JPH10107629A - 信号処理装置及びそれを備えるシステム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】アンチエイリアシングＬＰＦの必要個数を減ら
し、より正確なアナログ信号をサンプリングすることが
できる信号処理装置を提供する。 【解決手段】接続されたセンサ４〜６の出力を高速で切
り替える多重化ノード１８と接続され、その出力を内蔵
するＡ／Ｄ変換器５０２によりデジタル化する信号処理
装置２５において、サンプリング時刻をランダム化する
ランダム化処理部５０４と、サンプルした結果を平均化
処理するソフトウエアＬＰＦ部５０３とを備え、ランダ
ム化処理部５０４は、サンプリング時刻を設定する際に
は、その時刻がスイッチ回路５０９を介してアクチュエ
ータ５１０へ入力されるオン／オフ指令の時刻と重なら
ないようにランダム化されたサンプリング時刻を調整す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、アナログ信号を処
理する信号処理装置に係り、特に、多数のアナログ信号
のリアルタイムサンプリングが重要で、且つ低価格化を
必要とする信号処理装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、信号処理装置において、各種セン
サ信号や音声、映像信号などのアナログ信号をより正確
にＡ／Ｄ変換器でサンプリングするためには、アナログ
信号をアンチエイリアシング用ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）で不要な高周波成分を除去し、Ａ／Ｄ変換器を用い
てディジタル信号に変換していた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】このような従来の信号
処理装置においては、サンプルすべきアナログ信号の各
々に必ずアンチエイリアシングＬＰＦが必要となる。特
に、複数のアナログ信号を逐次切り替える手段から出力
されたアナログ信号を１つのＡ／Ｄ変換器でデジタル化
するような信号処理装置では、処理すべきアナログ信号
の数に比例してアンチエイリアシングＬＰＦの必要個数
が増え、装置のコストアップの一要因となっていた。

【０００４】また、従来の信号処理装置を含むシステム
では、上記アナログ信号を出力する各種センサの近傍
に、これらセンサに対応して動作する各種のアクチュエ
ータが設置されている場合がある。このような場合、従
来の信号処理装置では、これらアクチュエータの起動停
止タイミングに関係なく、必要な性能を満足するために
必要なサンプリングレートでアナログ信号をサンプリン
グしている。このため、アクチュエータの起動停止時に
発生するノイズにより、サンプリング値に誤差が発生す
る場合があるという問題があった。

【０００５】また、従来の信号処理装置では、検出しよ
うとするアナログ信号の周波数範囲が低い場合には、用
いられるアンチエイリアシングＬＰＦのカットオフ周波
数も低くする必要がある。しかし、このような場合には
アンチエイリアシングＬＰＦ回路の規模が大きくなり、
信号処理装置全体の小型化あるいはＩＣ化の妨げとなっ
ていた。

【０００６】本発明は、上述したような問題を鑑みてな
されたもので、その目的は、アンチエイリアシングＬＰ
Ｆの必要個数あるいはその回路規模を減少させ、より正
確なアナログ信号をサンプリングすることができる信号
処理装置及び方法並びにこの装置を備えたシステムを提
供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】前記の目的を達成すべ
く、本発明に係わる信号処理装置およびその装置を備え
るシステムでは、アナログ信号のサンプリング周期を一
定周期とせず、その結果得られたサンプリング周期の最
大値より速い周期で変化をするアナログ信号のスペクト
ルを拡散して検出しないようにすること特徴としてい
る。

【０００８】また、前記の目的を達成すべく、本発明に
係る信号処理装置およびその装置を備えるシステムで
は、アクチュエータの起動停止時にサンプリングを行わ
ないことによりアクチュエータの起動停止時に発生する
ノイズによるサンプリング誤差がないように構成するこ
とを特徴としている。

【０００９】より具体的には、本発明では、アナログ信
号をサンプリングしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ
変換器と、当該Ａ／Ｄ変換器でのサンプリング時刻を設
定するタイミング設定部とを有する信号処理装置におい
て、前記タイミング設定部は、一定周期で設定された時
刻を含む予め定めた長さの時間範囲を設け、当該設定部
で設定された一連のサンプリング時刻によって決定され
るサンプリング周期が一定とならないように、前記予め
定めた時間範囲内でサンプリング時刻を変位させて設定
する。

【００１０】また、上記本発明において、Ａ／Ｄ変換器
は、複数のアナログ信号を切り替える信号切替手段から
出力されたアナログ信号をサンプリングする構成として
も良い。

【００１１】また、上記本発明において、Ａ／Ｄ変換器
によってサンプリングしたデータを平均化処理する手段
をさらに備える構成としても良い。

【００１２】また、上記発明において、サンプリング設
定部は、前記予め定めた時間範囲内でランダムに選択さ
れた時刻を、前記サンプリング時刻として設定する構成
としても良い。

【００１３】また、上記発明において、外部のアクチュ
エータを駆動するための制御指令を受け入れる手段をさ
らに備え、前記タイミング設定部は、前記受け入れた制
御指令が示す前記アクチュエータのオン及びオフ時刻の
いずれかと前記設定されたサンプリング時刻とが重なる
かを判定する手段と、重なると判定された場合に、サン
プリング時刻を再設定する手段とを備える構成としても
良い。

【００１４】また、上記発明において、前記Ａ／Ｄ変換
器へ入力するアナログ信号をフィルタリングするローパ
スフィルタをさらに備え、前記ローパスフィルタのカッ
トオフ周波数は、前記タイミング設定部で設定されたサ
ンプリング時刻に対応するサンプリング周波数の１／２
よりも高いものとしても良い。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、図面により本発明の実施形
態を説明する。なお、以下の各実施形態を説明するため
の図において、同一機能を有する対応部材あるいは回路
には同一符号を付し、重複する説明は省略する。

【００１６】本発明を適用した信号処理装置２５の一実
施形態の構成を図１のブロック図に示す。ここで、信号
処理装置２５にデジタル化すべきアナログ信号を供給す
る多重化ノード１８は、接続されたアナログセンサ４〜
６のアナログ信号を高速で切り替えてデータ線５０１に
出力するものである。

【００１７】本実施形態の信号処理装置２５は、サンプ
ルホールディング回路を備えるＡ／Ｄ変換器５０２を内
蔵し、該Ａ／Ｄ変換器５０２によりデータ線５０１を通
して出力されたアナログ信号をサンプリングすること
で、センサ信号４〜６の値を順次得る。多重化ノード１
８でのアナログ信号の切り替えタイミングは、後述する
本実施形態によって設定されるＡ／Ｄ変換器５０２のサ
ンプリングタイミングに合わせて設定されるものとす
る。なお、本発明において、これら両タイミングの同期
方法は本質的な問題ではないため、ここでは省略する。

