JPH099630A

JPH099630A - 力率改善型ａｃ／ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH099630A
Application number: JP7262404A
Authority: JP
Inventors: Toshiyuki Yamagishi; 利幸山岸
Original assignee: Tamura Corp
Current assignee: Tamura Corp
Priority date: 1994-10-31
Filing date: 1995-09-13
Publication date: 1997-01-10

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】シンプルな構成で、小型、軽量かつ経済的で
高力率な力率改善型ＡＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】整流回路ＢＤとチョークコイルＬ１と平
滑コンデンサＣ２と、スイッチング素子Ｑ１と、スイッ
チングトランスＴ１の１次側ＮＰによりフォワードコン
バータとして構成される主回路に、コンデンサＣ１と第
１のダイオードＤ１による並列回路と、この並列回路の
第１のダイオードＤ１のカソード側である一端が２次巻
線Ｎ２の一端に接続された変調トランスＭＴと、この変
調トランスＭＴの１次巻線Ｎ１の他端にアノード側が接
続された第２のダイオードＤ２により構成され、かつコ
ンデンサＣ１と変調トランスＭＴの疑似共振作用による
高周波重畳ルートと高周波パルスによる短絡ルートから
なるデイザー理論による効果を与える手段を備える力率
改善回路３を挿入する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は商用交流入力電源電
圧を、安定な直流出力電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバ
ータ、特に高力率の力率改善型ＡＣ／ＤＣコンバータに
関する。

【０００２】

【従来の技術】従来この種のＡＣ／ＤＣコンバータとし
て、例えば図１６〜図２０に示した回路がある。ここ
で、図１６はいわゆるコンデンサインプットと呼ばれる
タイプのＡＣ／ＤＣコンバータであり、力率の改善が要
求される前の一般的な整流平滑回路である。そして、力
率改善を図るために提案された回路として、図１７はチ
ョークインプットと呼ばれるタイプのＡＣ／ＤＣコンバ
ータ、図１８はいわゆる２コンバータタイプのＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータで、図１９，２０はＭＳ方式のＡＣ／ＤＣ
コンバータがある。

【０００３】図１６（ａ）は回路の基本構成を示した図
で、（ｂ）はこの回路の電源における電圧と電流の波形
を示した図である。（ａ）において、ＡＣは交流電源、
ＢＤはダイオードブリッジにより構成される整流回路、
Ｃ２は平滑コンデンサ、Ｑ１はＭＯＳＦＥＴ、トランジ
スタ等のスイッチング素子、Ｔ１はスイッチングトラン
ス、５は２つのダイオードＤ４，Ｄ５により構成される
２次側整流回路、Ｌ２は２次側回路に発生した電流を平
滑するための２次側チョークコイル、Ｃ３は２次側平滑
コンデンサである。

【０００４】しかして、交流電源ＡＣに接続された整流
回路ＢＤの出力のプラス側は平滑コンデンサＣ２の一端
とスイッチングトランスＴ１の１次巻線の一端に接続さ
れ、この１次巻線の他端はスイッチング素子Ｑ１を介し
て平滑コンデンサＣ２、整流回路ＢＤの出力のマイナス
側に接続されている。また、スイッチングトランスＴ１
の２次側巻線は同相に巻回され、その一端は２次側整流
回路５、２次側チョークコイルＬ２を介して２次側平滑
コンデンサＣ３の一端とプラス側出力端子に接続され、
その他端は２次側整流回路５を介して２次側平滑コンデ
ンサＣ３の他端とマイナス側出力端子に接続され、これ
により２次側回路を構成している。

【０００５】このような構成の回路において、交流電源
ＡＣから入力された交流は整流回路ＢＤにより全波整流
され、コンデンサＣ２で平滑された脈流はスイッチング
素子Ｑ１によってスイッチングされ、スイッチングトラ
ンスＴ１の２次側回路に所定の直流出力を生じるもの
で、この時の入力される電圧と電流の関係を（ｂ）に示
す。すなわち、正弦波の入力電圧に対して電流は非常に
尖ったパルス状のものになっていて、その力率は０．５
〜０．７程度である。

【０００６】上記コンデンサインプット型のＡＣ／ＤＣ
コンバータの力率を改善する目的で提案されたものが図
１７に示すチョークインプット型ＡＣ／ＤＣコンバータ
である。

【０００７】（ａ）はその基本構成を示した回路図であ
る。図１６の回路との相違点は、平滑回路ＢＤのプラス
側出力と平滑コンデンサＣ２との間にチョークコイルＬ
１を挿入したもので、その他の構成および動作は図１６
の回路と同一であり、同一構成要素には同一符号を付し
説明を省略する。

【０００８】（ｂ）はこのような構成の回路の入力電圧
と電流との関係を示したもので、図１６の回路に比べ正
弦波の電圧に対する電流は若干導通角が広がって、パル
スのピークは下がっていて、その力率は０．７５〜０．
８程度である。また、チョークトランスＬ１はＡＣライ
ン側に挿入しても良く、比較的安価であるが大型で重い
という欠点がある。

【０００９】さらに、力率を改善するために提案された
ものに図１８に示すいわゆる２コンバータタイプのＡＣ
／ＤＣコンバータがある。

【００１０】（ａ）はその基本構成を示した回路図であ
る。図１７の回路との相違点はチョークコイルＬ１と平
滑コンデンサＣ２との間に第２のスイッチング素子Ｑ２
とダイオードＤ１をチョークコイルＬ１と整流回路ＢＤ
のマイナス側出力の間に第２のスイッチング素子Ｑ２を
接続し、チョークコイルＬ１と平滑コンデンサＣ２との
間にダイオードＤ１を順方向接続して挿入した点にあ
る。そして、図に示すようにスイッチング素子Ｑ１の制
御回路４ａと第２のスイッチング素子Ｑ２の制御回路４
ｂとは別個独立の回路としても良いし、または共通の回
路としても良い。

【００１１】しかして、チョークコイルＬ１、第２のス
イッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ１、平滑コンデンサ
Ｃ２によりいわゆる昇圧型のフォワードコンバータ回路
が形成され、後段のスイッチング素子Ｑ１によるメイン
コンバータに対して、前段に配置されるプリレギュレタ
ー（アクティブフィルタとも言う）として動作し、後述
するデイザー理論による効果等により力率の改善が図ら
れるものである。

【００１２】（ｂ）はこのような構成の回路の入力電圧
と電流との関係を示したもので、図１７の回路に比べ正
弦波の電圧に対する電流はさらに導通角が広がって、パ
ルスのピークは下がっていて、その力率は０．９９程度
とかなり改善されている。

【００１３】しかしながら、回路が余分に増えた結果、
部品点数が増大し、コスト増、装置の大型化を招き、ま
たＥＭＩ特性が悪化し、２つのコンバータ間で干渉が生
じることがあるなどの弊害が生じていた。

【００１４】このような問題点を解決すべく提案された
ものにＭＳ（Ｍａｇ−Ｓｗｉｔｃｈ）方式電源がある
（電子情報通信学会、信学技報ＰＥ９４−９（１９
９４−５））。図１９はこのようなＭＳ方式のフォワー
ド電源で入力チョークコイル電流が不連続となるタイプ
の回路図である。この回路は、従来のリセット巻線の付
いたコンデンサインプット型のスイッチング電源の、整
流器ＢＤと入力コンデンサＣｉｎの間にマグスイッチＭ
ＳとチョークコイルＣＨが直列に入っていることを特徴
とする。

