JPH1014219A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御方式 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御方式Info
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- JPH1014219A JPH1014219A JP15697896A JP15697896A JPH1014219A JP H1014219 A JPH1014219 A JP H1014219A JP 15697896 A JP15697896 A JP 15697896A JP 15697896 A JP15697896 A JP 15697896A JP H1014219 A JPH1014219 A JP H1014219A
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- coil
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、従来の間欠
動作モードは負荷電流の大きさに依存しているので、負
荷の変動に伴って間欠動作モードとＰＷＭ動作モードの
間を行ったり来たりして、ＤＣ出力電圧の出力リップル
・リップルノイズが大きくなるという問題があった。 【解決手段】 電流検出抵抗の代りにコイルを使用し、
コイルに発生する電圧をＤＣ−ＤＣコンバータコントロ
ールＩＣが検出することによって間欠動作モードとＰＷ
Ｍ動作モードを制御するようにした。
動作モードは負荷電流の大きさに依存しているので、負
荷の変動に伴って間欠動作モードとＰＷＭ動作モードの
間を行ったり来たりして、ＤＣ出力電圧の出力リップル
・リップルノイズが大きくなるという問題があった。 【解決手段】 電流検出抵抗の代りにコイルを使用し、
コイルに発生する電圧をＤＣ−ＤＣコンバータコントロ
ールＩＣが検出することによって間欠動作モードとＰＷ
Ｍ動作モードを制御するようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＤＣ−ＤＣコンバー
タ、特にＤＣ−ＤＣコンバータコントロールＩＣを用い
たＤＣ−ＤＣコンバータ制御方式に関するものである。
タ、特にＤＣ−ＤＣコンバータコントロールＩＣを用い
たＤＣ−ＤＣコンバータ制御方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来のＤＣ−ＤＣコンバータコン
トロールＩＣを用いたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図で
ある。
トロールＩＣを用いたＤＣ−ＤＣコンバータの回路図で
ある。
【０００３】ＴＲ１，ＴＲ２はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
（以下トランジスタという）、Ｄ１はダイオード、Ｃ
１，Ｃ２は電解コンデンサ、Ｌ１はコイル、ＩＣ１はＤ
Ｃ−ＤＣコンバータコントロールＩＣ（以下コントロー
ル回路という）、Ｒ１は電流検出抵抗、ＲＬは負荷、Ｖ
ＩはＤＣ入力電圧、ＶＯはＤＣ出力電圧、ＩＯは負荷電
流である。
（以下トランジスタという）、Ｄ１はダイオード、Ｃ
１，Ｃ２は電解コンデンサ、Ｌ１はコイル、ＩＣ１はＤ
Ｃ−ＤＣコンバータコントロールＩＣ（以下コントロー
ル回路という）、Ｒ１は電流検出抵抗、ＲＬは負荷、Ｖ
ＩはＤＣ入力電圧、ＶＯはＤＣ出力電圧、ＩＯは負荷電
流である。
【０００４】トランジスタＴＲ１はハイサイドＭＯＳＦ
ＥＴで、トランジスタＴＲ２はローサイドＭＯＳＦＥＴ
である。トランジスタＴＲ１はドレインが入力電源に、
ソースがトランジスタＴＲ２のドレインに接続され、ゲ
ートがコントロール回路ＩＣ１のドライブハイサイド端
