JPH10242760A

JPH10242760A - 電圧制御型高周波発振装置

Info

Publication number: JPH10242760A
Application number: JP9044286A
Authority: JP
Inventors: Tsutomu Adachi; 勉安達; Hiroki Uemura; 浩樹植村; Takeshi Hasegawa; 健長谷川
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 1997-02-27
Filing date: 1997-02-27
Publication date: 1998-09-11

Abstract

(57)【要約】【課題】Ｃ／Ｎ特性に優れ、且つ周波数シフト量が大
きい複数の発振信号を安定して出力する電圧制御型高周
波発振装置を提供する。【解決手段】制御電圧ｖｔ、切換電圧Ｖｓに対応して所
定共振周波数ｆで動作を行う共振回路部Ａ₁、負性抵抗
回路部Ａ₂、増幅回路部Ａ₃とから成り、一次発振信号
ｘを出力する増幅回路路部Ａと、該発振回路部Ａの出力
信号ｘの周波数を逓倍化する周波数逓倍化回路部Ｂと、
該周波数逓倍化回路部Ｂで逓倍化した所定周波数成分の
抽出するフィルタ回路部Ｃとから構成される電圧制御型
高周波発振装置である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、２つの発振出力信
号を導出するデュアルモード型の電圧制御型高周波発振
回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、移動体通信装置やその他の通
信装置の送信用発振器、受信部の局部発振器に用いられ
る電圧制御型高周波発振装置が知られている。

【０００３】最近、携帯電話、自動車電話等の様々な移
動体通信機器が普及しているが、一部の通信シテスムで
は、チャンネル数の不足が深刻化している。これらの問
題を解決するための新しいシステムが運用される様にな
るが、この普及段階においては、従来のシステムと新し
いシステムの併用が可能なデュアルバンド対応の通信機
が必要となる。また、同一地域で異なる通信システムが
併用されている場合においても、デュアルバンド対応の
通信機が必要となる。

【０００４】デュアルバンド対応の通信機は、所定発振
周波数の２つの発振出力信号を用いる必要があり、通
常、発振周波数帯域が異なる２つの発振器を用いてい
た。

【０００５】上述のように、例えば１つの移動体通信機
器中に２つの発振器を用いると当然、通信機器が大型化
してしまい、特に、移動体通信機の小型化とは逆行して
しまう。

【０００６】従来の電圧制御型発振器は、例えば、共振
回路部のストリップ線路、コンデンサなどから成る共振
手段に、バリキャップダイオードなどを接続し、バリキ
ャップダイオードに供給する制御電圧によって、共振回
路部のＬ−Ｃ回路定数を制御して共振周波数を可変制御
していた。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
ようにバリキャップダイオードの容量値で、発振周波数
を可変制御するにあたり、例えば、１つの発振出力信号
の発振周波数Ｆ₁が８００ＭＨｚ帯付近の発振周波数
が、別の発振出力信号の発振周波数Ｆ₂が１．９ＧＨｚ
帯付近の発振周波数と、全く異なる周波数帯域（周波数
バンド）に属するものが要求される場合、即ち、発振周
波数Ｆ₁−Ｆ₂のシフト量ΔＦが大き過ぎ、バリキャッ
プダイオードの容量可変範囲では対応できない。

【０００８】また、発振周波数Ｆ₁−Ｆ₂のシフト量Δ
Ｆが大き過ぎる場合には、発振器のＣ／Ｎ特性差の変動
が大きく、通信機器に使用できないという問題もあっ
た。

【０００９】また、発振出力信号の発振周波数Ｆ₁とＦ
₂の関係が整数倍の関係であれば、逓倍回路や分周回路
を用いて対応できるが、実際の要求され発振周波数
Ｆ₁、Ｆ₂は上述のように、両発振周波数は算術的に関
係にはないため、少なくとも２つの発振出力信号を同一
の電圧制御型高周波発振装置で出力することができなか
った。

【００１０】本発明は上述の問題点に鑑みて案出された
ものであり、その目的は、２つの発振出力信号の発振周
波数Ｆ₁、Ｆ₂の周波数バンドが相違していても、ま
た、算術的な関係がなくとも、実用に適した安定した２
つの発振出力信号が得られる電圧制御型高周波発振装置
を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は、発振周波数を
制御する制御電圧と、発振周波数を異なる周波数バンド
に切り換える切換電圧とが供給され、両電圧によって所
定共振周波数で動作を行う共振回路部を含み、基本発振
信号を導出する発振回路部と、前記発振回路部の基本発
振信号を周波数逓倍化処理を行う周波数逓倍化回路部
と、前記周波数逓倍化回路部で逓倍化された所定周波数
成分を抽出するフィルタ回路部と、前記切換電圧の供給
に伴い、周波数逓倍化回路部の周波数逓倍化処理を制御
するスイッチ回路部とから成り、前記発振回路部の基本
発振信号及び／又は前記フィルタ回路部を通過する逓倍
化された出力信号を、発振出力信号として外部に出力す
る特徴とする電圧制御型高周波発振装置である。

