JPH10126376A

JPH10126376A - パルス検出方式

Info

Publication number: JPH10126376A
Application number: JP8273308A
Authority: JP
Inventors: Masaru Nakamura; 勝中村
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 1996-10-16
Filing date: 1996-10-16
Publication date: 1998-05-15

Abstract

(57)【要約】【課題】様々なパルス変調方式に対応可能でありなが
ら、簡易な回路構成で、かつ、マルチパスの影響を除去
可能なパルス検出方式を提供する。【解決手段】受信ベースバンドパルス変調信号と最大
値選択出力手段１３の出力基準値をパルス検出手段１１
により比較判定する。受信開始時はピーク値保持手段１
２の出力は零なのでパルス検出手段１１への基準値は元
の基準値のままである。次に、パルス検出手段１１の判
定信号をパルス検出信号とし、これをトリガ信号として
ピーク値保持手段１２によりパルスのピーク値を保持
し、これと元の基準値の大きい方を最大値選択出力手段
１３により選択して新たな基準値とする。これによりフ
レーム毎の最初のピーク振幅より低い干渉パルスが遅れ
て来た場合は比較対象となる基準値が最初のピークレベ
ルにまで上がっているためにパルス検出されず、これに
よって干渉パルスが除去できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、パルス検出方式、
より詳細には、パルス変調、スペクトル拡散パルス変調
方式による通信時の干渉除去に関し、例えば、無線通
信、無線ＬＡＮ、光通信等に適用して好適なものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】従来のパルス検出方式では、パルス変調
信号を受信後、電波の場合は包絡線検波を行ない、光の
場合はフォトダイオードで検波することで、ベースバン
ド信号に変換し、コンパレータで基準値と比較すること
でパルス検出を行なう。スペクトル拡散パルス変調方式
の場合は、さらに、マッチドフィルタがコンパレータの
前に必要になる。

【０００３】特開平５−１１４８９６号公報（スペクト
ル拡散復調装置）の発明では、干渉雑音による復調デー
タの誤りを防ぐためにレイク（ＲＡＫＥ）方式を採用し
ており、受信マルチパス信号の各パス毎の遅延信号をう
まくかき集めて元のきれいな信号を再生するもので、そ
のため、電力合成の際に各パス毎に遅延と振幅を合わせ
るための回路が必要で、一般に非常に複雑な回路とな
る。

【０００４】特開平２−６９０３２号公報（スペクトラ
ム拡散受信装置）の発明では、マルチパスフェージング
対策として、ＰＤＩ方式を用いているため、比較的簡易
な回路で干渉の影響を除去しているが、変調方式として
は一定時間毎に受信パルスの発生する差動位相変調方式
に限定されているため、他の方式には使えない。

【０００５】図１９は、本出願人が先に提案した（例え
ば、特願平８−２４２８３３号（スペクトル拡散パルス
位置変調通信方式等））に記載のディジタル型のパルス
検出方式の一例を説明するための要部構成図で、マッチ
ドフィルタ等からの相関パルス信号を多値ディジタル信
号に変換してこれを３つのレジスタ１，２，３に時系列
順に読み込み、中央のレジスタ２の出力値Ｂと、残る２
つのレジスタ１，３の出力値Ａ，Ｃ及び判定基準値Ｔ₊
を３つのコンパレータ４，５，６により比較し、これら
４つの値の中で中央のレジスタ２の出力値が最大の場合
にピーク検知信号を出力するものである。しかし、この
方式では、基準値を越えていれば本来のパルスより弱い
干渉パルスでもピークとして検出され、干渉除去機能を
持たない。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】マルチパス干渉対策の
ための技術としては、前述のように、従来、特開平５−
１１４８９６号公報（スペクトル拡散復調装置）にある
ようなレイク（ＲＡＫＥ）方式がある。しかし、この方
式は電力合成の際に各パス毎に遅延と振幅を合わせるた
めの回路が必要で、一般に非常に複雑な回路となる。ま
た、これを簡易化した方式として、前述のように、特開
平２−６９０３２号公報（スペクトラム拡散受信装置）
にあるようなＰＤＩ方式がある。而して、この方式によ
れば、比較的簡易な回路で干渉の影響を除去出来るが、
変調方式としては一定時間毎に受信パルスの発生する差
動位相変調方式に限定されるため、他の方式には使えな
い。更に、本出願人が先に提案したパルス検出方式では
基準値を超えていなければ本来のパルスより弱い干渉パ
ルスでもピークとして検出され、干渉除去機能持ってい
ない。

【０００７】本発明は、上述のごとき実情に鑑みてなさ
れたもので、様々なパルス変調方式に対応可能でありな
がら、簡易な回路構成で、かつ、マルチパスの影響を除
去可能なパルス検出方式を提供することを目的とするも
のである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、パル
ス変調方式或いはスペクトル拡散パルス変調方式の復調
器に用いられるパルス検出方式において、受信パルス変
調信号と基準値をパルス検出手段により比較判定し、そ
の判定信号をパルス検出信号とし、さらにこのパルス検
出信号をトリガ信号としてピーク値保持手段によりパル
スのピーク値を保持し、このピーク値と元の基準値の大
きい方を最大値選択出力手段により選択して新たな基準
値とする一方、先記判定信号を遅延手段により一定時間
遅延させ、その出力を用いて前記ピーク値保持手段を初
期状態に戻すことにより、各フレーム毎の先頭の受信パ
ルスに一定時間内で遅れて混入するより振幅の小さい干
渉パルスを除去する機能を持たせたことを特徴としたも
のである。

【０００９】請求項２の発明は、パルス変調方式或いは
スペクトル拡散パルス変調方式の復調器に用いられるパ
ルス検出方式において、受信パルス変調信号を遅延手段
及び信号の消去が可能な遅延手段に通してある一定時間
遅延させる一方、受信パルス変調信号と基準値をパルス
検出手段により比較判定し、その判定信号をトリガ信号
として信号の消去が可能な遅延手段中の伝搬信号を消去
し、不要パルスを除かれたその出力信号と他の基準値を
他のパルス検出手段で比較判定し、その出力をパルス検
出信号とすることにより、各フレーム毎の最大の受信パ
ルスより一定時間内で進んで混入するより振幅の小さい
干渉パルスを除去する機能を持たせたことを特徴とした
ものである。

【００１０】請求項３の発明は、請求項１に記載のパル
ス検出方式において、記遅延手段の代りに遅延時間一定
の遅延手段と信号消去機能付きの遅延手段を用い、パル
ス検出手段の判定信号を消去信号として信号の消去が可
能な遅延手段中の伝搬信号を消去し、その出力信号をパ
ルス検出信号とすると共に、これをピーク値保持手段の
初期化信号とすることにより、各フレーム毎の最大の受
信パルスの前後一定時間内に混入するより振幅の小さい
干渉パルスを除去する機能を持たせたことを特徴とした
ものである。

【００１１】請求項４の発明は、請求項１乃至３のいず
れかに記載のパルス検出方式において、パルス検出の基
準値として、ピーク値保持手段の出力に係数手段により
一定の係数ａを掛け、これと元の基準値の大きい方を最
大値選択出力手段により求め、この値をパルス検出信号
をトリガ信号として適応基準値保持手段により保持し、
この値を新たに最大値選択出力手段への入力基準値とす
ることにより、フレーム毎の最大ピークレベルの変動に
対応して基準値も比例変動するようにしたことを特徴と
したものである。

