最大となる様に少なくともアンテナを水平方向に駆動制
御する。好ましくはパイロット信号の無変調キャリア部
分を利用することにより、アンテナをその受信電力が最
大となる方向（水平方向）に回転駆動するだけの簡単な
追尾制御を実現できる。

【００３３】

【発明の実施の形態】以下、添付図面に従って本発明に
好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお、全
図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとす
る。図２は実施の形態によるＣＳ衛星放送システムの概
要を説明する図である。赤道上空には静止衛星ＣＳ_a 〜
ＣＳ_c 等が４°置きに位置しており、本放送システムで
使用する静止衛星はＣＳ_b とする。地上の放送局からの
直交偏波Ｖ，Ｈは衛星ＣＳ_b で中継され、日本の全土に
照射される。北海道及び九州における各移動局ＭＳ_a ，
ＭＳ_b は夫々自己のＣＳアンテナの水平方向（ｙ軸）の
向きを静止衛星ＣＳ_b に合わせる。各ＣＳアンテナは、
その仰角方向θ_v には比較的広めの指向性を有するの
で、自動車が坂道等により通常程度傾いてもＣＳ衛星を
十分にカバーできる。一方、ＣＳアンテナの水平方向θ
_h には狭い指向性を有するので、十分なアンテナ利得が
得られると共に、移動局ＭＳ_a ／ＭＳ_b が走行中に向き
を変えた場合は、ＣＳアンテナのｚ軸を回転させて衛星
ＣＳ_b を追尾することにより他の衛星ＣＳ_a ，ＣＳ_c か
らの電波を受信する心配は無い。

【００３４】ところで、この様なＣＳ放送ではＣＳアン
テナの受信偏波面の傾きが問題となる。具体的に言う
と、衛星ＣＳ_b からの直交偏波Ｖ，Ｈは日本中のどこで
も一定の方向を向いている。しかるに、地球は円いた
め、仮に自動車が平らな道を走行していたとしても、赤
道より遠い北海道の移動局ＭＳ_a ではＣＳアンテナのＶ
偏波面（即ち、ｚ軸）がＣＳ_b のＶ偏波から例えばθ_a
だけ傾く。同時にＣＳアンテナのＨ偏波面（即ち、ｘ
軸）も同じだけ傾く。一方、赤道に近い九州の移動局Ｍ
Ｓ_b ではＣＳアンテナのＶ偏波面（ｚ軸）がＣＳ_b のＶ
偏波からθ_b （＜θ_a）だけ傾く。同時にＣＳアンテナ
のＨ偏波面（ｘ軸）も同じだけ傾く。勿論、自動車が坂
道を走行すればＣＳアンテナの受信偏波面ｚ，ｘはダイ
ナミックに変動する。

【００３５】この様にＣＳアンテナの受信偏波面ｚ，ｘ
が傾くと、ＣＳ放送では同一周波数の偏波Ｖ，Ｈで夫々
に異なる番組を放送している為、受信偏波Ｖ，Ｈ間で放
送の混信が生じる不都合がある。そこで、地上局Ａより
衛星ＣＳ_b に向けて、通常のＣＳ放送番組とは別途に所
定のパイロット信号を送信すると共に、移動局ＭＳ_a，
ＭＳ_b の側ではこのパイロット信号をＣＳアンテナ受信
偏波面ｚ，ｘの傾きの電気的な補正に利用する。また同
時にこのパイロット信号を衛星ＣＳ_b の識別、及び追尾
にも利用する。

【００３６】図３はＣＳ衛星の一例のトランスポンダ周
波数配列を説明する図である。このＣＳ方式では１２Ｇ
Ｈ_Z 帯における一部帯域をＶ偏波とＨ偏波とに分けて使
用することにより周波数の利用効率（即ち、多チャンネ
ル性）を高めている。具体的に言うと、Ｖ偏波ではＪＤ
１〜ＪＤ１５に夫々３０ＭＨ_Z の帯域、かつＪＤ１７〜
ＪＤ２７に夫々４０ＭＨ_Z の帯域を割り当て、またＨ偏
波ではＪＤ２〜ＪＤ１６に夫々３０ＭＨ_Z の帯域、かつ
ＪＤ１８〜ＪＤ２８に夫々４０ＭＨ_Z の帯域を割り当て
ている。この状態で、例えばＶ偏波のＪＤ１はＨ偏波の
ＪＤ２８とＪＤ２の両帯域に跨がって（オーバラップし
て）おり、各帯域は夫々異なる目的の通信（番組放送）
に使用される。

【００３７】ところで、通常はＣＳ衛星のトランスポン
ダが全て放送用に使用されているわけでは無く、一部の
帯域は通信用に貸し出されている。そこで、本実施の形
態によるＣＳ衛星放送システムでは放送事業者がトラン
スポンダの一部の帯域を借り受け、通常の衛星放送番組
とは別途に、所定のパイロット信号を地上の放送局より
必要十分な信号電力で送信する。

【００３８】図４は実施の形態によるパイロット信号の
使用態様を説明する図である。図４（Ａ）はＣＳ放送の
事業者ｂによるパイロット信号用帯域確保の態様を示し
ている。図示の如くＣＳ放送の事業者ｂは衛星ＣＳ_b の
トランスポンダの空いている一部帯域Ｂ_p につきＶ偏波
及びＨ偏波を共に借り受ける。図４（Ｂ）はＣＳ放送の
地上局ｂがパイロット信号としてシングルキャリア（単
一周波数の無変調キャリア）を送信する場合を示してい
る。

【００３９】このシングルキャリアの送信方法には３つ
の態様が考えられる。同図（ａ）ではＶ偏波の帯域Ｂ_p
の一部（好ましくは中央）にシングルキャリアを一つ送
信し、Ｈ偏波には何も送信しない。同図（ｂ）では逆に
Ｈ偏波の帯域Ｂ_p の一部（好ましくは中央）にシングル
キャリアを一つ送信し、Ｖ偏波には何も送信しない。ま
た同図（ｃ）では帯域Ｂ_p の一部（好ましくは中央）に
Ｖ偏波及びＨ偏波の各シングルキャリアを共に一つ送信
する。なお、この図（ｃ）のＶ，Ｈ偏波の各シングルキ
ャリアは同一振幅（更には同一時間位相）を有するよう
に示してあるが、必ずしも振幅や時間位相が同一である
必要は無い。その理由は後述する。