【００１５】図において、ＭＳはトランスＴの巻線をス
イッチとして使用したマグスイッチで、ＣＨはチョーク
コイル、Ｃｉｎは入力コンデンサ、Ｑは主スイッチ、Ｔ
はスイッチング用のトランスである。また、トランスＴ
の２次側は上記各従来例の回路と同様な構成で、１６は
負荷である。

【００１６】このような構成のＭＳ方式の電源は、既述
のアクティブフィルタとして降圧チョツパの主スイッチ
の代わりにマグスイッチＭＳを導入したもので、その動
作は入力コンデンサＣｉｎ以降の回路動作は通常の一石
フォワード電源の回路動作と同様である。そして、主ス
イッチＱがオンまたはオフの時にマグスイッチＭＳには
それぞれチョークコイルＣＨを励磁またはリセットする
ような電圧が発生し、これに伴う電流により力率を改善
するものである。

【００１７】また、図２０はＭＳ方式の連続型フォワー
ド電源の回路図を示した図である。図１９の回路に対し
て、マグスイッチＭＳと直列にコンデンサＣ１０を接続
し、それらと並列にダイオードＤ１０を接続し、さらに
トランスＴのリセット巻線ＮＲを除去した構成となって
いる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記のような
ＭＳ方式の電源はマグスイッチＭＳをトランスＴの巻線
により構成しているため、トランスＴを新たに設計しな
ければならず、設計自体が煩雑化し、ひいては電源装置
のコストアップを招くといった弊害があった。

【００１９】本発明はこのような点に鑑みなされたもの
で、その目的とするところはシンプルな構成で、小型、
軽量かつ経済的で高力率な力率改善型ＡＣ／ＤＣコンバ
ータを提供することにある。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明は、スイッチングトランスＴ１の１次側回路１
に交流電源ＡＣを入力し、整流回路ＢＤで整流したのち
チョークコイルＬ１と平滑コンデンサＣ２にて平滑し、
得られた電圧をスイッチング素子Ｑ１にてスイッチング
してスイッチングトランスＴ１の２次側回路２の出力に
直流電圧を発生するＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、少
なくとも整流回路ＢＤとチョークコイルＬ１と平滑コン
デンサＣ２と、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング
トランスＴ１の１次側ＮＰによりフォワードコンバータ
として構成される主回路に、コンデンサとインダクタ素
子による疑似共振手段を備えたことを主な特徴とする力
率改善回路３を挿入することとした。

【００２１】あるいは、主回路はスイッチングトランス
の１次と２次巻線とが逆相であるフライバックコンバー
タとすることとした。

【００２２】また、力率改善回路３はコンデンサＣ１と
第１のダイオードＤ１による並列回路と、この並列回路
の第１のダイオードＤ１のカソード側である一端が２次
巻線Ｎ２の一端に接続された変調トランスＭＴと、この
変調トランスＭＴの１次巻線Ｎ１の他端にアノード側が
接続された第２のダイオードＤ２により構成し、前記イ
ンダクタ素子を変調トランスＭＴとすることとした。

【００２３】さらに、力率改善回路３は主回路のチョー
クコイルＬ１の整流回路ＢＤ側の一端に変調トランスＭ
Ｔの１次巻線Ｎ１の一端を接続し、前記チョークコイル
Ｌ１の他端にコンデンサＣ１と第１のダイオードＤ１に
よる並列回路の他端を接続し、前記変調トランスＭＴの
２次巻線Ｎ２の他端をスイッチングトランスＴ１の１次
巻線ＮＰの一端と平滑コンデンサＣ２の接続点に接続
し、第２のダイオードＤ２のカソード側をスイッチング
トランスＴ１の１次巻線ＮＰの他端側のスイッチング素
子Ｑ１に接続することとした。

【００２４】また、前記力率改善回路３はコンデンサＣ
１と変調トランスＭＴの２次巻線Ｎ２のリーケージイン
ダクタンス分による疑似共振手段を備えることとした。

【００２５】また、前記力率改善回路３はデイザー理論
による効果を与える手段を備えることとした。

【００２６】そして、前記デイザー理論による効果を与
える手段は整流された交流電源に高周波の振動振幅を重
畳する手段であることとした。

【００２７】また、前記高周波の振動振幅を重畳する手
段として、コンデンサＣ１と変調トランスＭＴの２次巻
線Ｎ２のリーケージインダクタンス分による疑似共振手
段によることとした。

【００２８】さらに、前記高周波の振動振幅を重畳する
手段は変調トランスＭＴの１次巻線Ｎ１側に形成された
回路を高周波パルス源とし、変調トランスＭＴの２次巻
線Ｎ２側に高周波の振動振幅を重畳することとした。

【００２９】また、前記デイザー理論を応用した作用は
整流された交流電源を高周波で短絡することとした。

【００３０】そして、前記デイザー理論による効果を与
える手段は変調トランスＭＴの１次巻線Ｎ１側の回路
と、スイッチング素子Ｑ１とで形成されるチョツパー回
路により高周波で短絡することとした。

【００３１】また、上記力率改善回路３は高周波の振動
振幅を重畳する手段として、コンデンサＣ１と変調トラ
ンスＭＴの２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンス分
による疑似共振手段、および変調トランスＭＴの１次巻
線Ｎ１側の回路と、スイッチング素子Ｑ１とで形成され
るチョツパー回路により高周波で短絡する手段とによる
デイザー理論による効果を与える手段とが一体として作
用することとした。

【００３２】また、スイッチング素子Ｑ１の制御手段は
ＰＷＭ制御手段によることとした。

【００３３】さらに、スイッチング素子Ｑ１の制御手段
はＰＷＭ制御手段とＦＭ制御手段とを併せて用いること
とした。

【００３４】そして、ＡＣ電源が入力されプラス側出力
とアース線が接続するマイナス側出力とを有する整流回
路ＢＤと、この整流回路ＢＤのプラス側出力にその一端
が接続されたチョークコイルＬ１と、このチョークコイ
ルＬ１の他端にアノード側が接続される第１のダイオー
ドＤ１とコンデンサＣ１との並列回路と、１次巻線Ｎ１
の一端は前記チヨークコイルＬ１の整流回路ＢＤ側に接
続され、２次巻線Ｎ２の一端は前記コンデンサＣ１と第
１のダイオードＤ１との並列回路のカソード側に接続さ
れ、１次巻線Ｎ１の他端は第２のダイオードＤ２のアノ
ード側に接続され、２次巻線Ｎ２の他端はスイッチング
トランスＴ１の１次巻線ＮＰの一端と平滑コンデンサＣ
２の一端との接続点に接続された変調トランスＭＴと、
その他端がアース線に接続された平滑コンデンサＣ２
と、そのカソード側がスイッチングトランスＴ１の１次
巻線ＮＰの他端とスイッチング素子Ｑ１のドレイン（コ
レクタ）との接続点に接続された第２のダイオードＤ２
と、そのゲート（ベース）は制御回路４の出力に接続さ
れ、ソース（エミッタ）はアース線に接続されたスイッ
チング素子Ｑ１と、前記スイッチングトランスＴ１の３
次巻線ＮＲにカソード側が接続され、そのアノード側が
アース線に接続されたリセットダイオードＤ３と、前記
１次ＮＰ、３次巻線ＮＲの他に出力用の２次巻線ＮＳを
有するスイッチングトランスＴ１と、出力電圧に応じて
前記スイッチング素子Ｑ１を制御する制御回路４とによ
り構成することとした。