【００１２】請求項５の発明は、請求項１乃至４のいず
れかに記載のパルス検出方式において、遅延手段及び信
号消去機能付き遅延手段による遅延時間の合計を、送信
側パルス変調信号の最小パルス間隔時間程度としたこと
を特徴としたものである。

【００１３】請求項６の発明は、請求項１乃至５のいず
れかに記載のパルス検出方式において、受信パルス変調
信号が搬送波を含む場合に、請求項１乃至５の干渉パル
ス除去型パルス検出手段の前に包絡線検波手段を備えた
ことを特徴としたものである。

【００１４】請求項７の発明は、請求項１乃至５のいず
れかに記載のパルス検出方式において、受信パルス変調
信号が搬送波を含む場合に、請求項１乃至５の干渉パル
ス除去型パルス検出手段の前に受信信号を入力して再生
搬送波を出力する搬送波再生手段と、その再生搬送波と
受信信号を掛け合わせてベースバンドパルス変調信号に
変換する周波数変換手段を備えたことを特徴としたもの
である。

【００１５】請求項８の発明は、請求項１乃至５のいず
れかに記載のパルス検出方式において、受信パルス変調
信号が正負両極性のパルスを含む場合に、この受信パル
ス変調の信号を２分し、一方を請求項１乃至５の干渉パ
ルス除去型パルス検出手段に入力して正パルス検出信号
を得る一方、他方を極性反転手段により符号を反転させ
た後に請求項１乃至５の干渉パルス除去型パルス検出手
段に入力して負パルス検出信号を得るようにしたことを
特徴としたものである。

【００１６】請求項９の発明は、請求項１に記載のパル
ス検出方式において、入力パルス変調信号が多値ディジ
タル信号の場合に、パルス検出手段として受信信号と基
準値との比較にディジタルコンパレータを用い、ピーク
保持手段としてイネーブルとリセット端子つきのレジス
タを用い、最大値選択出力手段として２つのデータの大
小を比較するコンパレータとその出力信号を制御信号と
して２つの入力データの一方を選択して出力するマルチ
プレクサからなる回路を用い、遅延手段としてはシフト
レジスタを用いることにより、各フレーム毎の先頭の受
信パルスに一定時間内で遅れて混入するより振幅の小さ
い干渉パルスを除去する機能を持たせたことを特徴とし
たものである。

【００１７】請求項１０の発明は、請求項２に記載のパ
ルス検出方式において、入力パルス変調信号が多値ディ
ジタル信号の場合に、パルス検出手段として従来型のデ
ィジタルパルス検出回路を用い、遅延手段としてフリッ
プフロップを用い、信号の消去が可能な遅延手段として
リセット端子のあるシフトレジスタを用いることによ
り、各フレーム毎の最大の受信パルスより一定時間内で
進んで混入するより振幅の小さい干渉パルスを除去する
機能を持たせたことを特徴としたものである。

【００１８】請求項１１の発明は、請求項９に記載のパ
ルス検出方式において、入力パルス変調信号が多値ディ
ジタル信号の場合に、前記シフトレジスタの代りに並列
入力とカウント停止端子のあるカウンタを用い、請求項
９のパルス検出信号をトリガ信号として並列入力をする
と同時にカウンタ動作を開始し、一致判定器によりカウ
ンタ値が特定値になった時を検出し、この検出信号を新
たにパルス検出信号とすると共にカウンタ動作を停止さ
せ、さらに、パルス検出信号をピーク値保持手段の初期
化信号とすることにより、各フレーム毎の最大の受信パ
ルスの前後一定時間内に混入するより振幅の小さい干渉
パルスを除去する機能を持たせたことを特徴としたもの
である。

【００１９】請求項１２の発明は、請求項４に記載のパ
ルス検出方式において、入力パルス変調信号が多値ディ
ジタル信号の場合に、係数手段としてディジタル乗算器
を用いて一定の係数ａを掛け、最大値選択手段として２
つのデータの大小を比較するコンパレータとその出力信
号を制御信号として２つの入力データの一方を選択して
出力するマルチプレクサからなる回路を用い、適応基準
値保持手段としてパルス検出信号によりデータを取り込
むレジスタを用い、この取り込まれた値を新たに最大値
選択出力手段１への入力基準値とすることで、請求項４
のパルス検出方式を請求項９乃至１１のパルス検出方式
に適用可能とし、フレーム毎の最大ピークレベルの変動
に対応して基準値も比例変動するようにしたことを特徴
としたものである。

【００２０】請求項１３の発明は、請求項８に記載のパ
ルス検出方式において、受信パルス変調信号が多値ディ
ジタル信号でかつ正負両極性のパルスを含む場合に、極
性反転手段として２の補数化回路を用い、干渉パルス除
去型パルス検出回路として請求項９乃至１２に述べたパ
ルス検出回路を用い、正負各々のパルスに対応して２つ
のパルス検出信号を出力することを特徴としたものであ
る。

【００２１】請求項１４の発明は、パルス変調方式或い
はスペクトル拡散パルス変調方式の復調器に用いられる
パルス検出方式において、受信パルス変調信号が搬送波
を含み、かつ、０相、π相の両極性のパルスを含む場合
に、受信信号を局部発振器からの出力及びこれを９０度
位相器に通した出力各々と乗算器により掛け合わせてＩ
相、Ｑ相２系統の準ベースバンド信号を生成し、各々を
Ａ／Ｄ変換器により多値ディジタル信号に変換し、この
２系統のディジタル信号を振幅演算回路に入力してパル
ス振幅値を求めるとともに、極性判定回路に入力して極
性の判定をし、その判定結果を元に振幅値の出力先を出
力制御回路により２つに分けることで０相パルス振幅と
π相パルス振幅を分離し、最期に各相のパルス振幅を各
々請求項９乃至１２のいずれかに記載の干渉パルス除去
型パルス検出回路に入力して０相、π相各々のパルスに
対応した２つのパルス検出信号を出力するようにしたこ
とを特徴としたものである。

【００２２】請求項１５の発明は、請求項１４に記載の
パルス検出方式において、受信パルス変調信号が搬送波
を含み、かつ、０相、π／２相、π相、３π／２相の４
極性のパルスを含む場合に、受信信号を局部発振器から
の出力及びこれを９０度位相器に通した出力各々と乗算
器により掛け合わせてＩ相、Ｑ相２系統の準ベースバン
ド信号を生成し、各々をＡ／Ｄ変換器により多値ディジ
タル信号に変換し、この２系統のディジタル信号を振幅
演算回路に入力してパルス振幅値を求めるとともに、極
性判定回路に入力して極性の判定をし、その判定結果を
元に振幅値の出力先を出力制御回路により４つに分ける
ことで各相のパルス振幅を分離し、最期に各相のパルス
振幅を各々請求項９乃至１２のいずれかに記載の干渉パ
ルス除去型パルス検出回路に入力して０相、π／２相、
π相、３π／２相の各々のパルスに対応した４つのパル
ス検出信号を出力するようにしたことを特徴としたもの
である。