【００４０】この様なシングルキャリアを利用すること
で、移動局ＭＳによる衛星ＣＳ_b の識別、追尾及びＣＳ
アンテナ偏波面の傾き検出・補正等が容易に行えること
となる。具体的に言うと、例えば複数のＣＳ衛星間の識
別は衛星毎にパイロット信号の周波数（好ましくは帯域
Ｂ_p ）を異ならせることで行う。また、例えば衛星ＣＳ
_b の識別後は、シングルキャリアの最大受信電力を検出
する簡単な方法により衛星ＣＳ_b を容易に追尾できる。
また、ＣＳアンテナ傾き角は、該ＣＳアンテナの傾きに
よりその受信直交偏波面ｚ，ｘに表れた各受信直交信号
成分Ｒ_iz，Ｒ_ixの各振幅に基づき容易に求められる。詳
細は後述する。

【００４１】図４（Ｃ）はＣＳ放送の地上局ｂが上記パ
イロット信号のシングルキャリアを所定のデータ情報で
ディジタル変調（ＱＰＳＫ等）し、或いは前記シングル
キャリア又はデータ情報で１次変調された変調キャリア
を衛星ＣＳ_b （更には事業者ｂ）に固有のコード（ＰＮ
系列，Ｇｏｌｄ符号等）により２次変調（スペクトラム
拡散変調）して送信する場合を示している。

【００４２】この場合の送信方法にも３つの態様が考え
られ、同図（ａ）ではＶ偏波にのみデータ変調（及び又
はコード拡散）されたパイロット信号を送信し、Ｈ偏波
には何も送信しない。同図（ｂ）ではＨ偏波にのみデー
タ変調（及び又はコード拡散）されたパイロット信号を
送信し、Ｖ偏波には何も送信しない。同図（ｃ）ではＶ
偏波及びＨ偏波の両方にデータ変調（及び又はコード拡
散）されたパイロット信号を送信する。

【００４３】シングルキャリアを衛星ＣＳ_b （更には事
業者ｂ）に固有のデータでディジタル変調すれば、キャ
リア周波数のみならずデータ情報により衛星ＣＳ_b （更
には事業者ｂ）を厳密に特定できるので、移動局の衛星
ＣＳ_b に対する識別力が更に向上する。また同一事業者
ｂ（又は異なる事業者でも良い）による同一周波数のパ
イロット信号を使用する複数の衛星ＣＳ_b1，ＣＳ_b2等で
あっても、これらをデータ情報に基づき厳密に識別でき
る。また各固有のデータ情報を秘密（暗号化）とし、か
つ必要なら固有のデータ情報を適宜に変更することで、
他の衛星通信システムと契約するような移動局（部外
者）が衛星ＣＳ_b を受信したり追尾したりすることを有
効に防止できる。

【００４４】また、複数の地上局より送られる無変調パ
イロットキャリア又はデータによる１次変調キャリアを
各事業者等に固有の拡散コードにより夫々に直接コード
拡散すれば、複数の事業者等が使用する同一帯域Ｂ_p 内
の各コード拡散パイロット信号でも各移動局がこれらを
適正に逆拡散復調できるか否かにより、確実に識別でき
る。

【００４５】なお、コード拡散されたパイロット信号は
同一のＰＮ系列により同期逆拡散することで無変調のシ
ングルキャリア又はデータによる１次変調キャリアに戻
る。シングルキャリアはそのままＣＳ衛星の追尾と、Ｃ
Ｓアンテナ偏波面の回転検出等に簡単に利用できる。一
方、ＱＰＳＫ等による１次変調キャリアはそのままでは
ＣＳ衛星の追尾やＣＳアンテナ受信偏波面の回転検出等
に利用しにくい場合が考えられる。そこで、地球局ｂの
データ情報による１次変調は、これを間欠的（周期的）
に行うことが考えられる。この場合の移動局側における
１次変調キャリアの部分は専らデータ情報の復調再生
（ＣＳ衛星の識別等）に利用され、また残りの部分の無
変調キャリアはＣＳ衛星の追尾及びＣＳアンテナ受信偏
波面の回転検出・補正等に利用される。

【００４６】図４（Ｄ）は事業者ｂがパイロット信号と
してのシングルキャリアを衛星ＣＳ _b （更には事業者
ｂ）に固有のホッピングシーケンスにより周波数ホッピ
ングし、又はデータ情報によりディジタル変調（ＱＰＳ
Ｋ等）された変調キャリアを周波数ホッピングして送信
する場合を示している。この場合の送信方法にも３つの
態様が考えられ、同図（ａ）ではＶ偏波にのみ周波数ホ
ッピング（更にはデータ変調）されたパイロット信号を
送信し、Ｈ偏波には何も送信しない。同図（ｂ）ではＨ
偏波にのみ周波数ホッピング（更にはデータ変調）され
たパイロット信号を送信し、Ｖ偏波には何も送信しな
い。同図（ｃ）ではＶ，Ｈの両偏波につき同一に周波数
ホッピング（更にはデータ変調）されたパイロット信号
を送信する。受信側では受信パイロット信号を同じホッ
ピングシーケンスで同期逆拡散することにより、無変調
のシングルキャリア又はデータによる１次変調キャリア
が得られる。従って、これを上記コード拡散で述べたと
同様に処理・利用できる。

