JPH099640A - 圧電インバータの過電圧保護回路 - Google Patents
圧電インバータの過電圧保護回路Info
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- JPH099640A JPH099640A JP7172792A JP17279295A JPH099640A JP H099640 A JPH099640 A JP H099640A JP 7172792 A JP7172792 A JP 7172792A JP 17279295 A JP17279295 A JP 17279295A JP H099640 A JPH099640 A JP H099640A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 無負荷状態等による圧電トランス1の異常な
出力の増加を確実に検出し、しかも効率の低下のない圧
電インバータの過電圧保護回路を提供する。 【構成】 負荷RLに流れる電流ILを電流検出手段8
により検出し、この電流検出手段8からの信号により圧
電トランス1に加えられる周波数を調節する制御手段1
1を有する圧電インバータにおいて、負荷RLおよび電
流検出手段8と並列に所定の電圧でサージ電流が流れる
サージクランパー9を接続することとした。
出力の増加を確実に検出し、しかも効率の低下のない圧
電インバータの過電圧保護回路を提供する。 【構成】 負荷RLに流れる電流ILを電流検出手段8
により検出し、この電流検出手段8からの信号により圧
電トランス1に加えられる周波数を調節する制御手段1
1を有する圧電インバータにおいて、負荷RLおよび電
流検出手段8と並列に所定の電圧でサージ電流が流れる
サージクランパー9を接続することとした。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、冷陰極管の駆動装置や
テレビジョン受像器、電子複写機等の高圧発生装置に使
用される圧電トランスを用いた回路、特に無負荷等の高
圧発生時に回路を保護する圧電インバータの過電圧保護
回路に関する。
テレビジョン受像器、電子複写機等の高圧発生装置に使
用される圧電トランスを用いた回路、特に無負荷等の高
圧発生時に回路を保護する圧電インバータの過電圧保護
回路に関する。
【0002】
【従来の技術】圧電トランス1を用いた圧電インバータ
は極めて効率良く1000V以上の高い電圧を発生し得
るため、冷陰極管等の高電圧を必要とする負荷RLを駆
動する電源回路に近年多く用いられている。しかしなが
ら、圧電トランス1は高圧発生のための能力が優れてい
るために、その制御を誤ると予定外の高電圧を発生し、
圧電トランス1自体の破損や、リーク電流による電源基
板の焼損等の事故を生ずることがある。かかる事故を防
ぐため、圧電インバータの過電圧保護回路として、例え
ば図5に示す回路が提案されていた。図において1は圧
電トランス、2は入力信号の積分を出力する積分器、3
は入力電圧に応じて発振周波数を変化させるV−Fコン
バータ、4は過電圧保護回路、7は駆動回路、8は電流
検出回路、RLは冷陰極管等の負荷である。
は極めて効率良く1000V以上の高い電圧を発生し得
るため、冷陰極管等の高電圧を必要とする負荷RLを駆
動する電源回路に近年多く用いられている。しかしなが
ら、圧電トランス1は高圧発生のための能力が優れてい
るために、その制御を誤ると予定外の高電圧を発生し、
圧電トランス1自体の破損や、リーク電流による電源基
板の焼損等の事故を生ずることがある。かかる事故を防
ぐため、圧電インバータの過電圧保護回路として、例え
ば図5に示す回路が提案されていた。図において1は圧
電トランス、2は入力信号の積分を出力する積分器、3
は入力電圧に応じて発振周波数を変化させるV−Fコン
バータ、4は過電圧保護回路、7は駆動回路、8は電流
検出回路、RLは冷陰極管等の負荷である。
【0003】次に、この回路の動作について図5、6を
参照しつつ説明する。図6は圧電トランス1の動作特性
の一例を示したもので、図から明らかなように特定の周
波数に共振点を有する山形の曲線を示し、通常はこの山
の右側の傾斜を使用して動作させる。
参照しつつ説明する。図6は圧電トランス1の動作特性
の一例を示したもので、図から明らかなように特定の周
波数に共振点を有する山形の曲線を示し、通常はこの山
の右側の傾斜を使用して動作させる。
【0004】ここで、安全性等の面からV−Fコンバー