子ＤＨに接続されている。トランジスタＴＲ２はソース
がアースに、ゲートがコントロール回路ＩＣ１のドライ
ブローサイド端子ＤＬに接続されている。
ＥＴで、トランジスタＴＲ２はローサイドＭＯＳＦＥＴ
である。トランジスタＴＲ１はドレインが入力電源に、
ソースがトランジスタＴＲ２のドレインに接続され、ゲ
ートがコントロール回路ＩＣ１のドライブハイサイド端
子ＤＨに接続されている。トランジスタＴＲ２はソース
がアースに、ゲートがコントロール回路ＩＣ１のドライ
ブローサイド端子ＤＬに接続されている。
【０００５】ダイオードＤ１はトランジスタＴＲ２に並
列に接続され、コイルＬ１の一端はトランジスタＴＲ１
とＴＲ２の接続点に接続され、他端は電流検出抵抗Ｒ１
に接続されている。電流検出抵抗Ｒ１の他端は負荷ＲＬ
に接続され、更に電流検出抵抗Ｒ１の両端はコントロー
ル回路ＩＣ１の端子ＣＳ１，ＣＳ２に接続されている。
列に接続され、コイルＬ１の一端はトランジスタＴＲ１
とＴＲ２の接続点に接続され、他端は電流検出抵抗Ｒ１
に接続されている。電流検出抵抗Ｒ１の他端は負荷ＲＬ
に接続され、更に電流検出抵抗Ｒ１の両端はコントロー
ル回路ＩＣ１の端子ＣＳ１，ＣＳ２に接続されている。
【０００６】電解コンデンサＣ１は入力電源間に、電解
コンデンサＣ２は負荷と並列に接続されている。
コンデンサＣ２は負荷と並列に接続されている。
【０００７】図４は従来の回路の各部波形図で、ＶＤＳ
はトランジスタＴＲ１，ＴＲ２のドレイン−ソース間電
圧、ＶＡＫはダイオードＤ１のアノード−カソード間電
圧、ＩＬはコイルＬ１に流れる電流、ＶＬはコイルＬ１
の両端にかかる電圧、ＩＲは電流検出抵抗Ｒ１に流れる
電流、ＶＲは電流検出抵抗Ｒ１の両端にかかる電圧であ
る。尚、ＴＯＮ、ＴＯＦＦはトランジスタＴＲ１がオン
又はオフしている時間を示している。
はトランジスタＴＲ１，ＴＲ２のドレイン−ソース間電
圧、ＶＡＫはダイオードＤ１のアノード−カソード間電
圧、ＩＬはコイルＬ１に流れる電流、ＶＬはコイルＬ１
の両端にかかる電圧、ＩＲは電流検出抵抗Ｒ１に流れる
電流、ＶＲは電流検出抵抗Ｒ１の両端にかかる電圧であ
る。尚、ＴＯＮ、ＴＯＦＦはトランジスタＴＲ１がオン
又はオフしている時間を示している。
【０００８】図３、４を用いて動作を説明する。まずＤ
Ｃ入力電圧ＶＩが図４のＤＣ−ＤＣコンバータに印加さ
れると、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２は、コントロール
回路ＩＣ１によってＨ（ハイレベルの信号）又はＬ（ロ
ーレベルの信号）が交互に供給されるので、交互にオン
する。
Ｃ入力電圧ＶＩが図４のＤＣ−ＤＣコンバータに印加さ
れると、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２は、コントロール
回路ＩＣ１によってＨ（ハイレベルの信号）又はＬ（ロ
ーレベルの信号）が交互に供給されるので、交互にオン
する。
【０００９】即ちコントロール回路ＩＣ１は、ドライブ
出力端子ＤＨがＨの時は端子ＤＬはＬになり、端子ＤＨ
がＬの時は端子ＤＬはＨになるように構成されているの
で、トランジスタＴＲ１は端子ＤＨがＨの時にオンし、
その時トランジスタＴＲ２は端子ＤＬがＬなのでオフに
なっている。端子ＤＨがＬになるとトランジスタＴＲ１
はオフになり、端子ＤＬがＨになってトランジスタＴＲ
２がオンする。
出力端子ＤＨがＨの時は端子ＤＬはＬになり、端子ＤＨ
がＬの時は端子ＤＬはＨになるように構成されているの
で、トランジスタＴＲ１は端子ＤＨがＨの時にオンし、
その時トランジスタＴＲ２は端子ＤＬがＬなのでオフに
なっている。端子ＤＨがＬになるとトランジスタＴＲ１
はオフになり、端子ＤＬがＨになってトランジスタＴＲ
２がオンする。
【００１０】コイルＬ１に流れる電流ＩＬはトランジス