【００１８】上記の多重化ノード１８及び信号処理装置
２５の構成によれば、複数のセンサ信号を時分割多重化
して伝送できるため、信号線の総量を削減でき信号処理
システムを低コストで実現できる。しかし、データ線５
０１には速い周期でスイッチングされたセンサ信号が伝
送されるため、Ａ／Ｄ変換器５０２の前にアンチエイリ
アシングＬＰＦを入れることができない。従って、外来
する高周波ノイズを低減させるために、本発明であるデ
ータ取り込み方法を適用することが非常に有効になる。

【００１９】本発明によるデータ取り込み方法は、信号
処理装置２５において、Ａ／Ｄ変換器５０２のサンプリ
ング時刻をランダムにシフトさせるランダム化処理部５
０４と、サンプリング結果を平均化処理するソフトウェ
アＬＰＦ部５０３とをさらに設けることによって実現で
きる。なお、ここではＬＰＦ処理であるが、移動平均処
理など平均化できる処理であればどんな手法でもかまわ
ない。

【００２０】本発明との比較のために、図２を用いて従
来のノイズ対策方法について説明する。従来の信号処理
装置５０５は、図２に示すように、アクチュエータ５１
０等を駆動する高電圧や大電流のオン／オフ制御を行う
ためのスイッチ回路５０９を内蔵しているか、あるい
は、このようなスイッチ回路５０９の外部に近接して設
置されている。これは、例えば自動車用の処理装置であ
れば、点火プラグや燃料インジェクタなどのオン／オフ
を制御するスイッチ回路であり、入力されるオン／オフ
指令に応じて動作する。

【００２１】アクチュエータ５１０がオンあるいはオフ
すると、高電圧、大電流の急峻な変化が発生して高周波
の電磁ノイズを発生する。これらの外部から放射される
高周波ノイズによるサンプリング誤差を低減するため
に、従来の信号処理装置５０５におけるセンサ信号のサ
ンプリング回路の構成は以下のようにしていた。

【００２２】まず、アンチエイリアシングＬＰＦ５０６
〜５０８を内蔵しており、アナログセンサ４〜６のセン
サ信号に含まれる高周波ノイズによるエイリアシング現
象の対策をしている。このノイズ対策された信号をアナ
ログマルチプレクサ５１１でセレクトし、Ａ／Ｄ変換器
５０２でディジタルデータとして取り込んでいる。従っ
て、センサ信号の取り込みタイミングとアクチュエータ
５１０の動作タイミングとは全く無関係である。

【００２３】次に、このエイリアシング現象を図３を用
いて詳細に説明する。図３に示すように、センサ信号で
ある１０Ｈｚの正弦波信号と高周波ノイズである９０Ｈ
ｚの正弦波信号を１０ｍｓ周期でサンプリングすると全
く同じものとしてサンプリングしてしまう。これは高周
波ノイズ９０Ｈｚがあると、本来それ以外何も信号が無
くても、１０Ｈｚの信号が入力されたと誤認することを
示す。そこで、従来はこの対策としてアンチエイリアシ
ングＬＰＦを用いた対策をしていた。図４はアンチエイ
リアシングＬＰＦの特性を示している。アンチエイリア
シングＬＰＦは、サンプリング周波数の半分の周波数を
カットオフ周波数にもつＬＰＦであり、ＯＰアンプや抵
抗、コンデンサで構成されたフィルタ回路である。

【００２４】本実施形態では、このアンチエイリアシン
グＬＰＦをセンサからの出力毎に用いることなく、高周
波ノイズを検出しないようにするものである。このため
に図１で示す信号処理装置２５において、Ａ／Ｄ変換器
５０２のサンプリング時刻をランダムにするランダム化
処理部５０４とサンプリング結果を平均化処理するソフ
トウェアＬＰＦ部５０３を新たに追加した。

【００２５】次に、これらの新たに追加されたランダム
化処理部５０４およびソフトウエアＬＰＦ部５０３によ
って実現される本発明によるデータサンプリング方法に
ついて図３を参照して説明する。なお、本例では、サン
プリング周期を１０ｍｓ、検出しようとするアナログ信
号を１０Ｈｚ信号とし、入力信号には、前記アナログ信
号とこのアナログ信号のエイリアスとなる９０Ｈｚ信号
とが含まれているものとして説明する。

【００２６】本実施形態の方法では、ランダム化処理部
５０４により、例えば図３の時刻Ｔ７の部分のサンプリ
ング時刻を、図中網目領域で示された±５ｍｓの範囲
（以下ではランダム化範囲と呼ぶ）でランダムに変化さ
せ、このランダム変化されたサンプリングタイミングに
よって入力信号をサンプリングする。

【００２７】上記±５ｍｓのランダム化範囲は、図３か
らも判るように、１０Ｈｚ信号の周期に比較して非常に
短い。このため、この範囲内で１０Ｈｚ信号の位相はあ
まり変化せず、その振幅も大きくは変化しない。よっ
て、本発明の方法によって、ランダム化処理後のタイミ
ングにより１０Ｈｚ信号をサンプリングしても、そのサ
ンプリング値は、従来の方法により１０ｍｓ周期でサン
プリングした値に近くなる確率が高い。本発明による方
法と従来の方法とでサンプリングした値が同じとなる確
率は、上記ランダム化範囲が検出すべきアナログ信号の
周期に比較してより小さくなると増加する。

【００２８】一方、９０Ｈｚ信号では、その周期と上記
±５ｍｓのランダム化範囲とが同じ程度となる。このた
め、上記ランダム化範囲内でサンプリングタイミングが
ランダム変化すると、９０Ｈｚ信号の位相はほぼ±１８
０°の範囲で変化し、また、その振幅は、確率的には９
０Ｈｚ信号の振幅範囲内でいずれの値でもとりうること
になる。

【００２９】すなわち、本実施形態によりランダム化さ
れたサンプリングタイミングにより１０Ｈｚ信号を取り
込んだ場合、得られたサンプリングデータの中に、元の
１０Ｈｚ信号成分を十分に含んでいるが、９０Ｈｚ信号
の場合は、サンプリングデータがほとんどホワイトノイ
ズ状になる。これは９０Ｈｚ成分がスペクトル拡散され
ていることとなる。

【００３０】更に、本実施形態では、ソフトウェアＬＰ
Ｆ部５０３で、得られたサンプリングデータに含まれて
いる不要な高周波成分をカットすることで、高周波ノイ
ズ９０Ｈｚによる検出誤差をさらに減少させることがで
きる。