【００３５】また、力率改善型ＡＣ／ＤＣコンバータ用
変調トランスはコイルボビンに中間フランジを設けるこ
ととした。

【００３６】

【発明の実施の形態】疑似共振手段とは例えば図７
（ａ）に示す様な回路において、トランジスタＱがオフ
すると、コレクタ−エミッタの間には最初にサージ電圧
を伴う減衰振動がみられる、この減衰振動は主にＡＣ／
ＤＣコンバータの場合はトランスの結合の度合、つま
り、リーケージインダクタンスの大小により振動のパタ
ーンは変化するものの、このリーケージインダクタンス
とスナバ回路のコンデンサで決まる共振によって（ｂ）
に示す様な波形となる。このような減衰振動は持続され
る共振ではないので疑似共振とした。そして、疑似共振
手段によるこのような疑似共振作用をコンバータのスイ
ッチング素子Ｑ１のオフ期間中持続させることにより力
率が改善される。

【００３７】また、上記疑似共振手段は力率改善回路３
のコンデンサＣ１と変調トランスＭ１の２次巻線Ｎ２の
リーケージインダクタンスによって与えられるものであ
る。

【００３８】ディザー理論による効果を与える手段と
は、パルス振幅変調を入力正弦波に加えることにより力
率が改善される（ディザー効果）という原理を用いたも
ので、その概念を図８（ａ），（ｂ）に示す。ここで、
（ａ）は正弦波入力電圧Ｖと高周波パルス振幅変調され
た入力電圧Ｖｉｎの波形を示したもので、平滑コンデン
サの端子電圧Ｅｄをこえた部分のパルスに相当する部分
が（ｂ）に示すようにＩ’となり、これを整形した出力
電流Ｉが流れることになる。

【００３９】次に本発明の力率改善型ＡＣ／ＤＣコンバ
ータの１次側回路１の主要な部分、すなわち主回路の部
分を抜き出すと図９のようになる。ここで、整流回路Ｂ
Ｄのプラス側出力は２つに分かれていてその１つは、チ
ョークコイルＬ１を介して順方向に並列接続された第１
のダイオードＤ１とコンデンサとの並列回路に接続さ
れ、ここからさらに変調トランスＭＴの２次巻線Ｎ２を
介して平滑コンデンサＣ２とスイッチングトランスＴ１
の１次巻線ＮＰの一端に至り、平滑コンデンサＣ２の他
端は接地されている。他の１つは、変調トランスＭＴの
１次巻線Ｎ１に接続され、その他端から順方向接続され
た第２のダイオードＤ２を介してスイッチング素子Ｑ１
のドレイン（コレクタ）とスイッチングトランスＴ１の
１次巻線ＮＰの他端に接続され、前記スイッチング素子
Ｑ１のソース（エミッタ）は接地されており、そのゲー
ト（ベース）に接続される制御回路４は省略してある。

【００４０】ところで、前記回路は図１０（ａ），
（ｂ）に示すように２つのコンバータ回路に分割して把
握することができる。すなわち、（ａ）に示した回路
は、整流回路ＢＤの出力から変調トランスＭＴの１次巻
線Ｎ１、順方向接続された第２のダイオードを介してス
イッチング素子Ｑ１とスイッチングトランスＴ１の１次
巻線ＮＰおよびこの１次巻線ＮＰから平滑コンデンサＣ
１に至る前段部のコンバータ回路で、変調トランスＭＴ
の１次巻線に蓄えられたエネルギーを第２のダイオード
Ｄ２、スイッチングトランスＴ１のＮＰを介して平滑コ
ンデンサＣ２に充電する、いわゆるチョッパー方式の昇
圧型コンバータ回路と同等な働きをする。

【００４１】また、（ｂ）の回路は、平滑コンデンサＣ
２とスイッチングトランスＴ１の１次巻線ＮＰとスイッ
チング素子Ｑ１による１次側と、２次巻線ＮＳと２次側
整流回路５と２次側チョークコイルＬ２と２次側平滑コ
ンデンサＣ３とによる２次側回路により構成される、い
わゆる、フォワードコンバータで、前段のチョッパー回
路の出力により平滑コンデンサＣ２に蓄積されたエネル
ギーを高速でスイッチングするものである。そして、前
段のチョッパー回路の入力電圧は整流後の脈流電圧波形
で動作するもので、整流した波形を高周波で短絡するル
ートと言える。

【００４２】さらに、図９の回路は図１１に示す回路を
も含むものとして把握することができる。すなわち、整
流回路ＢＤの出力はチョークコイルＬ１、第１のダイオ
ードＤ１とコンデンサＣ１の並列回路、変調トランスＭ
Ｔの２次側巻線Ｎ２を介して平滑コンデンサＣ２に至る
回路である。図９の回路は通常はチョークコイルを用い
る所を変調トランスＭＴに置き換えたものであり、この
変調トランスＭＴの１次側を図１１に示すようなパルス
源とすると、変調トランスＭＴの２次側にも１次と同相
のパルス波形を発生する。そして、このパルス電圧によ
ってチョークコイルＬ１の両端にも同様なパルスが印加
され、結果的に整流した脈流波形に高周波パルスが重畳
され、変調トランスＭＴの２次側に発生したものと同等
の振幅変調がかかることになり、整流後の脈流波形に高
周波パルス振動振幅を重畳するルートと言える。

【００４３】そして、この高周波パルス変調された電圧
の振幅のプラス側が、平滑コンデンサＣ２の端子電圧を
超えた部分についてチョークコイルＬ１側から平滑コン
デンサＣ２側に電流を流そうとする前述の「ディザー効
果」が生じることとなる。

【００４４】従って、上記した整流した波形を高周波で
短絡するルートと整流後の脈流波形に高周波パルス振動
振幅を重畳するルートの２つのルートの作用が合成さ
れ、ＡＣ／ＤＣコンバータの入力電流を正弦波状に整形
することになる。

【００４５】このように、スイッチング素子Ｑ１オフ時
に変調トランスＭＴのリーケージインダクタンスとコン
デンサＣ１による疑似共振波形が、一般的に所謂「リン
ギング波形」と呼ばれるものであり、この波形が上記
「ディザー効果」をもたらすこととなるため、このよう
な力率改善の方式を「リンギングディザー（ＲＤ）方
式」と呼ぶこととする。