【００４７】図５は実施の形態による移動体受信装置の
概略構成を示す図で、図において、１はＣＳ受信用のア
ンテネナユニット、２０はＣＳアンテナ、２はＣＳアン
テネナ２０を水平方向に回転駆動するための回転機構
部、３はＣＳ受信電波の前置処理部、４はＣＳ衛星の追
尾制御部、５はＣＳ衛星の衛星識別部、３０はＣＳ放送
（音声を含む）の映像信号処理部、６はＣＳアンテナ２
０の受信偏波面の傾きを検出する回転検出部、７はＣＳ
放送のチャネル（番組周波数）を選択するチューナ部、
８はＣＳアンテナ受信偏波面の傾きによるＣＳ受信映像
信号の歪み（Ｖ，Ｈ放送間の混信）を回転補正する回転
補正部、９はＣＳ放送のチャネル（Ｖ／Ｈ偏波）を選択
する偏波選択部、６０は映像信号（音声信号を含む）の
復調部を有するＴＶモニタである。

【００４８】同図（ａ），（ｂ）において、このアンテ
ネナユニット１の機械的構造は図１５（ａ），（ｂ）の
ものと略同様で良い。但し、このＣＳアンテネナ２０
（即ち、各スロットアンテナ素子２０ａ）は静止衛星か
らの直交偏波（Ｖ及び又はＨ等）を空間的に直交した仮
想のアンテナ軸ｚ，ｘにより受信直交信号成分Ｒ_iz，Ｒ
_ixに分離できるものを用いる。更に、このＣＳアンテネ
ナ２０は、その仰角方向θ_v には比較的広めの指向性を
有し、これにより自動車が坂道等の走行により通常程度
に傾いてもＣＳ衛星を十分にカバーできる。一方、ＣＳ
アンテネナ２０の水平方向θ_h には狭い指向性を有し、
これにより十分な利得を得ている。従って、自動車が向
きを変えた場合等におけるＣＳ衛星の追尾制御は水平方
向（ｚ軸の回り）にのみ行えば良いことになる。勿論、
仰角方向にも追尾を行うアンテナを用いても本発明を適
用できる。

【００４９】回転機構部２は、ＣＳアンテナ２０に固定
したプーリ２ａとモータ２ｄの回転軸に固定したプーリ
２ｂとの間にベルト２ｃを架け渡した構造を備えてお
り、モータ２ｄの回転によりＣＳアンテナ２０を水平方
向（ｚ軸の回り）に３６０°回転可能になっている。前
置処理部３は、ＣＳアンテナ２０で受信したｚ，ｘ偏波
面の各ＣＳ−ＲＦ信号を夫々増幅する低雑音増幅器と、
増幅後の各ＣＳ−ＲＦ信号を同ｚ，ｘ偏波面の各ＣＳ−
ＩＦ信号（μ波信号）に夫々変換する周波数変換器等を
備える。

【００５０】衛星識別部５と追尾制御部４とは協動して
衛星ＣＳ_b の識別及び追尾を行う。今、例えば衛星ＣＳ
_b の方向が全く分からない状態からスタートすると、先
ず衛星識別部５は衛星ＣＳ_b のサーチモードとなる。こ
れにより追尾制御部４はモータ２ｄを一定方向に回転さ
せることにりＣＳアンテナ２０のｙ軸を順次全方位に向
ける。また同時に、衛星識別部５では衛星ＣＳ_b からの
パイロット信号ＰＳを監視しており、例えばトランスポ
ンダの特定の帯域Ｗ_p 内にＶ偏波のシングルキャリアＶ
_p のみが存在すること（即ち、実際には受信信号Ｒ_izの
受信電力が所定以上であること）を検出すると、その時
の受信衛星をＣＳ_b と識別する。その後、衛星識別部５
は追尾モードに移行する。一方、追尾制御部４でも衛星
ＣＳ_b からのパイロット信号ＰＳを監視しており、上記
衛星識別部５が追尾モードになると、その後は、例えば
既にＢＳで実用化されているステップトラック方式等に
より、当該パイロット信号ＰＳ（即ち、受信信号Ｒ_iz）
の受信電力が最大となる方向にモータ２ｄを回転させて
ＣＳアンテナ２０のビーム（ｙ軸）を常に衛星ＣＳ _b の
方向に指向させる。

【００５１】なお、磁気コンパス等の他のセンサとの組
み合わせを用いることにより、予めＣＳアンテナ２０の
ビームを衛星ＣＳ_b が存在するであろう既知の方位に大
まかにセットし、そこから初期サーチを開始しても良
い。また、衛星ＣＳ_b からのパイロット信号ＰＳが暗号
化（データ変調等）されている場合には、該データ信号
を受信・解読すると共に、無変調時のパイロットキャリ
ア周波数又は前記解読されたデータが衛星ＣＳ_b からの
ものであることにより、追尾モードに移行する。

【００５２】映像信号処理部３０は、ＣＳ放送の映像信
号（音声信号を含む）を処理する部分である。回転検出
部６はパイロット信号ＰＳの受信直交信号成分Ｒ_iz，Ｒ
_ixの各振幅に基づきＣＳアンテナ受信偏波面の傾き（回
転角）を表す信号（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ等）を生成す
る。チューナ部７は視聴者の番組選択によるＴＶモニタ
６０からの周波数選択信号ＣＨＳＬに従い入力の映像信
号ＧＳより所望周波数の受信直交映像信号成分Ｒ_iz，Ｒ
_ixを抽出する。回転補正部８は回転検出部６の出力信号
ｓｉｎθ，ｃｏｓθにより上記傾いたＣＳアンテナ２０
により受信された映像信号ＧＳの受信直交映像信号成分
Ｒ_iz，Ｒ_ixを電気的に逆回転補正して衛星からの直交偏
波信号Ｖ，Ｈに相当する歪み（混信）の無い受信直交信
号Ｖ，Ｈを生成する。そして、偏波選択部９は視聴者の
番組選択によるＴＶモニタ６０からの偏波選択信号ＣＨ
ＳＬに従いＶ偏波又はＨ偏波を選択する。

