JPH10232274A - 信号処理装置 - Google Patents
信号処理装置Info
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- JPH10232274A JPH10232274A JP3474197A JP3474197A JPH10232274A JP H10232274 A JPH10232274 A JP H10232274A JP 3474197 A JP3474197 A JP 3474197A JP 3474197 A JP3474197 A JP 3474197A JP H10232274 A JPH10232274 A JP H10232274A
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- signal
- calculated
- incident
- vector
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法に
よる信号処理装置に比較して、より小さい計算コストで
ＤＯＡの入射角θを計算することができる信号処理装置
を提供する。 【解決手段】 １直線上に所定の間隔で並置された複数
のセンサを用いて受信された複数の受信信号に基づいて
所定の時間間隔における複数の受信信号の各受信ベクト
ルの時間平均値である複数の期待値を演算し、互いに直
交する信号基底ベクトルを基礎とする反復演算を用いて
複数の期待値にで張られた空間における複数の信号基底
ベクトルを演算する。次いで、複数の信号基底ベクトル
と直交する１個の雑音固有ベクトルを演算し、１個の雑
音固有ベクトルと、複数のセンサの複数の方向ベクトル
とに基づいて、複数の受信信号の分解結果を示す固有ス
ペクトルを演算し、演算された固有スペクトルにおいて
少なくとも１個の極大値のピークを検出してそのピーク
に対応する到来方向の入射角を演算する。
よる信号処理装置に比較して、より小さい計算コストで
ＤＯＡの入射角θを計算することができる信号処理装置
を提供する。 【解決手段】 １直線上に所定の間隔で並置された複数
のセンサを用いて受信された複数の受信信号に基づいて
所定の時間間隔における複数の受信信号の各受信ベクト
ルの時間平均値である複数の期待値を演算し、互いに直
交する信号基底ベクトルを基礎とする反復演算を用いて
複数の期待値にで張られた空間における複数の信号基底
ベクトルを演算する。次いで、複数の信号基底ベクトル
と直交する１個の雑音固有ベクトルを演算し、１個の雑
音固有ベクトルと、複数のセンサの複数の方向ベクトル
とに基づいて、複数の受信信号の分解結果を示す固有ス
ペクトルを演算し、演算された固有スペクトルにおいて
少なくとも１個の極大値のピークを検出してそのピーク
に対応する到来方向の入射角を演算する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、並置されたアンテ
ナ素子などの複数のセンサによって検出された受信信号
の到来入射角を検出するための信号処理装置に関する。
ナ素子などの複数のセンサによって検出された受信信号
の到来入射角を検出するための信号処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】多くの実際の信号処理問題において、そ
の目的は、受信信号データが依存する１組の一定のパラ
メータを測定により検出することにある。遠距離の狭帯
域ソースからの信号の到達方向又は入射方向（Directio
n Of Arrival：以下、ＤＯＡという。）を高分解能で検
出することは、例えば、レーダ、ソナー、電気的なサー
ベイランス（監視又は調査）、及び地震探査などのセン
サシステムにおいて重要である。
の目的は、受信信号データが依存する１組の一定のパラ
メータを測定により検出することにある。遠距離の狭帯
域ソースからの信号の到達方向又は入射方向（Directio
n Of Arrival：以下、ＤＯＡという。）を高分解能で検
出することは、例えば、レーダ、ソナー、電気的なサー
ベイランス（監視又は調査）、及び地震探査などのセン
サシステムにおいて重要である。
【０００３】シュミットは、彼が提案した複数の信号の
識別（MUltiple SIgnal Classification）アルゴリズム
（以下、ＭＵＳＩＣアルゴリズム又はＭＵＳＩＣ法とい
う。）（例えば、従来技術文献１「R.O.Schmidt,“Mult
iple emitter location andsignal parameter estimati
on",Proceedings of RADC Spectral Estimation Worksh
op,pp.243-258,1979年」参照。）において、入射受信信
号の数やそのＤＯＡは入射受信信号に関する事前情報が
なくても検出可能であることを示している。しかしなが
ら、複数の信号が高度に相関している場合、例えばマル
チパス伝搬のような場合においては、ＤＯＡの検出が困
難となる。
識別（MUltiple SIgnal Classification）アルゴリズム
（以下、ＭＵＳＩＣアルゴリズム又はＭＵＳＩＣ法とい
う。）（例えば、従来技術文献１「R.O.Schmidt,“Mult
iple emitter location andsignal parameter estimati
on",Proceedings of RADC Spectral Estimation Worksh
op,pp.243-258,1979年」参照。）において、入射受信信
号の数やそのＤＯＡは入射受信信号に関する事前情報が
なくても検出可能であることを示している。しかしなが
ら、複数の信号が高度に相関している場合、例えばマル
チパス伝搬のような場合においては、ＤＯＡの検出が困
難となる。
【０００４】上記ＭＵＳＩＣ法を有効的に活用するため
に、コヒーレンシーを抑圧するために幾つかの前処理方
法が提案されているが、その中で、従来技術文献２「W.
Du et al.,“Improved spatial smoothing technique f
or DOA estimation of coherent signals",IEEE Transa
ctions on Signal Processing, Vol.39,pp.1208-1210,1
991年5月」において提案されたフォワード−バックワー
ド空間平滑化（Forward-Backward Spatial Smoothing）
（以下、ＦＢＳＳという。）が最も効果的であると考え
られている。従って、現在はＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩ
Ｃ法の多くのアプリケーションが提案されている（例え
ば、従来技術文献３「M.Wax et al.,“Direction findi
ng of coherent signal via spatial smoothing for un
iform circuit arrays",IEEE Transactions on Antenna
s & Propagation,Vol.AP-42,pp.613-620,1994年5月」な
ど参照。）。
に、コヒーレンシーを抑圧するために幾つかの前処理方
法が提案されているが、その中で、従来技術文献２「W.
Du et al.,“Improved spatial smoothing technique f
or DOA estimation of coherent signals",IEEE Transa
ctions on Signal Processing, Vol.39,pp.1208-1210,1
991年5月」において提案されたフォワード−バックワー
ド空間平滑化（Forward-Backward Spatial Smoothing）
（以下、ＦＢＳＳという。）が最も効果的であると考え
られている。従って、現在はＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩ
Ｃ法の多くのアプリケーションが提案されている（例え
ば、従来技術文献３「M.Wax et al.,“Direction findi
ng of coherent signal via spatial smoothing for un
iform circuit arrays",IEEE Transactions on Antenna
s & Propagation,Vol.AP-42,pp.613-620,1994年5月」な
ど参照。）。
【０００５】以下、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳ
ＩＣ法を用いたＤＯＡ検出のための受信信号処理につい
て説明する。ここでは、１直線上に等間隔δで並置され
た複数Ｍ個の全方向性アンテナ素子（センサの一例であ
る。）からなるアレーアンテナが設けられ、当該アレー
アンテナを用いて、到来方向の入射角がθp（ｐ＝１，
２，…，Ｐ）である少なくとも１個であるＰ個（Ｐ＜
Ｍ）の入射受信信号Ｓp（ｔ）（ｐ＝１，２，…，Ｐ）
を無線回線で受信する。上記入射受信信号Ｓp（ｔ）
（ｐ＝１，２，…，Ｐ）を、当該入射受信信号と相関性
が無く、平均値ゼロと共分散行列δ2Ｉを有する定常エ
ルゴード性のガウス雑音ηm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，
Ｍ）に混合する。ここで、δ2は未知数であって、Ｉは
単位行列である。上記受信信号は、中心波長λを有する
狭帯域信号であると仮定する。定常エルゴード性のガウ
ス雑音ηm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）が存在すると
きに、各アンテナ素子において受信される受信信号デー
タｒm（ｔ）は以下の通りである。
ＩＣ法を用いたＤＯＡ検出のための受信信号処理につい
て説明する。ここでは、１直線上に等間隔δで並置され
た複数Ｍ個の全方向性アンテナ素子（センサの一例であ
る。）からなるアレーアンテナが設けられ、当該アレー
アンテナを用いて、到来方向の入射角がθp（ｐ＝１，
２，…，Ｐ）である少なくとも１個であるＰ個（Ｐ＜
Ｍ）の入射受信信号Ｓp（ｔ）（ｐ＝１，２，…，Ｐ）
を無線回線で受信する。上記入射受信信号Ｓp（ｔ）
（ｐ＝１，２，…，Ｐ）を、当該入射受信信号と相関性
が無く、平均値ゼロと共分散行列δ2Ｉを有する定常エ
ルゴード性のガウス雑音ηm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，
Ｍ）に混合する。ここで、δ2は未知数であって、Ｉは
単位行列である。上記受信信号は、中心波長λを有する
狭帯域信号であると仮定する。定常エルゴード性のガウ
ス雑音ηm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）が存在すると
きに、各アンテナ素子において受信される受信信号デー
タｒm（ｔ）は以下の通りである。
【０００６】
【数１】
【０００７】上記数１において、Ｊは虚数を表わす記号
であり、一般数学では、ｉ又はｊを用いるが、本実施形
態において、記号ｉ及びｊを用いるため、記号Ｊを用い
る。そして、受信信号データベクトルｒ（ｔ）＝［ｒ1
（ｔ），ｒ2（ｔ），…，ｒM（ｔ）］は次式のように行
列形式に書き直すことができる。
であり、一般数学では、ｉ又はｊを用いるが、本実施形
態において、記号ｉ及びｊを用いるため、記号Ｊを用い
る。そして、受信信号データベクトルｒ（ｔ）＝［ｒ1
（ｔ），ｒ2（ｔ），…，ｒM（ｔ）］は次式のように行
列形式に書き直すことができる。
【０００８】
【数２】 ｒ（ｔ） ＝（ｄ1 … ｄp）Ｓ（ｔ）＋η（ｔ） ＝ＤＳ（ｔ）＋η（ｔ） ここで、
【数３】Ｓ（ｔ）（ｐ）＝Ｓp（ｔ）
【数４】η（ｔ）（ｍ）＝ηm（ｔ）
【０００９】上記数３において、Ｓ（ｔ）（ｐ）はベク
トルＳ（ｔ）のｐ番目の構成要素であり、以下同様であ
る。ｄpは、アレーアンテナにおいてＤＯＡの入射角θp
で決定される方向ベクトル又は操向ベクトル（steering
vector）である。
トルＳ（ｔ）のｐ番目の構成要素であり、以下同様であ
る。ｄpは、アレーアンテナにおいてＤＯＡの入射角θp
で決定される方向ベクトル又は操向ベクトル（steering
vector）である。
【００１０】
【数５】 Ｄ（ｍ，ｐ） ＝ｄp（ｍ） ＝ｅｘｐ［Ｊ（２π／λ）ｍδｓｉｎθp］
【００１１】上記数５において、Ｄ（ｍ，ｐ）は行列Ｄ
のｍ番目の行と、ｐ番目の列の構成要素であり、以下同
様である。受信信号ベクトルｒ（ｔ）の共分散行列Ｅ
［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］は次式で表わすことができる。
のｍ番目の行と、ｐ番目の列の構成要素であり、以下同
様である。受信信号ベクトルｒ（ｔ）の共分散行列Ｅ
［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］は次式で表わすことができる。
【００１２】
【数６】Ｅ［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］＝ＤＥ［Ｓ（ｔ）Ｓ
（ｔ）†］Ｄ†＋σ2Ｉ ここで、
（ｔ）†］Ｄ†＋σ2Ｉ ここで、
【数７】Ｅ［Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ）†］（ｉ，ｊ）＝Ｅ［Ｓ
i（ｔ）Ｓj（ｔ）＊］
i（ｔ）Ｓj（ｔ）＊］
【００１３】上記数６において、ｒ（ｔ）†は、ベクト
ルｒ（ｔ）のエルミート共役を表しており、以下同様で
ある。また、Ｅ［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］は、時系列のベ
クトルｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†の期待値であって、例えば１
フレームなどの一定の時間に対する時間平均値であり、
以下同様である。さらに、上記数７におけるＳj（ｔ）
＊は、複素数Ｓj（ｔ）の複素共役であり、以下同様で
ある。
ルｒ（ｔ）のエルミート共役を表しており、以下同様で
ある。また、Ｅ［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］は、時系列のベ
クトルｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†の期待値であって、例えば１
フレームなどの一定の時間に対する時間平均値であり、
以下同様である。さらに、上記数７におけるＳj（ｔ）
＊は、複素数Ｓj（ｔ）の複素共役であり、以下同様で
ある。
【００１４】複数Ｐ個の入射受信信号が非干渉性を有す
るとき、すなわちすべてコヒーレント性を有しないとき
（これは、ＭＵＳＩＣ法を適用するときの前提条件であ
る。）、入射受信信号の数ＰやそのＤＯＡの入射角θ
は、の共分散行列Ｅ［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］の固有値解
析によって検出することが可能である。しかしながら、
実際には、すべての入射受信信号がコヒーレント性を有
しないということはなく、こうした条件下では、行列Ｅ
［Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ）†］は特異な行列であり、行列Ｅ
［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］の固有値解析は正確に行われな
い。従って、行列Ｅ［Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ）†］が非特異行
列、すなわち正則行列であって、固有値解析をベースと
する方法を成功裏に適用することができるときに、ある