【００３１】より具体的な例を用いて説明する。例えば
図５に示すように、各サンプリング毎に±５ｍｓの範囲
内でランダムにシフト量を定め、このシフト量によっ
て、従来の方法により一定の周期で設定されたサンプリ
ング時刻に乱れを与え、この故意に乱したサンプリング
時刻を用いて、振幅が±１の０．１Ｈｚのセンサ信号を
サンプリングする。なお、図６は上記図５のシフト量に
関する周波数特性を示している。

【００３２】するとサンプリング結果は、図７、図８で
示すように、多少誤差を生じるが比較的正確に０．１Ｈ
ｚ信号をサンプリングできることがわかる。ところが、
振幅が±１の９９．９Ｈｚの高周波ノイズ信号を、上記
サンプリング時刻によりサンプリングすると、図９、図
１０に示すようにスペクトルが拡散され、９９．９Ｈｚ
信号のエイリアシング信号である０．１Ｈｚ成分は、１
／１００以下になり、実質的には検出されなくなる。

【００３３】このことにより、本実施形態の信号処理装
置２５（図１参照）によれば、アンチエイリアシングＬ
ＰＦを用いることなく、高周波ノイズの悪影響をカット
できることが明らかとなる。

【００３４】また、ここではサンプリング時刻を図６に
示すようにホワイトノイズ的なランダム信号を用いた
が、低周波成分の少ないランダム信号を用いるように構
成しても良い。このような構成によれば、センサ信号の
誤差を小さく抑えることができる。これは、低周波成分
が本来必要とするセンサ信号の周波数成分と重なってい
るためである。

【００３５】なお、多重化ノード１８がなく、直接セン
サ４〜６がＡ／Ｄ変換器５０２に接続された場合でも、
サンプリング時刻をランダムにするランダム化処理部５
０４とサンプリング結果を平均化処理するソフトウェア
ＬＰＦ部５０３とを設けることにより、ハードウェアに
よるアンチエイリアシングＬＰＦが省略可能であること
は明らかである。しかも、ランダム化処理部５０４とソ
フトウェアＬＰＦ部５０３はソフトウェアによって実現
するものであるため、装置全体のコスト低減に効果があ
る。また、取り込み信号がセンサ信号ではなく、アナロ
グの音声や映像信号であっても、本発明により低コスト
でディジタル化できることは明らかであり、有効であ
る。

【００３６】また、以上は紛れ込んでしまった高周波ノ
イズに対する対応であったが、例えばエンジン制御に於
ける点火プラグやインジェクタなどの大電力を要するア
クチュエータのオン／オフ駆動を行うスイッチ回路５０
９の立ち上がりや立ち下がり時点を検出して、上記サン
プリング時刻のランダム化処理に加えて、オンあるいは
オフ時にセンサ信号をサンプリングしないようにタイミ
ング調整を行なえば、高周波ノイズの紛れ混みを未然に
ふせぐことができ、更に効果を上げることができる。

【００３７】具体的には、アクチュエータ５１０へのオ
ン／オフ指令を出力するスイッチ回路５０９への指令信
号をランダム化処理部５０４に取り込み、設定しようと
するサンプリング時刻とアクチュエータ５１０のオンオ
フ時刻が一致しないように構成する。特に、本発明では
サンプリング周期がランダムで良いため、アクチュエー
タのオンオフ時にサンプリングを回避することは、その
構成上、容易であり都合が良い。

【００３８】また、本実施形態で設定した上記±５ｍｓ
のランダム化範囲は一例であり、本発明におけるランダ
ム化の範囲はこれに限定されるものではない。ランダム
化範囲の決定に際しては、検出しようとする周波数のア
ナログ信号をどの程度正確にサンプリングしようとする
かによって決定すると良い。

【００３９】例えば、図５〜図１０の例で説明したよう
に、１０％程度の精度が必要であれば、上記ランダム化
範囲内で位相あるいは振幅の変化が１０％以下程度と
し、かつ、当該アナログ信号のエイリアスとなる高周波
ノイズの位相が１周期程度あるいはそれ以上として、そ
の振幅が大きく変化するように、上記ランダム化範囲を
設定する。

【００４０】また、本実施形態では、一定周期で設定さ
れた時刻を中心として上記ランダム化範囲を設け、この
範囲内でランダムにサンプリング時刻を設定していた
が、本発明で設定すべきサンプリング時刻を変位させる
範囲の設定方法、および、その範囲内でのサンプリング
時刻の設定方法は、これら限定されるものではない。例
えば、サンプリング時刻を変位させる範囲としては、一
定周期で設定された時刻を含むか、あるいは、それに対
応して設定されるものであれば良い。また、この範囲内
でのサンプリング時刻は必ずしもランダムに決定されな
くとも良く、検出しようとするアナログ信号あるいは排
除しようとする高周波ノイズの波形との相関性ができる
だけ低く、ランダム的にサンプリング時刻を変位させ、
サンプリング周期を一定としない設定方法であれば、他
の方法を用いても良い。

【００４１】次に、本発明を適用した信号処理装置のよ
り具体的な実施形態を図１１〜１８を参照して説明す
る。

【００４２】本実施形態の装置は、本発明を自動車の信
号処理装置に適用した、多重化ノード１８と自動車用信
号処理装置２５とから構成される自動車用データ多重化
処理装置であり、図１１に示すようなハードウェア構成
を有する。

【００４３】本実施形態では、多重化ノード１８に接続
されるスイッチ１〜３およびアナログセンサ４〜７は、
コネクタ１６により入力信号多重化回路１７のＳ１〜Ｓ
７に接続される。特に、Ｓ０は多重化ノード１８の物理
的に近傍のシャーシＧＮＤ電圧レベルであり、Ｓ１〜Ｓ
７に接続されたセンサのＧＮＤオフセットによる誤差を
補正するために用いられる。また、入力信号多重化回路
１７はコネクタ１９により多重化データバスに接続され
る。なお、この多重化ノード１８はこの他にも任意に多
重化データバスに接続することが出来る。

【００４４】本実施形態の自動車用信号処理装置２５
は、エンジン、自動変速機やブレーキ等の自動車に搭載
される機関（アクチュエータ）を制御するための装置で
ある。コネクタ２４により多重化データバスに接続さ
れ、多重化インターフェース回路２６と１チップマイク
ロコンピュータ２７を内蔵する。

【００４５】図１２に入力信号多重化回路１７の詳細な
回路図を示す。センサはＳ０〜Ｓ７に示す端子に接続す
る。また、多重化データバスは４本あり、アドレスやセ
ンサデータを伝送するＤＡＴＡ線、クロック信号を伝送
するＣＬＯＣＫ線、バッテリ電力を供給するＶＢ線、グ
ランドレベルであるＧＮＤ線からなる。ただし、多重化
ノードの近傍にバッテリ電力の供給線があれば、ここか
ら電力を供給してもよい。