タ3の出力周波数の初期値は、圧電トランスの出力電圧
が、低電圧のVaとなる周波数faに設定されている。
そして負荷である冷陰極管の駆動を開始すると、積分器
2に設定されている電圧と電流検出手段8により検出さ
れた電流に対応した電圧とが比較され、所定の出力を生
ずるようV−Fコンバータ3の周波数を下げる方向に動
作する。圧電トランス1の共振点より右側の周波数であ
れば、周波数が低下するのに比例して出力が増大する。
このようにして圧電トランス1の出力が順次増大して行
き、冷陰極管の点灯電圧Vbに達すると、冷陰極管が点
灯する。この時負荷抵抗は大から小に移行し、電圧はV
cとなる。
タ3の出力周波数の初期値は、圧電トランスの出力電圧
が、低電圧のVaとなる周波数faに設定されている。
そして負荷である冷陰極管の駆動を開始すると、積分器
2に設定されている電圧と電流検出手段8により検出さ
れた電流に対応した電圧とが比較され、所定の出力を生
ずるようV−Fコンバータ3の周波数を下げる方向に動
作する。圧電トランス1の共振点より右側の周波数であ
れば、周波数が低下するのに比例して出力が増大する。
このようにして圧電トランス1の出力が順次増大して行
き、冷陰極管の点灯電圧Vbに達すると、冷陰極管が点
灯する。この時負荷抵抗は大から小に移行し、電圧はV
cとなる。
【0005】しかしながら、この時点ではまだ負荷電流
は十分でないため、電流検出手段8の電圧は低く、さら
にV−Fコンバータ3の出力周波数は低下し、所定の輝
度を与える負荷電流が流れる出力電圧で安定する。
は十分でないため、電流検出手段8の電圧は低く、さら
にV−Fコンバータ3の出力周波数は低下し、所定の輝
度を与える負荷電流が流れる出力電圧で安定する。
【0006】ここで、負荷RLを接続しない状態で回路
を動作させると、圧電トランス1の負荷インピーダンス
は見かけ上無限大となるため、圧電トランス1の昇圧比
は増大する。また通常、電流検出手段8において負荷電
流ILを検出抵抗Rで検出し、整流ダイオードD2 によ
り得られる電圧は、負荷電流ILが流れないため0Vと
なり、積分器2の出力はV−Fコンバータ3の出力周波
数をさらに低くするように動作する。
を動作させると、圧電トランス1の負荷インピーダンス
は見かけ上無限大となるため、圧電トランス1の昇圧比
は増大する。また通常、電流検出手段8において負荷電
流ILを検出抵抗Rで検出し、整流ダイオードD2 によ
り得られる電圧は、負荷電流ILが流れないため0Vと
なり、積分器2の出力はV−Fコンバータ3の出力周波
数をさらに低くするように動作する。
【0007】そして、この圧電トランス1の出力と接地
線との間に直列接続されている分圧抵抗Ra,Rb の中
間点にもこの出力電圧に比例した電圧が現れる。この分
圧抵抗Ra,Rb は圧電トランス1が無負荷状態のとき
に所定の電圧が得られるように分圧比を設定してある。
分圧された電圧は検出ダイオードD3 により直流に変換
されるとともに、ダイオードD3の順方向電圧降下を受
ける。従って、通常負荷RLが接続されている状態では
印加されない電圧が、無負荷状態になると検出ダイオー
ドD3 から積分器2に対して与えられることになる。こ
の電圧によりV−Fコンバータ3は周波数を高くする方
向に動作し、圧電トランス1の出力電圧は低下し、回路
は保護される。
線との間に直列接続されている分圧抵抗Ra,Rb の中
間点にもこの出力電圧に比例した電圧が現れる。この分
圧抵抗Ra,Rb は圧電トランス1が無負荷状態のとき
に所定の電圧が得られるように分圧比を設定してある。
分圧された電圧は検出ダイオードD3 により直流に変換
されるとともに、ダイオードD3の順方向電圧降下を受
ける。従って、通常負荷RLが接続されている状態では
印加されない電圧が、無負荷状態になると検出ダイオー
ドD3 から積分器2に対して与えられることになる。こ
の電圧によりV−Fコンバータ3は周波数を高くする方
向に動作し、圧電トランス1の出力電圧は低下し、回路
は保護される。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
保護回路は負荷RLに生じた高圧を分圧抵抗Ra,Rbで
検出していたが、圧電トランス1に発生する電圧が高圧
であるため、分圧抵抗Ra,Rb の値も大きくなり、基
板の寄生容量の影響等を受けやすく、誤動作する恐れが
あった。また、誤動作を防止するため分圧抵抗Ra,Rb
の値を小さくすると、不要な電流を消費してしまい、
効率が低下するという問題があった。