【００４６】

【実施例】次に図に基づいて本発明の好ましい実施例に
ついて説明する。図１は本発明の代表的実施例であるＡ
Ｃ／ＤＣコンバータの基本構成を示した回路図である。
図において、１は１次側回路、２は２次側回路、３は本
発明の特徴的な部分である力率改善回路、４はスイッチ
ング素子Ｑ１の制御手段、つまりスイッチング動作を制
御して所定の出力を発生させるための制御回路、５はダ
イオードＤ４，Ｄ５により構成される２次側整流回路、
ＢＤは交流電源ＡＣを整流するためのダイオードブリッ
ジによる整流回路、Ｌ１はチョークコイル、ＭＴは変調
トランス、Ｃ２は平滑コンデンサ、Ｑ１はＭＯＳＦＥＴ
やトランジスタ等の高速スイッチング動作が可能な半導
体であるスイッチング素子、Ｄ３はスイッチングトラン
スＴ１の３次巻線ＮＲに接続され逆起電力を吸収するた
めのリセットダイオード、Ｔ１は１次側回路１と２次側
回路２とを結合するスイッチングトランス、Ｌ２は２次
側チョークコイル、Ｃ３は２次側平滑回路である。

【００４７】しかして、交流電源ＡＣは整流回路ＢＤの
交流入力端にそれぞれ接続され、この整流回路ＢＤのマ
イナス側出力端は接地され、プラス側出力端はチョーク
コイルＬ１と変調トランスＭＴの１次巻線の一端にそれ
ぞれ接続されている。チョークコイルＬ１の他端はコン
デンサＣ１と第１のダイオードＤ１との並列回路のアノ
ード側に接続され、そのカソード側は変調トランスＭＴ
の２次巻線Ｎ２の一端に接続されていて、この２次巻線
Ｎ２の他端は平滑コンデンサＣ２とスイッチングトラン
スＭＴの１次巻線ＮＰにそれぞれ接続されている。ま
た、前記平滑コンデンサの他端は接地され、変調トラン
スＭＴの１次巻線Ｎ１の他端は第２のダイオードのアノ
ードに接続され、そのカソード側はスイッチング素子Ｑ
１のドレイン（コレクタ）とスイッチングトランスＴ１
の１次巻線ＮＰの他端に接続されている。そして、スイ
ッチング素子Ｑ１のソース（エミッタ）は接地され、そ
のゲート（ベース）には制御回路４の出力が接続されて
いる。さらに、スイッチングトランスＴ１の３次巻線は
リセットダイオードＤ３のカソードに接続され、そのア
ノード側は接地されており、これにより１次側回路が構
成されている。

【００４８】また、スイッチングトランスＴ１の２次巻
線ＮＳの一端は２次側整流回路５のダイオードＤ４のア
ノードに接続され、そのカソード側は２次側整流回路５
のダイオードＤ５のカソードと２次側チョークコイルＬ
２の一端にそれぞれ接続され、その他端は２次側平滑コ
ンデンサＣ３とプラス側出力端子に接続されるととも
に、制御回路４の入力にも接続されている。そして、２
次巻線ＮＳの他端は前記ダイオードＤ５のアノードと２
次側平滑コンデンサＣ３の他端およびマイナス側出力端
子にそれぞれ接続されていて、これにより２次側回路を
構成している。

【００４９】このような構成のＡＣ／ＤＣコンバータに
おいて。いま、１次側回路１の力率改善回路３が無いも
のとすると、整流回路ＢＤ、チョークコイルＬ１、平滑
コンデンサＣ２、スイッチングトランスＴ１、スイッチ
ング素子Ｑ１、制御回路４およびリセットダイオードＤ
３により構成される主回路が残る。この主回路はいわゆ
る一般的なフォワードコンバータの１次側と同一であ
り、その動作は交流入力を整流回路ＢＤで整流したのち
チョークコイルＬ１と平滑コンデンサＣ２とで平滑（電
流の波形整形）し、これを制御回路４によりスイッチン
グ素子Ｑ１でスイッチングすることにより、スイッチン
グトランスＴ１の２次側に電流を発生させるものであ
る。またスイッチング素子Ｑ１のオフ時に発生するサー
ジ電圧はリセットダイオードとスイッチングトランスＴ
１の３次巻線ＮＲにより吸収される。そして、２次側に
発生した電流は２次側整流回路５により整流され、２次
側チョークコイルＬ２、平滑コンデンサＣ３により平滑
され、所定の電圧の直流出力を生じる。

【００５０】また、制御回路４についての詳細な構成は
省略してあるがこの制御回路４はＰＷＭ制御手段、つま
り出力安定化のためＰＷＭ制御（時比率制御）を行うコ
ントロールＩＣとその周辺部品で構成されており、この
コントロールＩＣはスイッチングレギュレターコントロ
ールＩＣとして市販されているもの（三菱Ｍ５１９９
５、富士ＦＡ５３１０、ＮＥＣμＰＣ１１００等）をそ
のまま利用することが可能である。

【００５１】上記のような主回路に第１のダイオードと
コンデンサＣ１による並列回路と、変調トランスＭＴ
と、第２のダイオードによる力率改善回路３を挿入した
点に本発明の特徴がある。

【００５２】次に本発明にかかるＡＣ／ＤＣコンバータ
の動作について説明する。まず高周波の振動振幅を重畳
する手段として、力率改善回路３のコンデンサＣ１と変
調トランスＭＴの２次巻線Ｎ２のリーケージインダクタ
ンス分による疑似共振作用（リンギングディザー方式）
について説明する。

【００５３】入力電圧の瞬時値によって、コンデンサＣ
１と変調トランスＭＴの２次巻線Ｎ２のリーケージイン
ダクタンスとで疑似共振が生じる。ここで、平滑コンデ
ンサＣ２は十分に充電されているものとして、入力電圧
の瞬時値が低く平滑コンデンサＣ２の端子電圧との間に
電位差が十分ある時点でスイッチング素子Ｑ１がオンす
ると、チョークコイルＬ１から平滑コンデンサＣ２へは
電流は流れず、逆に平滑コンデンサＣ２を電源として、
変調トランスの２次巻線Ｎ２→コンデンサＣ１→チョー
クコイルＬ１→スイッチングトランスＭＴの１次巻線Ｎ
１→第２のダイオードＤ２→スイッチング素子Ｑ１とい
うルートで電流が流れ、コンデンサＣ１は充電されるこ
とになる。

【００５４】次にスイッチング素子Ｑ１がオフすると、
上述の疑似共振が始まりコンデンサＣ１は放電に移る。
そして、変調トランスＭＴの１次側Ｎ１および２次側Ｎ
２には疑似共振の振動振幅波形が発生し、チョークコイ
ルＬ１の両端にも印加されることとなる。

【００５５】従って、供給される電源電圧の瞬時値が低
い場合でも、この振動の振幅が平滑コンデンサＣ２の端
子電圧よりも高くなるように変調トランスＭＴとコンデ
ンサＣ１の条件を選ぶことによりチョークコイルＬ１か
ら平滑コンデンサＣ２にディザー効果による電流が流れ
ることとなる。

【００５６】また、入力電圧の瞬時値のピーク付近で
は、瞬時値と平滑コンデンサＣ２の端子電圧との間に差
がなくなり、この間にスイッチング素子Ｑ１がオンする
と瞬時値の低い場合と同様な動作となるが、コンデンサ
Ｃ１の充放電時間が自動的に短くなり、電位差が小さい
ために疑似共振も発生せず、瞬時値のピーク付近に重畳
される過剰なパルスによるピーク電流が起きないような
動作となる。