【００５３】なお、回転検出部６の出力信号ｓｉｎθ，
ｃｏｓθを追尾制御部４や衛星識別部５で利用しても良
い。追尾制御部４では入力のパイロット信号ＰＳをｓｉ
ｎθ，ｃｏｓθで逆回転補正することにより、ＣＳアン
テナ２０の傾きによらず常に良好なパイロット信号ＰＳ
が得られ、衛星追尾の信頼性が向上する。また衛星識別
部５でも入力のパイロット信号ＰＳを逆回転補正するこ
とにより、ＣＳアンテナ２０の傾きによらず常に良好な
パイロット信号ＰＳが得られ、衛星識別の信頼性が向上
する。

【００５４】図６は実施の形態によるＣＳアンテナの回
転検出及び映像信号補正の原理を説明する図である。な
お、この例では地上局ｂはパイロット信号ＰＳとしてＶ
偏波のシングルキャリアＶ_p のみを送信するものとす
る。図６（Ａ）はＣＳアンテナ２０の回転角の検出方法
を示している。衛星ＣＳ_b より垂直偏波Ｖ_p が入力する
場合に、もしＣＳアンテナ２０の受信偏波面ｘ，ｚがｙ
軸の回りに−θだけ回転していたとすると、アンテナの
ｚ軸に平行な受信信号成分Ｒ_ivz （＝Ｖ_p ｃｏｓθ）と
ｘ軸に平行な受信信号成分Ｒ_{iv x} （＝Ｖ_p ｓｉｎθ）と
が得られる。従って、垂直偏波Ｖ_p の回転角θは、 θ＝ｔａｎ^-1（Ｒ_ivx ／Ｒ_ivz ） により得られる。

【００５５】図６（Ｂ）は映像信号ＧＳの逆回転補正方
法を示している。衛星ＣＳ_b より映像信号ＧＳの垂直偏
波Ｖ_g 及び水平偏波Ｈ_g が入力すると、アンテナのｘ軸
に平行な受信信号成分Ｒ_ix及びｚ軸に平行な受信信号成
分Ｒ_izは夫々（１）式となる。

【００５６】

【数１】

【００５７】回転補正部８は受信直交信号成分Ｒ_ix，Ｒ
_izに（２）式のベクトル回転演算を行い補正後の受信直
交信号成分Ｒ_ox，Ｒ_ozを求める。

【００５８】

【数２】

【００５９】上記（２）式はｘ，ｚ平面上にある入力の
直交偏波ベクトルＨ_g ，Ｖ_g をｙ軸の回りに角度−θ
（即ち、ｙ軸の矢印に向かって右回りにθ）だけ回転さ
せると等価な処理であり、その結果、回転補正部８の出
力には上記入力の直交偏波ベクトルＨ_g ，Ｖ_g と等しい
受信直交信号成分Ｒ_ox，Ｒ_ozが夫々得られる。なお、こ
れはアンテナの受信偏波面ｘ，ｚをｙ軸の回りに角度θ
（即ち、ｙ軸の矢印に向かって左回りにθ）だけ回転さ
せる処理と等価である。そして、因みに、上記（２）式
のＲ_iz，Ｒ_ixに（１）式の関係を代入すると、出力の受
信直交信号成分Ｒ _ox，Ｒ_ozは（３）式の関係となる。

【００６０】

【数３】

【００６１】即ち、Ｒ_ox＝Ｈ_g ，Ｒ_oz＝Ｖ_g となり、Ｃ
Ｓアンテナ２０の傾きによるＶ，Ｈ間の混信は消滅して
いる。ＣＳアンテナ２０の受信偏波面ｘ，ｚがｙ軸の回
りに＋θだけ回転した場合も同様である。従って、ＣＳ
アンテナ２０の傾きによらず所望周波数のＶ又はＨ偏波
による放送を常に高品質で受信できる。図７は第１の実
施の形態による移動体受信装置の回路構成を示す図で、
ＣＳアンテナ２０で受信した映像信号ｘ，ｚをＩＦ帯
（又はＲＦ帯）で回転補正する場合を示している。

【００６２】上記図５の概略構成に対応して主要部の回
路構成が示されている。ＣＳアンテナ２０からのＲＦ帯
の受信信号ｘ，ｚは低雑音アンプＬＮＡで夫々増幅さ
れ、かつ後段のローカル発振器ＬＯとミキサ（×印）と
からなる周波数変換器により夫々第１のＩＦ帯（μ波）
の受信信号ｘ，ｚに変換される。回転検出部６におい
て、６１は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、６２は直交ハイ
ブリッド（Ｈ）、６３は乗算（ミキサ）型の位相比較器
（×）、６４はループフィルタ（ＬＰＦ）であり、これ
らはＰＬＬループを構成する。更に、６５，６６はミキ
サ（×）、６７，６８はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、
ＢＰＦはパイロット信号帯域のバンドパスフィルタであ
る。

【００６３】回転検出部６の入力信号ｘ，ｚから各ＢＰ
Ｆによりパイロット信号ＰＳ（即ち、シングルキャリア
Ｖ_p ）の成分を抽出する。通常、ＣＳアンテナ２０の傾
きは±２５°以内と考えられる為、シングルキャリアＶ
_p の大部分は受信信号ｚの側に表れる。そこで、ＰＬＬ
ループによりＶＣＯ６１を入力信号ｚの側にロックさせ
る。

【００６４】図８は実施の形態による回転検出部６の動
作タイミングチャートである。ｚ面の入力信号成分Ｒ
_ivz をＺｓｉｎ（ωｔ＋φ）の形で表すと、ＰＬＬによ
りロックしたＶＣＯの信号はｃｏｓ（ωｔ＋φ）で表さ
れる。更に直交ハイブリッド６２により、ＶＣＯの出力
と直交した信号ＶＣＯ₉₀＝ｓｉｎ（ωｔ＋φ）を生成
し、これをミキサ６６で上記入力信号Ｚｓｉｎ（ωｔ＋
φ）に掛け合わせると、ミキサ６６の出力には（４）式
の信号が得られる。