前処理技術をＭＵＳＩＣ法に適用することができる。以
下に述べる従来技術及び本発明に係る好ましい実施形態
において、すべての入射受信信号がコヒーレントである
という最も問題を含んでいる場合を取り扱う。
るとき、すなわちすべてコヒーレント性を有しないとき
（これは、ＭＵＳＩＣ法を適用するときの前提条件であ
る。）、入射受信信号の数ＰやそのＤＯＡの入射角θ
は、の共分散行列Ｅ［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］の固有値解
析によって検出することが可能である。しかしながら、
実際には、すべての入射受信信号がコヒーレント性を有
しないということはなく、こうした条件下では、行列Ｅ
［Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ）†］は特異な行列であり、行列Ｅ
［ｒ（ｔ）ｒ（ｔ）†］の固有値解析は正確に行われな
い。従って、行列Ｅ［Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ）†］が非特異行
列、すなわち正則行列であって、固有値解析をベースと
する方法を成功裏に適用することができるときに、ある
前処理技術をＭＵＳＩＣ法に適用することができる。以
下に述べる従来技術及び本発明に係る好ましい実施形態
において、すべての入射受信信号がコヒーレントである
という最も問題を含んでいる場合を取り扱う。
【００１５】現在のところ、ＦＢＳＳの方法が、複数の
コヒーレント信号におけるコヒーレント性を抑圧する
（decorrelation）ための最も有効な技術であると考え
られているので、従来技術の一例として、ＦＢＳＳの方
法によるＭＵＳＩＣアルゴリズムについて説明する。
コヒーレント信号におけるコヒーレント性を抑圧する
（decorrelation）ための最も有効な技術であると考え
られているので、従来技術の一例として、ＦＢＳＳの方
法によるＭＵＳＩＣアルゴリズムについて説明する。
【００１６】まず、受信信号データベクトルｒ（ｔ）か
らなるＬ×Ｌの共分散部分行列を形成し、その固有値解
析を行う。ここで、Ｌは、予め決定される自然数であっ
て、好ましい例では、アンテナ素子の数Ｍの０．８倍に
設定される。従って、Ｐ個の入射受信信号を計数し、Ｐ
個の信号固有ベクトル及び（Ｌ−Ｐ）個の雑音固有ベク
トルを計算する。
らなるＬ×Ｌの共分散部分行列を形成し、その固有値解
析を行う。ここで、Ｌは、予め決定される自然数であっ
て、好ましい例では、アンテナ素子の数Ｍの０．８倍に
設定される。従って、Ｐ個の入射受信信号を計数し、Ｐ
個の信号固有ベクトル及び（Ｌ−Ｐ）個の雑音固有ベク
トルを計算する。
【００１７】コヒーレントな複数の入射受信信号をＦＢ
ＳＳの方法によって、コヒーレント性を抑圧し（decorr
elate）、受信信号データベクトルｒ（ｔ）から正則共
分散部分行列を形成する。ここで、受信信号データベク
トルｒ（ｔ）から次式を満足するように、Ｌ次元の２Ｋ
個のベクトルｒｖk（ｔ）（１≦ｋ≦２Ｋ）を抽出す
る。以下、例えば１≦ｋ≦２Ｋと記載したとき、自然数
ｋは１，２，…，２Ｋをとりうることを示し、以下同様
である。
ＳＳの方法によって、コヒーレント性を抑圧し（decorr
elate）、受信信号データベクトルｒ（ｔ）から正則共
分散部分行列を形成する。ここで、受信信号データベク
トルｒ（ｔ）から次式を満足するように、Ｌ次元の２Ｋ
個のベクトルｒｖk（ｔ）（１≦ｋ≦２Ｋ）を抽出す
る。以下、例えば１≦ｋ≦２Ｋと記載したとき、自然数
ｋは１，２，…，２Ｋをとりうることを示し、以下同様
である。
【００１８】
【数８】 ｒｖk（ｔ）−η（ｔ） ＝ΓＡk-1Ｓ（ｔ），（１≦ｋ≦Ｋ≦Ｍ） ＝ΥΓ＊（Ａk-1-K）＊Ｓ（ｔ）＊，（Ｋ＋１≦ｋ≦２Ｋ） ここで、
【数９】 Γ（ｌ，ｐ） ＝γp（ｌ） ＝ｅｘｐ［Ｊ（２π／λ）ｌδｓｉｎθp］， （１≦ｌ≦Ｌ＝Ｍ−Ｋ＋１）
【数１０】 Ａk（ｉ，ｊ） ＝ｅｘｐ［Ｊ（２π／λ）ｋδｓｉｎθi］，（１≦ｉ＝ｊ≦Ｐ） ＝０，（ｉ≠ｊ）
【数１１】 Υ（ｉ，ｊ） ＝１（ｉ＋ｊ＝Ｌ＋１） ＝０（ｉ＋ｊ≠Ｌ＋１）
【００１９】受信信号データベクトルｒ（ｔ）から、上
述のように、Ｌ次元の２Ｋ個のベクトルｒｖk（ｔ）
（１≦ｋ≦２Ｋ）を抽出したときのＬ次元の２Ｋ個のベ
クトルｒｖk（ｔ）（１≦ｋ≦２Ｋ）は、次の通りであ
る。
述のように、Ｌ次元の２Ｋ個のベクトルｒｖk（ｔ）
（１≦ｋ≦２Ｋ）を抽出したときのＬ次元の２Ｋ個のベ
クトルｒｖk（ｔ）（１≦ｋ≦２Ｋ）は、次の通りであ
る。
【００２０】
【表１】 ─────────────────────────────────── ｒｖ1（ｔ）＝［ｒ1（ｔ），ｒ2（ｔ），…，ｒL（ｔ）］ ｒｖ2（ｔ）＝［ｒ2（ｔ），ｒ3（ｔ），…，ｒL+1（ｔ）］ ……… ｒｖK（ｔ）＝［ｒK（ｔ），ｒK+1（ｔ），…，ｒL+K（ｔ）］ ｒｖK+1（ｔ）＝［ｒM（ｔ）＊，ｒM-1（ｔ）＊，…，ｒM-L+1（ｔ）＊］ ｒｖK+2（ｔ）＝［ｒM-1（ｔ）＊，ｒM-2（ｔ）＊，…，ｒM-L（ｔ）＊］ ……… ｒｖ2K（ｔ）＝［ｒM-K+1（ｔ）＊，ｒM-K（ｔ）＊，…，ｒM-L-K+1（ｔ）＊］ ───────────────────────────────────
【００２１】表１から明らかなように、ベクトルｒｖ1
（ｔ）からベクトルｒｖK（ｔ）までを抽出するとき
は、受信信号データベクトルｒ（ｔ）＝［ｒ1（ｔ），
ｒ2（ｔ），…，ｒM（ｔ）］の最初の構成要素からＬ個
ずつとり、かつ１つずつずらして抽出する。次いで、ベ
クトルｒｖK+1（ｔ）からベクトルｒｖ2K（ｔ）までを
抽出するときは、受信信号データベクトルｒ（ｔ）＝
［ｒ1（ｔ），ｒ2（ｔ），…，ｒM（ｔ）］の各構成要
素の共役複素数の最後からＬ個ずつとり、かつ１つずつ
ずらして抽出する。
（ｔ）からベクトルｒｖK（ｔ）までを抽出するとき
は、受信信号データベクトルｒ（ｔ）＝［ｒ1（ｔ），
ｒ2（ｔ），…，ｒM（ｔ）］の最初の構成要素からＬ個
ずつとり、かつ１つずつずらして抽出する。次いで、ベ
クトルｒｖK+1（ｔ）からベクトルｒｖ2K（ｔ）までを
抽出するときは、受信信号データベクトルｒ（ｔ）＝
［ｒ1（ｔ），ｒ2（ｔ），…，ｒM（ｔ）］の各構成要
素の共役複素数の最後からＬ個ずつとり、かつ１つずつ
ずらして抽出する。
【００２２】従来技術のＦＢＳＳの方法による受信信号
データベクトルｒ（ｔ）の共分散部分行列Ｃは次式で表
わすことができる。
データベクトルｒ（ｔ）の共分散部分行列Ｃは次式で表
わすことができる。
【００２３】
【数１２】 ここで、
【数１３】 ここで、 である。
【００２４】上記数１２において、Ｓ（ｔ）Tは行列Ｓ
（ｔ）の転置行列を表し、以下同様である。上記数１２
においては、受信信号ベクトルの平均化によって雑音成
分を除去している。ここで、ｉ≠ｊのとき、コヒーレン
ト性を抑圧する係数であるデコリレーションファクタ
（decorrelation factor）Ｄｃｆの大きさは１未満であ
り、従って、入射受信信号Ｓi（ｔ）とＳj（ｔ）の間の
干渉性は上記デコリレーションファクタＤｃｆによっ
て、部分的又は完全に抑圧される（decorrelated）。
（ｔ）の転置行列を表し、以下同様である。上記数１２
においては、受信信号ベクトルの平均化によって雑音成
分を除去している。ここで、ｉ≠ｊのとき、コヒーレン
ト性を抑圧する係数であるデコリレーションファクタ
（decorrelation factor）Ｄｃｆの大きさは１未満であ
り、従って、入射受信信号Ｓi（ｔ）とＳj（ｔ）の間の
干渉性は上記デコリレーションファクタＤｃｆによっ
て、部分的又は完全に抑圧される（decorrelated）。
【００２５】次いで、共分散部分行列Ｃの固有値解析を
行い、その結果として、入射受信信号の数Ｐと、信号固
有ベクトルの数と、雑音固有ベクトルの数がすべてを検
出される。ここで、共分散部分行列Ｃの固有値解析によ
り次式を得る。
行い、その結果として、入射受信信号の数Ｐと、信号固
有ベクトルの数と、雑音固有ベクトルの数がすべてを検
出される。ここで、共分散部分行列Ｃの固有値解析によ
り次式を得る。
【００２６】
【数１４】
【００２７】ここで、μl（１≦ｌ≦Ｌ）は固有値であ
り、ａl（１≦ｌ≦Ｌ）は上記固有値μlに対応する共分
散部分行列Ｃの固有ベクトルである。ここで、すべての
入射受信信号が完全に、コヒーレント性が抑圧される
（decorrelated）とき、次式が成立する。
り、ａl（１≦ｌ≦Ｌ）は上記固有値μlに対応する共分
散部分行列Ｃの固有ベクトルである。ここで、すべての
入射受信信号が完全に、コヒーレント性が抑圧される
（decorrelated）とき、次式が成立する。
【００２８】
【数１５】μL≦…≦μP+1≪μP≦…≦μ1
【数１６】ａL⊥…⊥ａP+1⊥ａP⊥…⊥ａ1
【００２９】第ｐ番目に大きい固有値に対応するａ
l（１≦ｌ≦Ｐ）は信号固有ベクトルであり、より小さ
い（Ｌ−ｐ）の固有値に対応するａl（Ｐ＋１≦ｌ≦
Ｌ）は雑音固有ベクトルである。従来技術のＭＵＳＩＣ
法においては、μP+1≪μPを満足するμPを発見するこ
とによって、Ｐ個の入射受信信号の数を計数する。ＦＢ
ＳＳを用いるＭＵＳＩＣ法においては、共分散部分行列
Ｃの計算処理と、その固有値解析の両方のピークの計算
負荷又は計算コストは、ほぼＬ3のオーダーである。
l（１≦ｌ≦Ｐ）は信号固有ベクトルであり、より小さ
い（Ｌ−ｐ）の固有値に対応するａl（Ｐ＋１≦ｌ≦
Ｌ）は雑音固有ベクトルである。従来技術のＭＵＳＩＣ
法においては、μP+1≪μPを満足するμPを発見するこ
とによって、Ｐ個の入射受信信号の数を計数する。ＦＢ
ＳＳを用いるＭＵＳＩＣ法においては、共分散部分行列
Ｃの計算処理と、その固有値解析の両方のピークの計算
負荷又は計算コストは、ほぼＬ3のオーダーである。
【００３０】（Ｌ−Ｐ）個のＬ次元の雑音固有ベクトル
を用いてＤＯＡの入射角θを検出する。従来技術のＭＵ
ＳＩＣ法においては、ＤＯＡの入射角θは次式で表され
るＭＵＳＩＣの固有スペクトルΨを用いて検出し、当該
固有スペクトルΨのピーク値に対応するθnが入射角θ
である。
を用いてＤＯＡの入射角θを検出する。従来技術のＭＵ
ＳＩＣ法においては、ＤＯＡの入射角θは次式で表され
るＭＵＳＩＣの固有スペクトルΨを用いて検出し、当該
固有スペクトルΨのピーク値に対応するθnが入射角θ
である。
【００３１】
【数１７】
【００３２】上記数１７において、（ｄn，ａl）はベク
トルｄnとａlとの間の内積を表し、以下同様である。こ
こで、入射角θnは、高分解能を確立するように精細に
その間隔が設定され、また、アンテナ素子の方向ベクト
ルｄnは数５で定義される。入射角θnを−π／２からπ
／２へＮ回変化した場合、このときの計算負荷又は計算
コストはＮＬ（Ｌ−Ｐ）のオーダーである。
トルｄnとａlとの間の内積を表し、以下同様である。こ
こで、入射角θnは、高分解能を確立するように精細に
その間隔が設定され、また、アンテナ素子の方向ベクト
ルｄnは数５で定義される。入射角θnを−π／２からπ
／２へＮ回変化した場合、このときの計算負荷又は計算
コストはＮＬ（Ｌ−Ｐ）のオーダーである。
【００３３】図４は、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵ
ＳＩＣ法による受信信号処理を示すフローチャートであ
る。図４において、まず、ステップＳ１１において１フ
レーム分の受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）を入力する。次いで、ステップＳ１２で、入力
した受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）
から数８を満足するようにＬ次元の２Ｋ個のベクトルｒ
ｖk（ｔ）（１≦ｋ≦２Ｋ）を抽出する。そして、ステ
ップＳ１３で、抽出されたベクトルｒｖk（ｔ）（１≦
ｋ≦２Ｋ）に基づいて、数１２を用いて共分散部分行列
Ｃを計算した後、ステップＳ１４で、共分散部分行列Ｃ
の固有値解析を行うことにより、固有値μl（１≦ｌ≦
Ｌ）及び共分散部分行列Ｃに対応する固有ベクトル
ａ1，ａ2，…，ａLを計算する。次いで、ステップＳ１
５で、固有ベクトルａ1，ａ2，…，ａLと、各アンテナ
素子の方向ベクトルｄnに基づいて数１７を用いて固有
スペクトルΨを計算し、ステップＳ１６で、計算された
固有スペクトルΨに基づいて少なくとも１個の極大値の
ピークを見つけそのピークの入射角θpeakを示す入射角
信号を出力する。さらに、ステップＳ１７で、次の１フ
レーム分の受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）を入力した後、ステップＳ１２に戻り、上記の
処理を繰り返す。
ＳＩＣ法による受信信号処理を示すフローチャートであ
る。図４において、まず、ステップＳ１１において１フ
レーム分の受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）を入力する。次いで、ステップＳ１２で、入力
した受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）
から数８を満足するようにＬ次元の２Ｋ個のベクトルｒ
ｖk（ｔ）（１≦ｋ≦２Ｋ）を抽出する。そして、ステ
ップＳ１３で、抽出されたベクトルｒｖk（ｔ）（１≦
ｋ≦２Ｋ）に基づいて、数１２を用いて共分散部分行列
Ｃを計算した後、ステップＳ１４で、共分散部分行列Ｃ
の固有値解析を行うことにより、固有値μl（１≦ｌ≦
Ｌ）及び共分散部分行列Ｃに対応する固有ベクトル
ａ1，ａ2，…，ａLを計算する。次いで、ステップＳ１
５で、固有ベクトルａ1，ａ2，…，ａLと、各アンテナ
素子の方向ベクトルｄnに基づいて数１７を用いて固有
スペクトルΨを計算し、ステップＳ１６で、計算された
固有スペクトルΨに基づいて少なくとも１個の極大値の
ピークを見つけそのピークの入射角θpeakを示す入射角
信号を出力する。さらに、ステップＳ１７で、次の１フ
レーム分の受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）を入力した後、ステップＳ１２に戻り、上記の
処理を繰り返す。
【００３４】
【発明が解決しようとする課題】従来技術のＭＵＳＩＣ
法がすべての入射受信信号の全数を計数できない場合の
ＤＯＡの検出に関して議論することは意味のあることで
ある。ＭＵＳＩＣ法がＰ個の入射受信信号の数を正確に
計数する場合、もしくは、固有ベクトルａp（１≦ｐ≦
Ｐ）がすべての信号要素を含んでいる場合、ＤＯＡの入
射角θは数１７に示す固有スペクトルΨによって完全に
検出できる。しかしながら実際には、入射受信信号の数
Ｐは（μP+1／μP）≦Ｔhを満足するμPを見つけること
によって計数される。ここで、しきい値Ｔhは１未満に
適宜設定される。ＭＵＳＩＣ法は必ずしもすべての場合
において、すべての信号を計数することはないが、代わ
りにＥ［Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ）†］が縮退した場合には入射
受信信号の正確な数より少ない検出を行う。この場合に
おいて、固有ベクトルａl（Ｐ＋１≦ｌ≦Ｌ）は、信号
要素の幾つかの部分を含み、また数１７における固有ス
ペクトルΨによるＤＯＡの検出精度は劣下するという問
題点があった。
法がすべての入射受信信号の全数を計数できない場合の
ＤＯＡの検出に関して議論することは意味のあることで
ある。ＭＵＳＩＣ法がＰ個の入射受信信号の数を正確に
計数する場合、もしくは、固有ベクトルａp（１≦ｐ≦
Ｐ）がすべての信号要素を含んでいる場合、ＤＯＡの入
射角θは数１７に示す固有スペクトルΨによって完全に
検出できる。しかしながら実際には、入射受信信号の数
Ｐは（μP+1／μP）≦Ｔhを満足するμPを見つけること
によって計数される。ここで、しきい値Ｔhは１未満に
適宜設定される。ＭＵＳＩＣ法は必ずしもすべての場合