【００４６】Ｓ０〜Ｓ７に入力されるセンサ信号は、セ
ンサ信号インターフェース回路１０１〜１０８によりゲ
イン調整をされた後、アナログスイッチ１０９〜１１６
に入力される。アナログスイッチ１０９〜１１６の出力
は、バッファアンプ１１９により増幅され、アナログス
イッチ１２０とダイオード１２６、１２７、抵抗１２８
からなるサージ保護回路を介して、多重化データバスの
ＤＡＴＡ線に接続される。

【００４７】また、バッファアンプ１１９にはアナログ
スイッチ１１７、１１８にも接続され、５Ｖまたは０Ｖ
を出力することが出来る。なお、バッファアンプ１１９
にはＯＰアンプを使用し、そのスルーレートは、標準的
なプロセス及びＯＰアンプ回路構成を用いれば、約０．
５Ｖ／マイクロ秒以下である。また、標準的なＯＰアン
プの構成は省略するが、このスルーレートの値は内蔵す
る位相補償回路の静電容量の値によって変化する。

【００４８】また、ＤＡＴＡ線より放射されるラジオノ
イズはＤＡＴＡ線の信号のパワースペクトルのラジオ周
波数帯域成分の大きさによる。バッファアンプ１１９の
出力はＤＡＴＡ線を使って伝送するため、このスルーレ
ートを調整することにより、ＤＡＴＡ線の信号のパワー
スペクトル内のラジオ周波数帯域成分の大きさを変化さ
せることができ、これが減少するように調整している。

【００４９】一方、コンパレータ１２１はＣＬＯＣＫ線
の電圧レベルが０．７８×ＶＢ（バッテリ電圧）でオン
する。これはＣＬＯＣＫ線に伝送されるＶＢ振幅のスタ
ート信号を検出するためのものである。また、コンパレ
ータ１２２はＣＬＯＣＫ線の電圧レベルが２．２Ｖ以上
でオンする。これはＣＬＯＣＫ線に伝送される５Ｖ振幅
のクロック信号を検出するためのものである。また、コ
ンパレータ１２３はＤＡＴＡ線の電圧レベルが２．２Ｖ
以上でオンする。これはＤＡＴＡ線に伝送される５Ｖ振
幅のアドレス信号を検出するためのものである。また、
これらのコンパレータはヒステリシス特性を有し、ノイ
ズの影響による誤動作を防止している。また、このよう
にパルスの振幅に情報を付加しているため、コンパレー
タと基準電圧のみの非常にシンプルな回路構成で情報を
識別することができる。

【００５０】これらのコンパレータの出力信号によって
ディジタルシーケンサ１２４は、アナログスイッチ１０
９〜１１８のオン／オフを制御する。なお、ディジタル
シーケンサ１２４は、アドレス設定スイッチ１３６〜１
３９により設定されるアドレス信号を取り込み、他の多
重化ノードへのデータかそうでないか区別するアドレス
判別機能を有する。なお、電源１２５は、ディジタルシ
ーケンサ１２４に電力を供給するものである。また、抵
抗１３４とツェナーダイオード１５２は電源にかかるサ
ージ保護のため、コンデンサ１３５はディジタルシーケ
ンサ１２４のシーケンス遷移時に急瞬に流れる電流を供
給するためのものである。

【００５１】図１３は、自動車用信号処理装置２５のう
ち、センサデータの多重伝送に関係する多重化インター
フェース回路２６と１チップマイクロコンピュータ２７
との構成例を示したものである。

【００５２】ダイオード２０１、２０２と抵抗２００に
よりＤＡＴＡ線に印加されるサージに対する保護を行
う。更にＤＡＴＡ線上の伝送信号は、抵抗２１０とコン
デンサ２１１により高周波ノイズをカットしてＡ／Ｄ変
換器を内蔵した１チップマイクロコンピュータ２７のＡ
／Ｄ入力に入力される。この回路によりＤＡＴＡ線上の
アナログセンサデータを１チップマイクロコンピュータ
２７に取り込むことができる。

【００５３】また、１チップマイクロコンピュータ２７
のＤＡＴＡ１出力とＤＡＴＡ０出力は出力ポートであ
り、ソフトウェアにより５Ｖまたは０Ｖにすることがで
きる。この出力ポートを制御することによりＤＡＴＡ線
を５Ｖ、０Ｖまたは開放することができる。ＤＡＴＡ線
を５Ｖにするためには、ＤＡＴＡ０出力を０Ｖにしてト
ランジスタ２０７をカットオフ状態にして、ＤＡＴＡ１
出力を０Ｖにしてトランジスタ２０４をアクティブ状態
にすることにより可能となる。また、ＤＡＴＡ線を０Ｖ
にするためには、ＤＡＴＡ１出力を５Ｖにしてトランジ
スタ２０７をカットオフ状態にして、ＤＡＴＡ０出力を
５Ｖにしてトランジスタ２０４をアクティブ状態にする
ことにより可能となる。同様に、ＤＡＴＡ線を開放する
ためには、ＤＡＴＡ１出力を５Ｖにしてトランジスタ２
０７をカットオフ状態にして、ＤＡＴＡ０出力を０Ｖに
してトランジスタ２０４をカットオフ状態にすることに
より可能となる。

【００５４】これらの操作により、ＤＡＴＡ線上にアド
レス信号を出力したり、ＤＡＴＡ線を開放してアナログ
センサデータを受信したりすることが可能となる。な
お、コンデンサ２０６はＤＡＴＡ線の信号変化速度を一
定値以下に制限する緩応答作用がある。

【００５５】次に、ＣＬＯＣＫ線側の回路について説明
する。ＣＬＯＣＫ線では、ダイオード２０１、２０２と
抵抗２００によりＣＬＯＣＫ線に印加されるサージに対
する保護を行う。また、１チップマイクロコンピュータ
２７のＡ／Ｄ＿ｐｕｌｓｅ端子は、Ａ／Ｄ変換器のサン
プルホルダのサンプリングが完了した時点で立ち上が
り、Ａ／Ｄ変換処理が終了した時点で立ち下がるもので
ある。なお、本Ａ／Ｄ変換器は繰り返し連続してＡ／Ｄ
変換を行う連続モードを持っており、このモードを使用
することにより連続方形波を得ることが出来る。