【００５７】また、瞬時値のピーク付近では疑似共振に
よるパルス振動振幅の重畳機能が低下する分、チョッパ
ー回路側の電流が支配的となる。このように、入力電圧
の瞬時値に対応して、重畳ルートと短絡ルートとがバラ
ンスを取りながら動作し、最終的に入力の電流を力率の
良い正弦波状に整形してゆく。

【００５８】なお、入力電圧の瞬時値が小さい所で起き
る疑似共振ではスイッチング素子がオフの期間も疑似共
振の振幅を平均化するようにチョークコイルＬ１から平
滑コンデンサＣ２に電流が流れ、結果的に整流回路ＢＤ
の電流はスイッチング動作の一周期の全域でほぼ連続し
たものとなり、高力率化が実現できる。

【００５９】次に図２ないし図５に沿って各部の動作に
ついて説明する。ここで図２は入力電圧の瞬時値が高い
場合の各タイミングにおける電流のルートを示したもの
で、図３は入力電圧が低い高い場合の各タイミングにお
ける電流のルートを示したもの、図４，５はそれぞれ図
２，３における各部の電圧と電流の波形を示した図であ
る。

【００６０】図２（ａ）において、スイッチング素子Ｑ
１がオンの期間（ｔ0 〜ｔ1 ）ではまずｔ0 にてスイッ
チング素子Ｑ１がオンすると、いままで電源Ｅｉ→チョ
ークコイルＬ１→第１のダイオードＤ１変調トランスＭ
Ｔの２次巻線Ｎ２→平滑コンデンサＣ２と流れていた電
流が、（１）電源Ｅｉ→変調トランスＭＴの１次Ｎ１→第２の
ダイオードＤ２→スイッチング素子Ｑ１（２）平滑コンデンサＣ２→変調トランスＭＴの２次Ｎ
２→コンデンサＣ１→チョークコイルＬ１→変調トラン
スＭＴの１次Ｎ１→第２のダイオードＤ２→スイッチン
グ素子Ｑ１（３）平滑コンデンサＣ２→スイッチングトランスＴ１
の１次ＮＰ→スイッチング素子Ｑ１という３つの流れに変わり、スイッチング素子Ｑ１に流
れ込む電流はこの３つの電流の和となる。

【００６１】変調トランスＭＴの１次Ｎ１、２次Ｎ２お
よびチョークコイルＬ１の両端にはスイッチング素子Ｑ
１の電圧のオン部分と相似な電圧波形が印加される。し
かし、チョークコイルＬ１の電流は平滑コンデンサＣ２
を充電する方向を正とした場合、変調トランスＭＴの１
次側Ｎ１である負方向に流れ、さらに、この電流によっ
てコンデンサＣ１は充電される。また、変調トランスＭ
Ｔの１次側Ｎ１には、ｉ＝Ｌ／Ｖ・ｔON で増大しながら電流が流れる。また、コンデンサＣ１の
電圧は充電中、平滑コンデンサＣ２の電圧レベルよりマ
イナス側となる。そして、このオン期間中整流回路ＢＤ
の出力電流はチョークコイルＬ１の電流と変調トランス
ＭＴの１次側Ｎ１の電流の合成したものとなる。

【００６２】次に図２（ｂ）において、ｔ1 にてスイッ
チング素子Ｑ１がオフすると変調トランスＭＴの１次側
Ｎ１、２次側Ｎ２およびチョークコイルＬ１の両端には
スイッチング素子Ｑ１のオフ部分の電圧と相似な電圧波
形が印加される。この瞬間の電流の流れは、（１）電源Ｅｉ→チョークコイルＬ１→コンデンサＣ１
→変調トランスＭＴの２次側Ｎ２→平滑コンデンサＣ２（２）変調トランスＭＴの１次側Ｎ１→第２のダイオー
ドＤ２→スイッチングトランスＴ１の１次側ＮＰ→平滑
コンデンサＣ２に変わる。ここで、コンデンサＣ１の電流は、コンデン
サＣ１の電圧が平滑コンデンサＣ２の電圧にクランプさ
れるまで流れ、放電する。

【００６３】図２（ｃ）において、ｔ2 にてコンデンサ
Ｃ１の電流がカットオフすると第１のダイオードＤ１が
導通し、電流の流れは、（１）電源Ｅｉ→チョークコイルＬ１→第１のダイオー
ドＤ１→変調トランスＭＴの２次側Ｎ２→平滑コンデン
サＣ２（２）変調トランスＭＴの１次側Ｎ１→第２のダイオー
ドＤ２→スイッチングトランスＴ１の１次側ＮＰ→平滑
コンデンサＣ２となる。さらにｔ3 にてスイッチング素子Ｑ１の電圧が
平滑コンデンサＣ２の端子電圧まで低下すると、上記
（２）の電流は流れなくなる。

【００６４】さらに、図２（ｄ）において、ｔ3 にて
（ｃ）における（２）の電流が流れなくなると（１）の
電流のみとなる。従って、ｔ0 〜ｔ4 で整流回路ＢＤの
出力電流はゼロにならない連続電流となる。

【００６５】以上が入力電圧の瞬時値が高い場合の電流
の流れで、この時の各タイミングにおける各部の電圧、
電流波形を示したものが図４である。図において（ａ）
はスイッチング素子Ｑ１の電圧、（ｂ）はスイッチング
素子Ｑ１の電流、（ｃ）はチョークコイルＬ１の電流、
（ｄ）はチョークコイルＬ１の電圧、（ｅ）はコンデン
サＣ１の電圧、（ｆ）はコンデンサＣ１の電流、（ｇ）
は第１のダイオードＤ１の電流、（ｈ）は変調トランス
ＭＴの１次側Ｎ１の電流、（ｉ）は変調トランスＭＴの
２次側Ｎ２の電流、（ｊ）は変調トランスＭＴの１次側
Ｎ１の電圧と２次側Ｎ２の電圧、（ｋ）は整流回路ＢＤ
の電流である。

【００６６】次に図３に沿って入力電圧が低い場合の動
作について説明する。図３（ａ）において、ｔ0 にてス
イッチング素子Ｑ１がオンすると、いままで、電源Ｅｉ
→チョークコイルＬ１→コンデンサＣ１→変調トランス
ＭＴの２次側Ｎ１→平滑コンデンサＣ２へと流れていた
電流は、（１）電源Ｅｉ→変調トランスＭＴの１次側Ｎ１→第２
のダイオードＤ２→スイッチング素子Ｑ１（２）平滑コンデンサＣ２→変調トランスＭＴの２次側
Ｎ２→コンデンサＣ１→チョークコイルＬ１→変調トラ
ンスＭＴの１次側Ｎ１→第２のダイオードＤ２→スイッ
チング素子Ｑ１（３）平滑コンデンサＣ２→スイッチングトランスＴ１
の１次側ＮＰ→スイッチング素子Ｑ１という３つの流れに変わるが、入力電源からのエネルギ
ー供給が小さいためスイッチング素子Ｑ１に流れこむ電
流は上記（１）よりも（２）が支配的となる。ここで、
コンデンサＣ１はスイッチング素子Ｑ１のオン期間中フ
ルに充電される。また、上記（２）のルートの電流はチ
ョークコイルＬ１と変調トランスＭＴの１次側Ｎ１、２
次側Ｎ２インダクタンスとコンデンサＣ１による直列共
振の電流となる。そして、コンデンサＣ１の電圧は充電
中平滑コンデンサＣ２の電圧レベルよりマイナス側にあ
り、またチョークコイルＬ１の電圧は、コンデンサＣ１
から変調トランスＭＴの１次側Ｎ１への（２）の電流に
よって、減少、反転する。