において、すべての信号を計数することはないが、代わ
りにＥ［Ｓ（ｔ）Ｓ（ｔ）†］が縮退した場合には入射
受信信号の正確な数より少ない検出を行う。この場合に
おいて、固有ベクトルａl（Ｐ＋１≦ｌ≦Ｌ）は、信号
要素の幾つかの部分を含み、また数１７における固有ス
ペクトルΨによるＤＯＡの検出精度は劣下するという問
題点があった。
【００３５】ＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法の計算負荷
又は計算コストは、雑音固有ベクトルを計算するために
用いられる複数の受信信号データからなる共分散行列の
固有値解析、並びに、ＭＵＳＩＣ法による固有スペクト
ルΨの解析のために、きわめて大きなものとなってい
る。固有スペクトルΨの固有値解析においては、考慮す
る方向性の範囲が精細に分割され、高分解能を保証して
いる。このことは、固有値解析において計算すべき雑音
固有ベクトルとともに、多くの方向について考慮しなけ
ればならないことを意味している。
又は計算コストは、雑音固有ベクトルを計算するために
用いられる複数の受信信号データからなる共分散行列の
固有値解析、並びに、ＭＵＳＩＣ法による固有スペクト
ルΨの解析のために、きわめて大きなものとなってい
る。固有スペクトルΨの固有値解析においては、考慮す
る方向性の範囲が精細に分割され、高分解能を保証して
いる。このことは、固有値解析において計算すべき雑音
固有ベクトルとともに、多くの方向について考慮しなけ
ればならないことを意味している。
【００３６】本発明の目的は以上の問題点を解決し、従
来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法による信号処理
装置に比較して、より小さい計算コストでＤＯＡの入射
角θを計算することができる信号処理装置を提供するこ
とにある。
来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法による信号処理
装置に比較して、より小さい計算コストでＤＯＡの入射
角θを計算することができる信号処理装置を提供するこ
とにある。
【００３７】
【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載の信号処理装置は、１直線上に所定の間隔で並置され
た複数のセンサを用いて受信された複数の受信信号を受
信して処理することにより、上記複数の受信信号の到来
方向の入射角を演算する信号処理装置において、上記受
信された複数の受信信号に基づいて所定の時間間隔にお
ける上記受信された複数の受信信号の各受信ベクトルの
時間平均値である複数の期待値を演算する第１の演算手
段と、上記第１の演算手段によって演算された複数の期
待値に基づいて、上記複数の期待値のベクトルから反復
計算の先に演算された信号基底ベクトルの方向成分を引
くことにより反復計算の先に演算された信号基底ベクト
ルに対して直交する反復計算の次の信号基底ベクトルを
演算するように、複数の信号基底ベクトル間の直交性に
基礎をおく反復演算を用いて、上記複数の期待値で張ら
れた空間における複数の信号基底ベクトルを演算する第
２の演算手段と、上記第２の演算手段によって演算され
た複数の信号基底ベクトルに基づいて、上記複数の信号
基底ベクトルと互いに直交する１個の雑音固有ベクトル
を演算する第３の演算手段と、上記第３の演算手段によ
って演算された１個の雑音固有ベクトルと、上記複数の
センサの指向方向を示す複数の方向ベクトルとに基づい
て、複数の受信信号の分解結果を示す固有スペクトルを
演算し、演算された固有スペクトルにおいて少なくとも
１個の極大値のピークを検出して、検出されたピークに
対応する到来方向の入射角を演算する第４の演算手段と
を備えたことを特徴とする。
載の信号処理装置は、１直線上に所定の間隔で並置され
た複数のセンサを用いて受信された複数の受信信号を受
信して処理することにより、上記複数の受信信号の到来
方向の入射角を演算する信号処理装置において、上記受
信された複数の受信信号に基づいて所定の時間間隔にお
ける上記受信された複数の受信信号の各受信ベクトルの
時間平均値である複数の期待値を演算する第１の演算手
段と、上記第１の演算手段によって演算された複数の期
待値に基づいて、上記複数の期待値のベクトルから反復
計算の先に演算された信号基底ベクトルの方向成分を引
くことにより反復計算の先に演算された信号基底ベクト
ルに対して直交する反復計算の次の信号基底ベクトルを
演算するように、複数の信号基底ベクトル間の直交性に
基礎をおく反復演算を用いて、上記複数の期待値で張ら
れた空間における複数の信号基底ベクトルを演算する第
２の演算手段と、上記第２の演算手段によって演算され
た複数の信号基底ベクトルに基づいて、上記複数の信号
基底ベクトルと互いに直交する１個の雑音固有ベクトル
を演算する第３の演算手段と、上記第３の演算手段によ
って演算された１個の雑音固有ベクトルと、上記複数の
センサの指向方向を示す複数の方向ベクトルとに基づい
て、複数の受信信号の分解結果を示す固有スペクトルを
演算し、演算された固有スペクトルにおいて少なくとも
１個の極大値のピークを検出して、検出されたピークに
対応する到来方向の入射角を演算する第４の演算手段と
を備えたことを特徴とする。
【００３８】また、請求項２記載の信号処理装置は、請
求項１記載の信号処理装置において、上記第４の演算手
段は、上記第３の演算手段によって演算された１個の雑
音固有ベクトルと、上記複数のセンサの指向方向を示す
複数の方向ベクトルとに基づいて、上記複数の方向ベク
トルの各方向ベクトルと、上記雑音固有ベクトルとの内
積の２乗の逆数を、上記固有スペクトルとして演算する
ことを特徴とする。
求項１記載の信号処理装置において、上記第４の演算手
段は、上記第３の演算手段によって演算された１個の雑
音固有ベクトルと、上記複数のセンサの指向方向を示す
複数の方向ベクトルとに基づいて、上記複数の方向ベク
トルの各方向ベクトルと、上記雑音固有ベクトルとの内
積の２乗の逆数を、上記固有スペクトルとして演算する
ことを特徴とする。
【００３９】さらに、請求項３記載の信号処理装置は、
請求項１又は２記載の信号処理装置において、上記第４
の演算手段によって演算された到来方向の入射角に基づ
いて、上記複数のセンサの指向方向を上記入射角の方向
になるように制御する制御手段をさらに備えたことを特
徴とする。
請求項１又は２記載の信号処理装置において、上記第４
の演算手段によって演算された到来方向の入射角に基づ
いて、上記複数のセンサの指向方向を上記入射角の方向
になるように制御する制御手段をさらに備えたことを特
徴とする。
【００４０】またさらに、請求項４記載の信号処理装置
は、請求項１乃至３のうちの１つに記載の信号処理装置
において、上記複数のセンサは、複数のアンテナ素子で
あることを特徴とする。
は、請求項１乃至３のうちの１つに記載の信号処理装置
において、上記複数のセンサは、複数のアンテナ素子で
あることを特徴とする。
【００４１】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係
る実施形態について説明する。
る実施形態について説明する。
【００４２】図１は、本発明に係る一実施形態である受
信信号処理装置の構成を示すブロック図である。本実施
形態の受信信号処理装置は、（ａ）１直線上に所定の間
隔で並置された複数Ｍ個のアンテナ素子１−ｍ（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）からなるアレーアンテナ１００と、
（ｂ）複数Ｍ個の受信機２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）
と、（ｃ）複数Ｍ個の移相器３−ｍ（ｍ＝１，２，…，
Ｍ）と、（ｄ）複数Ｍ個のＡ／Ｄ変換器４−ｍ（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）と、（ｅ）複数Ｍ個のバッファメモリ
５−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）と、（ｆ）同相合成器６
と、（ｇ）復調器７と、を備えるとともに、（ｈ）従来
技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法を改善した高速化
カーネルＭＵＳＩＣ（Fast Kernel MUltiple SIgnal Cl
assification）法（以下、ＦＫＭＵＳＩＣ法という。）
を用いて、複数Ｍ個のアンテナ素子１−ｍ（ｍ＝１，
２，…，Ｍ）からなるアレーアンテナ１００によって受
信されて受信機２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）、移相器
３−ｍ及びＡ／Ｄ変換器４−ｍを介してバッファメモリ
５−ｍから出力される受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）を処理することにより、入射受信信号
のＤＯＡの入射角θpeakを検出して入射角θpeakを示す
入射角信号を出力する受信信号処理回路２０と、（ｉ）
検出された入射角θpeakの入射角信号に基づいて、アレ
ーアンテナ１００の指向方向が入射角θpeakとなるよう
に複数Ｍ個の移相器３−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）の移
相量θｓmを移相するように制御する移相器コントロー
ラ３０と、を備えたことを特徴とする。
信信号処理装置の構成を示すブロック図である。本実施
形態の受信信号処理装置は、（ａ）１直線上に所定の間
隔で並置された複数Ｍ個のアンテナ素子１−ｍ（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）からなるアレーアンテナ１００と、
（ｂ）複数Ｍ個の受信機２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）
と、（ｃ）複数Ｍ個の移相器３−ｍ（ｍ＝１，２，…，
Ｍ）と、（ｄ）複数Ｍ個のＡ／Ｄ変換器４−ｍ（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）と、（ｅ）複数Ｍ個のバッファメモリ
５−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）と、（ｆ）同相合成器６
と、（ｇ）復調器７と、を備えるとともに、（ｈ）従来
技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法を改善した高速化
カーネルＭＵＳＩＣ（Fast Kernel MUltiple SIgnal Cl
assification）法（以下、ＦＫＭＵＳＩＣ法という。）
を用いて、複数Ｍ個のアンテナ素子１−ｍ（ｍ＝１，
２，…，Ｍ）からなるアレーアンテナ１００によって受
信されて受信機２−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）、移相器
３−ｍ及びＡ／Ｄ変換器４−ｍを介してバッファメモリ
５−ｍから出力される受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）を処理することにより、入射受信信号
のＤＯＡの入射角θpeakを検出して入射角θpeakを示す
入射角信号を出力する受信信号処理回路２０と、（ｉ）
検出された入射角θpeakの入射角信号に基づいて、アレ
ーアンテナ１００の指向方向が入射角θpeakとなるよう
に複数Ｍ個の移相器３−ｍ（ｍ＝１，２，…，Ｍ）の移
相量θｓmを移相するように制御する移相器コントロー
ラ３０と、を備えたことを特徴とする。
【００４３】図１において、アレーアンテナ１００の各
アンテナ素子１−ｍからバッファメモリ６−ｍまでの回
路においては、Ｍ個の系統の受信回路が設けられ、各系
統とも同一の受信回路で構成される。従って、ここで
は、１系統の受信回路のみについて説明する。アレーア
ンテナ１００のアンテナ素子１−ｍで受信された無線回
線の入射受信信号は、受信機２−ｍに入力され、受信機
２−ｍは、高周波増幅部と、周波数変換部と、中間周波
増幅部とを備え、入力された入射受信信号を増幅した
後、所定の中間周波数を有する中間周波信号に周波数変
換しかつ増幅して、移相器３−ｍに出力する。移相器３
−ｍは、当該装置の電源投入時又はリセット時にその移
相量θｓmが０に設定された後、移相器コントローラ３
０により制御される。移相器３−ｍは入力された入射受
信信号を上記移相量θｓmだけ移相した後、Ａ／Ｄ変換
器４−ｍに出力し、Ａ／Ｄ変換器４−ｍは、入力される
アナログ入射受信信号をディジタル入射受信信号のデー
タにＡ／Ｄ変換した後、Ａ／Ｄ変換後のディジタル入射
受信信号のデータを、例えば２フレーム分のディジタル
入射受信信号のデータを順次一時的に記憶するバッファ
メモリ５−ｍを介して同相合成器６及び受信信号処理回
路２０に出力する。ここで、同相合成器６は、入力され
る複数Ｍ個の入射受信信号のデータを同相合成した後、
復調器７に出力し、復調器７は、入力される入射受信信
号のデータを所定の復調方式で受信ベースバンド信号に
復調して出力する。
アンテナ素子１−ｍからバッファメモリ６−ｍまでの回
路においては、Ｍ個の系統の受信回路が設けられ、各系
統とも同一の受信回路で構成される。従って、ここで
は、１系統の受信回路のみについて説明する。アレーア
ンテナ１００のアンテナ素子１−ｍで受信された無線回
線の入射受信信号は、受信機２−ｍに入力され、受信機
２−ｍは、高周波増幅部と、周波数変換部と、中間周波
増幅部とを備え、入力された入射受信信号を増幅した
後、所定の中間周波数を有する中間周波信号に周波数変
換しかつ増幅して、移相器３−ｍに出力する。移相器３
−ｍは、当該装置の電源投入時又はリセット時にその移
相量θｓmが０に設定された後、移相器コントローラ３
０により制御される。移相器３−ｍは入力された入射受
信信号を上記移相量θｓmだけ移相した後、Ａ／Ｄ変換
器４−ｍに出力し、Ａ／Ｄ変換器４−ｍは、入力される
アナログ入射受信信号をディジタル入射受信信号のデー
タにＡ／Ｄ変換した後、Ａ／Ｄ変換後のディジタル入射
受信信号のデータを、例えば２フレーム分のディジタル
入射受信信号のデータを順次一時的に記憶するバッファ
メモリ５−ｍを介して同相合成器６及び受信信号処理回
路２０に出力する。ここで、同相合成器６は、入力され
る複数Ｍ個の入射受信信号のデータを同相合成した後、
復調器７に出力し、復調器７は、入力される入射受信信
号のデータを所定の復調方式で受信ベースバンド信号に
復調して出力する。
【００４４】受信信号処理回路２０は、図２に示すよう
に、例えば、ディジタル計算機などのコンピュータで構
成され、改善されたＦＫＭＵＳＩＣ法を用いて、バッフ
ァメモリ５−ｍから出力される受信信号データｒ
m（ｔ）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を処理することによ
り、固有スペクトルΨを計算してＣＲＴディスプレイ１
７に出力して表示するとともに、計算された固有スペク
トルΨにおける極大値のピークを見つけ、そのピークに
対応する入射受信信号のＤＯＡの入射角θpeakを検出し
て入射角θpeakを示す入射角信号を移相器コントローラ
３０に出力する。次いで、移相器コントローラ３０は、
検出された入射角θpeakの入射角信号に基づいて、公知
の方法を用いて、アレーアンテナ１００の指向方向が入
射角θpeakとなるように複数Ｍ個の移相器３−ｍ（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）の移相量θｓmを移相するように制御
する。
に、例えば、ディジタル計算機などのコンピュータで構
成され、改善されたＦＫＭＵＳＩＣ法を用いて、バッフ