【００６５】

【数４】

【００６６】これをローパスフィルタ６８に通し、２倍
波成分｛−（Ｚ／２）ｃｏｓ（２ωｔ＋２φ）｝を取り
除くと、ｚ面の出力信号成分（入力振幅の最大値に比例
する値）が得られる。同様にして、ｘ面の入力信号成分
Ｒ_ivx についてはミキサ６５の出力に（５）式の信号が
得られる。

【００６７】

【数５】

【００６８】これをローパスフィルタ６７に通し、２倍
波成分｛−（Ｘ／２）ｃｏｓ（２ωｔ＋２φ）｝を取り
除くと、ｘ面の出力信号成分（入力振幅の最大値に比例
する値）が得られる。ところで、図６（Ａ）の関係にお
いては、上記得られたｘ面，ｚ面の各出力信号成分は夫
々ｓｉｎθ，ｃｏｓθに比例するので、これらの出力信
号を上記（２）式の動的補正パラメータｓｉｎθ，ｃｏ
ｓθの値として利用できる。

【００６９】この場合に、ローパスフィルタ６７，６８
の各出力は、比例定数をＭとする場合に、一般にはＭｓ
ｉｎθ，Ｍｃｏｓθの形となるが、これらを上記（２）
式に代入すると、補正後の出力信号Ｒ_oz＝Ｍ・Ｖ_g ，Ｒ
_ox＝Ｍ・Ｈ_g となる。そこで、必要なら、Ｍ＝１とする
ためにＶＣＯの振幅を調整したり、又は出力信号のＭｓ
ｉｎθ，Ｍｃｏｓθに夫々１／Ｍを掛けることが可能で
ある。

【００７０】なお、動的補正パラメータｓｉｎθ，ｃｏ
ｓθの求め方は他にも様々に考えられる。例えば入力の
Ｒ_iVx （＝Ｖ_p ｓｉｎθ），Ｒ_iVZ （＝Ｖ_p ｃｏｓθ）
の各振幅を包絡線検波したり、ピーク検出すること等が
考えられる。図７に戻り、チューナ部７では前段のバン
ドパスフィルタＢＰＦにより映像信号帯域の放送信号
ｘ，ｚが抽出され、該信号ｘ，ｚは次段の周波数シンセ
サイザＳＹＮとミキサ（×印）とからなる可変周波数変
換器によりＴＶモニタ６０からのチャネル選択信号ＣＨ
ＳＬに従い所定の第２のＩＦ帯の受信直交信号成分ｘ，
ｚに変換される。更に後段のバンドパスフィルタＢＰＦ
により所要帯域幅の映像信号Ｒ_ix，Ｒ_izが抽出される。

【００７１】上記図６（Ｂ）に示した如く、ＣＳアンテ
ナ２０が角度−θだけ傾いていることにより、この受信
信号Ｒ_ixには映像信号Ｖ_g とＨ_g の各ｘ成分が含まれ、
また受信信号Ｒ_izには映像信号Ｖ_g とＨ_g の各ｚ成分が
含まれている。そこで、各信号Ｒ_ix，Ｒ_izを次段の回転
補正部８に入力し、該信号Ｒ_ix，Ｒ_izに対して上記
（２）式の演算により角度−θ分の回転補正を加える。

【００７２】回転補正部８において、Ｈはハイブリッ
ド、８１〜８４は乗算器（×）、８５，８６は加算器
（＋）である。入力の信号Ｒ_ix，Ｒ_izを夫々ハイブリッ
ドＨで２分配し、上記（２）式の回転演算を行う。この
回路における出力信号Ｒ_ox，Ｒ_ozは夫々（６）式で得ら
れる。

【００７３】

【数６】

【００７４】図９は一例の乗算器を説明する図である。
図７の乗算器８１〜８４としては市販のものを使用でき
る。ここにはアナログ・デバイセズ社の汎用のアナログ
乗除算器ＡＤ７３４を示した。図９（Ａ）に乗算器の場
合の結線を示す。端子ＸにＶ_x を入力し、かつ端子Ｙに
Ｖ_y を入力すると、出力端子ＯＵＴに信号Ｅ_o ＝（Ｖ_x
・Ｖ_y ）／１０が得られる。負の信号の乗算も可能であ
るが、本実施の形態では行わず、代わりに加算器８５で
減算を行っている。なお、図９（Ｂ）に除算器の場合の
結線、図９（Ｃ）に平方根を求める場合の結線を夫々示
す。

【００７５】図１０は第２の実施の形態による移動体受
信装置の回路構成を示す図で、ＣＳアンテナ２０で受信
した映像信号ｘ，ｚをベースバンド帯域でディジタル的
に信号処理（回転演算）を行う場合を示している。上記
図５の概略構成に対応して主要部の回路構成が示されて
いる。前置処理部３、回転検出部６、チューナ部７の構
成は図７と同様で良い。

【００７６】直交検波部１１において、入力の映像信号
Ｒ_ix，Ｒ_izを夫々ハイブリッドＨで２分配する。一方、
ＱＰＳＫの復調部ＤＥＭに位相同期したＶＣＯの出力信
号を直交ハイブリッドＨでπ／２位相の異なる各再生キ
ャリア信号となし、これらで前記入力の映像信号Ｒ_ix，
Ｒ_izを夫々直交検波する。得られた各信号の高域成分を
ローパスフィルタＬＰＦで除去し、更にＡ／Ｄ変換器に
よりＡ／Ｄ変換して直交ベースバンド信号（Ｉ_x ，
Ｑ_x ），（Ｉ_z ，Ｑ_z ）を生成する。一方、回転検出部
６の出力信号ｓｉｎθ，ｃｏｓθはＡ／Ｄ変換器により
Ａ／Ｄ変換される。

【００７７】回転補正部８において、回転演算部８７，
８８は（７）式の演算を行う。

【００７８】

【数７】

【００７９】この様な回転演算部８７，８８はディジタ
ル・シグナル・プロセッサＤＳＰ又は信号（Ｉ_x ，
Ｉ_z ）又は信号（Ｑ_x ，Ｑ_z ）と、自動車の移動により
時々刻々と変化する動的補正パラメータｓｉｎθ，ｃｏ
ｓθとをアドレス入力として予め（７）式により演算さ
れたデータ信号（Ｉ_h ，Ｉ_v ）又は（Ｑ_h ，Ｑ_v ）を読
み出す様なＲＯＭテーブルで構成される。