【００５６】また、Ｓｔａrｔ出力端子は出力ポートで
ありソフトウェアにより５Ｖまたは０Ｖにすることがで
きる。まず、Ｓｔａrｔ出力が０Ｖの場合、ＡＮＤゲー
ト２２３の出力は０ＶでＡＮＤゲート２２７の出力はＡ
／Ｄ＿ｐｕｌｓｅ端子に出力される連続方形波である。
従って、Ａ／Ｄ＿ｐｕｌｓｅ端子が５Ｖの場合はトラン
ジスタ２１６、２２０、２３０がカットオフ状態、トラ
ンジスタ２２５がアクティブ状態となってＣＬＯＣＫ線
上に５Ｖが出力される。また、Ａ／Ｄ＿ｐｕｌｓｅ端子
が０Ｖの場合はトランジスタ２３０がアクティブ状態、
トランジスタ２１６、２２０、２２５がカットオフ状態
となってＣＬＯＣＫ線上に０Ｖが出力される。この結
果、ＣＬＯＣＫ線には振幅が５ＶのＡ／Ｄ＿ｐｕｌｓｅ
端子と相似形のパルスを出力することが出来る。

【００５７】次に、Ｓｔａrｔ出力が５Ｖの場合、ＡＮ
Ｄゲート２２７の出力は０ＶでＡＮＤゲート２２３の出
力はＡ／Ｄ＿ｐｕｌｓｅ端子に出力される連続方形波で
ある。従って、Ａ／Ｄ＿ｐｕｌｓｅ端子が５Ｖの場合は
トランジスタ２１６、２２０がアクティブ状態、トラン
ジスタ２２５、２３０がカットオフ状態となってＣＬＯ
ＣＫ線上にＶＢ（バッテリ電圧）が出力される。また、
Ａ／Ｄ＿ｐｕｌｓｅ端子が０Ｖの場合は、トランジスタ
２３０がアクティブ状態、トランジスタ２１６、２２
０、２２５がカットオフ状態となってＣＬＯＣＫ線上に
０Ｖが出力される。この結果、ＣＬＯＣＫ線には振幅が
ＶＢのＡ／Ｄ＿ｐｕｌｓｅ端子と相似形のパルスを出力
することが出来る。なお、コンデンサ２２９はＣＬＯＣ
Ｋ線の信号変化速度を一定値以下に制限する緩応答作用
がある。

【００５８】次に、各信号の変化をタイムチャートを用
いて説明する。図１４は、図１２に示した入力信号多重
化回路１７により多重化されたセンサ信号を伝送する時
のタイムチャートである。自動車の制御上必要なタイミ
ングでセンサ信号取り込みタスク（ＳＭＰ＿ＴＡＳＫ）
を発生させる。このタスクによりＡ／Ｄ変換終了割り込
み（Ａ／Ｄ＿ＩＲＱ）の割り込み処理を許可する。

【００５９】まず、最初のＡ／Ｄ＿ＩＲＱ処理で、Ｓｔ
ａｒｔ出力を立ち上げＣＬＯＣＫ線に振幅ＶＢのスター
トパルスを出力する。このとき入力信号多重化回路１７
のディジタルシーケンサ１２４は、Ｄ＿ＳＴ端子にパル
スが入力され、このことによりＤ＿ＥＮ端子をＬｏｗに
して、ＤＡＴＡ線を開放する。また、クロック信号の立
ち下がりエッジでカウントアップするカウンタを内蔵し
ており、このクロックカウンタを１に初期設定する。

【００６０】次に、図中ｔ０からｔ１までで示す時間で
は、１チップマイクロコンピュータ２７はＤＡＴＡ１出
力とＤＡＴＡ０出力を制御してＤＡＴＡ線上にアドレス
を出力し、時刻ｔ１でＤＡＴＡ線を開放する。このと
き、入力信号多重化回路１７のディジタルシーケンサ１
２４は、ＤＡＴＡ線のアドレス情報の受信をスタートす
る。まず、クロックカウンタが（１）のときアドレス信
号Ａ０を受信し、同様にクロックカウンタが（２）のと
きアドレス信号Ａ１、クロックカウンタが（３）のとき
アドレス信号Ａ２、クロックカウンタが（４）のときア
ドレス信号Ａ３を受信する。これは、ＣＬＯＣＫ線の立
ち上がりに同期してＤＡＴＡ線の情報をシフトレジスタ
を用いて受信している。

【００６１】次に、クロックカウンタが（５）のとき、
受信したアドレスデータとディジタルシーケンサ１２４
のＤ＿Ａ０〜Ｄ＿Ａ３の端子に設定にされたアドレス設
定値が等しかった場合にのみ次の処理を行う。

【００６２】まず、ｔ１〜ｔ２で示す時間では、クロッ
クカウンタが（５）になるとＤ＿ＥＮ端子をＨｉにし
て、バッファアンプ１１９の出力をＤＡＴＡ線に接続す
る。また、同時にエコーバックＥ０を出力するためにＤ
＿Ｅ１端子をＨｉにしてバッファアンプ１１９に５Ｖを
入力する。同様にクロックカウンタが（６）になるとエ
コーバックＥ１を、クロックカウンタが（７）になるエ
コーバックＥ２を、クロックカウンタが（８）になると
エコーバックＥ３を出力する。なお、エコーバックＥ０
はディジタルシーケンサ１２４のＤ＿Ａ０端子の論理デ
ータと等しく、同様にエコーバックＥ１はディジタルシ
ーケンサ１２４のＤ＿Ａ１端子、エコーバックＥ２はデ
ィジタルシーケンサ１２４のＤ＿Ａ２端子、エコーバッ
クＥ３はディジタルシーケンサ１２４のＤ＿Ａ３端子と
論理データが等しい。

【００６３】また、ｔ２〜ｔ３で示す時間では、クロッ
クカウンタが（９）になるとＤ＿Ｓ０端子をＨｉにして
センサ信号Ｓ０をバッファアンプ１１９の入力に接続す
る。同様にクロックカウンタの値が（１０）〜（１６）
になるとセンサ信号Ｓ１〜Ｓ７をバッファアンプ１１９
の入力に接続する。

【００６４】最後に時刻ｔ３では、Ｄ＿ＥＮ端子をＬｏ
ｗにして、ＤＡＴＡ線を開放する。このｔ１〜ｔ３の時
間で１チップマイクロコンピュータ２７は概略次の様な
処理を行う。まず、ｔ０〜ｔ１の時刻に送信したアドレ
スと同じデータが、ｔ１〜ｔ２の時刻に帰ってきている
か確認し、同じであれば、ｔ３〜ｔ４の時刻に送られて
くるセンサ情報を取り込むようにする。もしも、始めに
送信したアドレスと異なるアドレスが帰ってきた場合は
伝送エラーの可能性があるため、エラー処理を行う。