ァメモリ５−ｍから出力される受信信号データｒ
m（ｔ）（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を処理することによ
り、固有スペクトルΨを計算してＣＲＴディスプレイ１
７に出力して表示するとともに、計算された固有スペク
トルΨにおける極大値のピークを見つけ、そのピークに
対応する入射受信信号のＤＯＡの入射角θpeakを検出し
て入射角θpeakを示す入射角信号を移相器コントローラ
３０に出力する。次いで、移相器コントローラ３０は、
検出された入射角θpeakの入射角信号に基づいて、公知
の方法を用いて、アレーアンテナ１００の指向方向が入
射角θpeakとなるように複数Ｍ個の移相器３−ｍ（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）の移相量θｓmを移相するように制御
する。
【００４５】図２は、図１の受信信号処理回路２０の構
成を示すブロック図である。図２において、受信信号処
理回路２０は、当該処理回路２０の演算制御の処理を実
行するためのＣＰＵ（中央演算処理装置）１０と、ＣＰ
Ｕ１０が実行する詳細後述の受信信号処理のプログラム
及びそれを実行するために必要なデータを予め記憶する
ＲＯＭ１１と、ＣＰＵ１０のワークエリアとして用いら
れるＲＡＭ１２と、上記受信信号処理を実行するときに
種々のデータを一時的に記憶するためのデータメモリ１
３と、２個のインタフェース１４，１５とを備え、これ
らの回路１０乃至１５は、互いにバス１６を介して接続
される。図１のバッファメモリ５−ｍ（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）は、バス１６を介してＣＰＵ１０に接続され、
ＣＰＵ１０は、信号変換などの処理を行うインタフェー
ス１４を介して移相器コントローラ３０に接続されると
ともに、ＣＰＵ１０は、信号変換などの処理を行うイン
タフェース１５を介してＣＲＴディスプレイ１７に接続
される。ここで、データメモリ１３は、（ａ）バッファ
メモリ５−ｍから読み出される受信信号データｒ
m（ｔ）を一時的に記憶する受信信号データメモリ２１
と、（ｂ）受信信号処理における計算途中データである
信号基底ベクトルａk（ｋ＝１，２，…，Ｐ）を一時的
に記憶する信号基底ベクトルメモリ２２と、（ｃ）受信
信号処理における計算途中データである期待値Ｅ［ｒｖ
k（ｔ）］（ｋ＝１，２，…，２Ｋ）を一時的に記憶す
る期待値メモリ２３と、（ｄ）受信信号処理における計
算途中データである単位ベクトルｕを一時的に記憶する
単位ベクトルメモリ２４と、（ｅ）受信信号処理におけ
る計算途中データである雑音固有ベクトルａNを一時的
に記憶する雑音固有ベクトルメモリ２５と、（ｆ）受信
信号処理における計算結果である固有スペクトルΨを一
時的に記憶する固有スペクトルメモリ２６と、を備え
る。
成を示すブロック図である。図２において、受信信号処
理回路２０は、当該処理回路２０の演算制御の処理を実
行するためのＣＰＵ（中央演算処理装置）１０と、ＣＰ
Ｕ１０が実行する詳細後述の受信信号処理のプログラム
及びそれを実行するために必要なデータを予め記憶する
ＲＯＭ１１と、ＣＰＵ１０のワークエリアとして用いら
れるＲＡＭ１２と、上記受信信号処理を実行するときに
種々のデータを一時的に記憶するためのデータメモリ１
３と、２個のインタフェース１４，１５とを備え、これ
らの回路１０乃至１５は、互いにバス１６を介して接続
される。図１のバッファメモリ５−ｍ（ｍ＝１，２，
…，Ｍ）は、バス１６を介してＣＰＵ１０に接続され、
ＣＰＵ１０は、信号変換などの処理を行うインタフェー
ス１４を介して移相器コントローラ３０に接続されると
ともに、ＣＰＵ１０は、信号変換などの処理を行うイン
タフェース１５を介してＣＲＴディスプレイ１７に接続
される。ここで、データメモリ１３は、（ａ）バッファ
メモリ５−ｍから読み出される受信信号データｒ
m（ｔ）を一時的に記憶する受信信号データメモリ２１
と、（ｂ）受信信号処理における計算途中データである
信号基底ベクトルａk（ｋ＝１，２，…，Ｐ）を一時的
に記憶する信号基底ベクトルメモリ２２と、（ｃ）受信
信号処理における計算途中データである期待値Ｅ［ｒｖ
k（ｔ）］（ｋ＝１，２，…，２Ｋ）を一時的に記憶す
る期待値メモリ２３と、（ｄ）受信信号処理における計
算途中データである単位ベクトルｕを一時的に記憶する
単位ベクトルメモリ２４と、（ｅ）受信信号処理におけ
る計算途中データである雑音固有ベクトルａNを一時的
に記憶する雑音固有ベクトルメモリ２５と、（ｆ）受信
信号処理における計算結果である固有スペクトルΨを一
時的に記憶する固有スペクトルメモリ２６と、を備え
る。
【００４６】次いで、本発明に係る実施形態で用いるＦ
ＫＭＵＳＩＣ法のアルゴリズムについて、説明する。本
実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法の計算負荷又は計算コスト
は、詳細後述するように、従来技術のＭＵＳＩＣ法のそ
れより遙かに小さいことを理論的に証明するが、このこ
とはＦＫＭＵＳＩＣ法が受信信号データの期待値Ｅ［ｒ
ｖk（ｔ）］で張られた空間の信号基底ベクトル（ＭＵ
ＳＩＣ法では信号固有ベクトルと考えられている。）を
計算するためであり、この固有ベクトルの発見方法は固
有値解析のそれとは異なるものである。
ＫＭＵＳＩＣ法のアルゴリズムについて、説明する。本
実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法の計算負荷又は計算コスト
は、詳細後述するように、従来技術のＭＵＳＩＣ法のそ
れより遙かに小さいことを理論的に証明するが、このこ
とはＦＫＭＵＳＩＣ法が受信信号データの期待値Ｅ［ｒ
ｖk（ｔ）］で張られた空間の信号基底ベクトル（ＭＵ
ＳＩＣ法では信号固有ベクトルと考えられている。）を
計算するためであり、この固有ベクトルの発見方法は固
有値解析のそれとは異なるものである。
【００４７】従来技術のＭＵＳＩＣ法においては、受信
信号データｒ（ｔ）で構成されるＣ共分散部分行列の固
有値解析によって信号固有ベクトル及び雑音固有ベクト
ルを計算する。しかしながら、本発明に係る実施形態の
ＦＫＭＵＳＩＣ法においては、複数Ｐ個の信号基底ベク
トル（従来技術のＭＵＳＩＣ法における信号固有ベクト
ルに対応する。）と、ただ１つの雑音固有ベクトルを計
算するため、必要な計算量が従来技術のＭＵＳＩＣ法よ
り少ない。
信号データｒ（ｔ）で構成されるＣ共分散部分行列の固
有値解析によって信号固有ベクトル及び雑音固有ベクト
ルを計算する。しかしながら、本発明に係る実施形態の
ＦＫＭＵＳＩＣ法においては、複数Ｐ個の信号基底ベク
トル（従来技術のＭＵＳＩＣ法における信号固有ベクト
ルに対応する。）と、ただ１つの雑音固有ベクトルを計
算するため、必要な計算量が従来技術のＭＵＳＩＣ法よ
り少ない。
【００４８】本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法において
は、入射受信信号の数を計数し、受信信号データの期待
値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］で張られた空間における信号基底
ベクトルを計算する。ここで、期待値とは、例えば１フ
レームなどの一定の時間に対する時間平均値である。ま
た、従来技術のＭＵＳＩＣ法における信号固有ベクトル
に対応する信号基底ベクトルの計算負荷を計算する。こ
のため、受信信号データの期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］で
張られた空間における信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦
Ｐ）を次式の反復演算により計算する。
は、入射受信信号の数を計数し、受信信号データの期待
値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］で張られた空間における信号基底
ベクトルを計算する。ここで、期待値とは、例えば１フ
レームなどの一定の時間に対する時間平均値である。ま
た、従来技術のＭＵＳＩＣ法における信号固有ベクトル
に対応する信号基底ベクトルの計算負荷を計算する。こ
のため、受信信号データの期待値Ｅ［ｒｖk（ｔ）］で
張られた空間における信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦
Ｐ）を次式の反復演算により計算する。
【００４９】
【数１８】
【００５０】上記数１８において、その右辺は、自然数
の変数ｐをｋから２Ｋまで変化したときに、関数ｖｃｔ
ＭＡＸの引数の大きさが最大であるときの当該引数のベ
クトルを表わす。ここでは、上記数１８を用いて、期待
値Ｅ[ｒｖp(ｔ)]のベクトルから反復計算の先に演算さ
れた信号基底ベクトルａkの方向成分を引くことにより
反復計算の先に演算された信号基底ベクトルａkに対し
て直交する反復計算の次の信号基底ベクトルａkを演算
している。すなわち、上記数１８では、信号基底ベクト
ルａk間の直交性に基礎をおく反復演算により信号基底
ベクトルａkを演算している。
の変数ｐをｋから２Ｋまで変化したときに、関数ｖｃｔ
ＭＡＸの引数の大きさが最大であるときの当該引数のベ
クトルを表わす。ここでは、上記数１８を用いて、期待
値Ｅ[ｒｖp(ｔ)]のベクトルから反復計算の先に演算さ
れた信号基底ベクトルａkの方向成分を引くことにより
反復計算の先に演算された信号基底ベクトルａkに対し
て直交する反復計算の次の信号基底ベクトルａkを演算
している。すなわち、上記数１８では、信号基底ベクト
ルａk間の直交性に基礎をおく反復演算により信号基底
ベクトルａkを演算している。
【００５１】Ｐ個の入射受信信号の数は、次式に示すよ
うに０と仮定された｜ａP+1｜の値を見つけることによ
り計数される。
うに０と仮定された｜ａP+1｜の値を見つけることによ
り計数される。
【数１９】｜ａP+1｜＝０
【００５２】信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐ）は従
来技術のＭＵＳＩＣ法における受信信号データベクトル
ｒ（ｔ）の共分散部分行列Ｃのｋ番目の最大の固有値に
対応する固有ベクトルであると考えられる。そして、信
号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐ）の計算負荷は、
来技術のＭＵＳＩＣ法における受信信号データベクトル
ｒ（ｔ）の共分散部分行列Ｃのｋ番目の最大の固有値に
対応する固有ベクトルであると考えられる。そして、信
号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐ）の計算負荷は、
【数２０】 のオーダーとなる。なお、数２０の右辺をＯａとおいて
いる。
いる。
【００５３】従来技術のＭＵＳＩＣ法においては、（Ｌ
−Ｐ）個の雑音固有ベクトルが計算される。ここで、基
底ベクトルの次元数Ｌは、好ましくは、アンテナ素子１
−ｍの数Ｍの約０．８倍に設定される。しかしながら、
ＤＯＡの入射角θの検出が信号固有ベクトルは雑音固有
ベクトルに直交するという理論に基づいている限り、理
論上はただ１つの雑音固有ベクトルを計算するだけでＤ
ＯＡの入射角θの検出が可能である。従って、本実施形
態のＦＫＭＵＳＩＣ法においては、ＤＯＡの入射角θの
検出に有効なただ１つの雑音固有ベクトルのみを計算す
る。さらに、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法における複
数Ｐ個の信号基底ベクトルと、１つの雑音固有ベクトル
との両方の計算負荷又は計算コストが、従来技術のＭＵ
ＳＩＣ法における共分散部分行列Ｃの計算及びその固有
値解析のための計算負荷又は計算コストに比較して、極
めて小さいことを証明する。このために、まず、次式を
満たす数Ｌiを求める。
−Ｐ）個の雑音固有ベクトルが計算される。ここで、基
底ベクトルの次元数Ｌは、好ましくは、アンテナ素子１
−ｍの数Ｍの約０．８倍に設定される。しかしながら、
ＤＯＡの入射角θの検出が信号固有ベクトルは雑音固有
ベクトルに直交するという理論に基づいている限り、理
論上はただ１つの雑音固有ベクトルを計算するだけでＤ
ＯＡの入射角θの検出が可能である。従って、本実施形
態のＦＫＭＵＳＩＣ法においては、ＤＯＡの入射角θの
検出に有効なただ１つの雑音固有ベクトルのみを計算す
る。さらに、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法における複
数Ｐ個の信号基底ベクトルと、１つの雑音固有ベクトル
との両方の計算負荷又は計算コストが、従来技術のＭＵ
ＳＩＣ法における共分散部分行列Ｃの計算及びその固有
値解析のための計算負荷又は計算コストに比較して、極
めて小さいことを証明する。このために、まず、次式を
満たす数Ｌiを求める。
【００５４】
【数２１】
【００５５】上記数２１において、その右辺は、自然数
の変数ｌを１からＬまで変化したときに、ベクトルａ1
（ｌ）の大きさが最大になるときのベクトルａ1（ｌ）
の大きさの値を表し、以下同様である。次いで、次式の
ように単位ベクトルｕを確立する。
の変数ｌを１からＬまで変化したときに、ベクトルａ1
（ｌ）の大きさが最大になるときのベクトルａ1（ｌ）
の大きさの値を表し、以下同様である。次いで、次式の
ように単位ベクトルｕを確立する。
【００５６】
【数２２】
【００５７】次いで、すべての信号基底ベクトルａ
k（１≦ｋ≦Ｐ）を計算した後、次式を用いて１つの雑
音固有ベクトルａNを計算する。
k（１≦ｋ≦Ｐ）を計算した後、次式を用いて１つの雑
音固有ベクトルａNを計算する。
【００５８】
【数２３】
【００５９】雑音固有ベクトルａNの計算負荷又は計算
コストは、Ｌ（Ｐ＋１）のオーダーである。従って、複
数Ｐ個の信号基底ベクトル及び１つの雑音固有ベクトル
のためのＦＫＭＵＳＩＣ法の計算負荷又は計算コスト
は、Ｌ（Ｐ＋１）＋Ｏａであり、Ｌ＝４Ｋのとき（これ
は、非現実的な仮定ではない。）はＬ2のオーダーであ
る。これに対して、従来技術のＭＵＳＩＣ法における固
有値解析のための計算負荷又は計算コストは概ねＬ
3（＞Ｌ2）のオーダーである。
コストは、Ｌ（Ｐ＋１）のオーダーである。従って、複
数Ｐ個の信号基底ベクトル及び１つの雑音固有ベクトル
のためのＦＫＭＵＳＩＣ法の計算負荷又は計算コスト
は、Ｌ（Ｐ＋１）＋Ｏａであり、Ｌ＝４Ｋのとき（これ
は、非現実的な仮定ではない。）はＬ2のオーダーであ
る。これに対して、従来技術のＭＵＳＩＣ法における固
有値解析のための計算負荷又は計算コストは概ねＬ
3（＞Ｌ2）のオーダーである。
【００６０】本発明者は、ＦＫＭＵＳＩＣ法のために、
簡単なＭＵＳＩＣ法の固有スペクトルΨを計算すること
を提案し、その計算負荷又は計算コストを評価する。従
来技術のＭＵＳＩＣ法においては、（Ｌ−Ｐ）個の雑音
固有ベクトルを使用して数１７における固有スペクトル
Ψを決定している。しかしながら、本発明に係る実施形
態のＦＫＭＵＳＩＣ法においては、１つの雑音固有ベク
トルのみを利用する。ＤＯＡの入射角θは次式の固有ス
ペクトルΨを用いて検出する。
簡単なＭＵＳＩＣ法の固有スペクトルΨを計算すること
を提案し、その計算負荷又は計算コストを評価する。従
来技術のＭＵＳＩＣ法においては、（Ｌ−Ｐ）個の雑音
固有ベクトルを使用して数１７における固有スペクトル
Ψを決定している。しかしながら、本発明に係る実施形
態のＦＫＭＵＳＩＣ法においては、１つの雑音固有ベク
トルのみを利用する。ＤＯＡの入射角θは次式の固有ス
ペクトルΨを用いて検出する。
【００６１】
【数２４】Ψ＝１／｜（ｄn，ａN）｜2，−（π／２）
≦θn≦π／２
≦θn≦π／２
【００６２】従って、上記数２４における固有スペクト
ルΨに対する計算負荷又は計算コストはＮＬのオーダー