タＴＲ１がオンの間は増加し、オフになると低下し、図
のように三角波状になる。
タＴＲ１がオンの間は増加し、オフになると低下し、図
のように三角波状になる。
【００１１】電流検出抵抗Ｒ１に流れる電流ＩＲはコイ
ルＬ１に流れる電流ＩＬと同様な三角波状の電流とな
り、電流検出抵抗Ｒ１の両端にかかる電圧ＶＲは電流Ｉ
Ｒの変化に伴って図のような三角波状になる。
ルＬ１に流れる電流ＩＬと同様な三角波状の電流とな
り、電流検出抵抗Ｒ１の両端にかかる電圧ＶＲは電流Ｉ
Ｒの変化に伴って図のような三角波状になる。
【００１２】コントロール回路ＩＣ１の端子ＣＳ１，Ｃ
Ｓ２はトランジスタＴＲ１のオン時に、電流検出抵抗Ｒ
１の両端にかかる電圧ＶＲを監視する。
Ｓ２はトランジスタＴＲ１のオン時に、電流検出抵抗Ｒ
１の両端にかかる電圧ＶＲを監視する。
【００１３】コントロール回路ＩＣ１は重負荷時（フル
ロードの約２５％以上）の場合のＰＷＭモードと軽負荷
時（フルロードの２５％以下）の場合の間欠動作モード
を備えている。
ロードの約２５％以上）の場合のＰＷＭモードと軽負荷
時（フルロードの２５％以下）の場合の間欠動作モード
を備えている。
【００１４】ＰＷＭ動作モードは端子ＤＨ，ＤＬのスイ
ッチング周期（ＴＯＮ＋ＴＯＦＦ）が一定で、ＴＯＮと
ＴＯＦＦの比率が入力電圧ＶＩの変動に伴って変化する
モードである。間欠動作モードは多くのスイッチング周
期（（ＴＯＮ＋ＴＯＦＦ）をスキップし、ＴＯＦＦの区
間を広くする動作モードである。
ッチング周期（ＴＯＮ＋ＴＯＦＦ）が一定で、ＴＯＮと
ＴＯＦＦの比率が入力電圧ＶＩの変動に伴って変化する
モードである。間欠動作モードは多くのスイッチング周
期（（ＴＯＮ＋ＴＯＦＦ）をスキップし、ＴＯＦＦの区
間を広くする動作モードである。
【００１５】ＤＣ−ＤＣコンバータの動作モードは電流
検出抵抗Ｒ１の両端にかかる電圧ＶＲで判定され、従来
の回路ではスレショルド電圧が最大電圧降下の４分の１
（負荷電流ＩＯが最大電流値の２５％）で、これを越え
るとＰＷＭ動作モード、４分の１以下で間欠動作モード
になる。
検出抵抗Ｒ１の両端にかかる電圧ＶＲで判定され、従来
の回路ではスレショルド電圧が最大電圧降下の４分の１
（負荷電流ＩＯが最大電流値の２５％）で、これを越え
るとＰＷＭ動作モード、４分の１以下で間欠動作モード
になる。
【００１６】図５は従来の間欠動作モードの場合の各部
波形図で、トランジスタＴＲ１のオフしている時間ＴＯ
ＦＦが長くなっている。
波形図で、トランジスタＴＲ１のオフしている時間ＴＯ
ＦＦが長くなっている。
【００１７】従って、間欠動作モードではスイッチング
回数をＰＷＭ動作モードのときより減らすことで、コン
トロール回路ＩＣ１の消費電流を減らし、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの効率を高めている。
回数をＰＷＭ動作モードのときより減らすことで、コン
トロール回路ＩＣ１の消費電流を減らし、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの効率を高めている。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
間欠動作モードは負荷電流ＩＯの大きさに依存し、負荷
電流ＩＯが最大電流値の２５％以下で一律に動作する。
従って、負荷電流ＩＯが負荷ＲＬの変動に伴って変化す
ると、間欠動作モードとＰＷＭ動作モードの間を行った
り来たりするトランジションが発生する。
間欠動作モードは負荷電流ＩＯの大きさに依存し、負荷
電流ＩＯが最大電流値の２５％以下で一律に動作する。
従って、負荷電流ＩＯが負荷ＲＬの変動に伴って変化す
ると、間欠動作モードとＰＷＭ動作モードの間を行った
り来たりするトランジションが発生する。
【００１９】このトランジションにより、スイッチング
