JPH09510294A - 加速感応センサを有する電子装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明によれば、加速感応センサ（１０）を有する電子装置（１）において、スイッチング手段（Ｓ１，Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４,Ｓ５）が設けられ、該スイッチング手段はセンサ（１０）を、該センサ（１０）が並列及び／又は直列共振にて振動励起可能なように、電子装置（１）のフィードバック分岐に接続することを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】 加速感応センサを有する電子装置 従来の技術 本発明は請求の範囲第１項の上位概念による、加速感応センサを有する電子装 置に関する。 ドイツ連邦共和国特許公開第３７０６７６５号公報からは検査回路を備えた衝 撃センサが公知である。この衝撃センサではその機能性の検査のために電気音響 変換器が設けられている。この変換器は衝撃センサ内にある加速センサを検査す る。それにより加速センサから送出される電気信号は評価及びトリガ回路におい て所定の基準に従って検査回路により検査される。 ドイツ連邦共和国特許公開第３７３６２９４号公報からはさらに加速センサの 機能コントロール装置が公知である。この装置では１つ又は複数の加速検出器が 電気的な励起によって次のように刺激される。すなわち複数の検出器のうちの１ つが固体伝播音発振器として作用し、これに対してその他の検出器の信号は受信 され、それによって評価回路を介してその機能性、較正量、ケーシング構造への 結合状態等が検査される。 ドイツ連邦共和国特許公開第３５４２３９７号公報からは、圧電形加速検出器 の機能検査装置が公知である。この装置は、電極を備えた複数の圧電素子を有し ている。それらの少なくとも１つの圧電素子からは測定センサの機能として、加 速の際にピックアップすべき加速度によって引き起こされる応力による電気的な 応働電圧が生ぜしめられ、さらに圧電素子の少なくとも１つが時折他の圧電素子 に対するアクチュエータとして作用し、アクチュエータ素子の電極には電気的検 査電圧が供給される。 米国特許出願第３８３００９１号明細書からは、加速センサに対するテスト装 置が公知である。このテスト装置はアルミニウムロッドを含んでいる。このアル ミニウムロッドは、圧電クリスタルを介して振動を励起する。このアルミニウム ロッド上には基準加速センサと、検査されるべき加速センサが配設されている。 評価回路は、アルミニウムロッドの端面に配設された２つの加速センサの出力信 号を比較する。これらの信号はアルミニウムロッドの振動によって励起される。 米国特許出願第３１２０６２２号明細書からは、自動較正式加速センサが公知 である。このセンサは加速感応素子を有し、これらの加速感応素子と密に結合し た圧電素子を含んでいる。この圧電素子の電気的な励起の際にはこれが機械的な 振動を生ぜしめ、それによって加速感応素子が励起される。 ドイツ連邦共和国特許第３８０９２９９号明細書からは、振動センサと、加速 ひずみのもとで生じるセンサ出力信号の評価のための評価回路と、センサ近傍に 配設されセンサに振動を励起する振動発生器とを有する、電子装置が公知である 。この電子装置では、センサが検査の目的で振動発生器による振動で励起可能で ある。これにはセンサの共振周波数も含まれる。 発明の利点 本発明は特に簡単な手法で、電子装置の特にセンサ自体の検査も含めた機能性 に関する検査を可能にする。この検査に対しては従来の技術から公知の解決手段 とは異なって、付加的な電圧源や外部振動発生器を何も必要としない。特に有利 には、センサが振動回路の固定周波数の構成要素であり、この振動回路の相応の 構成によって少なくともテストフェーズの継続期間中および有利には車両の運転 期間中は常時、振動を励起可能である。すなわちセンサが振動するということは 、その機能性が正常で、車両へ作用する加速が記録されることが前提となる。す なわちセンサが例えばセラミック基板のきずや電極の溶解等によって損傷してい る場合には、センサに振動を励起することはできない。