【００２３】請求項１６の発明は、請求項１に記載のパ
ルス検出方式において、入力パルス変調信号がアナログ
ベースバンド信号の場合に、パルス検出手段として受信
信号と基準値との比較にコンパレータを用い、ピーク保
持手段として片方を接地したコンデンサとその他端と受
信信号端の接続制御を前記コンパレータ出力を用いて行
なうスイッチと、前記コンデンサの両端を初期化制御信
号によりショートするスイッチからなる回路を用い、最
大値選択出力手段として２つのダイオードのアノードを
接続し、一方のカソードを基準電圧、他方を前記コンデ
ンサの非接地端子に接続し、アノードに生じる電圧を新
たな基準電圧とするものを用い、遅延手段としてはパル
ス検出信号を制御信号とする他のスイッチと、この他の
スイッチにより充電される他のコンデンサと、この他の
コンデンサを放電させるための抵抗と、充電電圧と遅延
調整電圧を比較して遅延パルスを生成するコンパレータ
と、その遅延パルスを反転させてピーク保持手段を初期
化する信号を生成するインバータからなるタイマ回路を
用いることにより、各フレーム毎の先頭の受信パルスに
一定時間内で遅れて混入するより振幅の小さい干渉パル
スを除去する機能を持たせたことを特徴としたものであ
る。

【００２４】請求項１７の発明は、請求項２に記載のパ
ルス検出方式において、入力パルス変調信号がアナログ
ベースバンド信号の場合に、遅延手段及び信号の消去が
可能な遅延手段の代りにアナログ遅延線とアナログスイ
ッチを用い、パルス検出手段として受信信号と基準値を
比較するコンパレータを用い、この判定出力を請求項１
６と同様のタイマ回路により遅延させ、その出力を用い
て先のアナログスイッチを制御することにより各フレー
ム毎の最大の受信パルスより一定時間内で進んで混入す
るより振幅の小さい干渉パルスを除去する機能を持たせ
ることを特徴としたものである。

【００２５】請求項１８の発明は、請求項１６に記載の
パルス検出方式において、入力パルス変調信号がアナロ
グベースバンド信号の場合に、パルス検出信号をそのま
ま出力する代りにこれをアナログ遅延線に入力して一定
時間遅延させ、その出力をスイッチに通し、これをタイ
マ回路の出力で制御した結果を新たなパルス検出信号と
することにより、各フレーム毎の最大の受信パルスの前
後一定時間内に混入するより振幅の小さい干渉パルスを
除去する機能を持たせたことを特徴としたものである。

【００２６】

【発明の実施の形態】最初に、マルチパスフェージング
の影響について説明するため、変調方式としてスペクト
ル拡散パルス位置変調（ＳＳ−ＰＰＭ）方式を用いた場
合の送受信信号及びパルス検出信号の様子を、図１を参
照して説明する。図１（Ａ）は、１フレームが１０スロ
ットからなり、その内、最初の４スロットを情報変調に
用いた送信機におけるパルス位置変調（ＰＰＭ）信号で
ある。図１（Ｂ）は、図１（Ａ）のＰＰＭ信号をもとも
パルスの代りに１周期分の拡散符号系列で置き換えて、
スペクトル拡散変調を掛けたスペクトル拡散パルス位置
変調信号である。系列長７のバーカー系列を例では用い
ている。図１（Ｃ）は、受信機においてマルチパスフェ
ージングの無い環境で、図１（Ａ）の信号を受信した時
の信号、もしくは、図１（Ｂ）の信号を受信してマッチ
ドフィルタに通した後のパルス信号を示す。図１（Ｄ）
は、マルチパスフェージングがある環境での図１（Ｃ）
に対応する信号を示す。図１（Ｅ）は、このようなマル
チパスフェージング下で従来のパルス検出方式を用いた
場合のパルス検出信号を示す。白地で示した本来のパル
ス以外に、判定基準値を越えるＩ，II等の干渉パルスが
存在するために、不要なこれらのパルスが検出されてい
る。誤りのない伝送を行なうには、この不要なパルス検
出信号を除去する必要があり、そのための方法を提供す
るのが本発明である。

【００２７】以下、本発明の構成と動作について述べ
る。請求項１の発明は、希望パルスに遅れて到来する干
渉パルスを除去可能なパルス検出方式を提供するもの
で、図２に示すように、先ず、受信ベースバンドパルス
変調信号と最大値選択出力手段１３の出力基準値をパル
ス検出手段１１により比較判定する。受信開始時はピー
ク値保持手段１２の出力は零なのでパルス検出手段１１
への基準値は元の基準値のままである。次に、パルス検
出手段１１の判定信号をパルス検出信号とし、これをト
リガ信号としてピーク値保持手段１２によりパルスのピ
ーク値を保持し、これと元の基準値の大きい方を最大値
選択出力手段１３により選択して新たな基準値とする。
これによりフレーム毎の最初のピーク振幅より低い干渉
パルスが遅れて来た場合は比較対象となる基準値が最初
のピークレベルにまで上がっているためにパルス検出さ
れず、これによって干渉パルスが除去できる。但し、基
準値がこのように高いままでは後に続く必要なパルスま
で除去されるため、これを防ぐために先のピーク検出信
号を遅延手段１４により一定時間遅延させ、その出力を
用いて先のピーク値保持手段１２を初期状態に戻してい
る。これにより、各フレーム毎の先頭の受信パルスに一
定時間内で遅れて混入するより振幅の小さい干渉パルス
を除去できる。

【００２８】次に、請求項２の発明は、希望パルスより
進んで混入する干渉パルスを除去可能なパルス検出方式
を提供するもので、図３に示すように、受信パルス変調
信号を遅延手段２１及び信号の消去が可能な遅延手段２
２に通してある一定時間遅延させる一方、受信パルス変
調信号と基準値１をパルス検出手段２３により比較判定
し、その判定信号をトリガ信号として信号の消去が可能
な遅延手段２２中の伝搬信号を消去することで受信信号
中の一定時間間隔内で連続するパルス列の最終パルス以
外の不要パルスを除くことができる。第一の遅延手段２
１は最終パルスまで消去されないよう一時的にこれを保
持するためものである。さらに、信号の消去が可能な遅
延手段２２の出力と基準値２をパルス検出手段２４で比
較判定し、その出力をパルス検出信号とすることで、一
定時間間隔内で連続するパルス列の最終パルスのみをパ
ルス検出信号として出力し、干渉の影響を除去できる。

【００２９】請求項３の発明は、請求項１の発明と請求
項２の発明を組み合わせることで、各フレーム毎の最大
の受信パルスの前後一定時間内で混入するより振幅の小
さい干渉パルスを除去可能なパルス検出方式を提供する
もので、図４に示すように、図２の示した請求項１の発
明で述べたパルス検出方式において、遅延手段１４の代
りに遅延時間一定の遅延手段１４ａと信号消去機能付き
の遅延手段１４ｂを用い、パルス検出手段１１の判定信
号を消去信号として信号の消去が可能な遅延手段中の伝
搬信号を消去し、その出力信号をパルス検出信号とする
と共に、これをピーク値保持手段１２の初期化信号とす
ることにより、両方式を含んだ構成を実現している。パ
ルス検出手段１１から出力信号は請求項１の発明で説明
したように、遅れ干渉信号の影響が一定時間除去されて
いるので、これを信号の消去が可能な遅延手段に通すと
請求項２の発明と同様にピークパルスより前に混入する
干渉パルスも除去でき、結局１フレーム内での最大パル
スの前後一定時間内に混入するより振幅の小さい干渉パ
ルスをすべて除去できる。