【００１２】

【作用】以上のように、本発明の電圧制御型高周波発振
装置は、共振回路部の共振動作は、切換電圧によって離
散的に制御される。即ち、所定電圧の切換電圧の供給に
よって、発振回路部Ａの出力である基本発振信号の周波
数ｆを、少なくとも２種類の周波数ｆ₁、ｆ₂に切り換
えることができる。

【００１３】この発振回路部の基本発振信号は、電圧制
御型高周波発振装置の発振出力信号として導出される。

【００１４】また、例えば周波数ｆ₁の基本発振信号
は、周波数逓倍化回路部で逓倍処理（Ｆ＝ｋ×ｆ₁：ｋ
＝２、３、・・）され、この逓倍した周波数Ｆを抽出す
るフィルタ回路部を介して、その信号が電圧制御型高周
波発振装置の発振出力信号として導出される。

【００１５】従って、本発明の電圧制御型高周波発振装
置では、基本発振信号の周波数帯の発振出力信号と基本
発振信号の周波数を逓倍化した高い周波数帯の発振出力
信号の異なる周波数バンドでの出力が可能となる。

【００１６】しかも、基本発振信号の発振周波数は、離
散的に制御されるため、周波数ｆ₁、ｆ₂のいずれかを
発振出力信号とすることができ、また、この基本発振信
号が逓倍されるため、周波数Ｆ₁（Ｆ₁＝ｋ×ｆ₁）、
Ｆ₂（Ｆ₂＝ｋ×ｆ₂）のいずれかを発振出力信号とす
ることができる。

【００１７】特に、本発明では、共振回路部で共振動作
を制御して、基本発振信号の周波数を離散的に制御する
切換電圧が、周波数逓倍化回路部の動作を制御するスイ
ッチ回路部に供給されることから、基本発振信号の周波
数帯の発振出力信号と、基本発振信号の周波数を逓倍化
した高い周波数帯の発振出力信号との組み合わせ（例え
ば２×２＝４通り）が、切換電圧のＨ／Ｌによって制約
される。

【００１８】これは、フィルタ回路の構成が簡略した
り、また、発振周波数の誤った選択を回避できるなど非
常に実用的な実用に適したものとなる。しかも、周波数
逓倍化回路部の動作が不要な時には、周波数逓倍化回路
部を停止させることができるため、消費電流が少なくな
る。

【００１９】また、逓倍化処理された一方の発振周波数
の発振出力信号であっても、Ｃ／Ｎ特性は逓倍化処理前
の基本発振信号のレベルに依存される。従って、この基
本発振信号の周波数は、基本発振信号をそのまま導出し
た他方の基本発振信号と周波数が近接しているため、Ｃ
／Ｎ特性の差が抑えられるため、通信機器の安定した動
作が維持できる。また、両方の発振周波数の制御は、互
いに近接する周波数の基本発振信号レベルで行えるた
め、制御電圧による周波数の制御が簡略することにな
る。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の電圧制御型高周波
発振装置を図面に基づいて説明する。

【００２１】図１は、第１の発明の電圧制御型高周波発
振装置を構成するブロック回路図であり、図２その回路
図である。

【００２２】本発明の電圧制御型高周波発振装置は、発
振回路部Ａと、周波数逓倍化回路部Ｂ、逓倍化された所
定周波数を抽出するフィルタ回路部Ｃとから構成されて
いる。

【００２３】発振回路部Ａは、共振回路Ａ₁₀、切換回路
Ａ₁₁とから成る共振回路部Ａ₁、負性抵抗回路部Ａ₂、
増幅回路部Ａ₃とから構成されている。この共振回路部
Ａ₁には、制御電圧Ｖｔが供給される制御電圧端子ＶＴ
と、基本発振信号ｘの周波数を切り換える切換電圧Ｖｓ
が供給される切換電圧端子ＶＳを具備している。

【００２４】共振回路部Ａ₁は、実質的にＬ−Ｃ共振回
路を構成する共振回路Ａ₁₀によって、その共振周波数が
決定される。また、切換回路Ａ₁₁は、切換電圧Ｖｓの供
給（Ｈ／Ｌ）によって、上述のＬ−Ｃ共振回路の回路定
数を変化させて、共振周波数を離散的に制御、即ち、周
波数のシフトアップ、シフトダウンを行うものである。