【００６５】次に、１チップマイクロコンピュータ２７
のプログラムについて説明する。図１５は、データ転送
を行いたい時にまず行うＳＭＰ＿ＴＡＳＫのフローチャ
ートである。処理３０１によりａｄ＿ｃｎｔやｅｒｒ＿
ｃｎｔをゼロクリアし、Ａ／Ｄ＿ＩＲＱ割り込みを許可
する。このことによりＡ／Ｄ変換が終了するたびに図８
及び図９に示すＡ／Ｄ＿ＩＲＱ処理を行うようになる。
その後、処理３６０で次にこのＳＭＰ＿ＴＡＳＫを起動
する時間をランダムに設定する。

【００６６】本実施形態ではこの処理３６０により、セ
ンサ信号のサンプリング周期がランダムになり高周波ノ
イズのスペクトルが拡散される。ただし、当該処理によ
り設定された時刻が点火プラグまたは大電力電磁アクチ
ュエータのオンまたはオフの時刻であれば、巨大なノイ
ズが混入する恐れがあるためこれは設定しない。

【００６７】ＳＭＰ＿ＴＡＳＫの起動時刻の設定処理３
６０の一例を図１６のフローチャートに示す。

【００６８】本処理では最初、周知のＭ系列等により擬
似乱数を発生させ（処理３６０１）、発生した擬似乱数
に応じてシフト量を設定し、従来の方法で一定の周期で
設定されたサンプリング時刻を前記シフト量分だけシフ
トさせて、サンプリング時刻Ｔｓを設定する（処理３６
０２）。次に、例えばスイッチ回路５０９（図１参照）
へ入力されるオン／オフ指令を取得して、アクチュエー
タのオン／オフ時刻Ｔａを求め（処理３６０３）、この
オン／オフ時刻Ｔａとサンプリング時刻Ｔｓとが重なる
かどうかを判定する（処理３６０４）。

【００６９】アクチュエータのオン／オフ時刻とサンプ
リング時刻とが重ならない場合（処理３６０４でＮｏ）
には、サンプリング時刻ＴｓをＳＭＰ＿ＴＡＳＫの起動
時刻として設定して、本処理を終了する。また、両時刻
が重なる場合（処理３６０４でＹｅｓ）には、上記サン
プリング時刻Ｔｓを所定の遅延時間Δｔだけ遅らせた時
刻を、新たなサンプリング時刻として再設定し（処理３
６０５）、処理３６０６へ進む。

【００７０】図１２に示した入力信号多重化回路１７を
図１４に示すようなタイムチャートのタイミングで使用
した場合のＡ／Ｄ＿ＩＲＱ処理を、図１７のフローチャ
ートに示す。

【００７１】まず、処理３０２でａｄ＿ｃｎｔをカウン
トアップする。その後、ａｄ＿ｃｎｔの値により処理３
０３〜処理３２０のいずれかを行う。なお、ａｄ＿ｃｎ
ｔの値は図５の中の（１）〜（１８）に対応している。
処理３０３では、Ｓｔａｒｔ出力をＨｉにする。処理３
０４では、Ｓｔａｒｔ出力をＬｏｗにすると同時にＤＡ
ＴＡ０出力とＤＡＴＡ１出力を制御して、ＤＡＴＡ線に
アドレスの最下位ビットＡ０を出力する。同様にして処
理３０５〜処理３０７でＤＡＴＡ線にアドレスのＡ１〜
Ａ３ビットを出力する。処理３０８では、ＤＡＴＡ０出
力とＤＡＴＡ１出力を制御してＤＡＴＡ線を開放する。

【００７２】次に、処理３０９〜処理３１２ではＤＡＴ
Ａ線上のアドレスエコーバック信号を受信し、特に処理
３１２では、エコーバックされた信号が処理３０４〜処
理３０７で送信したデータと等しいかどうかエラー処理
を行う。もし、エラーでなければ処理３１３〜処理３２
０でセンサ信号を取り込み、フィルタ処理を行う。特に
処理３１３では、取り込んだ値が多重化ノード１８の物
理的に近傍のシャーシＧＮＤ電圧レベルであるため、Ｇ
ＮＤＬＶＬとして記憶する。また、処理３２０では、Ａ
／Ｄ＿ＩＲＱ割り込みを禁止し、これ以降、本Ａ／Ｄ＿
ＩＲＱが起動しないようにする。

【００７３】次に、上記図１７の処理３１４〜処理３２
０で行うフィルタ処理の詳細について、図１８、図１９
を参照して説明する。

【００７４】本フィルタ処理は上記図１のソフトウエア
ＬＰＦ５０３を実現するためのもので、例えば図１８に
示すようなブロック構成を備えている。すなわち、ブロ
ック４０１では、検出したアナログセンサ信号のＧＮＤ
オフセットの補正を行うものである。また、ブロック４
０２〜ブロック４０５では、検出したアナログ信号が急
激に変化した場合、これを外乱ノイズと判断し除去する
ためのフィルタブロックである。

【００７５】本例では、積算要素４０５の出力がフィル
タ処理されたアナログデータｓｅｎｓ（ｎ）である。ブ
ロック４０２では、現在検出したアナログデータとブロ
ック４０６により１サンプル過去のアナログデータｓｅ
ｎｓ（ｎ）の差分をとる。この結果をブロック４０３で
ゲイン調整し、ブロック４０４は入力があまり大きな値
である場合、これはノイズの影響であると判断し飽和さ
せる。ブロック４０５では入力信号を積算する。このル
ープにより徐々にブロック４０１の出力とブロック４０
５の出力が等しくなっていく。本方式は、ブロック４０
５にメモリが必要となるが、移動平均によるフィルタ処
理等に比較して、メモリの容量に対する低域通過フィル
タ効果を高くすることができる。

【００７６】上記フィルタ処理のフローチャートを図１
９に示す。処理３４０ではＧＮＤオフセットの補正を行
い、処理３４１で減算及びゲイン調整、処理３４２で正
側飽和処理、処理３４３で負側飽和処理、処理３４４で
積算処理を行う。

【００７７】次に、図１７の処理３１２で行うエラー処
理の詳細について説明する。なお、このエラー処理のた
めに、各多重化ノードのアドレスに２進数で００００と
１１１１は設定しない。従って、多重化ノードはアドレ
スが４ビットの場合、最大で１４個になる。