周期が変化し、ノイズの周波数特性が変わり、ＤＣ出力
電圧ＶＯの出力リップル、リップルノイズが大きくなる
という問題があった。
周期が変化し、ノイズの周波数特性が変わり、ＤＣ出力
電圧ＶＯの出力リップル、リップルノイズが大きくなる
という問題があった。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題を解
決するために間欠動作モードの動作を開始する範囲を負
荷電流に依存させずに、任意に制御できるようにした制
御方式で、間欠動作モードを備えたＤＣ−ＤＣコンバー
タコントロールＩＣを用いたＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、電流検出抵抗の代りにコイルを使用し、コイルに
発生する電圧をＤＣ−ＤＣコンバータコントロールＩＣ
が検出することによって間欠動作モードとＰＷＭ動作モ
ードを制御するようにしたものである。
決するために間欠動作モードの動作を開始する範囲を負
荷電流に依存させずに、任意に制御できるようにした制
御方式で、間欠動作モードを備えたＤＣ−ＤＣコンバー
タコントロールＩＣを用いたＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、電流検出抵抗の代りにコイルを使用し、コイルに
発生する電圧をＤＣ−ＤＣコンバータコントロールＩＣ
が検出することによって間欠動作モードとＰＷＭ動作モ
ードを制御するようにしたものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】図１は本発明の実施形態の回路図
で、図３と同じものには同じ符号を付してあるので、そ
の説明は省略する。尚、図１ではＬ１を第１のコイル、
新たに設けたＬ２を第２のコイルとして説明する。
で、図３と同じものには同じ符号を付してあるので、そ
の説明は省略する。尚、図１ではＬ１を第１のコイル、
新たに設けたＬ２を第２のコイルとして説明する。
【００２２】第２のコイルＬ２の一端はトランジスタＴ
Ｒ１とＴＲ２の接続点に一端が接続された第１のコイル
Ｌ１に接続され、他端は負荷ＲＬに接続されている。ま
た第２のコイルＬ２の両端はコントロール回路ＩＣ１の
端子ＣＳ１，ＣＳ２に接続されている。丁度図３の電流
検出抵抗Ｒ１と第２のコイルＬ２を交換した状態であ
る。
Ｒ１とＴＲ２の接続点に一端が接続された第１のコイル
Ｌ１に接続され、他端は負荷ＲＬに接続されている。ま
た第２のコイルＬ２の両端はコントロール回路ＩＣ１の
端子ＣＳ１，ＣＳ２に接続されている。丁度図３の電流
検出抵抗Ｒ１と第２のコイルＬ２を交換した状態であ
る。
【００２３】図２は本発明の実施形態の各部波形図で、
図４と同じものには同じ符号を付してある。尚、ＶＬ１
は第１のコイルＬ１の両端にかかる電圧、ＶＬ２は第２
のコイルＬ２の両端にかかる電圧、Ｎ１は第１のコイル
Ｌ１の巻数、Ｎ２は第２のコイルＬ２の巻数である。
図４と同じものには同じ符号を付してある。尚、ＶＬ１
は第１のコイルＬ１の両端にかかる電圧、ＶＬ２は第２
のコイルＬ２の両端にかかる電圧、Ｎ１は第１のコイル
Ｌ１の巻数、Ｎ２は第２のコイルＬ２の巻数である。
【００２４】図１、２を用いて動作を説明する。まずＤ
Ｃ入力電圧ＶＩが図１のＤＣ−ＤＣコンバータに印加さ
れると、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２は前記したように
交互にオンする。
Ｃ入力電圧ＶＩが図１のＤＣ−ＤＣコンバータに印加さ
れると、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２は前記したように
交互にオンする。
【００２５】その結果、第１のコイルＬ１、第２のコイ
ルＬ２には三角波状の電流ＩＬが流れる。第２のコイル
Ｌ２にかかる電圧ＶＬ２はトランジスタＴＲ１，ＴＲ２