【００３０】請求項４の発明は、請求項１乃至３の発明
の干渉パルス除去機能付きパルス検出方式のよりいっそ
うの特性向上を狙うもので、図５にその構成を示す受信
信号のピークレベルは必ずしも一定ではなく様々なフェ
ージングによって変動する。この時、パルス検出器の判
定基準値を一定にしておくと場合によっては希望信号自
体がこの基準値を下回って検出されないおそれがある。
これを防ぐためにパルス検出の基準値として、初期値は
小さ目の値にしておき、ピーク値保持手段３１の出力に
係数手段により一定の係数ａ（０＜ａ＜１）を掛け、こ
れと元の基準値の大きい方を最大値選択出力手段３３に
より求め、この値をパルス検出信号をトリガ信号として
適応基準値保持手段３４により保持したものを用いる。
これによりフレーム毎の最大ピークレベルの変動に対応
して基準値も比例変動するため希望ピークの検出ミスを
減らすことが出来る。

【００３１】請求項５の発明は、請求項１乃至４の発明
で述べたパルス検出方式において、遅延手段及び信号消
去機能付き遅延手段による遅延時間の合計を、送信側パ
ルス変調信号の最小パルス間隔時間程度とするものであ
る。この時間は短か過ぎると不要パルスを消去できる時
間範囲が狭くなり、干渉除去効果がなくなる。一方、長
過ぎると次のフレームの希望信号パルスまで除去されて
しまうため伝送誤りが生じる。従って、この時間を送信
側パルス変調信号の最小パルス間隔時間程度とすること
で希望パルスを除去することなく、不要パルスを最も効
率良く除去することが出来る。

【００３２】請求項６の発明は、請求項１乃至５の発明
で述べたパルス検出方式を搬送波を含むパルス変調信号
に適用するための方法を提供するもので、図６に示すよ
うに、請求項１乃至５の発明の干渉パルス除去型パルス
検出手段４２の前に包絡線検波手段４１を置くことで高
周波信号をベースバンド信号に変換している。

【００３３】請求項７の発明は、請求項１乃至５の発明
で述べたパルス検出方式を搬送波を含むパルス変調信号
に適用するための別の方法を提供するもので、図７に示
すように請求項１乃至５の干渉パルス除去型パルス検出
手段４２の前に受信信号を入力して再生搬送波を出力す
る搬送波再生手段４３と、その再生搬送波と受信信号を
掛け合わせる周波数変換手段４４を備えることで高周波
信号をベースバンド信号に変換している。

【００３４】請求項８の発明は、請求項１乃至５の発明
で述べたパルス検出方式を正負両極性のパルスを含むベ
ースバンドパルス変調信号に適用するための方式を提供
するもので、図８に示すように、受信信号を２分し、一
方を請求項１乃至５の干渉パルス除去型パルス検出手段
４２ａに入力して正パルス検出信号を得る一方、他方を
極性反転手段４５により符号を反転させた後に請求項１
乃至５の干渉パルス除去型パルス検出手段４２ｂに入力
して負パルス検出信号を得ることで対応している。

【００３５】請求項９の発明は、請求項１の発明で述べ
たパルス検出方式をディジタル回路化したもので、図９
の実施例に沿って述べると、入力パルス変調信号をＡ／
Ｄ変換器等を用いて多値ディジタル信号とし、パルス検
出手段として図１９に示した従来技術に似た回路を用い
ている（図中、図１９の回路構成と同様の作用をする部
分には、図１９と場合と同一の符号が付してある）。こ
れは３つの時系列の振幅データを元に中央値が最大とな
るのをディジタルコンパレータにより検出し、ピーク検
知信号を出力するものである。ピーク保持手段としてイ
ネーブルとリセット端子つきのレジスタ７を用い、最大
値選択出力手段として２つのデータの大小を比較するコ
ンパレータ８とその出力信号を制御信号として２つの入
力データの一方を選択して出力するマルチプレクサ９か
ら成る回路を用い、遅延手段としてはシフトレジスタ１
０を用いている。このシフトレジスタの段数を調整する
ことで遅延時間を調整できる。以上により、各フレーム
毎の先頭の受信パルスに一定時間内で遅れて混入するよ
り振幅の小さい干渉パルスを除去する機能をディジタル
回路により実現している。

【００３６】請求項１０の発明は、請求項２の発明で述
べたパルス検出方式をディジタル回路化したもので、図
１０の実施例にそって述べると、入力パルス変調信号を
Ａ／Ｄ変換器等を用いて多値ディジタル信号とし、パル
ス検出手段としては従来型のディジタルパルス検出回路
５１を用い、遅延手段としてフリップフロップ５２を用
い、信号の消去が可能な遅延手段としてリセット端子の
あるシフトレジスタ５３を用いている。このシフトレジ
スタの段数を調整することで遅延時間を調整できる。以
上により、各フレーム毎の最大の受信パルスより一定時
間内で進んで混入するより振幅の小さい干渉パルスを除
去する機能をディジタル回路により実現している。

【００３７】請求項１１の発明は、請求項３の発明で述
べたパルス検出方式をディジタル回路化したもので、図
１１の実施例にそって述べると、請求項９（図９）の発
明で述べたパルス検出方式において、入力パルス変調信
号をＡ／Ｄ変換器等を用いて多値ディジタル信号とし、
シフトレジスタの代りに並列入力とカウント停止端子の
あるカウンタ５４を用い、請求項９（図９）のパルス検
出信号をトリガ信号として並列入力をすると同時にカウ
ンタ動作を開始し、その出力が一致判定器５５及び５６
によりカウンタ値が特定値になった時を検出してこの検
出信号を新たにパルス検出信号とすると共にカウンタ動
作を停止させることで、信号消去機能付き遅延手段を実
現し、さらにこのパルス検出信号をピーク値保持手段の
初期化信号としている。カウンタへの並列入力値により
遅延時間を調整できる。以上により、各フレーム毎の最
大の受信パルスの前後一定時間内に混入するより振幅の
小さい干渉パルスを除去する機能をディジタル回路によ
り実現している。

【００３８】請求項１２の発明は、請求項４（図５）の
発明で述べたパルス検出方式をディジタル回路化したも
ので、図１２の実施例に沿って述べると、係数手段とし
てディジタル乗算器３２′を用いて一定のディジタル係
数値ａを掛け、最大値選択手段３３′として２つのデー
タの大小を比較するコンパレータとその出力信号を制御
信号として２つの入力データの大きい方を選択して出力
するマルチプレクサからなる回路を用い、適応基準値保
持手段３４′としてパルス検出信号によりデータを取り
込むレジスタを用いている。この取り込まれた値を新た
に最大値選択出力手段１３（図４）への入力基準値とす
ることで、請求項４のパルス検出方式を請求項９乃至１
１のディジタル方式に適用可能としている。これによ
り、フレーム毎の最大ピークレベルの変動に対応して基
準値も比例変動する結果、希望パルスの検出ミスを減ら
せる。

【００３９】請求項１３の発明は、請求項８（図８）の
発明で述べたパルス検出方式をディジタル回路化したも
ので、図１３の実施例に沿って述べると、入力パルス変
調信号をＡ／Ｄ変換器等を用いて多値ディジタル信号と
し、正負両極性のパルスを分けるために極性反転手段と
して２の補数化回路４６を用いている。このため、その
後の干渉パルス除去型パルス検出回路４２ａ，４２ｂと
しては２つとも請求項９乃至１２に述べた同一のパルス
検出回路を使用できる。