である一方、従来技術のＭＵＳＩＣ法における計算負荷
又は計算コストはＮＬ（Ｌ−Ｐ）のオーダーである。
ルΨに対する計算負荷又は計算コストはＮＬのオーダー
である一方、従来技術のＭＵＳＩＣ法における計算負荷
又は計算コストはＮＬ（Ｌ−Ｐ）のオーダーである。
【００６３】次いで、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法が
すべての入射受信信号の数を計数できない場合のＤＯＡ
の入射角θの検出について検討する。Ｐ個の入射受信信
号の数が正確に計数される場合、もしくは、信号基底ベ
クトルａk（１≦ｋ≦Ｐ）がすべての信号要素を含んで
いる場合、ＤＯＡの入射角θは上記数２４の固有スペク
トルΨによって完全に検出される。しかしながら、実際
には、数２０の反復演算が停止され、入射受信信号の数
Ｐが決定されたときに、｜ａP+1｜／｜ａ1｜≦Ｔh（こ
こで、しきい値Ｔhは１未満に適宜設定される。）を満
足する値｜ａP+1｜を計算することができる。ただＰi個
の信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐi＜Ｐ）が計算さ
れ、雑音固有ベクトルａNを検出するために用いられる
ときに、雑音固有ベクトルａNとＰ個の信号固有ベクト
ルａk（１≦ｋ≦Ｐ）間の直交性は、次式で表わすこと
ができる。
すべての入射受信信号の数を計数できない場合のＤＯＡ
の入射角θの検出について検討する。Ｐ個の入射受信信
号の数が正確に計数される場合、もしくは、信号基底ベ
クトルａk（１≦ｋ≦Ｐ）がすべての信号要素を含んで
いる場合、ＤＯＡの入射角θは上記数２４の固有スペク
トルΨによって完全に検出される。しかしながら、実際
には、数２０の反復演算が停止され、入射受信信号の数
Ｐが決定されたときに、｜ａP+1｜／｜ａ1｜≦Ｔh（こ
こで、しきい値Ｔhは１未満に適宜設定される。）を満
足する値｜ａP+1｜を計算することができる。ただＰi個
の信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐi＜Ｐ）が計算さ
れ、雑音固有ベクトルａNを検出するために用いられる
ときに、雑音固有ベクトルａNとＰ個の信号固有ベクト
ルａk（１≦ｋ≦Ｐ）間の直交性は、次式で表わすこと
ができる。
【００６４】
【数２５】 ｜（ａk＊／｜ａk｜，ａN／｜ａN｜）｜ ＝０，（１≦ｋ≦Ｐi） ＝｜（ａk＊／｜ａk｜，ｕ／｜ａN｜）｜ ＝｜ａk（Ｌi）＊｜／（｜ａk｜｜ａN｜），（Ｐi＋１≦ｋ≦Ｐ）
【００６５】ここで、｜ａN｜はｋに独立している。｜
ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜｜ａN｜又は｜ａk（Ｌi）＊｜
／｜ａk｜（Ｐi＋１≦ｋ≦Ｑi≦Ｐ）を０と仮定できる
場合、雑音固有ベクトルａNは信号基底ベクトルａk（１
≦ｋ≦Ｑi≦Ｐ）と直交する。このことは、本実施形態
のＦＫＭＵＳＩＣ法においては、Ｑi個のＤＯＡの入射
角θを、雑音固有ベクトルａNを用いて検出することが
できることを意味している。ただし、雑音固有ベクトル
ａNは、Ｐi個の信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐi≦Ｑ
i≦Ｐ）のみを用いて計算される。従って、本実施形態
のＦＫＭＵＳＩＣ法が計数できる入射受信信号の数Ｑi
は、｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜（Ｐi＋１≦ｋ≦２Ｋ）
の解析によって検出することができる。Ｑi＝Ｐの場合
において、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法はすべての入
射受信信号を分解して決定することができる。
ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜｜ａN｜又は｜ａk（Ｌi）＊｜
／｜ａk｜（Ｐi＋１≦ｋ≦Ｑi≦Ｐ）を０と仮定できる
場合、雑音固有ベクトルａNは信号基底ベクトルａk（１
≦ｋ≦Ｑi≦Ｐ）と直交する。このことは、本実施形態
のＦＫＭＵＳＩＣ法においては、Ｑi個のＤＯＡの入射
角θを、雑音固有ベクトルａNを用いて検出することが
できることを意味している。ただし、雑音固有ベクトル
ａNは、Ｐi個の信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐi≦Ｑ
i≦Ｐ）のみを用いて計算される。従って、本実施形態
のＦＫＭＵＳＩＣ法が計数できる入射受信信号の数Ｑi
は、｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜（Ｐi＋１≦ｋ≦２Ｋ）
の解析によって検出することができる。Ｑi＝Ｐの場合
において、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法はすべての入
射受信信号を分解して決定することができる。
【００６６】図３は、本発明に係る実施形態のＦＫＭＵ
ＳＩＣ法による受信信号処理を示すフローチャートであ
る。図３において、まず、ステップＳ１において１フレ
ーム分の受信信号データｒm（ｔ）（自然数ｍ＝１，
２，…，Ｍ）をバッファメモリ５−ｍから読み出して受
信信号データメモリ２１に記憶する。次いで、ステップ
Ｓ２で、読み出した受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）に基づいて受信信号データの期待値Ｅ
［ｒｖk（ｔ）］（１≦ｋ≦２Ｋ）を計算して期待値メ
モリ２３に記憶した後、数１８を用いて、信号基底ベク
トルａk（１≦ｋ≦Ｐ）間の直交性に基礎をおく反復演
算により信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐ）を演算し
て信号基底ベクトルメモリ２２に記憶する。そして、ス
テップＳ３において、数２１を満足する番号Ｌiを見つ
ける。そして、ステップＳ４において、数２２を用いて
単位ベクトルｕを計算して単位ベクトルメモリ２４に記
憶する。さらに、ステップＳ５において、単位ベクトル
ｕと、信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐ）に基づいて
雑音固有ベクトルａNを計算して雑音固有ベクトルメモ
リ２５に記憶し、ステップＳ６において、計算された雑
音固有ベクトルａNと各アンテナ素子１−ｍの方向ベク
トルｄnに基づいて数２４を用いて固有スペクトルΨを
計算して固有スペクトルメモリ２６に記憶する。次い
で、ステップＳ７において、計算された固有スペクトル
Ψに基づいて少なくとも１個の極大値のピークを見つ
け、そのピークの入射角θpeakを検出し、当該入射角θ
peakを示す入射角信号を移相器コントローラ１１に出力
する。さらに、ステップＳ８においてバッファメモリ５
−ｍから次の１フレーム分の受信信号データｒm（ｔ）
（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を読み出して受信信号データメ
モリ２１に記憶した後、ステップＳ２に戻り、上記の処
理を繰り返す。
ＳＩＣ法による受信信号処理を示すフローチャートであ
る。図３において、まず、ステップＳ１において１フレ
ーム分の受信信号データｒm（ｔ）（自然数ｍ＝１，
２，…，Ｍ）をバッファメモリ５−ｍから読み出して受
信信号データメモリ２１に記憶する。次いで、ステップ
Ｓ２で、読み出した受信信号データｒm（ｔ）（ｍ＝
１，２，…，Ｍ）に基づいて受信信号データの期待値Ｅ
［ｒｖk（ｔ）］（１≦ｋ≦２Ｋ）を計算して期待値メ
モリ２３に記憶した後、数１８を用いて、信号基底ベク
トルａk（１≦ｋ≦Ｐ）間の直交性に基礎をおく反復演
算により信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐ）を演算し
て信号基底ベクトルメモリ２２に記憶する。そして、ス
テップＳ３において、数２１を満足する番号Ｌiを見つ
ける。そして、ステップＳ４において、数２２を用いて
単位ベクトルｕを計算して単位ベクトルメモリ２４に記
憶する。さらに、ステップＳ５において、単位ベクトル
ｕと、信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦Ｐ）に基づいて
雑音固有ベクトルａNを計算して雑音固有ベクトルメモ
リ２５に記憶し、ステップＳ６において、計算された雑
音固有ベクトルａNと各アンテナ素子１−ｍの方向ベク
トルｄnに基づいて数２４を用いて固有スペクトルΨを
計算して固有スペクトルメモリ２６に記憶する。次い
で、ステップＳ７において、計算された固有スペクトル
Ψに基づいて少なくとも１個の極大値のピークを見つ
け、そのピークの入射角θpeakを検出し、当該入射角θ
peakを示す入射角信号を移相器コントローラ１１に出力
する。さらに、ステップＳ８においてバッファメモリ５
−ｍから次の１フレーム分の受信信号データｒm（ｔ）
（ｍ＝１，２，…，Ｍ）を読み出して受信信号データメ
モリ２１に記憶した後、ステップＳ２に戻り、上記の処
理を繰り返す。
【００６７】すなわち、本実施形態の受信信号処理回路
は、１直線上に所定の間隔で並置された複数のアンテナ
素子１−ｍを用いて受信された複数の受信信号を受信し
て処理することにより、上記複数の受信信号の到来方向
の入射角を演算する受信信号処理回路であって、（ａ）
ステップＳ２に示すように、上記受信された複数の受信
信号に基づいて所定の時間間隔における上記受信された
複数の受信信号の各受信ベクトルの時間平均値である複
数の期待値を演算し、（ｂ）ステップＳ２に示すよう
に、演算された複数の期待値に基づいて、上記複数の期
待値のベクトルから反復計算の先に演算された信号基底
ベクトルの方向成分を引くことにより反復計算の先に演
算された信号基底ベクトルに対して直交する反復計算の
次の信号基底ベクトルを演算するように、複数の信号基
底ベクトル間の直交性に基礎をおく反復演算を用いて、
上記複数の期待値で張られた空間における複数の信号基
底ベクトルを演算し、（ｃ）ステップＳ５に示すよう
に、演算された複数の信号基底ベクトルに基づいて、上
記複数の信号基底ベクトルと互いに直交する１個の雑音
固有ベクトルを演算し、（ｄ）ステップＳ６及びＳ７に
示すように、演算された１個の雑音固有ベクトルと、上
記複数のアンテナ素子１−ｍの指向方向を示す複数の方
向ベクトルとに基づいて、複数の受信信号の分解結果を
示す固有スペクトルを演算し、演算された固有スペクト
ルにおいて少なくとも１個の極大値のピークを検出し
て、検出されたピークに対応する到来方向の入射角を演
算する。
は、１直線上に所定の間隔で並置された複数のアンテナ
素子１−ｍを用いて受信された複数の受信信号を受信し
て処理することにより、上記複数の受信信号の到来方向
の入射角を演算する受信信号処理回路であって、（ａ）
ステップＳ２に示すように、上記受信された複数の受信
信号に基づいて所定の時間間隔における上記受信された
複数の受信信号の各受信ベクトルの時間平均値である複
数の期待値を演算し、（ｂ）ステップＳ２に示すよう
に、演算された複数の期待値に基づいて、上記複数の期
待値のベクトルから反復計算の先に演算された信号基底
ベクトルの方向成分を引くことにより反復計算の先に演
算された信号基底ベクトルに対して直交する反復計算の
次の信号基底ベクトルを演算するように、複数の信号基
底ベクトル間の直交性に基礎をおく反復演算を用いて、
上記複数の期待値で張られた空間における複数の信号基
底ベクトルを演算し、（ｃ）ステップＳ５に示すよう
に、演算された複数の信号基底ベクトルに基づいて、上
記複数の信号基底ベクトルと互いに直交する１個の雑音
固有ベクトルを演算し、（ｄ）ステップＳ６及びＳ７に
示すように、演算された１個の雑音固有ベクトルと、上
記複数のアンテナ素子１−ｍの指向方向を示す複数の方
向ベクトルとに基づいて、複数の受信信号の分解結果を
示す固有スペクトルを演算し、演算された固有スペクト
ルにおいて少なくとも１個の極大値のピークを検出し
て、検出されたピークに対応する到来方向の入射角を演
算する。
【００６８】ここで、上記固有スペクトルとして演算す
るためには、好ましくは、演算された１個の雑音固有ベ
クトルと、上記複数のセンサの指向方向を示す複数の方
向ベクトルとに基づいて、上記複数の方向ベクトルの各
方向ベクトルと、上記雑音固有ベクトルとの内積の２乗
の逆数を、上記固有スペクトルとして演算する。
るためには、好ましくは、演算された１個の雑音固有ベ
クトルと、上記複数のセンサの指向方向を示す複数の方
向ベクトルとに基づいて、上記複数の方向ベクトルの各
方向ベクトルと、上記雑音固有ベクトルとの内積の２乗
の逆数を、上記固有スペクトルとして演算する。
【００６９】
【実施例】本発明者は、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭ
ＵＳＩＣ法と、本発明に係る実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ
法との比較を行うために、数値シミュレーションを行っ
た。ここでは、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法がすべて
の入射受信信号を検出できない場合に、ＦＫＭＵＳＩＣ
法が、前述した方法で検出される信号固有ベクトルの数
を示すＰi、及び、ＦＫＭＵＳＩＣ法が検出可能な信号
の数を示すＱiを検出することを数値シミュレーション
によって確認する。また、ＦＫＭＵＳＩＣ法によるＣＰ
Ｕの処理時間、及び分解能の限界値を、従来技術のＭＵ
ＳＩＣ法と比較して測定する。
ＵＳＩＣ法と、本発明に係る実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ
法との比較を行うために、数値シミュレーションを行っ
た。ここでは、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法がすべて
の入射受信信号を検出できない場合に、ＦＫＭＵＳＩＣ
法が、前述した方法で検出される信号固有ベクトルの数
を示すＰi、及び、ＦＫＭＵＳＩＣ法が検出可能な信号
の数を示すＱiを検出することを数値シミュレーション
によって確認する。また、ＦＫＭＵＳＩＣ法によるＣＰ
Ｕの処理時間、及び分解能の限界値を、従来技術のＭＵ
ＳＩＣ法と比較して測定する。
【００７０】まず、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法の能
力について確認を行う。ここでは、Ｐi及びＱiが決定さ
れたときの処理、及び入射受信信号の数Ｐを検出するの
に失敗したときにおけるＦＫＭＵＳＩＣ法の能力につい
て確認する。表２は、３つの数値シミュレーションにお
ける、アンテナ素子１−ｍの数Ｍ、固有ベクトル又は基
底ベクトルの次元数Ｌ、入射受信信号の数Ｐ、及び入射
受信信号の入射角間隔Δθを示している。
力について確認を行う。ここでは、Ｐi及びＱiが決定さ
れたときの処理、及び入射受信信号の数Ｐを検出するの
に失敗したときにおけるＦＫＭＵＳＩＣ法の能力につい
て確認する。表２は、３つの数値シミュレーションにお
ける、アンテナ素子１−ｍの数Ｍ、固有ベクトル又は基
底ベクトルの次元数Ｌ、入射受信信号の数Ｐ、及び入射
受信信号の入射角間隔Δθを示している。
【００７１】
【表２】 ─────────────────────────────── 数値シミュレーションのケース ＳＡ ＳＢ ＳＣ ─────────────────────────────── アンテナ素子の数Ｍ ３２ ３２ ３２ 固有ベクトル ２５ ２５ ２５ 又は基底ベクトルの次元数Ｌ 入射受信信号の数Ｐ １０ １０ ７ 入射受信信号の入射角間隔Δθ ２ ７ ７ ───────────────────────────────
【００７２】Ｐi＜Ｑiの場合、本実施形態のＦＫＭＵＳ