保護回路は負荷RLに生じた高圧を分圧抵抗Ra,Rbで
検出していたが、圧電トランス1に発生する電圧が高圧
であるため、分圧抵抗Ra,Rb の値も大きくなり、基
板の寄生容量の影響等を受けやすく、誤動作する恐れが
あった。また、誤動作を防止するため分圧抵抗Ra,Rb
の値を小さくすると、不要な電流を消費してしまい、
効率が低下するという問題があった。
【0009】この発明はかかる点に鑑みなされたもの
で、その目的とするところは、無負荷状態等による圧電
トランスの異常な出力の増加を確実に検出し、しかも効
率の低下のない圧電インバータの過電圧保護回路を提供
することにある。
で、その目的とするところは、無負荷状態等による圧電
トランスの異常な出力の増加を確実に検出し、しかも効
率の低下のない圧電インバータの過電圧保護回路を提供
することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
本発明は、圧電トランス1の負荷RLと並列にサージク
ランパー9を接続することとした。
本発明は、圧電トランス1の負荷RLと並列にサージク
ランパー9を接続することとした。
【0011】また、負荷RLに流れる電流ILを電流検
出手段8により検出し、この電流検出手段8からの信号
により圧電トランス1に加えられる周波数を調節する制
御手段11を有する圧電インバータにおいて、負荷RL
および電流検出手段8と並列に所定の電圧でサージ電流
が流れるサージクランパー9を接続することとした。
出手段8により検出し、この電流検出手段8からの信号
により圧電トランス1に加えられる周波数を調節する制
御手段11を有する圧電インバータにおいて、負荷RL
および電流検出手段8と並列に所定の電圧でサージ電流
が流れるサージクランパー9を接続することとした。
【0012】
【作用】圧電トランス1の負荷RLと並列にサージクラ
ンパー9を接続することにより、圧電トランス1に発生
した異常高圧をサージクランパー9でカットし、高電圧
によるリーク電流や圧電トランス1の破損を防止でき
る。
ンパー9を接続することにより、圧電トランス1に発生
した異常高圧をサージクランパー9でカットし、高電圧
によるリーク電流や圧電トランス1の破損を防止でき
る。
【0013】また、圧電インバータの制御手段11は電
流検出手段8により負荷RLに流れる電流を検出し、所
定の電力が得られるように圧電トランス1の駆動周波数
を調節する。したがって、前記負荷RLと電流検出手段
8に並列にサージクランパー8を接続すれば、圧電トラ
ンス1の出力電圧が異常に増大しても、負荷RLに印加
される高圧をカットすると共に、サージ電流が流れるこ
とにより負荷インピーダンスは低下し、圧電トランス1
の出力は低下する。また電流検出手段8で検出される負
荷電流ILはゼロあるいは低い値であるため、見かけの
出力が減少する。これにより、制御手段8の出力周波数
は圧電トランス1の共振点を越えて増大し、結果として
圧電トランス1の出力の低い周波数で飽和し、安定す
る。
流検出手段8により負荷RLに流れる電流を検出し、所
定の電力が得られるように圧電トランス1の駆動周波数
を調節する。したがって、前記負荷RLと電流検出手段
8に並列にサージクランパー8を接続すれば、圧電トラ
ンス1の出力電圧が異常に増大しても、負荷RLに印加
される高圧をカットすると共に、サージ電流が流れるこ
とにより負荷インピーダンスは低下し、圧電トランス1
の出力は低下する。また電流検出手段8で検出される負
荷電流ILはゼロあるいは低い値であるため、見かけの
出力が減少する。これにより、制御手段8の出力周波数
は圧電トランス1の共振点を越えて増大し、結果として
圧電トランス1の出力の低い周波数で飽和し、安定す
る。
【0014】
【実施例】次に、本発明の代表的な実施例について説明
する。図1は本発明にかかる圧電インバータの基本構成
を示すブロック図である。図において11は圧電トラン
ス1の制御手段で、この制御手段11は主に積分器2と
V−Fコンバータ3により構成されている。
する。図1は本発明にかかる圧電インバータの基本構成
を示すブロック図である。図において11は圧電トラン
ス1の制御手段で、この制御手段11は主に積分器2と
V−Fコンバータ3により構成されている。
【0015】7は駆動回路で例えば1コンバータタイプ
のスイッチング電源を構成している。1は圧電トラン
ス、RLは冷陰極管等の負荷、8は負荷電流を検出する
電流検出手段、9は所定の電圧でサージ電流が流れ、電