【００８０】回転補正部８の出力信号（Ｉ_h ，Ｑ_h ），
（Ｉ_v ，Ｑ_v ）はベースバンド復調部ＤＥＭで復調さ
れ、映像信号Ｇ_h ，Ｇ_v となる。ところで、以上は、地
上局ｂがパイロット信号ＰＳとしてＶ偏波のシングルキ
ャリアＶ_p のみを送信する場合を述べたが、Ｈ偏波のシ
ングルキャリアＨ_p のみを送信する場合も同様に考えら
れる。更に、Ｖ及びＨ偏波に同時にシングルキャリアＶ
_p ，Ｈ_p を送ることも可能であり、この場合の移動端末
局装置における信号処理は以下のようになる。

【００８１】図１１は実施の形態によるＣＳアンテナの
他の回転検出の原理を説明する図である。衛星ＣＳ_b よ
りパイロットキャリア偏波Ｖ_p ，Ｈ_p （この例ではＶ_p
＝Ｈ_p ）が入力している。これは合成ベクトル（Ｖ_p ＋
Ｈ_p ）からなる直線偏波と考えて良い。なお、説明の簡
単のため、ｒ＝１とする。一方、ＣＳアンテナ２０の受
信偏波面ｘ，ｚがｙ軸の回りに−θだけ回転していたと
すると、アンテナのｘ軸に平行な受信信号成分Ｒ_ix及び
ｚ軸に平行な受信信号成分Ｒ_izは夫々（８）式で表され
る。

【００８２】

【数８】

【００８３】ここで、Ａ＝ｓｉｎα，Ｂ＝ｃｏｓαであ
る。ところで、この場合もＣＳアンテナ２０の傾き角θ
に応じた動的補正パラメータｓｉｎθ，ｃｏｓθを直接
に得たい。そこで、上記（８）式のＲ_ixにＡを掛け、か
つＲ_izにＢを掛けて両式の差をとると、（９）式のｓｉ
ｎθが得られる。

【００８４】

【数９】

【００８５】但し、Ａ² ＋Ｂ² ＝ｓｉｎ² α＋ｃｏｓ²
α＝１である。また、上記（８）式のＲ_ixにＢを掛け、
かつＲ_izにＡを掛けて両式の和をとると、（１０）式の
ｃｏｓθが得られる。

【００８６】

【数１０】

【００８７】従って、上記得られた動的補正パラメータ
ｓｉｎθ，ｃｏｓθを回転補正部８で利用できる。な
お、この例ではＶ_p ＝Ｈ_p （即ち、Ａ＝Ｂ）としたが、
これに限らない。Ｖ _p ≠Ｈ_p とすることで様々な角度α
の直線偏波が得られる。このうち、Ｈ_p ＝０とすればＶ
_p のみが得られ、またＶ_p ＝０とすればＨ_p のみが得ら
れる。そして、Ｖ_p ＝Ｈ_p の時にパイロット信号ＰＳの
最大電力が得られ、パイロット信号ＰＳとしての能力が
強化される。また、直線偏波の角度αを衛星毎に異なら
しめることで、静止衛星の識別にも有効に利用できる。

【００８８】図１２は第３の実施の形態による移動体受
信装置の回路構成を示す図で、パイロット信号ＰＳとし
てＶ，Ｈ偏波が共に送られる場合を示している。図にお
いて、６はこの例の回転検出部で有り、その他の構成は
図１０と同様である。また回転検出部６において、６９
は回転角演算部であり、上記（９）式，（１０）式の演
算を行う。即ち、受信パイロットキャリアの振幅を
Ｒ_ix、Ｒ_izとし、かつ衛星からのＶ，Ｈ偏波の振幅を既
知のＡ，Ｂとする場合に、動的補正パラメータｓｉｎ
θ，ｃｏｓθの値を、 ｓｉｎθ＝Ａ・Ｒ_ix−Ｂ・Ｒ_iz ｃｏｓθ＝Ｂ・Ｒ_ix＋Ａ・Ｒ_iz により求める。この様な回転角演算部６９はＤＳＰやＲ
ＯＭテーブルで構成できる。

【００８９】図１３は実施の形態による地球局装置の一
部構成を示す図で、パイロット信号生成部の構成を示し
ている。図において、ＯＳＣ１はパイロットキャリアｆ
１の発振器、１３は情報変調部、１４は拡散変調部、Ｍ
ＩＸはミキサ（乗算器）、ＣＧはＰＮ符号やＧｏｌｄ符
号のコード発生部、ＯＳＣ２はスペクトラム拡散周波数
ｆ２（＞＞ｆ１））の発振器である。

【００９０】パイロットキャリア信号ａ（ｔ）は、必要
なら情報変調部１３で情報によるディジタル１次変調を
受け、データ変調キャリアｂ（ｔ）となって拡散変調部
１４に入力する。拡散変調部１４では入力のデータ変調
キャリアｂ（ｔ）にコード発生部ＣＧからの拡散コード
Ｃに対応するＰＮ系列ｃ（ｔ）を掛け合わせ、コード拡
散された２次変調信号ｓ（ｔ）を出力する。なお、デー
タ変調は好ましくは間欠的（バースト的）に行う。２次
変調信号ｓ（ｔ）は他の映像信号等と周波数分割合成さ
れ、衛星ＣＳ_b に向けて送信される。

【００９１】なお、上記コード拡散による拡散変調部１
４に代えて、公知の周波数ホッピング方式による拡散変
調部１４を備えても良い。図１４は第４の実施の形態に
よる移動体受信装置の回路構成を示す図で、コード拡散
された受信パイロット信号ＰＳを逆拡散復調する場合を
示している。図において、ＢＰＦはパイロット信号帯域
幅のバンドパスフィルタ、ＭＩＸはミキサ（乗算器）、
１５は拡散復調部、ＣＧはコード発生部、ＤＬＬは遅延
ロックループ(Delay Locked Loop) 、ＭＦは整合フィル
タ（マッチトフィルタ）である。