【００６７】次にｔ1 において、スイッチング素子Ｑ１
がオフすると、（１）電源Ｅｉ→チョークコイルＬ１→コンデンサＣ１
→変調トランスＭＴの２次側Ｎ２→平滑コンデンサＣ２の流れとなる。つまり、瞬時値が低い場合は変調トラン
スＭＴの１次側Ｎ１→第２のダイオードＤ２→スイッチ
ングトランスＴ１の１次側ＮＰ→平滑コンデンサＣ２の
ルートの電流は平滑コンデンサＣ２の電圧が高いため流
れない。

【００６８】また、ｔ1 において、変調トランスＭＴの
２次側Ｎ２のリーケージインダクタンスとコンデンサＣ
１とによる疑似共振が始まり、この波形が変調トランス
ＭＴの１次側Ｎ１、２次側Ｎ２、チョークコイルＬ１の
両端に印加される。疑似共振中のコンデンサＣ１の電圧
は平滑コンデンサＣ２の電圧レベルまで戻ろうとする
が、あえてスイッチング素子Ｑ１のオフ期間いっぱいで
平滑コンデンサＣ２のレベルとなるようにコンデンサＣ
１の値を選ぶことにより疑似共振はオフ期間中いっぱい
続くこととなる。

【００６９】また、変調トランスＭＴの２次側Ｎ２に発
生している振動、振幅は、入力電圧の瞬時値が低くても
平滑コンデンサＣ２を充電するだけの十分な振幅を持っ
ているので、チョークコイルＬ１側より電流を流し込む
ことができる。ここで、コンデンサＣ１の電流波形は変
調トランスＭＴの２次側Ｎ２のリーケージインダクタン
スとの直列共振電流である。また、チョークコイルＬ１
の電流は、この疑似共振の振幅を平均するような形で流
れる。従って、ｔ0 〜ｔ2 の間では整流回路ＢＤの電流
はゼロにはならない。

【００７０】以上が入力電圧が低い場合の動作で、この
時の各部の電圧、電流波形を図５に示す。図中、図４と
同一要素には同一符号を付し説明を省略する。ここで、
（ｊ）は変調トランスＭＴの２次側Ｎ２の電圧、
（ｊ’）は変調トランスＭＴの１次側Ｎ１の電圧、
（ｋ）は整流回路ＢＤの電流である。

【００７１】そして、以上の動作を交流入力の一周期で
行うことにより入力電流は正弦波状に整形され、その状
態を図１２に示す。この時の力率は約０．９５以上とな
っている。

【００７２】次に、本発明を実施する際に、上述のよう
に２コンバータの構造となっているため、平滑コンデン
サＣ２の端子電圧が異常に上昇する場合があるが、この
ような電圧の上昇が問題となった場合の有効な対処手段
について説明する。

【００７３】既に述べたようにスイッチング素子Ｑ１の
制御回路４はＰＷＭ制御ＩＣ等により構成されている
が、このＰＷＭ制御手段とＦＭ制御手段を組み合わせる
ことにより平滑コンデンサＣ２の電圧上昇を防止するこ
とができる。図６はその代表的回路例を示したもので、
主にＩＣ等によるＰＷＭ制御回路４ａの発振コントロー
ルを行うＲＴ，ＣＴ端子の内ＲＴ端子の電圧を以下のよ
うに制御することで周波数制御を行う。

【００７４】すなわち、平滑コンデンサＣ２の端子電圧
を直列に接続された抵抗Ｒ２１，Ｒ２２とツェナーダイ
オードＤ２１と抵抗Ｒ２４の直列回路にて検出する。そ
して、前記平滑コンデンサＣ２の端子電圧が前記直列回
路で設定されている電圧以上に上昇すると、トランジス
タＱ２１がオンになる。この時ＰＷＭ制御回路４ａのＲ
Ｔ端子に接続される抵抗は２つの抵抗Ｒ２３，Ｒ２５の
並列抵抗となり、対アースの抵抗値が減少し、ＲＴ端子
の電圧が減少してスイッチング素子Ｑ１を駆動する発振
周波数が高くなる。なお、ＲＴ端子の電圧はＰＷＭ制御
回路４ａ内部から供給される電圧であり、抵抗２３はオ
フセット抵抗で、周波数制御を行わない場合にはこの抵
抗２３のみが接続される。

【００７５】このようにして構成された回路により、Ｐ
ＷＭ制御手段とＦＭ制御手段が組み合わされ、これによ
り平滑コンデンサＣ２の電圧が上昇するとスイッチング
素子Ｑ１の駆動信号の周波数を上げ、逆に平滑コンデン
サＣ２の電圧が下がると周波数を下げる方向に動作し、
平滑コンデンサＣ２の電圧を適切な値に保つことができ
る。

【００７６】この動作は、パルス重畳動作を行う変調ト
ランスＭＴのリーケージインダクタンスと平滑コンデン
サＣ１の容量に依存する疑似共振作用を用いているた
め、スイッチング素子Ｑ１の駆動周波数を高くしても、
疑似共振振動自体の周波数には殆ど影響しない。このた
め、スイッチング動作の一周期中に含まれる疑似共振振
動の振動数（振幅の山の数）を減少させるように、スイ
ッチング素子Ｑ１の駆動周波数を高くすれば平滑コンデ
ンサＣ２への充電が抑制されて端子電圧が過剰に上昇し
ないようになる。

【００７７】つぎに本発明の他の実施例について説明す
る。図１３は本発明の他の実施例の基本構成を示した回
路図である。図において、スイッチングトランスＴ１の
３次巻線ＮＲおよびリセットダイオードＤ３が除去さ
れ、スイッチングトランスＴ１の１次巻線ＮＰと２次巻
線ＮＳとが逆相に巻回され、この１次巻線から順方向の
ダイオードＤ６を介してスイッチング素子Ｑ１に接続さ
れている。なお、このダイオードＤ６は力率の改善とい
う面に関しては、力率改善回路とともに電源回路に有効
に作用するものであるが、その反面において効率の低下
を招くため、効率を重視する使用目的の回路にはむしろ
使用しない方が良い場合がある。その場合でも回路は支
障なく動作する。その他の点については図１の回路と同
一であり、同一構成要素には同一符号を付し説明を省略
する。

【００７８】そして、図１の回路の主回路がフォワード
方式のコンバータを構成するのに対し、この回路の主回
路はフライバック方式のコンバータを構成している。こ
のような構成のＡＣ／ＤＣコンバータにおいても、上記
のフォワード式のコンバータ回路における場合と同様な
動作により同様な効果を得ることが可能である。