圧を制限するサージクランパーで例えばバリスター、ツ
ェナーダイオード等の半導体素子で構成される。
のスイッチング電源を構成している。1は圧電トラン
ス、RLは冷陰極管等の負荷、8は負荷電流を検出する
電流検出手段、9は所定の電圧でサージ電流が流れ、電
圧を制限するサージクランパーで例えばバリスター、ツ
ェナーダイオード等の半導体素子で構成される。
【0016】次に、このような構成の圧電インバータの
動作を図2を参照しつつ説明する。図2は圧電トランス
1の動作特性を示したグラフで、縦軸は昇圧比、横軸は
周波数を表している。また各曲線S1〜3はそれぞれ負
荷である冷陰極管の点灯前(S1)、点灯後(S2)、
サージクランパー9が導通した後(S3)の特性を表し
ている。
動作を図2を参照しつつ説明する。図2は圧電トランス
1の動作特性を示したグラフで、縦軸は昇圧比、横軸は
周波数を表している。また各曲線S1〜3はそれぞれ負
荷である冷陰極管の点灯前(S1)、点灯後(S2)、
サージクランパー9が導通した後(S3)の特性を表し
ている。
【0017】図1において、制御手段11の積分器2は
輝度設定電圧V1が入力されると共に、後述する電流検
出手段8からの信号が入力され、両者の差の積分が出力
される。つまり、輝度設定電圧と電流検出手段8からの
信号のレベルが等しくなるまでは積分器2は前記2信号
の差を出力する。この積分器2の出力はV−Fコンバー
タ3に入力されるが、V−Fコンバータ3には予め初期
値、つまり圧電トランス1の出力が低出力Vaとなる周
波数faを与える電圧V20が設定されていて、その後
積分器2の出力V2に対応した周波数fを出力する。
輝度設定電圧V1が入力されると共に、後述する電流検
出手段8からの信号が入力され、両者の差の積分が出力
される。つまり、輝度設定電圧と電流検出手段8からの
信号のレベルが等しくなるまでは積分器2は前記2信号
の差を出力する。この積分器2の出力はV−Fコンバー
タ3に入力されるが、V−Fコンバータ3には予め初期
値、つまり圧電トランス1の出力が低出力Vaとなる周
波数faを与える電圧V20が設定されていて、その後
積分器2の出力V2に対応した周波数fを出力する。
【0018】V−Fコンバータ3の出力は駆動手段7に
入力され、駆動手段7はこの周波数に応じた電圧V3で
あって、同一周波数の電圧を圧電トランス1に与える。
圧電トランス1では入力周波数に応じて昇圧した電圧V
4を発生し、負荷RLを駆動する。負荷RLに流れる負
荷電流ILは電流検出手段9により検出され、電圧信号
に変換されて積分器2に入力される。このように回路が
安定であれば電流検出手段8の利得をkとおくと、負荷
電流ILが輝度設定電圧V1に対して、IL=V1/k
となるよう動作する。
入力され、駆動手段7はこの周波数に応じた電圧V3で
あって、同一周波数の電圧を圧電トランス1に与える。
圧電トランス1では入力周波数に応じて昇圧した電圧V
4を発生し、負荷RLを駆動する。負荷RLに流れる負
荷電流ILは電流検出手段9により検出され、電圧信号
に変換されて積分器2に入力される。このように回路が
安定であれば電流検出手段8の利得をkとおくと、負荷
電流ILが輝度設定電圧V1に対して、IL=V1/k
となるよう動作する。
【0019】このようにして、初期状態において曲線S
1の低出力電圧Vaに対応した高い周波数であるfaか
ら、順次周波数を下げて出力電圧を増大させて行き、周
波数fb、電圧Vbに達すると冷陰極管が点灯し、動作
は曲線S2に移行し負荷インピーダンスが変化し出力電
圧Vaとなり、さらに所定の輝度(V1)を与える出力
まで増加し、設定されている輝度の周波数fd、電圧V
dにて安定する。
1の低出力電圧Vaに対応した高い周波数であるfaか
ら、順次周波数を下げて出力電圧を増大させて行き、周
波数fb、電圧Vbに達すると冷陰極管が点灯し、動作
は曲線S2に移行し負荷インピーダンスが変化し出力電
圧Vaとなり、さらに所定の輝度(V1)を与える出力
まで増加し、設定されている輝度の周波数fd、電圧V
dにて安定する。
【0020】ここで例えば負荷RLが開放し、無負荷状
態となると圧電トランス1の負荷インピーダンスは見か
け上無限大となり、負荷電流ILは流れず、曲線S1に
おいて圧電トランス1の出力電圧は冷陰極管の点灯電圧
Vbを越えて増大し、設計値を越えた高圧が発生する。
そして前記負荷RLと電流検出手段8にはサージクラン
パー9が並列に接続されているため、サージクランパー
9にもこの電圧が印加されることとなる。