【００４０】請求項１４の発明は、受信パルス変調信号
が周波数変換後も低周波の残留搬送波を含み、かつ、０
相、π相の両極性のパルスを含む場合に、ディジタル回
路化したパルス検出方式を提供するもので、図１４の実
施例に沿って述べると、受信信号を局部発振器６１から
の出力及びこれを９０度位相器６２に通した出力各々と
乗算器６３ａ，６３ｂにより掛け合わせて直交検波し、
Ｉ相、Ｑ相２系統の準ベースバンド信号を生成する。次
に、各々をＡ／Ｄ変換器６４ａ，６４ｂにより多値ディ
ジタル信号に変換し、この２系統ディジタル信号を振幅
演算回路６５ａに入力してパルス振幅値を求めるととも
に、極性判定回路６５ｂに入力して極性の判定をし、そ
の判定結果を元に振幅値の出力先を出力制御回路６６
ａ，６６ｂにより２つに分けることで０相パルス振幅と
π相パルス振幅を分離し、最期に各相のパルス振幅を各
々請求項９乃至１２に記載の干渉パルス除去型パルス検
出回路６７ａ，６７ｂに入力して０相、π相各々のパル
スに対応した２系統のパルス検出信号を出力している。
但し、出力制御回路は制御信号が０の時はそのデータ出
力がすべて０になるものとする。それから、振幅演算回
路としてはＩ，Ｑのデータを二乗して加算したものなど
が考えられる。

【００４１】請求項１５の発明は、受信パルス変調信号
が周波数変換後も低周波の残留搬送波を含み、かつ、０
相、π／２相、π相、３π／２相の４極性のパルスを含
む場合に、ディジタル回路化したパルス検出方式を提供
するもので、図１５の実施例に沿って述べると、受信信
号を局部発振器６１からの出力及びこれを９０度位相器
６２に通した出力各々と乗算器６３ａ，６３ｂにより掛
け合わせて直交検波し、Ｉ相、Ｑ相２系統の準ベースバ
ンド信号を生成する。次に、各々をＡ／Ｄ変換器６４
ａ，６４ｂにより多値ディジタル信号に変換し、この２
系統のディジタル信号を振幅演算回路６５ａに入力して
パルス振幅値を求めるとともに、極性判定回路６５ｃに
入力して極性の判定をし、その判定結果を元に振幅値の
出力先を出力制御回路６６ａ〜６６ｄにより４つに分け
ることで各相のパルス振幅を分離し、最期に各相のパル
ス振幅を各々請求項９乃至１２に記載の干渉パルス除去
型パルス検出回路６７ａ〜６７ｄに入力して０相、π／
２相、π相、３π／２相の各々のパルスに対応した４つ
のパルス検出信号を出力している。但し、出力制御回路
は制御信号が０の時はそのデータ出力がすべて０になる
ものとする。それから、振幅演算回路としては、Ｉ，Ｑ
のデータを二乗して加算したものなどが考えられる。

【００４２】請求項１６の発明は、請求項１（図１）の
発明で述べたパルス検出方式をアナログ回路化したもの
で、図１６の実施例にそって述べると、パルス検出手段
として受信信号と基準値との比較にコンパレータ７１を
用い、ピーク保持手段として片方を接地したコンデンサ
Ｃ₁と、その他端と受信信号端の接続制御をコンパレー
タ７１の出力を用いて行なうスイッチＳ₁と、コンデン
サＣ₁の両端を初期化制御信号によりショートするスイ
ッチＳ₂からなる回路を用い、最大値選択出力手段とし
て２つのダイオードＤ₁，Ｄ₂のアノードを接続し、一方
（Ｄ₂）のカソードを基準電圧、他方（Ｄ₁）をコンデン
サＣ₁の非接地端子に接続し、アノードに生じる電圧を
新たな基準電圧とするものを用い、遅延手段としてはパ
ルス検出信号を制御信号とするスイッチＳ₃と、このス
イッチＳ₃により充電されるコンデンサＣ₂と、このコン
デンサＣ₂を放電させるための抵抗Ｒと、充電電圧と遅
延調整電圧を比較して遅延パルスを生成するコンパレー
タ７２と、その遅延パルスを反転させてピーク保持手段
を初期化する信号を生成するインバータ７３からなるタ
イマ回路を用いる。以上により、各フレーム毎の先頭の
受信パルスに一定時間内で遅れて混入するより振幅の小
さい干渉パルスを除去する機能を簡易なアナログ回路で
実現している。

【００４３】請求項１７の発明は、請求項２（図３）の
発明で述べたパルス検出方式をアナログ回路化したもの
で、図１７の実施例に沿って述べると、パルス検出手段
として受信信号と基準値を比較するコンパレータ８１を
用い、この判定出力を請求項１６（図１６）と同様のタ
イマ回路８２により遅延させ、その出力を用いてアナロ
グスイッチ８３を制御しアナログ遅延回路８４の出力を
制御している。以上により、各フレーム毎の最大の受信
パルスより一定時間内で進んで混入するより振幅の小さ
い干渉パルスを除去する機能を簡易なアナログ回路で実
現している。

【００４４】請求項１８の発明は、請求項３の発明で述
べたパルス検出方式をアナログ回路化したもので、図１
８の実施例に沿って述べると、請求項１６（図１６）に
述べたパルス検出方式において、コンパレータ９１のパ
ルス検出信号をそのまま出力する代りにこれをアナログ
遅延線９８に入力して一定時間遅延させ、その出力をス
イッチ９３に通し、これをタイマ回路９４の出力で制御
した結果を新たなパルス検出信号としている。以上によ
り、各フレーム毎の最大の受信パルスの前後一定時間内
に混入するより振幅の小さい干渉パルスを除去する機能
を簡易なアナログ回路で実現している。

【００４５】

【発明の効果】請求項１のパルス検出方式においては、
パルス検出に用いる比較値を過去一定時間内のピーク値
になるよう構成することで、比較的簡易な構成で各フレ
ーム毎の先頭の受信パルスに一定時間内で遅れて混入す
るより振幅の小さい干渉パルスを除去でき、マルチパス
による干渉やスペクトル拡散における符号間の相互相関
干渉に強くなり、伝送特性を向上できる。

【００４６】請求項２のパルス検出方式においては、受
信パルス変調信号を信号の消去が可能な遅延手段に通し
てある一定時間遅延させ、本来のパルスが受信された時
に遅延手段内の信号を消去することで、比較的簡易な構
成で各フレーム毎の最後の受信パルスより一定時間内で
先に混入するより振幅の小さい干渉パルスを除去でき、
マルチパスによる干渉やスペクトル拡散における符号間
の相互相関干渉に強くなり、伝送特性を向上できる。

【００４７】請求項３のパルス検出方式は、請求項１の
発明と請求項２の発明の両方の機能を１つにまとめたも
のなので、比較的簡易な構成で各フレーム毎の最大の受
信パルスの前後一定時間内に混入するより振幅の小さい
干渉パルスを除去でき、請求項１，２の発明の場合以上
にマルチパス干渉やスペクトル拡散における符号間の相
互相関干渉に強くなり、伝送特性を向上できる。

【００４８】請求項４のパルス検出方式は、請求項１乃
至３の干渉パルス除去機能付きパルス検出方式におい
て、フレーム毎の最大ピークレベルの変動に対応して基
準値も比例変動するように構成したため、受信信号レベ
ルの変動による希望ピークの検出ミスを減らすことがで
き、請求項１乃至３の発明の場合以上にマルチパス干渉
やスペクトル拡散における符号間の相互相関干渉に強く
なり、伝送特性をさらに向上できる。

【００４９】請求項５のパルス検出方式は、請求項１乃
至４の発明で述べたパルス検出方式において、遅延手段
及び信号消去機能付き遅延手段による遅延時間の合計
を、送信側パルス変調信号の最小パルス間隔時間程度と
することで、これより短いまたは長い時間に設定した場
合に比較し、不要パルスを最も効率良く除去することが
でき、請求項１乃至４の場合以上にマルチパス干渉やス
ペクトル拡散における符号間の相互相関干渉に強くな
り、伝送特性をさらに向上できる。