特に有利には、比較的簡 単なスイッチング手段によってセンサが交互に直列ないし並列な共振を励起可能 である。これによりセンサの機能に関する診断手段の拡張が開かれる。有利には スイッチング手段がマイクロコンピュータによって制御される。それにより様々 なスイッチング変化が特に簡単にプログラミング可能である。本発明の特に有利 な実施例によれば、 振動回路が次のように選定される。すなわちセンサが振動を固有の周波数で励起 可能になるように選定される。しかしながらこの固有周波数は、実質的には評価 すべき有効信号の見込まれる周波数領域よりも高い所にある。有効信号のより良 好な評価のためには低域ろはが有利なので、振動センサの発振器周波数はすぐに は評価回路へ伝送されない。そのため本発明の有利な実施例によれば、分周回路 が設けられる。この分周回路は、発振器周波数をより低い値に低減する。この低 い値は低域フィルタ回路もまだ通過可能である。本発明の特に有利な実施例によ れば、分周回路としてフリップフロップが用いられる。このフリップフロップは マイクロコンピュータから制御される。本発明の別の有利な実施例によれば、振 動センサの発振器周波数によって、評価回路全体の制御に対するクロック信号が 導出される。故にセンサの欠陥によるこのクロック信号の不在は、エラーの簡単 な識別にも利用可能である。 図面 図１は、本発明による電子装置の第１実施例のブロック回路図である。図２は 、スイッチング手段のスイッチング位置の説明に関する機能テーブルを示した図 である。図３は電圧値が時間関数としてプロットされている機能ダイヤグラムで ある。図４は本発明による電子装置の第２実施例のブロック回路図である。図５ は、それに属する機能ダイヤグラムである。図６は、本発明の第３実施例を示し た図である。図７は、それに属する機能ダイヤグラムである。図８は、本発明の 第４実施例を示した図である。図９は、図８による制御装置の部分構成要素とし ての加算素子を備えたシフトレジスタを示した図である。図１０〜図１６は種々 の機能ダイヤグラムを示した図である。図１９および図２０は、フィルタ特性曲 線を示した図である。図２１は、時間関数としてフィルタリングされた加速信号 の機能ダイヤグラムを示した図である。図２２は、本発明の第５実施例を示した 図である。図２３は、本発明の第６実施例を示した図である。図２４のａ〜ｄは 、第６実施例に属する機能ダイヤグラムを示した図である。 実施例の説明 次に本発明を図面に基づき詳細に説明する。 図１には本発明による、加速感応センサ１０を備えた電子装置１の第１実施例 が示されている。このセンサ１０の端子は、第１のコンデンサ１１の端子とさら に第１の演算増幅器１３の非反転入力側端子に接続されている。この第１演算増 幅器１３の反転入力側端子は、該第１演算増幅器１３の出力側端子に接続されて いる。この第１演算増幅器１３の出力側端子には抵抗１４が接続されている。こ の抵抗１４はさらなる演算増幅器１５の非反転入力側端子に接続されている。こ の演算増幅器１５の非反転入力側端子とアースとの間にはさらに別のコンデンサ １６が接続されている。前記演算増幅器１５の反転入力側端子は２つの抵抗１７ ,１８の接続点と接続されている。抵抗１８の別の端子はアースに接続されてい る。それに対して抵抗１７の別の端子は演算増幅器１５の出力側端子に接続され ている。この演算増幅器１５の出力側端子は、評価回路１９の入力側端子に接続 されている。さらに演算増幅器の１５の出力側端子は、オン・オフスイッチＳ５ の第１端子にも接続されている。このスイッチＳ５の別の端子は別のオン・オフ スイッチＳ１,Ｓ３,の各端子に接続されている。スイッチＳ１,Ｓ３のそれぞれ 別の端子は、一方ではそれぞれ第３および第４のオン・オフスイッチＳ２,Ｓ４ の各端子と接続され、他方ではセンサ１０ないしコンデンサ１１の自由端子に接 続されている。スイッチＳ２,Ｓ４のそれぞれ別の端子はアースに接続されてい る。 そのつどのスイッチング位置とそこから生じる機能は、図２による機能テーブ ルにリストアップされている。このテーブルでは、数値１がそれぞれ１つの接続 されたスイッチング状態を表し、それに対して数値ゼロは開かれたスイッチング 状態を表している。電子装置の通常動作においては、スイッチＳ１,Ｓ３とＳ５ は開かれ、これに対してスイッチＳ２,Ｓ４は、閉じられている。