のオン、オフに対応した図のような方形波となる。
ルＬ２には三角波状の電流ＩＬが流れる。第２のコイル
Ｌ２にかかる電圧ＶＬ２はトランジスタＴＲ１，ＴＲ２
のオン、オフに対応した図のような方形波となる。
【００２６】電圧ＶＬ２の正側の波高値は、第１のコイ
ルＬ１の巻数Ｎ１、第２のコイルＬ２の巻数Ｎ２及び入
力電圧ＶＩ、出力電圧ＶＯから、 （ＶＩ−ＶＯ）×Ｎ２／（Ｎ１＋Ｎ２） （１） となり、電圧ＶＬ２の負側の波高値は、 −ＶＯ×Ｎ２／（Ｎ１＋Ｎ２） （２） となる。
ルＬ１の巻数Ｎ１、第２のコイルＬ２の巻数Ｎ２及び入
力電圧ＶＩ、出力電圧ＶＯから、 （ＶＩ−ＶＯ）×Ｎ２／（Ｎ１＋Ｎ２） （１） となり、電圧ＶＬ２の負側の波高値は、 −ＶＯ×Ｎ２／（Ｎ１＋Ｎ２） （２） となる。
【００２７】コントロール回路ＩＣ１の端子ＣＳ１，Ｃ
Ｓ２はトランジスタＴＲ１のオン時に、第２のコイルＬ
２にかかる電圧ＶＬ２を監視する。ＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作モードはこの電圧ＶＬ２の正の電圧で判定さ
れ、この実施形態ではスレショルド電圧が最大電圧降下
の４分の１で、これを越えるとＰＷＭ動作、４分の１以
下で間欠動作モードとなる。尚、フルロードで負荷電流
ＩＯが最大電流値になった時の第２のコイルＬ２にかか
る電圧が最大降下電圧である。
Ｓ２はトランジスタＴＲ１のオン時に、第２のコイルＬ
２にかかる電圧ＶＬ２を監視する。ＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作モードはこの電圧ＶＬ２の正の電圧で判定さ
れ、この実施形態ではスレショルド電圧が最大電圧降下
の４分の１で、これを越えるとＰＷＭ動作、４分の１以
下で間欠動作モードとなる。尚、フルロードで負荷電流
ＩＯが最大電流値になった時の第２のコイルＬ２にかか
る電圧が最大降下電圧である。
【００２８】前記した第２のコイルＬ２にかかる電圧Ｖ
Ｌ２は、（１）、（２）式に示すように出力電力ＶＯが
固定値なので負荷電流とは無関係である。従って、コン
トロール回路ＩＣ１の端子ＣＳ１，ＣＳ２の電圧を最大
電圧降下の４分の１より大きく、最大電圧降下以下にな
るように、（１）式において入力電圧ＶＩ及び出力電圧
ＶＯから第１のコイルＬ１の巻数Ｎ１、第２のコイルＬ
２の巻数Ｎ２を定めることにより、ＤＣ−ＤＣコンバー
タは負荷電流に依存せず、すべての負荷変動範囲でＰＷ
Ｍ動作モードで動作するように制御できる。換言すれば
間欠動作モードの動作開始範囲を負荷電流に依存せずに
任意に制御できる。
Ｌ２は、（１）、（２）式に示すように出力電力ＶＯが
固定値なので負荷電流とは無関係である。従って、コン
トロール回路ＩＣ１の端子ＣＳ１，ＣＳ２の電圧を最大
電圧降下の４分の１より大きく、最大電圧降下以下にな
るように、（１）式において入力電圧ＶＩ及び出力電圧
ＶＯから第１のコイルＬ１の巻数Ｎ１、第２のコイルＬ
２の巻数Ｎ２を定めることにより、ＤＣ−ＤＣコンバー
タは負荷電流に依存せず、すべての負荷変動範囲でＰＷ
Ｍ動作モードで動作するように制御できる。換言すれば
間欠動作モードの動作開始範囲を負荷電流に依存せずに
任意に制御できる。
【００２９】
【発明の効果】上記したように、本発明は第２のコイル
にかかる電圧を検出して制御するので、負荷電流には全
く依存せず、従って負荷が変動する範囲すべてにわたっ
て安定して動作モードの制御が可能である。このため、
軽負荷時にスイッチングに伴うノイズの周波数特性も変
わらず、ＤＣ出力電圧の出力リップル、リップルノイズ
の小さいＤＣ−ＤＣコンバータが実現できる。
にかかる電圧を検出して制御するので、負荷電流には全
く依存せず、従って負荷が変動する範囲すべてにわたっ
て安定して動作モードの制御が可能である。このため、
軽負荷時にスイッチングに伴うノイズの周波数特性も変