ＩＣ法の検証は簡単である。これを示すために、入射受
信信号の数Ｐ及びしきい値Ｔhをできる限り大きな値に
設定する。ここで、ケースＳＡは、ＦＫＭＵＳＩＣ法の
しきい値Ｔhの限界値によってすべての入射受信信号が
分解できないときの典型的なケースである。ケースＳＢ
は、ＦＫＭＵＳＩＣ法がすべての入射受信信号を分解で
き、その数は上記しきい値Ｔhの限界値を有するケース
ＳＡと同数であるときの典型的なケースである。ケース
ＳＣは、ケースＳＢとは対照的なケースであって、本実
施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法がケースＳＢのようにすべて
の入射受信信号を検出するが、入射受信信号の数が異な
るケースである。
ＩＣ法の検証は簡単である。これを示すために、入射受
信信号の数Ｐ及びしきい値Ｔhをできる限り大きな値に
設定する。ここで、ケースＳＡは、ＦＫＭＵＳＩＣ法の
しきい値Ｔhの限界値によってすべての入射受信信号が
分解できないときの典型的なケースである。ケースＳＢ
は、ＦＫＭＵＳＩＣ法がすべての入射受信信号を分解で
き、その数は上記しきい値Ｔhの限界値を有するケース
ＳＡと同数であるときの典型的なケースである。ケース
ＳＣは、ケースＳＢとは対照的なケースであって、本実
施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法がケースＳＢのようにすべて
の入射受信信号を検出するが、入射受信信号の数が異な
るケースである。
【００７３】本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法において
は、信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦２Ｋ）を理論的
に、しきい値Ｔhの限界値を設定しなくとも、上記数１
８の反復計算によって計算できる。
は、信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦２Ｋ）を理論的
に、しきい値Ｔhの限界値を設定しなくとも、上記数１
８の反復計算によって計算できる。
【００７４】図５は、実施形態の受信信号処理装置の数
値シミュレーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号
を入射角間隔Δθで設定し付加雑音のない場合におけ
る、信号基底ベクトルの番号ｋに対する基底ベクトルａ
k（１≦ｋ≦２Ｋ＝２（Ｍ−Ｌ＋１））の大きさを示す
グラフである。図５において、開始信号基底ベクトルの
大きさ｜ａ1｜は１に設定された基準点である。信号基
底ベクトルの大きさ｜ａk｜は、上記数１８が信号基底
ベクトルａkの大きさを考慮しないため、単調減少では
ない。
値シミュレーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号
を入射角間隔Δθで設定し付加雑音のない場合におけ
る、信号基底ベクトルの番号ｋに対する基底ベクトルａ
k（１≦ｋ≦２Ｋ＝２（Ｍ−Ｌ＋１））の大きさを示す
グラフである。図５において、開始信号基底ベクトルの
大きさ｜ａ1｜は１に設定された基準点である。信号基
底ベクトルの大きさ｜ａk｜は、上記数１８が信号基底
ベクトルａkの大きさを考慮しないため、単調減少では
ない。
【００７５】図５は、しきい値Ｔhが特定値のときに、
１個の雑音固有ベクトルａNを計算するときに利用され
る信号固有ベクトルの数Ｐiを示している。例えば、し
きい値Ｔh＝０．１のとき、ケースＳＡ、ＳＢ及びＳＣ
におけるＰiはそれぞれ４，８，及び６である。
１個の雑音固有ベクトルａNを計算するときに利用され
る信号固有ベクトルの数Ｐiを示している。例えば、し
きい値Ｔh＝０．１のとき、ケースＳＡ、ＳＢ及びＳＣ
におけるＰiはそれぞれ４，８，及び６である。
【００７６】図６は、実施形態の受信信号処理装置の数
値シミュレーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号
を入射角間隔Δθで設定し付加雑音がなく、１つのみの
信号基底ベクトルａ1（Ｐi＝１）を使用して雑音固有ベ
クトルａNを計算する場合における、固有ベクトルａ
k（２≦ｋ≦２Ｋ）と雑音固有ベクトルａNとの間の直交
性｜ａk（Ｌi）｜／｜ａk｜を示すグラフである。図６
において、｜ａ1（Ｌi）＊｜／｜ａ1｜は１に設定され
ている基準点である。
値シミュレーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号
を入射角間隔Δθで設定し付加雑音がなく、１つのみの
信号基底ベクトルａ1（Ｐi＝１）を使用して雑音固有ベ
クトルａNを計算する場合における、固有ベクトルａ
k（２≦ｋ≦２Ｋ）と雑音固有ベクトルａNとの間の直交
性｜ａk（Ｌi）｜／｜ａk｜を示すグラフである。図６
において、｜ａ1（Ｌi）＊｜／｜ａ1｜は１に設定され
ている基準点である。
【００７７】ケースＳＡにおいて、｜ａk（Ｌi）＊｜／
｜ａk｜（２≦ｋ≦１０）の中で、０．５＜｜ａ
k（Ｌi）＊｜／｜ａk｜ は、ｋ＝３，５，８，９のと
きに実現される。従って、９＜Ｐiでないならば、本実
施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法は、すべての１０個の入射受
信信号を計数することはできない。事実、しきい値Ｔh
＝０．１のときの数値演算では、本実施形態のＦＫＭＵ
ＳＩＣ法においては、図５に示すように、Ｐi＝１と検
出している。このことは、雑音固有ベクトルａNを計算
するために、４個の信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦
４）が利用されることを意味している。この雑音固有ベ
クトルａNと信号基底ベクトルａk（５≦ｋ≦１０）との
間の直交性は、ｋ＝５，８，９において、満足されな
い。すなわち、最終的に、１０個のすべての入射受信信
号を分解して検出することはできない。
｜ａk｜（２≦ｋ≦１０）の中で、０．５＜｜ａ
k（Ｌi）＊｜／｜ａk｜ は、ｋ＝３，５，８，９のと
きに実現される。従って、９＜Ｐiでないならば、本実
施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法は、すべての１０個の入射受
信信号を計数することはできない。事実、しきい値Ｔh
＝０．１のときの数値演算では、本実施形態のＦＫＭＵ
ＳＩＣ法においては、図５に示すように、Ｐi＝１と検
出している。このことは、雑音固有ベクトルａNを計算
するために、４個の信号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦
４）が利用されることを意味している。この雑音固有ベ
クトルａNと信号基底ベクトルａk（５≦ｋ≦１０）との
間の直交性は、ｋ＝５，８，９において、満足されな
い。すなわち、最終的に、１０個のすべての入射受信信
号を分解して検出することはできない。
【００７８】ケースＳＢにおいて、２≦ｋ≦１０のとき
に、不等式｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜＜０．１が成り
立つ。しきい値Ｔh＝０．１のときの数値演算において
は、１０個の入射受信信号のＤＯＡの入射角θが正確に
検出され、一方、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法は、図
５に示すように、Ｐi＝８を検出するが、ただ５個の信
号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦５）のみが雑音固有ベク
トルａNを計算するために利用される。
に、不等式｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜＜０．１が成り
立つ。しきい値Ｔh＝０．１のときの数値演算において
は、１０個の入射受信信号のＤＯＡの入射角θが正確に
検出され、一方、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法は、図
５に示すように、Ｐi＝８を検出するが、ただ５個の信
号基底ベクトルａk（１≦ｋ≦５）のみが雑音固有ベク
トルａNを計算するために利用される。
【００７９】ケースＳＣにおいて、２≦ｋ≦７のとき不
等式｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜＜０．１が成り立つ。
しきい値Ｔh＝０．１のときに数値演算においては、７
個の入射受信信号のＤＯＡの入射角θがケースＳＢのよ
うに正確に検出され、一方、本実施形態のＦＫＭＵＳＩ
Ｃ法は、図５に示すように、Ｐi＝６を検出している。
このようにして、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法が計数
する入射受信信号の数Ｑは、｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk
｜（Ｐi＋１≦ｋ≦２Ｋ）によって検出できる。
等式｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk｜＜０．１が成り立つ。
しきい値Ｔh＝０．１のときに数値演算においては、７
個の入射受信信号のＤＯＡの入射角θがケースＳＢのよ
うに正確に検出され、一方、本実施形態のＦＫＭＵＳＩ
Ｃ法は、図５に示すように、Ｐi＝６を検出している。
このようにして、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法が計数
する入射受信信号の数Ｑは、｜ａk（Ｌi）＊｜／｜ａk
｜（Ｐi＋１≦ｋ≦２Ｋ）によって検出できる。
【００８０】次いで、数値シミュレーションを用いて、
アンテナ素子の数Ｍと、考慮すべき方向の数Ｎと、入射
受信信号の数Ｐと、信号対雑音電力比ＳＮＲを変化する
ことにより、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法の特性を検
証する。結果的には、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法の
計算負荷又は計算コストは、従来技術のＭＵＳＩＣ法の
１／１００から１／１０００であり、またその分解能の
限界値が、従来技術のＭＵＳＩＣ法にまったく劣らない
ことを確認することができる。
アンテナ素子の数Ｍと、考慮すべき方向の数Ｎと、入射
受信信号の数Ｐと、信号対雑音電力比ＳＮＲを変化する
ことにより、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法の特性を検
証する。結果的には、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法の
計算負荷又は計算コストは、従来技術のＭＵＳＩＣ法の
１／１００から１／１０００であり、またその分解能の
限界値が、従来技術のＭＵＳＩＣ法にまったく劣らない
ことを確認することができる。
【００８１】まず、ＣＰＵの処理時間に与えるＮ及びＭ
について検討するために、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ
法と、従来技術のＭＵＳＩＣ法におけるＣＰＵの処理時
間を測定する。Ｍは、分解能の限界値に対して大きな影
響を与え、従って、Ｐiの検出に対して大きな影響を与
える。ここで、Ｐが大きな数であってＭを変化すると
き、その変化により、Ｐiが本実施形態のＦＫＭＵＳＩ
Ｃ法におけるＣＰＵの処理時間に対して影響を及ぼす。
Ｐiの効果を制限し、Ｍ及びＮの効果を調査するため
に、入射受信信号の数Ｐを２に設定する。
について検討するために、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ
法と、従来技術のＭＵＳＩＣ法におけるＣＰＵの処理時
間を測定する。Ｍは、分解能の限界値に対して大きな影
響を与え、従って、Ｐiの検出に対して大きな影響を与
える。ここで、Ｐが大きな数であってＭを変化すると
き、その変化により、Ｐiが本実施形態のＦＫＭＵＳＩ
Ｃ法におけるＣＰＵの処理時間に対して影響を及ぼす。
Ｐiの効果を制限し、Ｍ及びＮの効果を調査するため
に、入射受信信号の数Ｐを２に設定する。
【００８２】図７は、実施形態及び従来技術の受信信号
処理装置の数値シミュレーション結果であって、２個の
入射受信信号が存在し（Ｐ＝２）付加雑音の無い場合
の、アンテナ素子の数Ｍに対するＣＰＵの処理時間
（秒）を示すグラフである。図７において、アンテナ素
子１−ｍの数Ｍの範囲は、３０から１０００までに設定
され、Ｌ＝０．８Ｍ、並びに、しきい値Ｔhは０．１に
設定される。
処理装置の数値シミュレーション結果であって、２個の
入射受信信号が存在し（Ｐ＝２）付加雑音の無い場合
の、アンテナ素子の数Ｍに対するＣＰＵの処理時間
（秒）を示すグラフである。図７において、アンテナ素
子１−ｍの数Ｍの範囲は、３０から１０００までに設定
され、Ｌ＝０．８Ｍ、並びに、しきい値Ｔhは０．１に
設定される。
【００８３】図７における各ケースの特性Ａ，Ｂ，Ｃ及
びＤはそれぞれ、Ｎ＝２０及びＮ＝２０００のときの、
本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法及び従来技術のＭＵＳＩ
Ｃ法における処理時間である。
びＤはそれぞれ、Ｎ＝２０及びＮ＝２０００のときの、
本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法及び従来技術のＭＵＳＩ
Ｃ法における処理時間である。
【００８４】従来技術のＭＵＳＩＣ法の場合において、
特性Ｃ及び特性Ｄの勾配は、本実施形態のＦＫＭＵＳＩ
Ｃ法における特性Ａ及び特性Ｂの場合の１．９５倍であ
る。このことは、従来技術のＭＵＳＩＣ法におけるＣＰ
Ｕの処理時間が、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法のそれ
よりもＭ倍以上大きく影響を与えることを意味してい
る。言い換えれば、従来技術のＭＵＳＩＣ法におけるＣ
ＰＵの処理時間は、固有スペクトルΨの解析よりも、共
分散部分行列Ｃの固有値解析の方に多く費やされる。
特性Ｃ及び特性Ｄの勾配は、本実施形態のＦＫＭＵＳＩ
Ｃ法における特性Ａ及び特性Ｂの場合の１．９５倍であ
る。このことは、従来技術のＭＵＳＩＣ法におけるＣＰ
Ｕの処理時間が、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法のそれ
よりもＭ倍以上大きく影響を与えることを意味してい
る。言い換えれば、従来技術のＭＵＳＩＣ法におけるＣ
ＰＵの処理時間は、固有スペクトルΨの解析よりも、共
分散部分行列Ｃの固有値解析の方に多く費やされる。
【００８５】より小さいＮの値を有する特性Ａに対する
より大きなＮの値を有する特性Ｂの増加量は、特性Ｃに
対する特性Ｄの増加量の６．４倍である。このことは、
本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法において、ＮがＣＰＵの
処理時間に及ぼす影響が従来技術のＭＵＳＩＣ法より大
きいことを意味している。つまり、本実施形態のＦＫＭ
ＵＳＩＣ法におけるＣＰＵの処理時間は、信号基底ベク
トルａkの計算と比較して、固有スペクトルΨの方に多
く費やされる。さらに、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法
におけるＣＰＵの処理時間は、従来技術のＭＵＳＩＣ法
におけるそれの１／１００から１／１０００である。
より大きなＮの値を有する特性Ｂの増加量は、特性Ｃに
対する特性Ｄの増加量の６．４倍である。このことは、
本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法において、ＮがＣＰＵの