【００２５】負性抵抗回路部Ａ₂は、トランジスタ、抵
抗などを備え、共振回路部Ａ₁との発振条件を満たした
周波数を安定して出力するための回路である。

【００２６】増幅回路部Ａ₃は、主にトランジスタ、抵
抗などを備え、負性抵抗回路部Ａ₂のトランジスタと共
動して、負性抵抗回路部Ａ₂からの信号を増幅する回路
である。この増幅回路部Ａ₃には、バイアス電源端子Ｖ
ｃｃ、基本発振信号ｘを出力する端子Ｘが具備されてい
る。

【００２７】結局、発振回路部Ａは、共振回路部Ａ₁が
所定共振周波数で動作を行い、負性抵抗回路部Ａ₂、増
幅回路部Ａ₃とにより、制御電圧Ｖｔ及び切換電圧Ｖｓ
に応じた周波数の基本発振信号ｘを出力する。この基本
発振信号ｘは、発振回路部Ａ内のフィルタ回路を介し
て、第１の出力端子ＯＵＴ₁に出力される。また、同時
に、周波数逓倍化回路部Ｂに供給される。

【００２８】特に、切換電圧Ｖｓの供給（Ｈ／Ｌ）によ
り、切換回路Ａ₁₁が機能して、基本発振信号ｘの周波数
をｆ₁からｆ₂に切り換え制御をしている。

【００２９】制御電圧Ｖｔは、この電圧電圧制御型高周
波発振装置の外部に接続されたＰＬＬ回路部Ｄから供給
される。ＰＬＬ回路部Ｄは、発振回路部Ａから出力され
ている基本発振信号ｘの発振周波数ｆ₁またはｆ₂と所
定基準周波数とを比較して、周波数のズレを補正するた
めの制御電圧Ｖｓを作成して、制御電圧端子ＶＴに供給
している。また、通信システムの選択されたチャンネル
に対応した周波数に変化させるための制御電圧を作成し
て、制御電圧端子ＶＴに供給している。このＰＬＬ回路
Ｄは、基準信号発振源である温度補償型水晶発振器、Ｐ
ＬＬ−ＩＣ、所定電圧値を変換するローパスフィルタか
ら構成されている。

【００３０】上述の発振回路部Ａには、周波数逓倍化回
路部Ｂが接続され、さらに、該周波数逓倍化回路部Ｂに
は、フィルタ回路部Ｃが接続されている。

【００３１】周波数逓倍化回路部Ｂは、主に逓倍処理す
るためのトランジスタから成り、同時に、このトランジ
スタを動作を制御するスイッチング素子Ｂ_1Oが接続され
ている。このスイッチング素子Ｂ_1Oには、上述の切換電
圧Ｖｓが供給され、基本発振信号ｘの周波数のシフト制
御と連動する。

【００３２】周波数逓倍化回路部Ｂの逓倍化処理は、ト
ランジスタの動作領域を厳密に制御することによって達
成できる。例えばバイアスポイントの設定によって、ベ
ース電流の基本周波数成分に対してｋ倍の高調波成分の
みの出力レベルを向上させることが容易に制御できる。
例えば、２倍の周波数逓倍化処理を行うには、基本発振
信号の発振周波数ｆの２倍の周波数成分（２×ｆ）を、
他の周波数成分に比較して出力レベル向上させるように
バイアスポイントを決定すればよい。

【００３３】フィルタ回路部Ｃは、主にコンデンサ、リ
アクタンス素子から成り、周波数逓倍化回路部Ｂからの
特定周波数、例えば２倍の周波数成分付近を通過・抽出
するものである。

【００３４】図１のブロック回路の実際の回路図の一例
を図２に示す。

【００３５】図２において、発振回路部Ａを構成する共
振回路Ａ_1Oは、主にストリップ線路Ｌ₂、コンデンサＣ
₃、Ｃ₄、Ｃ_3O、可変容量素子ＤＶから構成され、切換
回路部Ａ₁₁は主にコンデンサＣ₃₁、ダイオードＤｉ、抵
抗Ｒ₃₁から構成されている。

【００３６】そして、切換回路Ａ₁₁は、ストリップ線路
Ｌ₂の接地端側に接続されている。従って、切換回路Ａ
₁₁が動作すると、ストリップ線路Ｌ₂の電気長は実質的
に短くなることになり、共振周波数が高くなる。負性抵
抗回路部Ａ₂は主にトランジスタＱ₂を中心に、増幅回
路部Ａ₃は主にトランジスタＱ₁を中心に構成されてい
る。尚、トランジスタＱ₁の出力には、基本発振信号ｘ
の発振周波数ｆを通過させるコイルＬ₃、Ｌ₄コンデン
サＣ_1O、Ｃ₁₁から成るフィルタ回路が接続されている。
即ち、発振回路部Ａの基本発振信号ｘは、第１の発振出
力信号として第１の出力端子ＯＵＴ₁に出力されるとと
もに、コンデンサＣ₁₄を介して周波数逓倍化回路部Ｂに
出力される。