【００７８】本例によるエラー処理を図２０のフローチ
ャートに示す。

【００７９】まず、処理３４５では、エコーバックされ
た情報が期待されるものと等しいかどうかチェックす
る。もし、等しくなければ、処理３４６でエコーバック
の値により処理を振り分ける。もし、エコーバックが２
進数で００００であった場合、ＤＡＴＡ線がＧＮＤにシ
ョートしている可能性がある。このため、処理３４７で
ＧＮＤショートフラグをセットし、処理３４８でａｄ＿
ｃｎｔをゼロクリアする。これは再度アドレス出力から
やり直すためである。処理３４９では、ｅｒｒ＿ｃｎｔ
をインクリメントする。これは、処理３５６によりこの
値が３以上になれば復旧不可能と判断し、処理３５７〜
処理３５９のフェール対策処理を行うためである。

【００８０】このフェール対策としては、処理３５７で
はセンサ信号が検出されなかったことから、自動車制御
に重大な影響を及ぼさないようにする。これは、例えば
自動変速機のセンサ検出不良であれば変速ギアポジショ
ンを３速に固定しリンプホームモードとし、同時に運転
手に故障であることを知らせる処理等を行うものであ
る。また、処理３５８では、エラーの検出及び対策処理
が済んでいることからエラーフラグをクリアし、処理３
５９ではデータ取り込みを中断させる。

【００８１】次に、エコーバックが２進数で１１１１で
あった場合、ＤＡＴＡ線がＶＢにショートしている可能
性がある。このため、処理３５０で電源ショートフラグ
をセットし、以下ＧＮＤショートの場合と同様の処理を
行う。また、エコーバックの値が１〜１４であった場
合、いずれかの多重化ノードが不良である可能性がある
ため、処理３５３でエラーフラグをセットし、以下ＧＮ
Ｄショートの場合と同様の処理を行う。

【００８２】以上説明したように本実施形態によれば、
アンチエイリアシングＬＰＦを用いることなく、より正
確なアナログ信号をサンプリングすることができる信号
処理装置及び方法を提供することができる。

【００８３】本発明を適用した信号処理装置の他の実施
形態について、図２１、図２２を参照して説明する。な
お、以下の説明において、上記図１の実施形態と同じも
のについては同じ符号を付し、その説明を省略する。

【００８４】本実施形態の信号処理装置２５’は、図２
１に示すように、上記図１の信号処理装置２５におい
て、多重化ノード１８とＡ／Ｄ変換器５２０との間にア
ナログＬＰＦ５２０を追加したものである。

【００８５】本実施形態は、信号処理装置２５’のサン
プリング時刻のランダム化処理部５０４が、予め定めた
最小単位時間ΔＴに、生成した擬似乱数ｒをかけること
でシフト量を決定し、このシフト量ｒΔＴをサンプリン
グ時刻Ｔ０から差し引くあるは加算して、最終的なラン
ダム化されたサンプリング時刻Ｔｓを決定するという処
理（以下では擬似ランダム化処理と呼ぶ）を行なう場合
に、特に有効となるものである。

【００８６】例えば図２２に示すように、検出すべき１
０Ｈｚ信号と、そのエイリアス信号である９０Ｈｚ信号
と、高周波ノイズ９９０Ｈｚ信号とが混在するアナログ
入力信号を、上記図１の実施形態による方法でサンプリ
ングする場合を考える。

【００８７】サンプリングタイミングのランダム化処理
のためのシフト量を決める最小時間単位ΔＴを１ｍｓと
すると、図２２（ｂ）に示すように、±５ｍｓのランダ
ム化範囲内でサンプリング時刻をランダムシフトさせる
ということは、実際には、生成した擬似乱数に応じて、
サンプリング時刻をＴ₀から１ｍｓ（Ｔ_-1）、２ｍｓ
（Ｔ_-2）・・・だけ早めるか、あるいは１ｍｓ
（Ｔ₊₁）、２ｍｓ（Ｔ₊₂）・・・だけ遅らせることを意
味する。

【００８８】このような処理によれば、図２２（ｂ）に
も明示されているように、位相の関係によっては１０Ｈ
ｚ信号と同様に、９９０Ｈｚ信号をサンプリングする場
合がある。これは、有限な時間単位を用いた擬似ランダ
ム化処理によるもので、その発生機構は、デジタル化に
伴う時間の量子化に起因した上述のエイリアシング現象
と類似している。例えば、検出しようとするアナログ信
号の周波数をｆａとし、擬似ランダム化に用いる最小時
間単位をΔＴとすれば、（（１／ΔＴ）−ｆａ）によっ
て決定される周波数を備えた高周波ノイズが、周波数ｆ
ａのアナログ信号に主に影響してくると考えられる。

【００８９】本実施形態では、このような高周波ノイズ
を排除するために、ＬＰＦ５２０をＡ／Ｄ変換器５０２
の入力側に設けている。ここで、ＬＰＦ５２０のカット
オフ周波数は、上記擬似ランダム化処理で用いた最小時
間単位ΔＴに応じて設定するもので、より具体的には例
えば（１／２ΔＴ）とすると良い。図２２の例では、Δ
Ｔは１ｍｓであり、ＬＰＦ５２０のカットオフ周波数は
５００Ｈｚとなる。

【００９０】また、本実施形態の信号処理装置２５’も
基本的には上記図１の装置と同じ構成を備えており、こ
の共通する構成によって、１０Ｈｚ信号のエイリアシン
グ信号である９０Ｈｚ信号を排除することができる。

【００９１】本実施形態によれば、上記エイリアシング
現象による高周波ノイズを排除できるだけでなく、有限
な最小時間単位を用いたサンプリング時刻の擬似ランダ
ム化処理に起因して発生する、より高周波のノイズの取
り込みも防止することができる。

【００９２】なお、本実施形態では多重化ノード１８か
ら出力される信号を処理する場合を想定しているが、図
２３に示すように、センサから出力される単一のアナロ
グ信号をデジタル化する信号処理装置についても適用で
きる。

【００９３】すなわち、上記図２３の装置では、サンプ
リング時刻のランダム化処理部５０４とソフトウエアＬ
ＰＦ５０３とを備えることで、従来の装置に設けられて
いたアンチエイリアシングＬＰＦを不要とし、さらに、
ランダム化処理部５０４での擬似ランダム化処理に起因
する、エイリアス信号よりも高周波のノイズを排除する
ためのＬＰＦ５２０を備えている。

【００９４】このような構成によれば、信号処理装置２
５’のＡ／Ｄ変換器５０２の入力側に配置するＬＰＦ５
２０のカットオフ周波数を、従来のようにサンプリング
周波数に応じて設定する必要はなく、より高い周波数に
相当するランダム化処理の最小時間単位に応じて設定す
ることができる。したがって、ＬＰＦ５２０の回路規模
を従来に比較してより小さくすることができ、信号処理
装置全体の小型化さらにはＩＣ化の実現を図ることが可
能となる。