処理時間に及ぼす影響が従来技術のＭＵＳＩＣ法より大
きいことを意味している。つまり、本実施形態のＦＫＭ
ＵＳＩＣ法におけるＣＰＵの処理時間は、信号基底ベク
トルａkの計算と比較して、固有スペクトルΨの方に多
く費やされる。さらに、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法
におけるＣＰＵの処理時間は、従来技術のＭＵＳＩＣ法
におけるそれの１／１００から１／１０００である。
【００８６】最後に、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法
と、従来技術のＭＵＳＩＣ法の分解能の限界値について
調査し、付加雑音の有無に関わらず両方の分解能の限界
値がほぼ同じであることを確認する。
と、従来技術のＭＵＳＩＣ法の分解能の限界値について
調査し、付加雑音の有無に関わらず両方の分解能の限界
値がほぼ同じであることを確認する。
【００８７】図８は、実施形態の受信信号処理装置の数
値シミュレーション結果であって、３個の入射受信信号
（Ｐ＝３）が存在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δ
θに対する検出された入射角θを示すグラフであり、図
９は、従来技術の受信信号処理装置の数値シミュレーシ
ョン結果であって、３個の入射受信信号（Ｐ＝３）が存
在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δθに対する検出
された入射角θを示すグラフである。ここで、入射角間
隔Δθを０゜から６゜まで変化させている。また、アレ
ーアンテナ１００は、Ｍ＝３２個のアンテナ素子１−ｍ
を有する。さらに、ＬとＫはそれぞれ、２５と８に設定
され、しきい値Ｔhは０．１に設定される。
値シミュレーション結果であって、３個の入射受信信号
（Ｐ＝３）が存在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δ
θに対する検出された入射角θを示すグラフであり、図
９は、従来技術の受信信号処理装置の数値シミュレーシ
ョン結果であって、３個の入射受信信号（Ｐ＝３）が存
在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δθに対する検出
された入射角θを示すグラフである。ここで、入射角間
隔Δθを０゜から６゜まで変化させている。また、アレ
ーアンテナ１００は、Ｍ＝３２個のアンテナ素子１−ｍ
を有する。さらに、ＬとＫはそれぞれ、２５と８に設定
され、しきい値Ｔhは０．１に設定される。
【００８８】図８及び図９はそれぞれ、本実施形態のＦ
ＫＭＵＳＩＣ法及び従来技術のＭＵＳＩＣ法によって得
られた数値シミュレーションの結果である。その分解能
の限界値は、すべての３個の入射受信信号を、分解可能
な最小の入射角間隔Δθで設定している。図８及び図９
において、分解能の限界値は縦方向の点線で示されてい
る。
ＫＭＵＳＩＣ法及び従来技術のＭＵＳＩＣ法によって得
られた数値シミュレーションの結果である。その分解能
の限界値は、すべての３個の入射受信信号を、分解可能
な最小の入射角間隔Δθで設定している。図８及び図９
において、分解能の限界値は縦方向の点線で示されてい
る。
【００８９】図１０は、実施形態及び従来技術の受信信
号処理装置の数値シミュレーション結果であって、付加
雑音が無い場合の入射受信信号の数Ｐに対する分解能の
限界値（度）を示すグラフである。ここで、入射受信信
号の数Ｐを２から１０に変化させている。アレーアンテ
ナ１００は、Ｍ＝３２個のアンテナ素子１−ｍを有す
る。ＬとＫはそれぞれ、２５と８に設定され、しきい値
Ｔhは０．１に設定される。図１０における特性Ａ及び
特性Ｂはそれぞれ、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法及び
従来技術のＭＵＳＩＣ法の分解能の限界値である。図１
０に示すように、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法の分解
能の限界値は、従来技術のＭＵＳＩＣ法のそれとほぼ同
じである。
号処理装置の数値シミュレーション結果であって、付加
雑音が無い場合の入射受信信号の数Ｐに対する分解能の
限界値（度）を示すグラフである。ここで、入射受信信
号の数Ｐを２から１０に変化させている。アレーアンテ
ナ１００は、Ｍ＝３２個のアンテナ素子１−ｍを有す
る。ＬとＫはそれぞれ、２５と８に設定され、しきい値
Ｔhは０．１に設定される。図１０における特性Ａ及び
特性Ｂはそれぞれ、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法及び
従来技術のＭＵＳＩＣ法の分解能の限界値である。図１
０に示すように、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法の分解
能の限界値は、従来技術のＭＵＳＩＣ法のそれとほぼ同
じである。
【００９０】次いで、付加雑音のある場合の分解能の限
界値を調べる。図１０においては、分解能の限界値は、
Ｐが２≦Ｐ≦４の場合にのみ変化する。従って、入射受
信信号の数Ｐが小さい場合のタイプとしてＰ＝２をチェ
ックし、入射受信信号の数Ｐが大きい場合のタイプとし
てＰ＝９のケースをチェックする。
界値を調べる。図１０においては、分解能の限界値は、
Ｐが２≦Ｐ≦４の場合にのみ変化する。従って、入射受
信信号の数Ｐが小さい場合のタイプとしてＰ＝２をチェ
ックし、入射受信信号の数Ｐが大きい場合のタイプとし
てＰ＝９のケースをチェックする。
【００９１】図１１は、実施形態及び従来技術の受信信
号処理装置の数値シミュレーション結果であって、Ｐ個
の入射受信信号が存在し付加雑音のある場合における信
号対雑音電力比ＳＮＲに対する分解能の限界値（度）を
示すグラフである。アレーアンテナ１００は、Ｍ＝３２
個のアンテナ素子１−ｍを有している。ＬとＫはそれぞ
れ、２５と８に設定され、しきい値Ｔhは０．１に設定
される。信号対雑音電力比ＳＮＲの範囲は０ｄＢから２
０ｄＢである。受信信号データの時間平均をとるときの
受信データ数を示すスナップショット数と、数値計算実
験のときの試行回数を示すモンテカルロ数はそれぞれ、
７０と３０に設定される。
号処理装置の数値シミュレーション結果であって、Ｐ個
の入射受信信号が存在し付加雑音のある場合における信
号対雑音電力比ＳＮＲに対する分解能の限界値（度）を
示すグラフである。アレーアンテナ１００は、Ｍ＝３２
個のアンテナ素子１−ｍを有している。ＬとＫはそれぞ
れ、２５と８に設定され、しきい値Ｔhは０．１に設定
される。信号対雑音電力比ＳＮＲの範囲は０ｄＢから２
０ｄＢである。受信信号データの時間平均をとるときの
受信データ数を示すスナップショット数と、数値計算実
験のときの試行回数を示すモンテカルロ数はそれぞれ、
７０と３０に設定される。
【００９２】図１１における特性Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤはそ
れぞれ、Ｐ＝７及びＰ＝２の場合の本実施形態のＦＫＭ
ＵＳＩＣ法、及び従来技術のＭＵＳＩＣ法の分解能の限
界値である。図１１に示すように、本実施形態のＦＫＭ
ＵＳＩＣ法の分解能の限界値もまた従来技術のＭＵＳＩ
Ｃ法のそれとほぼ同じである。従って、本実施形態のＦ
ＫＭＵＳＩＣ法は、分解能の限界値、雑音の許容性、Ｃ
ＰＵの処理時間に関して、従来技術のＭＵＳＩＣ法に比
較して優秀な特性を得ることができる。
れぞれ、Ｐ＝７及びＰ＝２の場合の本実施形態のＦＫＭ
ＵＳＩＣ法、及び従来技術のＭＵＳＩＣ法の分解能の限
界値である。図１１に示すように、本実施形態のＦＫＭ
ＵＳＩＣ法の分解能の限界値もまた従来技術のＭＵＳＩ
Ｃ法のそれとほぼ同じである。従って、本実施形態のＦ
ＫＭＵＳＩＣ法は、分解能の限界値、雑音の許容性、Ｃ
ＰＵの処理時間に関して、従来技術のＭＵＳＩＣ法に比
較して優秀な特性を得ることができる。
【００９３】以上説明したように、本発明に係る実施形
態においては、ＦＫＭＵＳＩＣ法のアルゴリズムを提案
するものであり、従来技術のＭＵＳＩＣ法では、受信信
号データの共分散行列の固有値解析、及び固有スペクト
ルの解析のための計算負荷又は計算コストが極めて大き
い。本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法では、直交正規化さ
れた信号基底ベクトルａkを用いて、共分散部分行列Ｃ
が形成され、ガウスの除去法（Gaussian elimination）
を用いて（Ｌ−Ｐ）個の雑音ベクトルに変換して検出し
ている。これらすべての（Ｌ−Ｐ）個の雑音ベクトルが
ＭＵＳＩＣ法の固有スペクトルを求めるために利用され
ており、このとき比較的大きな計算負荷又は計算コスト
を必要としている。しかしながら、本実施形態のＦＫＭ
ＵＳＩＣ法は、受信信号データベクトルで張られた空間
における幾らかの信号基底ベクトル、及び信号基底ベク
トルに直交するただ１つのベクトルを計算するだけで、
共分散行列の固有値解析を行わないため、アレーアンテ
ナのシステムにおける計算負荷又は計算コストを、電波
環境の急激な変化に対応できる程度にまで軽減させるこ
とができる。本実施形態の信号基底ベクトルは、従来技
術のＭＵＳＩＣ法における信号固有ベクトルに対応し、
直交ベクトルは雑音固有ベクトルに対応する。さらに、
固有スペクトルΨにおいては、本実施形態のＦＫＭＵＳ
ＩＣ法はただ１つの雑音固有ベクトルを使用する。その
結果、従来技術のＭＵＳＩＣ法の計算負荷又は計算コス
トは、本発明に係る実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法によっ
て１／１００から１／１０００に減少させることができ
る。そして、上記数値シミュレーションにおいて、従来
技術のＭＵＳＩＣ法に対する、本実施形態のＦＫＭＵＳ
ＩＣ法における優位性又は優秀性は、上記得られたより
小さい計算負荷又は計算コストと、より高い分解能の性
能によって示されている。
態においては、ＦＫＭＵＳＩＣ法のアルゴリズムを提案
するものであり、従来技術のＭＵＳＩＣ法では、受信信
号データの共分散行列の固有値解析、及び固有スペクト
ルの解析のための計算負荷又は計算コストが極めて大き
い。本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法では、直交正規化さ
れた信号基底ベクトルａkを用いて、共分散部分行列Ｃ
が形成され、ガウスの除去法（Gaussian elimination）
を用いて（Ｌ−Ｐ）個の雑音ベクトルに変換して検出し
ている。これらすべての（Ｌ−Ｐ）個の雑音ベクトルが
ＭＵＳＩＣ法の固有スペクトルを求めるために利用され
ており、このとき比較的大きな計算負荷又は計算コスト
を必要としている。しかしながら、本実施形態のＦＫＭ
ＵＳＩＣ法は、受信信号データベクトルで張られた空間
における幾らかの信号基底ベクトル、及び信号基底ベク
トルに直交するただ１つのベクトルを計算するだけで、
共分散行列の固有値解析を行わないため、アレーアンテ
ナのシステムにおける計算負荷又は計算コストを、電波
環境の急激な変化に対応できる程度にまで軽減させるこ
とができる。本実施形態の信号基底ベクトルは、従来技
術のＭＵＳＩＣ法における信号固有ベクトルに対応し、
直交ベクトルは雑音固有ベクトルに対応する。さらに、
固有スペクトルΨにおいては、本実施形態のＦＫＭＵＳ
ＩＣ法はただ１つの雑音固有ベクトルを使用する。その
結果、従来技術のＭＵＳＩＣ法の計算負荷又は計算コス
トは、本発明に係る実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法によっ
て１／１００から１／１０００に減少させることができ
る。そして、上記数値シミュレーションにおいて、従来
技術のＭＵＳＩＣ法に対する、本実施形態のＦＫＭＵＳ
ＩＣ法における優位性又は優秀性は、上記得られたより
小さい計算負荷又は計算コストと、より高い分解能の性
能によって示されている。
【００９４】すなわち、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法
においては、受信信号データの共分散行列Ｃを使用する
必要はなく、従来技術のＭＵＳＩＣ法における固有スペ
クトルΨよりも簡単な固有スペクトルΨを導入してい
る。しかしながら、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法と従
来技術のＭＵＳＩＣ法は信号の固有ベクトルが雑音の固
有ベクトルに直交するという原理を共有している。
においては、受信信号データの共分散行列Ｃを使用する
必要はなく、従来技術のＭＵＳＩＣ法における固有スペ
クトルΨよりも簡単な固有スペクトルΨを導入してい
る。しかしながら、本実施形態のＦＫＭＵＳＩＣ法と従
来技術のＭＵＳＩＣ法は信号の固有ベクトルが雑音の固
有ベクトルに直交するという原理を共有している。
【００９５】以上の実施形態において、センサシステム
の一例として、複数のアンテナ素子１−ｍを備えたアレ
ーアンテナ１００の受信システムについて述べている
が、本発明はこれに限らず、例えば、無線信号に限ら
ず、超音波、マイクロ波、ミリ波などの種々の信号を、
１直線上に所定間隔で並置された複数のセンサを用いて
受信した後、ＤＯＡの入射角θを検出するセンサシステ
ムに広く適用することができる。
の一例として、複数のアンテナ素子１−ｍを備えたアレ
ーアンテナ１００の受信システムについて述べている
が、本発明はこれに限らず、例えば、無線信号に限ら
ず、超音波、マイクロ波、ミリ波などの種々の信号を、
１直線上に所定間隔で並置された複数のセンサを用いて
受信した後、ＤＯＡの入射角θを検出するセンサシステ
ムに広く適用することができる。
【００９６】
【発明の効果】以上詳述したように本発明に係る請求項
１記載の信号処理装置によれば、１直線上に所定の間隔
で並置された複数のセンサを用いて受信された複数の受
信信号を受信して処理することにより、上記複数の受信
信号の到来方向の入射角を演算する信号処理装置におい
て、上記受信された複数の受信信号に基づいて所定の時
間間隔における上記受信された複数の受信信号の各受信
ベクトルの時間平均値である複数の期待値を演算する第
１の演算手段と、上記第１の演算手段によって演算され
た複数の期待値に基づいて、上記複数の期待値のベクト
ルから反復計算の先に演算された信号基底ベクトルの方
向成分を引くことにより反復計算の先に演算された信号
基底ベクトルに対して直交する反復計算の次の信号基底
ベクトルを演算するように、複数の信号基底ベクトル間
の直交性に基礎をおく反復演算を用いて、上記複数の期
待値で張られた空間における複数の信号基底ベクトルを
演算する第２の演算手段と、上記第２の演算手段によっ
て演算された複数の信号基底ベクトルに基づいて、上記
複数の信号基底ベクトルと互いに直交する１個の雑音固
有ベクトルを演算する第３の演算手段と、上記第３の演
算手段によって演算された１個の雑音固有ベクトルと、
上記複数のセンサの指向方向を示す複数の方向ベクトル
とに基づいて、複数の受信信号の分解結果を示す固有ス
ペクトルを演算し、演算された固有スペクトルにおいて
少なくとも１個の極大値のピークを検出して、検出され
たピークに対応する到来方向の入射角を演算する第４の
演算手段とを備える。従って、従来技術のＦＢＳＳを用
いたＭＵＳＩＣ法による信号処理装置に比較して、より
小さい計算コストでかつ高速でＤＯＡの入射角θを計算
することができ、しかも従来技術と同等の分解能を有す
る信号処理装置を実現することができる。
１記載の信号処理装置によれば、１直線上に所定の間隔
で並置された複数のセンサを用いて受信された複数の受
信信号を受信して処理することにより、上記複数の受信
信号の到来方向の入射角を演算する信号処理装置におい