【００３７】周波数逓倍回路Ｂは、主に逓倍処理を行う
トランジスタＱ₄を中心に構成されている。また、スイ
ッチ回路部Ｂ_1Oは、主にトランジスタＱ₃により構成さ
られている。即ち、スイッチ手段のトランジスタＱ₃の
ベースに所定電圧以上の切換電圧Ｖｓが供給されると、
トランジスタＱ₃がＯＮとなり、コレクタ−エミッタ間
に電流が流れ、これにより、トランジスタＱ₄がエミッ
タ接地状態なるため、トランジスタＱ₄が動作する。
尚、周波数逓倍回路Ｂで逓倍処理された信号は、トラン
ジスタＱ₄のコレクタからフィルタ回路部Ｃに出力され
る。

【００３８】フィルタ回路部Ｃは、主にコイルＬ₅、Ｌ
₆、コンデンサＣ₁₆〜Ｃ_{2 O}から構成されている。そし
て、周波数逓倍化回路部Ｂで逓倍化された周波数成分の
信号が、フィルタ回路部Ｃを通過して、第２の発振出力
信号として、第２の出力端子ＯＵＴ₂に導出されること
になる。

【００３９】次に、図２の回路における動作を表１の動
作表を用いて説明する。尚、周波数逓倍化回路部Ｂで
は、２倍の周波数逓倍化処理されるものとすし、制御電
圧は一定であるとする。

【００４０】

【表１】

【００４１】以上のように、図２の回路においては、切
換電圧Ｖｓが一定電圧以下（供給をしない）のＬレベル
では、切換回路Ａ₁₁のダイオードＤｉはＯＦＦ状態とな
り、基本発振信号ｘが、共振回路部Ａ₁で設定された初
期状態の共振周波数に基づく発振周波数ｆ₁となる。そ
して、この基本発振信号ｘは、そのまま、第１の出力端
子ＯＵＴ₁から導出されることになる。

【００４２】しかも、周波数逓倍化回路部Ｂのスイッチ
回路Ｂ_1OのトランジスタＱ₃は、ベース電圧である切換
電圧ＶｓがＬレベルであるため、ＯＦＦ状態となり、同
時に逓倍処理を行うトランジスタＱ₄が動作しない。そ
の結果、第２の出力端子ＯＵＴ₂からは何にも出力され
ない。

【００４３】切換電圧Ｖｓが一定電圧以上のＨレベルで
は、切換回路Ａ₁₁のダイオードＤｉはＯＮ状態となり、
基本発振信号ｘが、共振回路部Ａ₁のストリップ線路Ｌ
₂の電気長が短くなることから、共振周波数が高くな
り、これに基づく発振周波数がｆ₂（ｆ₂＞ｆ₁）とな
る。そして、この基本発振信号ｘは、そのまま、第１の
出力端子ＯＵＴ₁から導出されることになる。

【００４４】また、同時に、周波数逓倍化回路部Ｂのス
イッチ回路Ｂ_1OのトランジスタＱ₃は、ベース電圧であ
る切換電圧ＶｓがＨレベルであるため、ＯＮ状態とな
り、同時に逓倍処理を行うトランジスタＱ₄が動作す
る。周波数ｆ₂の基本発振信号ｘが逓倍化処理され、周
波数Ｆ₂＝２×ｆ₂の周波数成分のみがフィルタ回路部
Ｃで抽出されて、その結果、第２の出力端子ＯＵＴ₂か
ら発振周波数Ｆ₂の発振出力信号が導出されることにな
る。

【００４５】図２に示す回路を具備する電圧制御型高周
波発振装置は、例えばアメリカ仕様の移動体通信システ
ム（ＡＭＰＳ方式、ＰＣＳ方式）の受信回路における第
１周波用のデュアルモード型発振器に適している。尚、
実際に用いられる発振周波数は、実際のキャリア周波数
と若干相違しているが、ここでは便宜的にキャリア周波
数を要求される発振周波数として説明する。例えば、Ａ
ＭＰＳ方式に対応させるためには、発振周波数は８８０
ＭＨｚが必要であり、ＰＣＳ方式に対応させるためには
発振周波数が１．９ＧＨｚが必要である。

【００４６】この場合、上述の表１における切換電圧Ｖ
ｓがＬレベルの基本発振信号ｘの発振周波数ｆ₁を８８
０ＭＨｚに、切換電圧ＶｓがＨレベルの基本発振信号ｘ
の発振周波数ｆ₂を９５０ＭＨｚになるように、共振回
路Ａ₁₀を設定し、１．９ＧＨｚ付近の周波数が通過され
るようにフィルタ回路部Ｃを設定する。