【００７９】なお、上記ＡＣ／ＤＣコンバータは高周波
重畳ルートと高周波による短絡ルート、つまり疑似共振
作用による高周波の振動振幅を重畳する手段とチョッパ
ー回路による高周波で短絡する手段とが一体として動作
する場合について説明したが、疑似共振による高周波パ
ルスの重畳作用のみでも力率改善に有効であることは言
うまでもない。

【００８０】次に、本発明の力率改善回路に使用される
変調トランスＭＴの好適な実施例について説明する。図
１４は通常のトランス用のボビン２１’で、上部フラン
ジ２２と下部フランジ２４との間に胴部２３が形成さ
れ、この胴部２３に１次、２次のコイルを巻回する。ま
た、下部フランジにはプリント基板等へ取り付け、配線
するためのピン端子２５が植設されている。

【００８１】このようなコイルボビン２１’に１次、２
次巻線を巻回する場合、共通の胴部２３に同心状に紙な
どの絶縁物を介して巻回するため、２つの巻線間のギャ
ップつまりリーケージの調整が困難である。

【００８２】そこで、図１５に示すような中間フランジ
２８を設けたコイルボビン２１を用いることで、調整が
容易に行えるようになる。ここで図１５（ａ）はコイル
ボビン２１の斜視図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は側面
図、（ｄ）は底面図である。このコイルボビン２１は左
右のフランジ２６，２７の間に中間フランジ２８を設
け、この左右のフランジ２６，２７の間で中間フランジ
２８で仕切られた胴部２３ａ、２３ｂが形成されてい
る。また、左右のフランジ２６，２７の下部にはピン端
子２５が植設されている。

【００８３】このように中間フランジ２８を設けること
で、１次、２次コイルをそれぞれの胴部２３ａ，２３ｂ
に巻回でき、製造が容易となると共に、巻数の調整も容
易となり、中間フランジ２８の厚みを変えることでリー
ケージの調整も容易かつ正確に行える。

【００８４】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、ＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータの主回路に主としてコンデンサとインダク
タ素子による疑似共振手段を備えた力率改善回路を挿入
したので、１コンバータ方式で、小型、軽量かつ高力率
で高調波抑制に優れた、ＡＣ／ＤＣコンバータが実現可
能となった。

【００８５】また、主回路はフライバック方式のコンバ
ータとしても同様な効果を得ることが可能で設計の自由
度が増大する。

【００８６】また、力率改善回路はコンデンサと第１の
ダイオードによる並列回路と、変調トランスと、第２の
ダイオードとにより構成され、インダクタ素子を変調ト
ランスとしたので、別にスイッチング素子等を設ける
ことなく、かつスイッチングトランスは従来のものが使
用でき、シンプルな構成で小型、軽量で経済的かつ高力
率なＡＣ／ＤＣコンバータが実現可能となった。

【００８７】また、力率改善回路は主回路の所定の箇所
に接続するだけで良いので、従来の回路をそのまま使用
可能で生産性、経済性に優れた電源装置が提供できる。

【００８８】また、力率改善回路はコンデンサと変調ト
ランスのリーケージインダクタンスによる疑似共振手段
を備えているので、簡単な構成で力率改善の効果を得る
ことが可能となった。

【００８９】また、力率改善回路はディザー理論による
効果を与える手段を有するため、きわめて高い力率のＡ
Ｃ／ＤＣコンバータが実現可能となり、電源装置の高調
波電流対策にも有効である。

【００９０】また、力率改善回路は整流された交流電源
に高周波の振動振幅を重畳するディザー理論による効果
を与える手段を有するため、簡単な構成で、きわめて高
い効率のＡＣ／ＤＣコンバータが実現可能となり、電源
装置の高調波電流対策にも有効である。

【００９１】そして、力率改善回路は第１のダイオード
と変調トランスのリーケージインダクタンスによる疑似
共振手段によりディザー効果を有するため、簡単な構成
で、かつ少ない部品により高力率のＡＣ／ＤＣコンバー
タが実現可能となった。

【００９２】また、力率改善回路は変調トランスの１次
側の回路を高周波パルス源とし、２次側に高周波パルス
の振動、振幅を重畳しているので、電源回路においても
簡単な構成により、効率よくディザー理論による効果を
得ることが可能となった。

【００９３】さらに、力率改善回路は整流後の脈流を高
周波で短絡するルートも有するため、従来のチョッパ
ー方式による力率改善の効果もそのまま保持することが
できる。

【００９４】そして、高周波による短絡ルートは変調ト
ランスの１次側とスイッチング素子によるチョッパー回
路であるので、回路や部品の共通化により、従来方式の
効果を保持しつつ疑似共振手段を簡単な構成の回路で導
入することが可能となった。

【００９５】また、力率改善回路は疑似共振手段による
高周波の振動振幅を重畳する手段とチョッパー回路によ
る高周波で短絡する手段とによりディザー効果を発揮す
るため、簡単な構成の回路で、２つの異なった手段の相
乗効果を得ることができ、極めて高い力率のＡＣ／ＤＣ
コンバータの提供が可能となった。

【００９６】また、スイッチング素子はＰＷＭ制御手段
によるため、従来からあるＩＣなどの制御回路を流用す
ることにより簡単かつ安価な制御回路を使用でき、装置
のコスト減に貢献できる。

【００９７】さらに、スイッチング素子の制御手段はＰ
ＷＭ制御手段とＦＭ制御手段を併用したため、平滑コン
デンサの電圧の上昇を防止することが可能となった。

【００９８】そして、本発明にかかる電源回路は従来か
らあるフォワードコンバータ方式のＡＣ／ＤＣコンバー
タを改良した簡単な構成の回路構成となっているため、
設計が容易で、経済性に優れた高力率のＡＣ／ＤＣコン
バータを提供できる。

【００９９】また、変調トランスはコイルボビンに中間
フランジを設けたので、巻数の調整も容易となり、中間
フランジ２８の厚みを変えることでリーケージの調整も
容易かつ正確に行える。という効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の基本構成を示す回路図であ
る。

【図２】図１の回路の入力電圧の瞬時値が高い場合の、
各タイミングにおける電流のルートを本発明の他の実
施例を示す回路図である。

【図３】図１の回路の入力電圧の瞬時値が低い場合の、
各タイミングにおける電流のルートを示した図である。

【図４】図２の場合の各部の電圧、電流波形を示した図
である。

【図５】図３の場合の各部の電圧、電流波形を示した図
である。

【図６】制御回路にＰＷＭ制御とＦＭ制御を併用して平
滑コンデンサの電圧上昇を防止する回路例を示した図で
ある。

【図７】疑似共振の概念を簡単に表した図で、（ａ）は
疑似共振が生じる回路の例としてスナバ回路を示し、
（ｂ）はその時の減衰振動の波形を示している。

【図８】ディザー理論による作用を説明した図で、
（ａ）は正弦波入力電圧に高周波パルスを重畳した波
形、（ｂ）はその時に得られる電流パルスと出力電流の
波形を示している。

【図９】図１の回路の主要な部分を抽出して、簡単な構
成で表した回路図である。

【図１０】図１および図９の回路図に含まれている２つ
の回路を示したもので、（ａ）は前段部のチョッパー回
路、（ｂ）は後段部のフォワードコンバータ回路であ
る。

【図１１】整流後の脈流波形に高周波パルスを重畳する
ルートを示した図である。

【図１２】本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバータの入力電
圧と電流の波形を示した図である。