【００９５】

【発明の効果】本発明によれば、アンチエイリアシング
ＬＰＦの必要個数あるいは回路規模を減少させ、より正
確なアナログ信号をサンプリングすることができる信号
処理装置及び方法を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用した信号処理装置の構成例を示す
ブロック図。

【図２】従来のエイリアシング対策方法を採用した信号
処理装置を示すブロック図。

【図３】エイリアシングの発生原理を示す説明図。

【図４】アンチエイリアシングＬＰＦの特性を示すグラ
フ。

【図５】本発明によってランダム化されたサンプリング
時刻を示すグラフ。

【図６】図５のサンプリング時刻の周波数特性を示すグ
ラフ。

【図７】０．１Ｈｚ信号のサンプリング結果を示すグラ
フ。

【図８】図７の信号波形の周波数特性を示すグラフ。

【図９】９９．９Ｈｚ信号のサンプリング結果を示すグ
ラフ。

【図１０】図９の信号波形の周波数特性を示すグラフ。

【図１１】本発明を適用した自動車用データ多重化処理
装置のハードウェア構成例を示す回路図。

【図１２】図１１の入力信号多重化回路の構成例を示す
回路図。

【図１３】図１１の処理装置の多重化信号送受信ユニッ
トの構成例を示す回路図。

【図１４】本発明による入力信号多重化時のタイムチャ
ート。

【図１５】図１４のＳＭＰ＿ＴＡＳＫのフローチャー
ト。

【図１６】図１５のランダム起動時刻設定処理のフロー
チャート。

【図１７】図１４のＡ／Ｄ＿ＩＲＱ処理（入力）のフロ
ーチャート。

【図１８】図１７でのフィルタ処理部の構成例を示すブ
ロック図。

【図１９】図１８のフィルタ処理部での処理手順を示す
フローチャート。

【図２０】図１７でのエラー処理を示すフローチャー
ト。

【図２１】本発明を適用した信号処理装置の他の構成例
を示すブロック図。

【図２２】擬似ランダム化処理によりエイリアシングの
発生原理の説明図。

【図２３】本発明を適用した信号処理装置の他の構成例
を示すブロック図。

【符号の説明】

１７…入力信号多重化回路、 １８…多重化ノード、 ２５…信号処理装置、 ２７…１チップマイクロコンピュータ、 ５０４…ランダム化処理部、 ５０３…ソフトウェアＬＰＦ処理部、 ５２０…アナログＬＰＦ、 ＳＭＰ＿ＴＡＳＫ…多重化信号伝送スタート処理、 Ａ／Ｄ＿ＩＲＱ…Ａ／Ｄ変換終了割り込み。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大場 衛 茨城県ひたちなか市大字高場2520番地 株 式会社日立製作所自動車機器事業部内

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】アナログ信号をサンプリングしてディジタ
   ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、当該Ａ／Ｄ変換器で
   のサンプリング時刻を設定するタイミング設定部とを有
   する信号処理装置において、 前記タイミング設定部は、一定周期で設定された時刻を
   含む予め定めた長さの時間範囲を設け、当該設定部で設
   定された一連のサンプリング時刻によって決定されるサ
   ンプリング周期が一定とならないように、前記予め定め
   た時間範囲内でサンプリング時刻を変位させて設定する
   ことを特徴とする信号処理装置。
2. 【請求項２】請求項１に記載の信号処理装置おいて、 前記Ａ／Ｄ変換器は、複数のアナログ信号を切り替える
   信号切替手段から出力されたアナログ信号をサンプリン
   グすることを特徴とする信号処理装置。
3. 【請求項３】請求項２に記載の信号処理装置において、 前記Ａ／Ｄ変換器によってサンプリングしたデータを平
   均化処理する手段をさらに備えることを特徴とする信号
   処理装置。
4. 【請求項４】請求項１〜３のいずれかに記載の信号処理
   装置において、 前記サンプリング設定部は、前記予め定めた時間範囲内
   でランダムにサンプリング時刻を設定するものであっ
   て、かつ、当該設定された一連のサンプリング時刻によ
   って決定されるサンプリング周期の周波数成分のうち、
   検出しようとするアナログ信号の周波数帯域と重なる周
   波数成分が、それよりも高い周波数の周波数成分よりも
   小さくなるように、前記サンプリング時刻を設定するこ
   とを特徴とする信号処理装置。
5. 【請求項５】アナログ信号をサンプリングしてディジタ
   ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、当該Ａ／Ｄ変換器で
   のサンプリング時刻を設定するタイミング設定部とを有
   する信号処理装置において、 前記Ａ／Ｄ変換器へ入力するアナログ信号をフィルタリ
   ングするローパスフィルタをさらに備え、 前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記タイ
   ミング設定部で設定された最小サンプリング時刻に対応
   するサンプリング周波数の１／２よりも低いことを特徴
   とする信号処理装置。
6. 【請求項６】請求項５に記載の信号処理装置において、 前記タイミング設定部は、擬似乱数を生成する手段を備
   え、前記予め定めた時間範囲を前記一定周期で設定され
   た時刻を中心として設定すると共に、予め定めた最小時
   間単位と生成した擬似乱数とを用いて時間のランダムシ
   フト量を決定し、前記中心時刻から前記ランダムシフト
   量分だけ変位させた時刻をサンプリング時刻として設定
   するものであり、 前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記最小
   時間単位に応じて設定されることを特徴とする信号処理
   装置。
7. 【請求項７】アナログ信号をサンプリングしてディジタ
   ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、当該Ａ／Ｄ変換器で
   のサンプリング時刻を設定するタイミング設定部とを有
   する信号処理装置において、 外部のアクチュエータを駆動するための制御指令を受け
   入れる手段をさらに備え、 前記タイミング設定部は、前記受け入れた制御指令が示
   す前記アクチュエータのオン及びオフ時刻のいずれかと
   前記設定されたサンプリング時刻とが重なるかを判定す
   る手段と、重なると判定された場合に、サンプリング時
   刻を再設定する手段とを備えることを特徴とする信号処
   理装置。
8. 【請求項８】アナログ信号をサンプリングしてディジタ
   ル信号に変換するデータサンプリング方法において、 サンプリングのタイミングを設定する際には、一定周期
   で設定された時刻を含む予め定めた長さの時間範囲を設
   け、当該処理の結果得られた一連のサンプリング時刻に
   よって決定されるサンプリング周期が一定とならないよ
   うに、前記予め定めた時間範囲内でサンプリング時刻を
   変位させて設定することを特徴とするデータサンプリン
   グ方法。