態となると圧電トランス1の負荷インピーダンスは見か
け上無限大となり、負荷電流ILは流れず、曲線S1に
おいて圧電トランス1の出力電圧は冷陰極管の点灯電圧
Vbを越えて増大し、設計値を越えた高圧が発生する。
そして前記負荷RLと電流検出手段8にはサージクラン
パー9が並列に接続されているため、サージクランパー
9にもこの電圧が印加されることとなる。
【0021】このサージクランパー9は所定の電圧でサ
ージ電流が流れ、その電圧以上に電圧が上昇するのを抑
制する。このため、圧電トランス1の出力が異常に上昇
してサージクランパー9の導通点である周波数fe、電
圧Veに達すると、このサージクランパー9が導通し、
電圧を制限すると共に、サージ電流が流れることで負荷
インピーダンスが低下して曲線S3に移行し、圧電トラ
ンス1の出力電圧は低下する。
ージ電流が流れ、その電圧以上に電圧が上昇するのを抑
制する。このため、圧電トランス1の出力が異常に上昇
してサージクランパー9の導通点である周波数fe、電
圧Veに達すると、このサージクランパー9が導通し、
電圧を制限すると共に、サージ電流が流れることで負荷
インピーダンスが低下して曲線S3に移行し、圧電トラ
ンス1の出力電圧は低下する。
【0022】また、この時積分器2は電流検出手段8か
らの入力がゼロあるいは低い値であるため、制御手段1
1はその出力を上昇させるよう周波数を低くし続け、圧
電トランス1の見かけの共振点を越えて出力周波数は低
下して飽和レベルにまで達し、圧電トランス1の出力は
曲線S3の左側の低下した状態で安定する。なお、前記
積分器2の出力レベルを検出して所定のレベルでV−F
コンバータ3の発振を停止させることも可能であり、あ
るいは,V−Fコンバータ3の動作自体が低周波側にシ
フトすると発振を停止してしまうものもあり、これによ
りさらに確実に回路は保護される。
らの入力がゼロあるいは低い値であるため、制御手段1
1はその出力を上昇させるよう周波数を低くし続け、圧
電トランス1の見かけの共振点を越えて出力周波数は低
下して飽和レベルにまで達し、圧電トランス1の出力は
曲線S3の左側の低下した状態で安定する。なお、前記
積分器2の出力レベルを検出して所定のレベルでV−F
コンバータ3の発振を停止させることも可能であり、あ
るいは,V−Fコンバータ3の動作自体が低周波側にシ
フトすると発振を停止してしまうものもあり、これによ
りさらに確実に回路は保護される。
【0023】図3はこのような圧電トランス1の出力電
圧V4と積分器2の出力電圧V2との関係を示した図
で、縦軸は電圧、横軸は時間の変化を表している。時刻
t1にて電源が投入されると、圧電トランス1の出力は
急激に上昇し、積分器2の出力も初期状態Vrから上昇
する。時刻t2で冷陰極管の点灯電圧Vbに達すると冷
陰極管が点灯し、負荷インピーダンスの低下により出力
電圧も低下し、所定の出力を得られる電圧Vdで安定す
る。すなわち、図中Aで示した領域が点灯までの領域
で、Bで示した領域が点灯後の安定領域である。
圧V4と積分器2の出力電圧V2との関係を示した図
で、縦軸は電圧、横軸は時間の変化を表している。時刻
t1にて電源が投入されると、圧電トランス1の出力は
急激に上昇し、積分器2の出力も初期状態Vrから上昇
する。時刻t2で冷陰極管の点灯電圧Vbに達すると冷
陰極管が点灯し、負荷インピーダンスの低下により出力
電圧も低下し、所定の出力を得られる電圧Vdで安定す
る。すなわち、図中Aで示した領域が点灯までの領域
で、Bで示した領域が点灯後の安定領域である。
【0024】次に、時刻t3で冷陰極管の破損等により
負荷RLがオープン状態になると、圧電トランス1の出
力は急激に上昇し、積分器2の出力V2も上昇して行
く。圧電トランス1の出力電圧V4が、サージクランパ
ーの導通電圧Veに達すると、サージ電流が流れ、出力
電圧は導通電圧Veでクリップする。この時積分器2の
出力V2は上昇を続け、飽和電圧Vdetに達し安定す
る。また、圧電トランスの出力も負荷インピーダンスの
低下、共振点の通過により減少し、さらに積分器2の飽
和による発振停止により、ゼロになる。
負荷RLがオープン状態になると、圧電トランス1の出
力は急激に上昇し、積分器2の出力V2も上昇して行
く。圧電トランス1の出力電圧V4が、サージクランパ
ーの導通電圧Veに達すると、サージ電流が流れ、出力
電圧は導通電圧Veでクリップする。この時積分器2の
出力V2は上昇を続け、飽和電圧Vdetに達し安定す
る。また、圧電トランスの出力も負荷インピーダンスの