【図１３】本発明の他の実施例を示す回路図である。

【図１４】通常のコイルボビンの外観形状を示した斜視
図。

【図１５】中間フランジを設けたコイルボビンの外観を
示したもので、（ａ）は斜視図、（ｂ）は正面図、
（ｃ）は側面図、（ｄ）は底面図である。

【図１６】従来のコンバータ回路のコンデンサインプッ
ト型の例を示した図で、（ａ）はその回路図、（ｂ）は
電源の電圧と電流波形を示したものである。

【図１７】従来のコンバータ回路のチョークインプット
型の例を示した図で、（ａ）はその回路図、（ｂ）は電
源の電圧と電流波形を示したものである。

【図１８】従来のコンバータ回路の２コンバータタイプ
の例を示した図で、（ａ）はその回路図、（ｂ）は電源
の電圧と電流波形を示したものである。

【図１９】従来のＭＳ方式のフォワード型の電源で電流
が不連続のタイプを示した回路図である。

【図２０】従来のＭＳ方式のフォワード型の電源で電流
が連続のタイプを示した回路図である。

【符号の説明】

１１次側回路２２次側回路３力率改善回路４制御回路５２次側整流回路ＡＣ交流電源ＢＤ整流回路Ｌ１チョークコイルＣ１コンデンサＤ１第１のダイオードＭＴ変調トランスＤ２第２のダイオードＣ２平滑コンデンサＱ１スイッチング素子Ｔ１スイッチングトランスＬ２２次側チョークコイルＣ３２次側コンデンサＤ３リセットダイオードＱ２第２のスイッチング素子ＭＳマグスイッチＣ１０コンデンサＤ１０ダイオードＣｉｎ入力コンデンサＴトランスＱ主スイッチ１６負荷

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチングトランスの１次側回路に交
流電源を入力し、整流回路で整流したのちチョークコイ
ルと平滑コンデンサにて平滑し、得られた電圧をスイッ
チング素子にてスイッチングしてスイッチングトランス
の２次側回路の出力に直流電圧を発生するＡＣ／ＤＣコ
ンバータにおいて、少なくとも整流回路とチョークコイルと平滑コンデンサ
とスイッチング素子とスイッチングトランスの１次側に
よりフォワードコンバータとして構成される主回路に、
主としてコンデンサとインダクタ素子による疑似共振手
段を備えた力率改善回路を挿入したことを特徴とする力
率改善型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】前記主回路はスイッチングトランスの１
次巻線と２次巻線とが逆相となっているフライバックコ
ンバータであることを特徴とする請求項１記載の力率改
善型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】前記力率改善回路はコンデンサと第１の
ダイオードによる並列回路と、この並列回路の第１のダ
イオードのカソード側である一端が２次巻線の一端に接
続された変調トランスと、この変調トランスの１次巻線
の他端にアノード側が接続された第２のダイオードとに
より構成され、前記インダクタ素子は変調トランスとし
たことを特徴とする請求項１記載の力率改善型ＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータ。
【請求項４】前記力率改善回路は主回路のチョークコ
イルの整流回路側の一端に変調トランスの１次巻線の一
端を接続し、前記チョークコイルの他端にコンデンサと
第１のダイオードによる並列回路の他端を接続し、前記
変調トランスの２次巻線の他端をスイッチングトランス
の１次巻線の一端と平滑コンデンサの接続点に接続し、
第２のダイオードのカソード側をスイッチングトランス
の１次巻線の他端側のスイッチング素子に接続したこと
を特徴とする請求項３記載の力率改善型ＡＣ／ＤＣコン
バータ。
【請求項５】前記力率改善回路はコンデンサと変調ト
ランスの２次巻線のリーケージインダクタンス分による
疑似共振手段を備えたことを特徴とする請求項３記載の
力率改善型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】力率改善回路はデイザー理論による効果
を与える手段を備えたことを特徴とする請求項３記載の
力率改善型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】前記デイザー理論による効果を与える手
段は整流された交流電源に高周波の振動振幅を重畳する
手段であることを特徴とする請求項６記載の力率改善型
ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】前記高周波の振動振幅を重畳する手段は
請求項５記載の疑似共振作用によることを特徴とする請
求項６記載の力率改善型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】前記デイザー理論による効果を与える手
段は変調トランスの１次巻線側に形成された回路を高周
波パルス源とし、変調トランスの２次巻線側に高周波の
振動振幅を重畳したことを特徴とする請求項８記載の力
率改善型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１０】前記デイザー理論による効果を与える
手段は整流された交流電源を高周波で短絡する手段であ
ることを特徴とする請求項６記載の力率改善型ＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータ。
【請求項１１】前記高周波で短絡する手段は変調トラ
ンスの１次巻線側の回路と、スイッチング素子とで形成
されるチョツパー回路により高周波で短絡することを特
徴とする請求項１０記載の力率改善型ＡＣ／ＤＣコンバ
ータ。
【請求項１２】前記力率改善回路は請求項７および請
求項１０記載のデイザー理論による効果を与える手段と
が一体として作用することを特徴とする請求項３記載の
力率改善型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１３】前記スイッチング素子の制御手段はＰ
ＷＭ制御手段によることを特徴とする請求項１記載の力
率改善型ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１４】前記スイッチング素子の制御手段とし
てＰＷＭ制御手段とＦＭ制御手段とを併せて用いたこと
を特徴とする請求項１記載の力率改善型ＡＣ／ＤＣコン
バータ。
【請求項１５】ＡＣ電源が入力されプラス側出力とア
ース線が接続するマイナス側出力とを有する整流回路
と、この整流回路のプラス側出力にその一端が接続され
たチョークコイルと、このチョークコイルの他端にアノ
ード側が接続される第１のダイオードとコンデンサとの
並列回路と、１次巻線の一端は前記チヨークコイルの整
流回路側に接続され、２次巻線の一端は前記コンデンサ
と第１のダイオードとの並列回路のカソード側に接続さ
れ、１次巻線の他端は第２のダイオードのアノード側に
接続され、２次巻線の他端はスイッチングトランスの１
次巻線の一端と平滑コンデンサの一端との接続点に接続
された変調トランスと、その他端がアース線に接続され
た平滑コンデンサと、そのカソード側がスイッチングト
ランスの１次巻線の他端とスイッチング素子のドレイン
（コレクタ）との接続点に接続された第２のダイオード
と、そのゲート（ベース）は制御回路の出力に接続さ
れ、ソース（エミッタ）はアース線に接続されたスイッ
チング素子と、前記スイッチングトランスの３次巻線に
カソード側が接続され、そのアノード側がアース線に接
続されたリセットダイオードと、前記１次、３次巻線の
他に出力用の２次巻線を有するスイッチングトランス
と、出力電圧により前記スイッチング素子を制御する制
御回路とにより構成したことを特徴とする力率改善型Ａ
Ｃ／ＤＣコンバータ。
【請求項１６】コイルボビンに中間フランジを設けた
ことを特徴とする力率改善型ＡＣ／ＤＣコンバータ用変
調トランス。