【００５０】請求項６のパルス検出方式は、請求項１乃
至５の発明の干渉パルス除去型パルス検出手段の前に包
絡線検波手段を置き、高周波信号をベースバンド信号に
変換する機能をもたせているため、搬送波を含むパルス
変調信号に本発明を適用することが可能になる。

【００５１】請求項７のパルス検出方式は、請求項１乃
至５の発明の干渉パルス除去型パルス検出手段の前に受
信信号を入力して再生搬送波を出力する搬送波再生手段
と、その再生搬送波と受信信号を掛け合わせる周波数変
換手段を備えているため、搬送波を含むパルス変調信号
に変発明を適用することが可能になる。

【００５２】請求項８のパルス検出方式は、受信信号を
２分し、一方のみを反転させた後に２信号を請求項１乃
至５の発明の干渉パルス除去型パルス検出手段に入力し
ているため、受信信号として正負両極性のパルスを共に
含むベースバンドパルス変調信号に対応できる。このた
め、データ伝送速度を２倍にできる。

【００５３】請求項９のパルス検出方式は、請求項１の
発明で述べたパルス検出方式をディジタル回路により実
現したため、比較的簡易な回路構成で各フレーム毎の先
頭の受信パルスに一定時間内で遅れて混入するより振幅
の小さい干渉パルスを再現性良く除去でき、マルチパス
により干渉やスペクトル拡散における符号間の相互相関
干渉に強くなり、伝送特性を向上できる。また、ディジ
タル回路なのでＩＣ化に適し、小型化、無調整化が可能
となる。

【００５４】請求項１０のパルス検出方式は、請求項２
の発明で述べたパルス検出方式をディジタル回路により
実現したため、比較的簡易な回路構成で各フレーム毎の
最後の受信パルスより一定時間内で先に混入するより振
幅の小さい干渉パルスを再現性良く除去でき、マルチパ
スによる干渉やスペクトル拡散における符号間の相互相
関干渉に強くなり、伝送特性を向上できる。また、ディ
ジタル回路なのでＩＣ化に適し、小型化、無調整化が可
能となる。

【００５５】請求項１１のパルス検出方式は、請求項３
の発明で述べたパルス検出方式をディジタル回路により
実現したため、比較的簡易な構成で各フレーム毎の最大
の受信パルスの前後一定時間内に混入するより振幅の小
さい干渉パルスを再現性良く除去でき、請求項９，１０
の発明の場合以上にマルチパス干渉やスペクトル拡散に
おける符号間の相互相関干渉に強くなり、伝送特性を向
上できる。また、ディジタル回路なのでＩＣ化に適し、
小型化、無調整化が可能となる。

【００５６】請求項１２のパルス検出方式は、請求項４
の明で述べたパルス検出方式をディジタル回路により実
現したため、比較的簡易な構成でフレーム毎の受信信号
レベルの変動による希望ピークの検出ミスを減らすこと
ができ、請求項９乃至１１の発明の場合以上にマルチプ
パス干渉やスペクトル拡散における符号間の相互相関干
渉に強くなり、伝送特性をさらに向上できる。また、デ
ィジタル回路なのでＩＣ化に適し、小型化、無調整化が
可能となる。

【００５７】請求項１３のパルス検出方式は、請求項８
の発明で述べたパルス検出方式をディジタル回路により
実現したため、比較的簡易な構成で正負両極性のパルス
を共に含むベースバンド多値ディジタルパルス変調信号
に対応できる。そのため、データ伝送速度を２倍にでき
る。また、ディジタル回路なのでＩＣ化に適し、小型
化、無調整化が可能となる。

【００５８】請求項１４のパルス検出方式は、受信パル
ス変調信号を直交検波し、２つの準ベースバンド信号に
変換した後、振幅演算回路と極性判定回路を用いて０
相、π相に対応した２系統のパルス振幅データに分離
し、各々を請求項９乃至１２に記載の干渉パルス除去型
パルス検出回路に入力しているため、受信パルス変調信
号が両極性のパルスと搬送波を含み、送受信の搬送波が
非同期の場合でも、極性を得ることなく２系統のパルス
検出信号を生成できる。これにより、単極性の場合に比
べてデータ伝送速度を２倍にできる。また、ディジタル
回路なのでＩＣ化に適し、小型化、無調整化が可能とな
る。

【００５９】請求項１５のパルス検出方式は、受信パル
ス変調信号を直交検波し、２つの準ベースバンド信号に
変換した後、振幅演算回路と極性判定回路を用いて０
相、π／２相、π相、３π／２相の４極性のパルスに対
応した４系統のパルス振幅データに分離し、各々を請求
項９乃至１２に記載の干渉パルス除去型パルス検出回路
に入力しているため、受信パルス変調信号が４極性のパ
ルスと搬送波を含み、送受信の搬送波が非同期の場合で
も、極性を得ることなく４系統のパルス検出信号を生成
できる。これにより、単極性の場合に比べてデータ伝送
速度を４倍にできる。また、ディジタル回路なのでＩＣ
化に適し、小型化、無調整化が可能となる。

【００６０】請求項１６のパルス検出方式は、請求項１
の発明で述べたパルス検出方式をアナログ回路により実
現したため、非常に簡易な回路構成で各フレーム毎の先
頭の受信パルスに一定時間内で遅れて混入するより振幅
の小さい干渉パルスを除去でき、マルチパスによる干渉
やスペクトル拡散における符号間の相互相関干渉に強く
なり、伝送特性を向上できる。また、構成が簡単なた
め、製作が容易で低コストで出来る。

【００６１】請求項１７のパルス検出方式は、請求項２
の発明で述べたパルス検出方式をアナログ回路により実
現したため、非常に簡易な回路構成で各フレーム毎の最
後の受信パルスより一定時間内で先に混入するより振幅
の小さい干渉パルスを除去でき、マルチパスによる干渉
やスペクトル拡散における符号間の相互相関干渉に強く
なり、伝送特性を向上できる。また、構成が簡単なた
め、製作が容易で低コストで出来る。

【００６２】請求項１８のパルス検出方式は、請求項３
の発明で述べたパルス検出方式をアナログ回路により実
現したため、非常に簡易な構成で各フレーム毎の最大の
受信パルスの前後一定時間内に混入するより振幅の小さ
い干渉パルスを再現性良く除去でき、請求項１６，１７
の場合以上にマルチパス干渉やスペクトル拡散における
符号間の相互相関干渉に調くなり、伝送特性を向上でき
る。また、構成が簡単なため、製作が容易で低コストで
出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】スペクトル拡散パルス位置変調（ＳＳ−ＰＰ
Ｍ）方式を用いた場合の送受信信号及びパルス検出信号
の様子を説明するための図である。