低下、共振点の通過により減少し、さらに積分器2の飽
和による発振停止により、ゼロになる。
【0025】次に、本発明の実施例である圧電インバー
タのより具体的な回路構成例を図4に示す。図の回路の
基本的な構成は図1と同一であり、同一構成要素には同
一符号を付し説明を省略する。図中7は圧電トランス1
の駆動回路であって、スイッチング用トランスTの1次
側の端子5,6間に加えられる直流電流をスイッチング
素子Qにてオン/オフし、トランスTの二次側に現れる
前記オン/オフ周期と、同一周波数の電圧を圧電トラン
ス1の入力端子に加えるものである。
タのより具体的な回路構成例を図4に示す。図の回路の
基本的な構成は図1と同一であり、同一構成要素には同
一符号を付し説明を省略する。図中7は圧電トランス1
の駆動回路であって、スイッチング用トランスTの1次
側の端子5,6間に加えられる直流電流をスイッチング
素子Qにてオン/オフし、トランスTの二次側に現れる
前記オン/オフ周期と、同一周波数の電圧を圧電トラン
ス1の入力端子に加えるものである。
【0026】圧電トランス1の出力端子にはそれぞれ、
負荷RLとサージクランパー9が接続されていて、前記
負荷RLの他端は電流検出手段8を介して、サージクラ
ンパー9の他端と共にコモンラインに接続される。この
コモンラインは、トランスTの2次側と逆起電力吸収用
のダイオードD1を介して1次側に接続されると共に、
端子6に接続されている。また、前記電流検出手段8
は、負荷RLの他端とコモンライン間に直列に抵抗Rを
接続し、この抵抗Rの負荷RL側から順方向に接続され
たダイオードD1により積分器2の入力の一方に接続さ
れている。このようにして負荷電流ILを抵抗Rの電圧
降下として取り出しダイオードD1で整流して積分器2
に入力する。
負荷RLとサージクランパー9が接続されていて、前記
負荷RLの他端は電流検出手段8を介して、サージクラ
ンパー9の他端と共にコモンラインに接続される。この
コモンラインは、トランスTの2次側と逆起電力吸収用
のダイオードD1を介して1次側に接続されると共に、
端子6に接続されている。また、前記電流検出手段8
は、負荷RLの他端とコモンライン間に直列に抵抗Rを
接続し、この抵抗Rの負荷RL側から順方向に接続され
たダイオードD1により積分器2の入力の一方に接続さ
れている。このようにして負荷電流ILを抵抗Rの電圧
降下として取り出しダイオードD1で整流して積分器2
に入力する。
【0027】また、前記スイッチング素子Qのオン/オ
フ周期は制御手段11の積分器2、V−Fコンバータ3
により制御されるが、これらの制御方法、制御回路は1
コンバータ方式の制御回路(例えばこれらは専用のIC
や、CPUを用いた制御回路でも容易に構成できる)と
して周知のものであり、その詳細な説明は省略する。
フ周期は制御手段11の積分器2、V−Fコンバータ3
により制御されるが、これらの制御方法、制御回路は1
コンバータ方式の制御回路(例えばこれらは専用のIC
や、CPUを用いた制御回路でも容易に構成できる)と
して周知のものであり、その詳細な説明は省略する。
【0028】以上のように、圧電インバータの負荷RL
と電流検出回路8に直列にサージクランパー9を接続し
たので、簡単な構成で確実に動作し、低コストな、しか
も効率の低下もない保護回路となっている。
と電流検出回路8に直列にサージクランパー9を接続し
たので、簡単な構成で確実に動作し、低コストな、しか
も効率の低下もない保護回路となっている。
【0029】なお、上記実施例において1コンバータ方
式で、積分器1とV−Fコンバータを使用したインバー
タ回路を示したが、これに限定するものではなく、他の
圧電トランス1を駆動するための回路でも本発明を適用
可能である。この場合、圧電トランス1の周波数を低周
波側にシフトさせる構成とせず、単に圧電トランス1に
並列にサージクランパー9を接続するだけでも、電圧は
制限されるので圧電トランス1や電源回路の保護に有効
である。
式で、積分器1とV−Fコンバータを使用したインバー
タ回路を示したが、これに限定するものではなく、他の
圧電トランス1を駆動するための回路でも本発明を適用
可能である。この場合、圧電トランス1の周波数を低周
波側にシフトさせる構成とせず、単に圧電トランス1に
並列にサージクランパー9を接続するだけでも、電圧は
制限されるので圧電トランス1や電源回路の保護に有効
である。
【0030】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、簡単な構