【００４７】これにより、切換電圧ＶｓがＬレベルの時
には第１の出力端子ＯＵＴ₁から８８０ＭＨｚの発振出
力信号が得られ、切換電圧ＶｓがＨレベルの時には第２
の出力端子ＯＵＴ₂から１．９ＧＨｚの発振出力信号が
得られることになる。

【００４８】これは、ＡＭＰＳとＰＣＳという全く異な
る周波数バンドの発振出力信号を１つの制御電圧型高周
波発振装置から導出でき、デュアルモード型発振装置と
して実用性が高いものとなる。

【００４９】しかも、このように実際に使用される２種
類の発振周波数８８０ＭＨｚと１．９ＧＨｚとの関係に
算術的な特別な関係がなくとも、必要とされる２つの発
振周波数を簡単に得ることができる。これは、１．９Ｇ
Ｈｚと高い周波数の発振周波数は、内部的には８８０Ｍ
Ｈｚの発振周波数の基本発振信号からシフトアップした
９５０ＭＨｚに基づいて、逓倍処理を行って作成したた
めである。

【００５０】また、周波数逓倍化回路部Ｂにスイッチ回
路Ｂ₁₀を具備しているため、第２の出力端子ＯＵＴ₂か
らは、１．９ＧＨｚの信号しか導出されない。従って、
この電圧制御型高周波発振装置を通信機器に用いる場合
には、第２の出力端子からはＰＣＳ方式に対応する発振
周波数しか出力されないことから、誤った周波数の選択
がなくなる。

【００５１】さらに、回路的には、１．９ＧＨｚの発振
出力信号を必要とする時だけ、周波数逓倍化回路部Ｂが
動作することになるため、消費電流の低減が可能とな
る。

【００５２】また、Ｃ／Ｎ特性からすれば、同一の発振
装置で、これほどの周波数差ではＣ／Ｎ特性差が大きく
なり、実質的に実用が不可能であるものの、このＣ／Ｎ
特性を発振回路部Ａで殆ど決定されること、実際の発振
回路部Ａにおいては、基本発振信号ｘの発振周波数を８
８０ＭＨｚと９５０ＭＨｚという非常に小さい周波数の
変化であることから、８８０ＭＨｚと９５０ＭＨｚとい
う発振周波数では、Ｃ／Ｎ特性差の変動は実質的に発生
しないことから、非常に安定した動作が可能な電圧制御
型高周波発振装置となる。

【００５３】また、実際のチャンネルに対応した周波
数、微小の変化を制御するために制御電圧Ｖｔを作成す
るＰＬＬ回路部Ｄにおいても、基本発振信号ｘの発振周
波数を８８０ＭＨｚと９５０ＭＨｚという非常に小さい
周波数の範囲での制御となるため、ＰＬＬ回路部Ｄが一
系統で済み、その結果、通信機器の小型化、周辺の制御
回路の共用化、小型化が可能となる。

【００５４】上述の図２の回路では、切換電圧Ｖｓ、切
換回路Ａ₁₁によってシフトアップされた基本発振信号に
対して逓倍化処理が行われ、高い周波数バンドの発振出
力信号を導出する動作であるが、図３には、シフトアッ
プされる前の基本発振信号に対して逓倍化処理が行わ
れ、高い周波数バンドの発振出力信号を導出する動作の
回路を示す。

【００５５】図２との相違点は、周波数逓倍化回路部Ｂ
のスイッチグ回路Ｂ₁₀の構成及びその接続箇所である。
即ち、スイッチグ回路Ｂ₁₀のトランジスタＱ₃にＰＮＰ
形を用いていること、さらに、このスイッチングトラン
ジスタＱ₃が逓倍動作を行うトランジスタＱ₄のコレク
タベース間に接続されていることである。

【００５６】次に、図３の回路における動作を表２の動
作表を用いて説明する。尚、周波数逓倍化回路部Ｂで
は、２倍の周波数逓倍化処理されるものとし、制御電圧
は一定であるとする。

【００５７】

【表２】

【００５８】以上のように、図３の回路においては、切
換電圧Ｖｓが一定電圧以下（供給をしない）のＬレベル
では、切換回路Ａ₁₁のダイオードＤｉはＯＦＦ状態とな
り、基本発振信号ｘが、共振回路部Ａ₁で設定された初
期状態の共振周波数に基づく発振周波数ｆ₁となる。そ
して、この基本発振信号ｘは、そのまま、第１の出力端
子ＯＵＴ₁から導出されることになる。