【図２】希望パルスに遅れて到来する干渉パルスを除
去可能なパルス検出方式を説明するための図である。

【図３】希望パルスより進んで混入する干渉パルスを
除去可能なパルス検出方式を説明するための図である。

【図４】各フレーム毎の最大の受信パルスの前後一定
時間内で混入するより振幅の小さい干渉パルスを除去可
能なパルス検出方式を説明するための図である。

【図５】請求項１乃至３の発明の干渉パルス除去機能
付きパルス検出方式の改良例を説明するための図であ
る。

【図６】請求項１乃至５のパルス検出方式を搬送波を
含むパルス変調信号に適用するための方法を説明するた
めの図である。

【図７】請求項１乃至５のパルス検出方式を搬送波を
含むパルス変調信号に適用するための別の方法を説明す
るための図である。

【図８】請求項１乃至５のパルス検出方式を正負両極
性のパルスを含むベースバンドパルス変調信号に適用す
るための方式を説明するための図である。

【図９】請求項１のパルス検出方式をディジタル回路
化した例を説明するための図である。

【図１０】請求項２のパルス検出方式をディジタル回
路化した例を説明するための図である。

【図１１】請求項３のパルス検出方式をディジタル回
路化した例を説明するための図である。

【図１２】請求項４のパルス検出方式をディジタル回
路化した例を説明するための図である。

【図１３】請求項８のパルス検出方式をディジタル回
路化した例を説明するための図である。

【図１４】受信パルス変調信号が周波数変換後も低周
波の残留搬送波を含み、かつ、０相、π相の両極性のパ
ルスを含む場合に、ディジタル回路化したパルス検出方
式を説明するための図である。

【図１５】受信パルス変調信号が周波数変換後も低周
波の残留搬送波を含み、かつ、０相、π／２相、π相、
３π／２相の４極性のパルスを含む場合に、ディジタル
回路化したパルス検出方式を説明するための図である。