て、上記受信された複数の受信信号に基づいて所定の時
間間隔における上記受信された複数の受信信号の各受信
ベクトルの時間平均値である複数の期待値を演算する第
１の演算手段と、上記第１の演算手段によって演算され
た複数の期待値に基づいて、上記複数の期待値のベクト
ルから反復計算の先に演算された信号基底ベクトルの方
向成分を引くことにより反復計算の先に演算された信号
基底ベクトルに対して直交する反復計算の次の信号基底
ベクトルを演算するように、複数の信号基底ベクトル間
の直交性に基礎をおく反復演算を用いて、上記複数の期
待値で張られた空間における複数の信号基底ベクトルを
演算する第２の演算手段と、上記第２の演算手段によっ
て演算された複数の信号基底ベクトルに基づいて、上記
複数の信号基底ベクトルと互いに直交する１個の雑音固
有ベクトルを演算する第３の演算手段と、上記第３の演
算手段によって演算された１個の雑音固有ベクトルと、
上記複数のセンサの指向方向を示す複数の方向ベクトル
とに基づいて、複数の受信信号の分解結果を示す固有ス
ペクトルを演算し、演算された固有スペクトルにおいて
少なくとも１個の極大値のピークを検出して、検出され
たピークに対応する到来方向の入射角を演算する第４の
演算手段とを備える。従って、従来技術のＦＢＳＳを用
いたＭＵＳＩＣ法による信号処理装置に比較して、より
小さい計算コストでかつ高速でＤＯＡの入射角θを計算
することができ、しかも従来技術と同等の分解能を有す
る信号処理装置を実現することができる。
【００９７】さらに、請求項２記載の信号処理装置にお
いては、請求項１又記載の信号処理装置において、上記
第４の演算手段は、上記第３の演算手段によって演算さ
れた１個の雑音固有ベクトルと、上記複数のセンサの指
向方向を示す複数の方向ベクトルとに基づいて、上記複
数の方向ベクトルの各方向ベクトルと、上記雑音固有ベ
クトルとの内積の２乗の逆数を、上記固有スペクトルと
して演算する。従って、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭ
ＵＳＩＣ法による信号処理装置に比較して、より簡便に
計算することができるので、より小さい計算コストでか
つ高速でＤＯＡの入射角θを計算することができ、しか
も従来技術と同等の分解能を有する信号処理装置を実現
することができる。
いては、請求項１又記載の信号処理装置において、上記
第４の演算手段は、上記第３の演算手段によって演算さ
れた１個の雑音固有ベクトルと、上記複数のセンサの指
向方向を示す複数の方向ベクトルとに基づいて、上記複
数の方向ベクトルの各方向ベクトルと、上記雑音固有ベ
クトルとの内積の２乗の逆数を、上記固有スペクトルと
して演算する。従って、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭ
ＵＳＩＣ法による信号処理装置に比較して、より簡便に
計算することができるので、より小さい計算コストでか
つ高速でＤＯＡの入射角θを計算することができ、しか
も従来技術と同等の分解能を有する信号処理装置を実現
することができる。
【００９８】また、請求項３記載の信号処理装置におい
ては、請求項１又は２記載の信号処理装置において、上
記第４の演算手段によって演算された到来方向の入射角
に基づいて、上記複数のセンサの指向方向を上記入射角
の方向になるように制御する制御手段をさらに備える。
従って、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法によ
る信号処理装置に比較して、より簡便に計算することが
できるので、より小さい計算コストでかつ高速でＤＯＡ
の入射角θを計算することができるので、リアルタイム
に変化する受信信号を追跡して、当該複数のセンサの指
向方向を高速で変化させることができる。
ては、請求項１又は２記載の信号処理装置において、上
記第４の演算手段によって演算された到来方向の入射角
に基づいて、上記複数のセンサの指向方向を上記入射角
の方向になるように制御する制御手段をさらに備える。
従って、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳＩＣ法によ
る信号処理装置に比較して、より簡便に計算することが
できるので、より小さい計算コストでかつ高速でＤＯＡ
の入射角θを計算することができるので、リアルタイム
に変化する受信信号を追跡して、当該複数のセンサの指
向方向を高速で変化させることができる。
【００９９】さらに、請求項４記載の信号処理装置にお
いては、請求項１乃至３のうちの１つに記載の信号処理
装置において、上記複数のセンサは、複数のアンテナ素
子である。従って、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳ
ＩＣ法による信号処理装置に比較して、より簡便に計算
することができるので、より小さい計算コストでかつ高
速でＤＯＡの入射角θを計算することができるので、リ
アルタイムに変化する無線受信信号を追跡して、当該複
数のアンテナ素子の指向方向を高速で変化させることが
できる。すなわち、本発明は高速移動の移動体との移動
体通信に対して好適である。
いては、請求項１乃至３のうちの１つに記載の信号処理
装置において、上記複数のセンサは、複数のアンテナ素
子である。従って、従来技術のＦＢＳＳを用いたＭＵＳ
ＩＣ法による信号処理装置に比較して、より簡便に計算
することができるので、より小さい計算コストでかつ高
速でＤＯＡの入射角θを計算することができるので、リ
アルタイムに変化する無線受信信号を追跡して、当該複
数のアンテナ素子の指向方向を高速で変化させることが
できる。すなわち、本発明は高速移動の移動体との移動
体通信に対して好適である。
【図１】 本発明に係る一実施形態である受信信号処理
装置の構成を示すブロック図である。
装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１の受信信号処理回路２０の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】 図２の受信信号処理回路２０によって実行さ
れる受信信号処理を示すフローチャートである。
れる受信信号処理を示すフローチャートである。
【図４】 従来技術の受信信号処理を示すフローチャー
トである。
トである。
【図５】 実施形態の受信信号処理装置の数値シミュレ
ーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号を入射角間
隔Δθで設定し付加雑音のない場合における、信号基底
ベクトルの番号ｋに対する信号基底ベクトルａk（１≦
ｋ≦２Ｋ＝２（Ｍ−Ｌ＋１））の大きさを示すグラフで
ある。
ーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号を入射角間
隔Δθで設定し付加雑音のない場合における、信号基底
ベクトルの番号ｋに対する信号基底ベクトルａk（１≦
ｋ≦２Ｋ＝２（Ｍ−Ｌ＋１））の大きさを示すグラフで
ある。
【図６】 実施形態の受信信号処理装置の数値シミュレ
ーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号を入射角間
隔Δθで設定し付加雑音がなく、１つのみの信号基底ベ
クトルａ1（Ｐi＝１）を使用して雑音固有ベクトルａN
を計算する場合における、固有ベクトルａk（１≦ｋ≦
２Ｋ）と雑音固有ベクトルａNとの間の直交性｜ａk（Ｌ
i）｜／｜ａk｜を示すグラフである。
ーション結果であって、Ｐ個の入射受信信号を入射角間
隔Δθで設定し付加雑音がなく、１つのみの信号基底ベ
クトルａ1（Ｐi＝１）を使用して雑音固有ベクトルａN
を計算する場合における、固有ベクトルａk（１≦ｋ≦
２Ｋ）と雑音固有ベクトルａNとの間の直交性｜ａk（Ｌ
i）｜／｜ａk｜を示すグラフである。
【図７】 実施形態及び従来技術の受信信号処理装置の
数値シミュレーション結果であって、２個の入射受信信
号が存在し（Ｐ＝２）付加雑音の無い場合の、アンテナ
素子の数Ｍに対するＣＰＵの処理時間（秒）を示すグラ
フである。
数値シミュレーション結果であって、２個の入射受信信
号が存在し（Ｐ＝２）付加雑音の無い場合の、アンテナ
素子の数Ｍに対するＣＰＵの処理時間（秒）を示すグラ
フである。
【図８】 実施形態の受信信号処理装置の数値シミュレ
ーション結果であって、３個の入射受信信号（Ｐ＝３）
が存在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δθに対する
検出された入射角θを示すグラフである。
ーション結果であって、３個の入射受信信号（Ｐ＝３）
が存在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δθに対する
検出された入射角θを示すグラフである。
【図９】 従来技術の受信信号処理装置の数値シミュレ
ーション結果であって、３個の入射受信信号（Ｐ＝３）
が存在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δθに対する
検出された入射角θを示すグラフである。
ーション結果であって、３個の入射受信信号（Ｐ＝３）
が存在し付加雑音の無い場合の入射角間隔Δθに対する
検出された入射角θを示すグラフである。
【図１０】 実施形態及び従来技術の受信信号処理装置
の数値シミュレーション結果であって、付加雑音が無い
場合の入射受信信号の数Ｐに対する分解能の限界値
（度）を示すグラフである。
の数値シミュレーション結果であって、付加雑音が無い
場合の入射受信信号の数Ｐに対する分解能の限界値
（度）を示すグラフである。
【図１１】 実施形態及び従来技術の受信信号処理装置
の数値シミュレーション結果であって、Ｐ個の入射受信
信号が存在し付加雑音のある場合における信号対雑音電
力比ＳＮＲに対する分解能の限界値（度）を示すグラフ
である。
の数値シミュレーション結果であって、Ｐ個の入射受信
信号が存在し付加雑音のある場合における信号対雑音電
力比ＳＮＲに対する分解能の限界値（度）を示すグラフ
である。
１−１乃至１−Ｍ…アンテナ素子、 ２−１乃至２−Ｍ…受信機、 ３−１乃至３−Ｍ…移相器、 ４−１乃至４−Ｍ…Ａ／Ｄ変換器、 ５−１乃至５−Ｍ…バッファメモリ、 ６…同相合成器、 ７…復調器、 １０…ＣＰＵ、 １１…ＲＯＭ、 １２…ＲＡＭ、 １３…データメモリ、 １４，１５…インターフェース、 １６…バス、 １７…ＣＲＴディスプレイ、 ２０…受信信号処理回路、 ２１…受信信号データメモリ、 ２２…信号基底ベクトルメモリ、 ２３…期待値メモリ、 ２４…単位ベクトルメモリ、 ２５…雑音固有ベクトルメモリ、 ２６…固有スペクトルメモリ、 ３０…移相器コントローラ、 １００…アレーアンテナ。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１０年１月６日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正内容】
【図４】
Claims (4)
- 【請求項１】 １直線上に所定の間隔で並置された複数
のセンサを用いて受信された複数の受信信号を受信して
処理することにより、上記複数の受信信号の到来方向の
入射角を演算する信号処理装置において、 上記受信された複数の受信信号に基づいて所定の時間間
隔における上記受信された複数の受信信号の各受信ベク
トルの時間平均値である複数の期待値を演算する第１の
演算手段と、 上記第１の演算手段によって演算された複数の期待値に
基づいて、上記複数の期待値のベクトルから反復計算の
先に演算された信号基底ベクトルの方向成分を引くこと
により反復計算の先に演算された信号基底ベクトルに対
して直交する反復計算の次の信号基底ベクトルを演算す
るように、複数の信号基底ベクトル間の直交性に基礎を
おく反復演算を用いて、上記複数の期待値で張られた空
間における複数の信号基底ベクトルを演算する第２の演
算手段と、 上記第２の演算手段によって演算された複数の信号基底
ベクトルに基づいて、上記複数の信号基底ベクトルと互
いに直交する１個の雑音固有ベクトルを演算する第３の
演算手段と、 上記第３の演算手段によって演算された１個の雑音固有
ベクトルと、上記複数のセンサの指向方向を示す複数の
方向ベクトルとに基づいて、複数の受信信号の分解結果
を示す固有スペクトルを演算し、演算された固有スペク
トルにおいて少なくとも１個の極大値のピークを検出し
て、検出されたピークに対応する到来方向の入射角を演
算する第４の演算手段とを備えたことを特徴とする信号
処理装置。 - 【請求項２】 上記第４の演算手段は、上記第３の演算
手段によって演算された１個の雑音固有ベクトルと、上
記複数のセンサの指向方向を示す複数の方向ベクトルと
に基づいて、上記複数の方向ベクトルの各方向ベクトル
と、上記雑音固有ベクトルとの内積の２乗の逆数を、上
記固有スペクトルとして演算することを特徴とする請求
項１記載の信号処理装置。 - 【請求項３】 上記第４の演算手段によって演算された
到来方向の入射角に基づいて、上記複数のセンサの指向
方向を上記入射角の方向になるように制御する制御手段
をさらに備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の
信号処理装置。 - 【請求項４】 上記複数のセンサは、複数のアンテナ素
子であることを特徴とする請求項１乃至３のうちの１つ
に記載の信号処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9034741A JP2986418B2 (ja) | 1997-02-19 | 1997-02-19 | 信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9034741A JP2986418B2 (ja) | 1997-02-19 | 1997-02-19 | 信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10232274A true JPH10232274A (ja) | 1998-09-02 |
| JP2986418B2 JP2986418B2 (ja) | 1999-12-06 |
Family
ID=12422756
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9034741A Expired - Lifetime JP2986418B2 (ja) | 1997-02-19 | 1997-02-19 | 信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2986418B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108490385A (zh) * | 2018-06-13 | 2018-09-04 | 杭州仁牧科技有限公司 | 多通道海洋水声采集器 |
-
1997
- 1997-02-19 JP JP9034741A patent/JP2986418B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108490385A (zh) * | 2018-06-13 | 2018-09-04 | 杭州仁牧科技有限公司 | 多通道海洋水声采集器 |
| CN108490385B (zh) * | 2018-06-13 | 2023-10-17 | 杭州仁牧科技有限公司 | 多通道海洋水声采集器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2986418B2 (ja) | 1999-12-06 |
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