【００５９】しかも、周波数逓倍化回路部Ｂのスイッチ
回路Ｂ_1OのＰＮＰ形トランジスタＱ₃は、ベース電圧で
ある切換電圧ＶｓがＬレベルであるため、ＯＮ状態とな
り、同時に逓倍処理を行うトランジスタＱ₄が動作す
る。周波数ｆ₁の基本発振信号ｘが逓倍化処理され、周
波数Ｆ₁＝２×ｆ₁の周波数成分のみがフィルタ回路部
Ｃで抽出されて、その結果、第２の出力端子ＯＵＴ₂か
ら発振周波数Ｆ₁の発振出力信号が導出されることにな
る。

【００６０】切換電圧Ｖｓが一定電圧以上のＨレベルで
は、切換回路Ａ₁₁のダイオードＤｉはＯＮ状態となり、
基本発振信号ｘが、共振回路部Ａ₁のストリップ線路Ｌ
₂の電気長が短くなることになり、共振周波数が高くな
り、これに基づく発振周波数がｆ₂（ｆ₂＞ｆ₁）とな
る。そして、この基本発振信号ｘは、そのまま、第１の
出力端子ＯＵＴ₁から導出されることになる。

【００６１】また、周波数逓倍化回路部Ｂのスイッチ回
路Ｂ_1OのＰＮＰ形トランジスタＱ₃は、ベース電圧であ
る切換電圧ＶｓがＨレベルであるため、ＯＦＦ状態とな
り、逓倍処理を行うトランジスタＱ₄が動作しない。そ
のため、第２の出力端子ＯＵＴ₂からは何も出力されな
いことになる。

【００６２】図３に示す回路を具備する電圧制御型高周
波発振装置は、例えばヨーロッパ仕様の移動体通信シス
テム（ＧＳＭ方式、ＤＣＳ方式）の受信回路における第
１周波用のデュアルモード型発振器に適している。尚、
実際に用いられる発振周波数は、実際のキャリア周波数
と若干相違しているが、ここでは便宜的にキャリア周波
数を要求される発振周波数として説明する。例えば、Ｇ
ＳＭ方式に対応させるためには、発振周波数は９５０Ｍ
Ｈｚが必要であり、ＤＣＳ方式に対応させるためには発
振周波数が１．８ＧＨｚが必要である。

【００６３】この場合、上述の表２における切換電圧Ｖ
ｓがＬレベルの基本発振信号ｘの発振周波数ｆ₁を９０
０ＭＨｚに、切換電圧ＶｓがＨレベルの基本発振信号ｘ
の発振周波数ｆ₂を９５０ＭＨｚになるように、共振回
路Ａ₁₀、フィルタ回路部Ｃを設定する。発振周波数ｆ₂
を９５０ＭＨｚになるように、共振回路Ａ₁₀を設定し、
１．８ＧＨｚ付近の周波数が通過されるようにフィルタ
回路部Ｃを設定する。

【００６４】これにより、切換電圧ＶｓがＬレベルの時
には第２の出力端子ＯＵＴ₂からはＤＣＳ方式に対応し
た１．８ＧＨｚの発振出力信号が得られ、切換電圧Ｖｓ
がＨレベルの時には第１の出力端子ＯＵＴ₁からはＧＳ
Ｍ方式に対応した９５０ＭＨｚの発振出力信号が得られ
ることになる。

【００６５】この実施例では、実際に使用される２種類
の発振周波数９５０Ｈｚと１．８ＧＨｚとの関係に算術
的な特別な関係がなくとも、必要とされる２つの発振周
波数を簡単に得ることができる。特に、図２の回路で
は、切換電圧Ｖｓ、切換回路Ａ₁₁によってシフトアップ
された基本発振信号（周波数９５０ＭＨｚ）に対して逓
倍化処理が行われ、高い周波数バンド（周波数１．９Ｇ
Ｈｚ）の発振出力信号を導出する動作であるが、図３に
は、シフトアップされる前の基本発振信号（周波数９０
０ＭＨｚ）に対して逓倍化処理が行われ、高い周波数バ
ンド（周波数１．８ＧＨｚ）の発振出力信号を導出する
動作ものであり、切換回路部Ａ₁₁の動作によるシフトア
ップされた発振周波数９５０ＭＨｚをそのまま出力して
いる。

【００６６】さて、上述の図２、図３では、ストリップ
線路Ｌ₂を中心に共振回路Ａ₁₀を構成しており、切換回
路Ａ₁₁はこのストリップ線路Ｌ₂の途中に接続されて構
成されている。共振回路Ａ₁₀は、ストリップ線路Ｌ₂以
外にも、マイクロストリップ線路や誘電体同軸共振子な
どの共振素子を用いて構成することができる。

【００６７】周波数のシフトアップさせるための切換回
路Ａ₁₁の別の構成としては、図４に示すように、ストリ
ップ線路Ｌ₂に直接接続させなくとも、同様の動作を行
う切換回路Ａ₁₁を構成することができる。