わらず、ＤＣ出力電圧の出力リップル、リップルノイズ
の小さいＤＣ−ＤＣコンバータが実現できる。
【００３０】本発明はパーソナルコンピュータ等の電源
に好適である。
に好適である。
【図１】本発明の実施形態の回路図
【図２】本発明の実施形態の各部波形図
【図３】従来の回路図
【図４】従来の回路の各部波形図
【図５】従来の間欠動作モードの各部波形図
ＴＲ１ ハイサイドＭＯＳＦＥＴ ＴＲ２ ローサイドＭＯＳＦＥＴ Ｌ１ 第１のコイル Ｌ２ 第２のコイル ＲＬ 負荷 ＩＣ１ ＤＣ−ＤＣコンバータコントロールＩＣ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小関 勝彦 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電気 工業株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 ハイサイドＭＯＳＦＥＴとローサイドＭ
ＯＳＦＥＴと第１のコイルと負荷と間欠動作モードを備
えたＤＣ−ＤＣコンバータコントロールＩＣとを有する
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 前記第１のコイルと前記負荷との間に直列に第２のコイ
ルを設け、 前記第２のコイルに発生する電圧を前記ＤＣ−ＤＣコン
バータコントロールＩＣが検出し、検出した電圧がスレ
ショルド電圧を超えるとＰＷＭ（パルス幅変調）モード
にし、前記スレショルド電圧以下で間欠動作モードにな
るように、前記ＤＣ−ＤＣコンバータコントロールＩＣ
が前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴとローサイドＭＯＳＦＥ
Ｔを制御することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ制
御方式。 - 【請求項２】 前記スレショルド電圧が前記第２のコイ
ル両端の最大電圧降下の４分の１であることを特徴とす
る請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ制御方式。 - 【請求項３】 前記第１のコイルと第２のコイルの巻数
を、前記スレショルド電圧が前記第２のコイル両端の最
大電圧降下の４分の１になるように定めることを特徴と
する請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15697896A JPH1014219A (ja) | 1996-06-18 | 1996-06-18 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15697896A JPH1014219A (ja) | 1996-06-18 | 1996-06-18 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1014219A true JPH1014219A (ja) | 1998-01-16 |
Family
ID=15639499
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15697896A Pending JPH1014219A (ja) | 1996-06-18 | 1996-06-18 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1014219A (ja) |
-
1996
- 1996-06-18 JP JP15697896A patent/JPH1014219A/ja active Pending
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