成で確実に動作し、低コストな、しかも効率の低下もな
い圧電インバータの過電圧保護回路を提供することが可
能となった。
成で確実に動作し、低コストな、しかも効率の低下もな
い圧電インバータの過電圧保護回路を提供することが可
能となった。
【図1】本発明の一実施例である圧電インバータの基本
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図2】圧電トランスの動作特性をグラフに示した図で
ある。
ある。
【図3】圧電トランスの出力電圧と積分器の出力電圧の
関係を示した図である。
関係を示した図である。
【図4】本発明にかかるインバータ回路のより具体的な
構成を示した図である。
構成を示した図である。
【図5】従来の圧電インバータの保護回路を示した図で
ある。
ある。
【図6】従来の回路における圧電トランスの動作を示し
た図である。
た図である。
1 圧電トランス 2 積分器 3 V−Fコンバータ 4 過電圧保護回路 5,6 DC入力端子 7 駆動手段 8 電流検出手段 9 サージクランパー 11 制御手段 RL 負荷 Q スイッチング素子 T トランス
Claims (2)
- 【請求項1】 圧電トランスの負荷と並列にサージクラ
ンパーを接続したことを特徴とする圧電インバータの過
電圧保護回路。 - 【請求項2】 負荷に流れる電流を電流検出手段により
検出し、この電流検出手段からの信号により圧電トラン
スに加えられる周波数を調節する制御手段を有する圧電
インバータにおいて、 負荷と電流検出手段に並列に所定の電圧でサージ電流が
流れるサージクランパーを接続したことを特徴とする圧
電インバータの過電圧保護回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7172792A JPH099640A (ja) | 1995-06-14 | 1995-06-14 | 圧電インバータの過電圧保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7172792A JPH099640A (ja) | 1995-06-14 | 1995-06-14 | 圧電インバータの過電圧保護回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH099640A true JPH099640A (ja) | 1997-01-10 |
Family
ID=15948451
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7172792A Pending JPH099640A (ja) | 1995-06-14 | 1995-06-14 | 圧電インバータの過電圧保護回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH099640A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001275343A (ja) * | 1999-06-07 | 2001-10-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 圧電トランス、圧電トランスの駆動回路、圧電トランスの駆動方法及び、圧電トランスを用いた冷陰極管駆動装置 |
JP2011239523A (ja) * | 2010-05-07 | 2011-11-24 | Honda Motor Co Ltd | 発動発電機の自動起動停止装置 |
-
1995
- 1995-06-14 JP JP7172792A patent/JPH099640A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001275343A (ja) * | 1999-06-07 | 2001-10-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 圧電トランス、圧電トランスの駆動回路、圧電トランスの駆動方法及び、圧電トランスを用いた冷陰極管駆動装置 |
JP2011239523A (ja) * | 2010-05-07 | 2011-11-24 | Honda Motor Co Ltd | 発動発電機の自動起動停止装置 |
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