【００６８】図４に示す切換回路Ａ₁₁の付加したストリ
ップ線路Ｌｓは、切換電圧Ｖｓの供給前では浮いた状態
で動作しないものの、切換電圧Ｖｓの供給により、一端
が接地されて、ストリップ線路Ｌ₂ともに共動し、全体
のインダクタスＬの電気長を短くなる。このため、切換
電圧Ｖｓの供給に伴い基本発振信号の高周波化（周波数
のシフトアップ）が達成される。

【００６９】この図４に示す切換回路Ａ₁₁は、ストリッ
プ線路Ｌ₂に直接接続しないで構成されていることから
共振回路Ａ₁₀にマイクロストリップ線路や誘電体同軸共
振器などの共振素子を用いた時にシフトアップ切換回路
として有用である。

【００７０】上述の切換回路Ａ₁₁は、基本発振信号を周
波数ｆ₁からｆ₂（ｆ₂＞ｆ₁）にシフトアップする動
作を行うが、例えば、基本発振信号を周波数ｆ₁からｆ
₂（ｆ₁＞ｆ₂）にシフトダウンする動作を行うように
しても構わない。

【００７１】図５、図６は、新たにコンデンサＣｓを付
加して基本発振信号の周波数シフトダウンを行う切換回
路Ａ₁₁の例である。

【００７２】図５、図６ともに、切換電圧Ｖｓが供給さ
れることにより、ダイオードＤｉがＯＮ状態となり、共
振回路Ａ₁₀のＬ−Ｃ共振回路の合成容量成分が大きくな
るため、基本発振信号の発振周波数を、切換電圧Ｖｓを
供給していな時の発振周波数に比較して低くなる。

【００７３】図１〜図３では、切換電圧Ｖｓ及び切換回
路Ａ₁₁、スイッチ回路Ｂ₁₀によって、基本発振信号ｘの
離散的な制御（シフト制御）と周波数逓倍化回路部Ｂの
逓倍化処理動作とを連動させてた例を示しているが、何
れの場合には、出力端子数が２端子となっている。実
際、１つの通信機器で、同時に異なる通信システムを利
用することはできないから、出力端子数を１つ、出力を
１系統にしても構わない。

【００７４】例えば図７に示すように、出力端子ＯＵＴ
を１つとして、また、切換電圧Ｖｓによって動作するス
イッチ回路部Ｅで、周波数逓倍化回路部Ｂの逓倍化処理
の制御及び出力すべき発振出力信号の選択制御を行って
いる。

【００７５】図中、点線で示すスイッチ回路部Ｅは、主
に、周波数逓倍化回路部Ｂの動作を制御するトランジス
タＱ₃と、発振回路部Ａからの基本発振信号の出力を制
御するダイオードＤ₂とから構成されている。トランジ
スタＱ₃とダイオードＤ₃は常に逆動作となる。

【００７６】図７の回路では、表３の動作表に示すよう
に動作する。切換電圧ＶｓがＬレベルでは、トランジス
タＱ₃がＯＮ状態となり、トランジスタＱ₄にバイアス
がかかり、周波数逓倍化回路部ＢのトランジスタＱ₄動
作する。これによって、発振回路部Ａの周波数ｆ₁の基
本発振信号ｘは、逓倍化処理（ｋ×ｆ₁）され、トラン
ジスタＱ₄のコレクタから出力されることになる。

【００７７】同時に、切換電圧ＶｓがＬレベルでは、ダ
イオードＤ₂はＯＦＦ状態となり、ダイオードＤ₃はＯ
Ｎ状態となる。従って、発振回路部Ａの基本発振信号は
ダイオードＤ₂で遮断されることになる。そして、周波
数逓倍化回路部Ｂで逓倍化された信号は、コイルＬ₅、
Ｌ₃（図３参照）、コンデンサＣ_1O、Ｃ₁₆、Ｃ₁₇のフィ
ルタ回路を周波数Ｆ₁成分のみ通過して出力端子ＯＵＴ
に導出される。

【００７８】また、切換電圧ＶｓがＨレベルでは、トラ
ンジスタＱ₃がＯＦＦ状態となる。

【００７９】そして、トランジスタＱ₃の出力は、トラ
ンジスタＱ₄のベース電圧となっているため、周波数逓
倍化回路部Ｂの逓倍処理動作はされない。従って、トラ
ンジスタＱ₄の出力（コレクタ）には何ら高周波信号は
発振しない。同時に、切換電圧ＶｓはダイオードＤ₂に
も供給されており、このダイオードＤ₂はＯＮ状態とな
り、ダイオードＤ₃はＯＦＦ状態となる。発振回路部Ａ
の周波数ｆ₂の基本発振信号ｘは、主にＬ₄、Ｌ₃（図
３参照）、コンデンサＣ_1O、Ｃ₂₁のフィルタ回路を通過
して出力端子ＯＵＴに導出される。