【図１６】請求項１のパルス検出方式をアナログ回路
化した例を説明するための図である。

【図１７】請求項２のパルス検出方式をアナログ回路
化した例を説明するための図である。

【図１８】請求項３のパルス検出方式をアナログ回路
化した例を説明するための図である。

【図１９】本出願人が先に提案したディジタル型のパ
ルス検出方式の一例を説明するための要部構成図であ
る。

【符号の説明】

１，２，３，７…レジスタ、４，５，６，８，７１，７
２，８１，９１…コンパレータ、９…マルチプレクサ、
１０，５３…シフトレジスタ、１１，２３，２４…パル
ス検出手段、１２，３１…ピーク値保持手段、１３，３
３…最大値選択出力手段、１４，１４ａ，１４ｂ，２
１，２２…遅延手段、３２′…ディジタル乗算器、３
３′…最大値選択手段、３４…適応基準値保持手段、３
４′…適応基準値保持手段、４１…包絡線検波手段、４
２，４２ａ，４２ｂ，６７ａ〜６７ｄ…干渉パルス除去
型パルス検出手段、４３…搬送波再生手段、４４…周波
数変換手段、４５…極性反転手段、４６…補数化回路、
５１…ディジタルパルス検出回路、５２…フリップフロ
ップ、５４…カウンタ、５５，５６…一致判定器、６１
…局部発振器、６２…９０度位相器、６３ａ，６３ｂ…
乗算器、６４ａ，６４ｂ…Ａ／Ｄ変換器、６５ａ…振幅
演算回路、６５ｃ…極性判定回路、６６ａ〜６６ｄ…出
力制御回路、８２，９４…タイマ回路、８３…アナログ
スイッチ、８４…アナログ遅延回路、９３…スイッチ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】パルス変調方式或いはスペクトル拡散パ
ルス変調方式の復調器に用いられるパルス検出方式にお
いて、受信パルス変調信号と基準値をパルス検出手段に
より比較判定し、その判定信号をパルス検出信号とし、
さらにこのパルス検出信号をトリガ信号としてピーク値
保持手段によりパルスのピーク値を保持し、このピーク
値と元の基準値の大きい方を最大値選択出力手段により
選択して新たな基準値とする一方、先記判定信号を遅延
手段により一定時間遅延させ、その出力を用いて前記ピ
ーク値保持手段を初期状態に戻すことにより、各フレー
ム毎の先頭の受信パルスに一定時間内で遅れて混入する
より振幅の小さい干渉パルスを除去する機能を持たせた
ことを特徴とするパルス検出方式。
【請求項２】パルス変調方式或いはスペクトル拡散パ
ルス変調方式の復調器に用いられるパルス検出方式にお
いて、受信パルス変調信号を遅延手段及び信号の消去が
可能な遅延手段に通してある一定時間遅延させる一方、
受信パルス変調信号と基準値をパルス検出手段により比
較判定し、その判定信号をトリガ信号として信号の消去
が可能な遅延手段中の伝搬信号を消去し、不要パルスを
除かれたその出力信号と他の基準値を他のパルス検出手
段で比較判定し、その出力をパルス検出信号とすること
により、各フレーム毎の最大の受信パルスより一定時間
内で進んで混入するより振幅の小さい干渉パルスを除去
する機能を持たせたことを特徴とするパルス検出方式。
【請求項３】請求項１に記載のパルス検出方式におい
て、前記遅延手段の代りに遅延時間一定の遅延手段と信
号消去機能付きの遅延手段を用い、パルス検出手段の判
定信号を消去信号として信号の消去が可能な遅延手段中
の伝搬信号を消去し、その出力信号をパルス検出信号と
すると共に、これをピーク値保持手段の初期化信号とす
ることにより、各フレーム毎の最大の受信パルスの前後
一定時間内に混入するより振幅の小さい干渉パルスを除
去する機能を持たせたことを特徴とするパルス検出方
式。
【請求項４】請求項１乃至３のいずれかに記載のパル
ス検出方式において、パルス検出の基準値として、ピー
ク値保持手段の出力に係数手段により一定の係数ａを掛
け、これと元の基準値の大きい方を最大値選択出力手段
により求め、この値をパルス検出信号をトリガ信号とし
て適応基準値保持手段により保持し、この値を新たに最
大値選択出力手段への入力基準値とすることにより、フ
レーム毎の最大ピークレベルの変動に対応して基準値も
比例変動するようにしたことを特徴とするパルス検出方
式。
【請求項５】請求項１乃至４のいずれかに記載のパル
ス検出方式において、遅延手段及び信号消去機能付き遅
延手段による遅延時間の合計を、送信側パルス変調信号
の最小パルス間隔時間程度としたことを特徴とするパル
ス検出方式。
【請求項６】請求項１乃至５のいずれかに記載のパル
ス検出方式において、受信パルス変調信号が搬送波を含
む場合に、請求項１乃至５の干渉パルス除去型パルス検
出手段の前に包絡線検波手段を備えたことを特徴とする
パルス検出方式。
【請求項７】請求項１乃至５のいずれかに記載のパル
ス検出方式において、受信パルス変調信号が搬送波を含
む場合に、請求項１乃至５の干渉パルス除去型パルス検
出手段の前に受信信号を入力して再生搬送波を出力する
搬送波再生手段と、その再生搬送波と受信信号を掛け合
わせてベースバンドパルス変調信号に変換する周波数変
換手段を備えたことを特徴とするパルス検出方式。
【請求項８】請求項１乃至５のいずれかに記載のパル
ス検出方式において、受信パルス変調信号が正負両極性
のパルスを含む場合に、この受信パルス変調の信号を２
分し、一方を請求項１乃至５の干渉パルス除去型パルス
検出手段に入力して正パルス検出信号を得る一方、他方
を極性反転手段により符号を反転させた後に請求項１乃
至５の干渉パルス除去型パルス検出手段に入力して負パ
ルス検出信号を得るようにしたことを特徴とするパルス
検出方式。
【請求項９】請求項１に記載のパルス検出方式におい
て、入力パルス変調信号が多値ディジタル信号の場合
に、パルス検出手段として受信信号と基準値との比較に
ディジタルコンパレータを用い、ピーク保持手段として
イネーブルとリセット端子つきのレジスタを用い、最大
値選択出力手段として２つのデータの大小を比較するコ
ンパレータとその出力信号を制御信号として２つの入力
データの一方を選択して出力するマルチプレクサからな
る回路を用い、遅延手段としてはシフトレジスタを用い
ることにより、各フレーム毎の先頭の受信パルスに一定
時間内で遅れて混入するより振幅の小さい干渉パルスを
除去する機能を持たせたことを特徴とするパルス検出方
式。
【請求項１０】請求項２に記載のパルス検出方式にお
いて、入力パルス変調信号が多値ディジタル信号の場合
に、パルス検出手段として従来型のディジタルパルス検
出回路を用い、遅延手段としてフリップフロップを用
い、信号の消去が可能な遅延手段としてリセット端子の
あるシフトレジスタを用いることにより、各フレーム毎
の最大の受信パルスより一定時間内で進んで混入するよ
り振幅の小さい干渉パルスを除去する機能を持たせたこ
とを特徴とするパルス検出方式。
【請求項１１】請求項９に記載のパルス検出方式にお
いて、入力パルス変調信号が多値ディジタル信号の場合
に、前記シフトレジスタの代りに並列入力とカウント停
止端子のあるカウンタを用い、請求項９のパルス検出信
号をトリガ信号として並列入力をすると同時にカウンタ
動作を開始し、一致判定器によりカウンタ値が特定値に
なった時を検出し、この検出信号を新たにパルス検出信
号とすると共にカウンタ動作を停止させ、さらに、パル
ス検出信号をピーク値保持手段の初期化信号とすること
により、各フレーム毎の最大の受信パルスの前後一定時
間内に混入するより振幅の小さい干渉パルスを除去する
機能を持たせたことを特徴とするパルス検出方式。
【請求項１２】請求項４に記載のパルス検出方式にお
いて、入力パルス変調信号が多値ディジタル信号の場合
に、係数手段としてディジタル乗算器を用いて一定の係
数ａを掛け、最大値選択手段として２つのデータの大小
を比較するコンパレータとその出力信号を制御信号とし
て２つの入力データの一方を選択して出力するマルチプ
レクサからなる回路を用い、適応基準値保持手段として
パルス検出信号によりデータを取り込むレジスタを用
い、この取り込まれた値を新たに最大値選択出力手段１
への入力基準値とすることで、請求項４のパルス検出方
式を請求項９乃至１１のパルス検出方式に適用可能と
し、フレーム毎の最大ピークレベルの変動に対応して基
準値も比例変動するようにしたことを特徴とするパルス
検出方式。
【請求項１３】請求項８に記載のパルス検出方式にお
いて、受信パルス変調信号が多値ディジタル信号でかつ
正負両極性のパルスを含む場合に、極性反転手段として
２の補数化回路を用い、干渉パルス除去型パルス検出回
路として請求項９乃至１２に述べたパルス検出回路を用
い、正負各々のパルスに対応して２つのパルス検出信号
を出力することを特徴とするパルス検出方式。
【請求項１４】パルス変調方式或いはスペクトル拡散
パルス変調方式の復調器に用いられるパルス検出方式に
おいて、受信パルス変調信号が搬送波を含み、かつ、０
相、π相の両極性のパルスを含む場合に、受信信号を局
部発振器からの出力及びこれを９０度位相器に通した出
力各々と乗算器により掛け合わせてＩ相、Ｑ相２系統の
準ベースバンド信号を生成し、各々をＡ／Ｄ変換器によ
り多値ディジタル信号に変換し、この２系統のディジタ
ル信号を振幅演算回路に入力してパルス振幅値を求める
とともに、極性判定回路に入力して極性の判定をし、そ
の判定結果を元に振幅値の出力先を出力制御回路により
２つに分けることで０相パルス振幅とπ相パルス振幅を
分離し、最期に各相のパルス振幅を各々請求項９乃至１
２のいずれかに記載の干渉パルス除去型パルス検出回路
に入力して０相、π相各々のパルスに対応した２つのパ
ルス検出信号を出力するようにしたことを特徴とするパ
ルス検出方式。
【請求項１５】請求項１４に記載のパルス検出方式に
おいて、受信パルス変調信号が搬送波を含み、かつ、０
相、π／２相、π相、３π／２相の４極性のパルスを含
む場合に、受信信号を局部発振器からの出力及びこれを
９０度位相器に通した出力各々と乗算器により掛け合わ
せてＩ相、Ｑ相２系統の準ベースバンド信号を生成し、
各々をＡ／Ｄ変換器により多値ディジタル信号に変換
し、この２系統のディジタル信号を振幅演算回路に入力
してパルス振幅値を求めるとともに、極性判定回路に入
力して極性の判定をし、その判定結果を元に振幅値の出
力先を出力制御回路により４つに分けることで各相のパ
ルス振幅を分離し、最期に各相のパルス振幅を各々請求
項９乃至１２のいずれかに記載の干渉パルス除去型パル
ス検出回路に入力して０相、π／２相、π相、３π／２
相の各々のパルスに対応した４つのパルス検出信号を出
力するようにしたことを特徴とするパルス検出方式。
【請求項１６】請求項１に記載のパルス検出方式にお
いて、入力パルス変調信号がアナログベースバンド信号
の場合に、パルス検出手段として受信信号と基準値との
比較にコンパレータを用い、ピーク保持手段として片方
を接地したコンデンサとその他端と受信信号端の接続制
御を前記コンパレータ出力を用いて行なうスイッチと、
前記コンデンサの両端を初期化制御信号によりショート
するスイッチからなる回路を用い、最大値選択出力手段
として２つのダイオードのアノードを接続し、一方のカ
ソードを基準電圧、他方を前記コンデンサの非接地端子
に接続し、アノードに生じる電圧を新たな基準電圧とす
るものを用い、遅延手段としてはパルス検出信号を制御
信号とする他のスイッチと、この他のスイッチにより充
電される他のコンデンサと、この他のコンデンサを放電
させるための抵抗と、充電電圧と遅延調整電圧を比較し
て遅延パルスを生成するコンパレータと、その遅延パル
スを反転させてピーク保持手段を初期化する信号を生成
するインバータからなるタイマ回路を用いることによ
り、各フレーム毎の先頭の受信パルスに一定時間内で遅
れて混入するより振幅の小さい干渉パルスを除去する機
能を持たせたことを特徴とするパルス検出方式。
【請求項１７】請求項２に記載のパルス検出方式にお
いて、入力パルス変調信号がアナログベースバンド信号
の場合に、遅延手段及び信号の消去が可能な遅延手段の
代りにアナログ遅延線とアナログスイッチを用い、パル
ス検出手段として受信信号と基準値を比較するコンパレ
ータを用い、この判定出力を請求項１６と同様のタイマ
回路により遅延させ、その出力を用いて先のアナログス
イッチを制御することにより各フレーム毎の最大の受信
パルスより一定時間内で進んで混入するより振幅の小さ
い干渉パルスを除去する機能を持たせることを特徴とす
るパルス検出方式。
【請求項１８】請求項１６に記載のパルス検出方式に
おいて、入力パルス変調信号がアナログベースバンド信
号の場合に、パルス検出信号をそのまま出力する代りに
これをアナログ遅延線に入力して一定時間遅延させ、そ
の出力をスイッチに通し、これをタイマ回路の出力で制
御した結果を新たなパルス検出信号とすることにより、
各フレーム毎の最大の受信パルスの前後一定時間内に混
入するより振幅の小さい干渉パルスを除去する機能を持
たせたことを特徴とするパルス検出方式。