【００９２】整合フィルタＭＦは、受信信号Ｐ_z の符号
系列ｓ（ｔ）と拡散コードＣに対応する逆拡散符号レプ
リカｃ（ｔ）との相関を検出し、相関ピークが得られた
タイミングにトリガ信号ＴＧを出力する。遅延ロックル
ープＤＬＬは、整合フィルタＭＦのトリガ信号ＴＧに同
期して受信信号Ｐ_z の符号系列ｓ（ｔ）とコードＣに対
応する逆拡散符号レプリカｃ（ｔ）との間のタイミング
誤差を１／２チップ周期以内に捕捉し、かつそのタイミ
ング誤差を０とするように同期維持する。またこの遅延
ロックループＤＬＬは各コード周期にコードタイミング
信号ＣＴを出力する。そして、コード発生部ＣＧは、こ
のコードタイミング信号ＣＴに同期してコードＣに対応
する逆拡散符号レプリカｃ（ｔ）を発生する。こうして
入力の受信信号Ｐ_z ｛＝ｓ（ｔ）｝はミキサＭＩＸで同
期逆拡散され、シングルキャリアａ（ｔ）又はデータ変
調キャリアｂ（ｔ）に拡散復調される。同時に受信信号
Ｐ _x も拡散復調される。こうして拡散復調されたパイロ
ット信号ＰＳの以後の処理は上記したと同様である。

【００９３】なお、上記コード拡散による拡散復調部１
５に代えて、公知の周波数ホッピング方式による拡散復
調部１５を備えても良い。また、上記各実施の形態では
地上の放送局より所定のパイロット信号ＰＳを送信した
が、移動端末局装置は衛星独自が発生する所定の電波を
パイロット信号ＰＳとして利用するように構成しても良
い。

【００９４】また、上記実施の形態で一例のＣＳアンテ
ナの構造を述べたが、ＣＳアンテナは他にもパラボラ方
式等、様々に構成できる。また、上記本発明に好適なる
複数の実施の形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない
範囲内で、各部の構成、制御、演算処理及びこれらの組
合せの様々な変更が行えることは言うまでも無い。

【００９５】

【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、衛星放
送の地球局装置は映像信号とは別個に所定のパイロット
信号を送信することにより、該衛星放送を受信する移動
局装置は該パイロット信号を静止衛星の識別、追尾、更
には自己のアンテナ受信偏波面の傾きの検出及び受信映
像信号の歪み（混信）補正に有効に利用できる。

【００９６】また衛星放送の移動端末局は自己のアンテ
ナ受信偏波面の傾きの検出及び該検出角による衛星受信
映像信号の歪み（混信）補正を電気的に行うことによ
り、自動車等の傾きによらず、簡単な構成により常に良
好な受信状態を維持できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は本発明の原理を説明する図である。

【図２】図２は実施の形態によるＣＳ衛星放送システム
の概要を説明する図である。

【図３】図３はＣＳ衛星の一例のトランスポンダ周波数
配列を説明する図である。

【図４】図４は実施の形態によるパイロット信号の使用
態様を説明する図である。

【図５】図５は実施の形態による移動体受信装置の概略
構成を示す図である。

【図６】図６は実施の形態によるＣＳアンテナの回転検
出及び映像信号補正の原理を説明する図である。

【図７】図７は第１の実施の形態による移動体受信装置
の回路構成を示す図である。

【図８】図８は実施の形態による回転検出部６の動作タ
イミングチャートである。

【図９】図９は一例の乗算器を説明する図である。

【図１０】図１０は第２の実施の形態による移動体受信
装置の回路構成を示す図である。

【図１１】図１１は実施の形態によるＣＳアンテナの他
の回転検出の原理を説明する図である。

【図１２】図１２は第３の実施の形態による移動体受信
装置の回路構成を示す図である。

【図１３】図１３は実施の形態による地球局装置の一部
構成を示す図である。

【図１４】図１４は第４の実施の形態による移動体受信
装置の回路構成を示す図である。

【図１５】図１５は従来技術を説明する図である。

【符号の説明】

１ アンテネナユニット ２ 回転機構部 ３ 前置処理部 ４ 追尾制御部 ５ 衛星識別部 ６ 回転検出部 ７ チューナ部 ８ 回転補正部 ９ 偏波選択部 １０ ＢＳアンテナ １１ 直交検波部 １３ 情報変調部 １４ 拡散変調部 １５ 拡散復調部 ２０ ＣＳアンテナ ３０ 映像信号処理部 ５０ チューナ装置 ６０ ＴＶモニタ ６１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） ６２ 直交ハイブリッド（Ｈ） ６３ 位相比較器（×） ６４ ループフィルタ（ＬＰＦ） ６５，６６ ミキサ（×） ６７，６８ ローパスフィルタ（ＬＰＦ） ６９ 回転角演算部 ７０ ルーフ ８１〜８４ 乗算器（×） ８５，８６ 加算器（＋） ８７，８８ 回転演算部 ＢＰＦ バンドパスフィルタ ＣＧ コード発生部 ＤＬＬ 遅延ロックループ Ｈ ハイブリッド ＭＦ 整合フィルタ ＭＩＸ ミキサ（乗算器） ＯＳＣ 発振器 ＳＹＮ 周波数シンセサイザ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｎ 7/20 Ｈ０４Ｊ 13/00 Ｆ