【００８０】

【表３】

【００８１】図７では、発振回路部Ａを省略している
が、切換電圧Ｖｓは、上述のように基本発振信号の離散
的な制御を行うものであり、図７の動作のように周波数
逓倍化回路部Ｂの動作を制御、基本発振信号の出力端子
の出力の選択もが連動して動作できるようになる。

【００８２】特に、出力端子数が１つで済むため、電圧
制御型高周波発振装置に接続される種々の回路の共用、
簡素化が可能となり、実用性が非常に優れた電圧制御型
高周波発振装置となる。

【００８３】尚、本発明者らが切換電圧Ｖｓ及び切換回
路Ａ₁₁によって変動する発振回路部Ａから出力される基
本発振信号ｘの周波数のシフト量Δｆを種々検討した結
果、切換回路Ａ₁₁のＯＦＦ時の周波数ｆ_OFF（ｆ₁に相
当）とＯＮ時の周波数ｆ_ON、（ｆ₂に相当）の周波数シ
フト量Δｆは、周波数ｆ_OFFに対して、±１０％以内で
あることが望ましい。基本発振信号ｘでＣ／Ｎ特性差の
変動を小さくするためである。例えば、周波数シフト量
Δｆを周波数ｆ_OFFに対して、±１０％を越えてしまう
と、周波数ｆ_OFFにおいてはＣ／Ｎ特性差が２〜３ｄＢ
であったのが、周波数ｆ_ONにおいては５〜６ｄＢとな
り、実用上、困難な電圧制御型高周波発振装置となって
しまう。

【００８４】

【発明の効果】本発明の電圧制御型高周波発振装置は、
発振回路部の基本発振信号の周波数帯の発振出力信号と
基本発振信号の周波数を逓倍化した高い周波数帯の発振
出力信号の異なる周波数バンドでの出力が可能となる。
しかも、両発振周波数との関係にとらわれることが一切
ない。

【００８５】特に、共振回路部で共振動作を制御して、
基本発振信号の周波数を離散的に制御する切換電圧が、
周波数逓倍化回路部の動作を制御するスイッチ回路部に
供給されることから、基本発振信号の周波数帯の発振出
力信号と、基本発振信号の周波数を逓倍化した高い周波
数帯の発振出力信号との組み合わせが、切換電圧のＨ／
Ｌによって制約されるため、フィルタ回路の構成が簡略
したり、また、発振周波数の誤った選択を回避できるな
ど非常に実用的な実用に適したものとなる。

【００８６】同時に、逓倍化処理を行う時のみに、周波
数逓倍化回路部が動作することになるため、消費電流が
少ない電圧制御型高周波発振装置となり、移動体通信機
器にとって極めて有用となる。

【００８７】また、周波数バンドが異なる２つの発振出
力信号であっても、Ｃ／Ｎ特性の差が抑えられるため、
通信機器の安定した動作が維持できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電圧制御型高周波発振装置のブロック
図である。

【図２】本発明の電圧制御型高周波発振装置の回路図で
ある。

【図３】本発明の電圧制御型高周波発振装置の他の回路
図である。

【図４】切換回路の別の一例示す部分的な回路図であ
る。

【図５】切換回路の別の一例示す部分的な回路図であ
る。

【図６】切換回路の別の一例示す部分的な回路図であ
る。

【図７】本発明の電圧制御型高周波発振装置の他の実施
例を示す周波数逓倍化回路部、フィルタ回路部の回路図
である。

【符号の説明】

Ａ・・・・発振回路部Ａ₁・・・共振回路部Ａ_1O・・・共振回路Ａ₁₁・・・切換回路Ａ₂・・・負性抵抗回路部Ａ₃・・・増幅回路部Ｂ・・・・周波数逓倍化回路部Ｂ_1O・・・スイッチ回路Ｃ・・・・フィルタ回路部ｘ・・・基本発振信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】発振周波数を制御する制御電圧と、発振
周波数を異なる周波数バンドに切り換える切換電圧とが
供給され、両電圧によって所定共振周波数で動作を行う
共振回路部を含み、基本発振信号を導出する発振回路部
と、前記発振回路部の基本発振信号を周波数逓倍化処理を行
う周波数逓倍化回路部と、前記周波数逓倍化回路部で逓倍化された所定周波数成分
を抽出するフィルタ回路部と、前記切換電圧の供給に伴い、周波数逓倍化回路部の周波
数逓倍化処理を制御するスイッチ回路部とから成り、前記発振回路部の基本発振信号及び／又は前記フィルタ
回路部を通過する逓倍化された出力信号を、発振出力信
号として外部に出力する特徴とする電圧制御型高周波発
振装置。