Claims (15)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 地球局装置と複数の移動端末局装置とが
   静止衛星を介する直交偏波を利用して通信を行う衛星通
   信システムの前記地球局装置において、 静止衛星の中継器における同一周波数の垂直及び水平偏
   波につき所定帯域幅を占有すると共に、該帯域内に移動
   端末局装置が静止衛星の認識、追尾又はアンテナ受信偏
   波面の傾き検出に利用可能な所定のパイロット信号を送
   信することを特徴とする衛星通信システムの地球局装
   置。
2. 【請求項２】 パイロット信号は、垂直偏波、水平偏波
   又は同一周波数の垂直及び水平偏波で送信されるシング
   ルキャリア信号であることを特徴とする請求項１に記載
   の衛星通信システムの地球局装置。
3. 【請求項３】 パイロット信号は、垂直偏波、水平偏波
   又は同一周波数の垂直及び水平偏波で送信される同一情
   報信号で変調されたディジタル変調信号であることを特
   徴とする請求項１に記載の衛星通信システムの地球局装
   置。
4. 【請求項４】 パイロット信号は、垂直偏波、水平偏波
   又は同一周波数の垂直及び水平偏波で送信されるコード
   拡散されたスペクトラム拡散信号であることを特徴とす
   る請求項１に記載の衛星通信システムの地球局装置。
5. 【請求項５】 パイロット信号は、垂直偏波、水平偏波
   又は同一周波数の垂直及び水平偏波で送信される周波数
   ホッピングされたスペクトラム拡散信号であることを特
   徴とする請求項１に記載の衛星通信システムの地球局装
   置。
6. 【請求項６】 地球局装置と複数の移動端末局装置とが
   静止衛星を介する直交偏波を利用して通信を行う衛星通
   信システムの前記移動端末局装置において、 静止衛星からの垂直及び水平偏波の各信号につき空間的
   に直交する受信偏波面を有するアンテナを介して前記各
   信号の直交信号成分を受信する受信部と、 該受信部の受信信号より抽出した所定のパイロット信号
   の直交信号成分に基づき移動端末局装置の姿勢に起因す
   るアンテナ受信偏波面の回転角を検出する回転検出部
   と、 前記受信部の受信信号より抽出した通信チャネル信号の
   直交信号成分を前記検出された回転角で電気的に補正す
   る回転補正部とを備えることを特徴とする衛星通信シス
   テムの移動端末局装置。
7. 【請求項７】 回転検出部は、受信したパイロット信号
   の垂直及び水平信号成分の各振幅に基づきアンテナ受信
   偏波面の回転角を検出することを特徴とする請求項６に
   記載の衛星通信システムの移動端末局装置。
8. 【請求項８】 回転検出部は、受信したパイロット信号
   の垂直又は水平信号成分に位相同期した再生キャリア信
   号を生成すると共に、該再生キャリア信号又はこれと所
   定位相にあるキャリア信号で前記パイロット信号の垂直
   及び水平信号成分を夫々同期検波し、得られた各検波出
   力に基づきアンテナ受信偏波面の回転角θに対応するｓ
   ｉｎθ，ｃｏｓθに夫々比例する各信号を生成すること
   を特徴とする請求項６に記載の衛星通信システムの移動
   端末局装置。
9. 【請求項９】 回転検出部は、静止衛星から送られるパ
   イロット信号の垂直及び水平偏波の各振幅をＡ，Ｂとす
   る場合に、受信したパイロット信号の垂直及び水平信号
   成分の各振幅Ｒ_iz，Ｒ_ixに基づきアンテナ受信偏波面の
   回転角θに対応するｓｉｎθ，ｃｏｓθの各値を、 ｓｉｎθ＝Ａ・Ｒ_ix−Ｂ・Ｒ_iz ｃｏｓθ＝Ｂ・Ｒ_ix＋Ａ・Ｒ_iz により求めることを特徴とする請求項６に記載の衛星通
   信システムの移動端末局装置。
10. 【請求項１０】 回転補正部は、アンテナの水平、垂直
    受信偏波面をｘ，ｚ、通信チャネルの受信直交信号成分
    をＲ_ix，Ｒ_iz、かつ回転検出部で検出されたアンテナ受
    信偏波面の回転角を−θとする場合に、補正後の受信直
    交信号成分Ｒ _ox，Ｒ_ozを、 Ｒ_ox＝Ｒ_ixｃｏｓθ−Ｒ_izｓｉｎθ Ｒ_oz＝Ｒ_ixｓｉｎθ＋Ｒ_izｃｏｓθ により求めることを特徴とする請求項６乃至９の何れか
    １に記載の衛星通信システムの移動端末局装置。
11. 【請求項１１】 回転補正部は、通信チャネルの受信直
    交信号成分を無線周波帯、中間周波帯又はベースバンド
    信号帯で回転補正することを特徴とする請求項１０に記
    載の衛星通信システムの移動端末局装置。
12. 【請求項１２】 パイロット信号は、垂直偏波、水平偏
    波又は同一周波数の垂直及び水平偏波で送信されるとこ
    ろの、シングルキャリア信号、情報変調されたディジタ
    ル変調信号、又はコード拡散されたスペクトラム拡散信
    号又は周波数ホッピングされたスペクトラム拡散信号で
    あることを特徴とする請求項６に記載の衛星通信システ
    ムの移動端末局装置。
13. 【請求項１３】 パイロット信号は、地球局装置又は静
    止衛星で発生されるものであることを特徴とする請求項
    ６に記載の衛星通信システムの移動端末局装置。
14. 【請求項１４】 静止衛星を識別するための衛星識別部
    を更に備え、該衛星識別部は、受信したパイロット信号
    の周波数配置、ディジタル変調されたパイロット信号の
    復調データ、所定のコードによりスペクトラム直接拡散
    されたパイロット信号への同期確立又は所定のホッピン
    グシーケンスにより周波数ホッピングされたパイロット
    信号への同期確立により自己の通信する静止衛星を識別
    することを特徴とする請求項６に記載の衛星通信システ
    ムの移動端末局装置。
15. 【請求項１５】 静止衛星を追尾するための追尾制御部
    を更に備え、該追尾制御部は、受信したパイロット信号
    の信号電力が最大となる様に少なくともアンテナを水平
    方向に駆動制御することを特徴とする請求項６に記載の
    衛星通信システムの移動端末局装置。