電子装置の自 己テストの目的に対しては、ス イッチＳ５が閉成状態に移行する。センサ１０の直列共振における振動は、スイ ッチＳ１とＳ４が閉じられ、スイッチＳ２とＳ３が開かれた状態で達成される。 並列共振におけるセンサ１０の励起は、スイッチＳ２とＳ３が閉じられスイッチ Ｓ１とＳ４が開かれたスイッチング状態によって達成される。図３による機能ダ イヤグラムは（ここでは電圧値Ｖが時間ｔの関数としてプロットされている）、 センサ１０の帰還結合の際の振動状態を表してる。ここでは振動が、約１２ｋＨ ｚの周波数で示されている。これはテスト動作中に振動するセンサ１０の共振周 波数、すなわちスイッチＳ５が閉じられている場合の共振周波数で振動する。こ の場合センサ１０は、外部からの振動励起のための交流電圧の設定なしでも、セ ンサ自身による所定の固有共振周波数で振動する。簡単な評価においては、直列 か又は並列な共振において共振周波数が選択され、相応の周波数が決定される。 この周波数の決定は、評価回路１９において行われる。この評価回路１９では、 通常動作においてもセンサ１０から送出される出力信号が評価される。この場合 有利には、機能的なセンサ１０の共振周波数が存在し得る周波数領域が設定され る。相補的な評価の場合には、並列共振周波数のみならず直列共振周波数も定め られる。これらの周波数が定められた場合には、さらにセンサ１０の加速、応力 等に対するセンサ１０の感度を付加的に推定するため には、センサ１０のキャパシタンスの知識だけで十分である。 次に本発明による電子装置の第２実施例を、以下に図４に示されたブロック回 路図と図５に示された機能ダイヤグラムに基づき詳細に説明する。 圧電センサ１０は、帰還結合された振動回路の構成要素である。この振動回路 は、センサ１０の他に移相器２３、増幅器２４、高域フィルタ２５、加算素子３ １（電圧加算器）を含んでいる。センサ１０の一つの端子は装置のアース端子に 接続されている。センサ１０のアースとは反対側の端子は電圧加算器３１の入力 側端子と高域フィルタ２５の入力側端子に接続されている。この高域フィルタ２ ５の出力側端子は、増幅器２４の入力側端子に接続されている。電圧加算器３１ の出力側端子は、低域フィルタ２６の入力側端子に接続されている。この低域フ ィルタ２６の出力側端子は、増幅器２７の入力側端子に接続されている。この増 幅器２７の出力側端子はさらに別の低域フィルタ２８の入力側端子に接続されて いる。この低域フィルタ２８の出力側端子は、マイクロコンピュータ２９のアナ ログ／デジタル変換器の第１の入力側端子に接続されている。同様に低域フィル タ２８の入力側端子もマイクロコンピュータ２９のアナログ／デジタル変換器の 第２の接続端子に接続されている。増幅器２４と移相器２３の間の接続線路は、 パルス整形段２２の入力側 端子に接続されている。このパルス整形段２２の出力側端子はフリップフロップ 段２１の入力側端子に接続されている。このフリップフロップ段２１の別の入力 側端子は、テスト端子に接続されている。このテスト端子もマイクロコンピュー タ２９の出力側に接続されている。フリップフロップ段２１の出力側端子は、セ ンサ１０のアースとは反対側の端子に接続されている。前述の構成要素２０〜２ ７は、センサ構成群２００の中に統合されている。このセンサ構成群２００は、 必要に応じてマイクロコンピュータ２９から空間的に分離されて配設してもよい 。このことは、例えば横からの衝撃を識別可能にするために加速感応センサ１０ を偏心的に、すなわち例えば車両の外装近傍に配設させる必要があるような場合 には特に有利となる。さらにマイクロコンピュータ２９の出力側は、車両搭乗者 に対する支援手段３０（例えばエアバック、ベルトテンショナー装置等）に接続 されている。 次に当該実施例の機能を説明する。車両への応力の作用のためにセンサ１０に 対して加速が働くと直ちにセンサ１０に変形が生じる。この変形は、センサ１０ の接続端子から取り出される電圧に現れる。センサ１０の出力電圧は、低域フィ ルタ２６を介してフィルタリングされ、有利にはプログラミング可能な較正増幅 器２７によって所定の定格感度が生ぜしめられる。有利にはセンサ１０の増幅さ れた出力信号は、アナログ ／デジタル変換器の第１の入力側端子に供給される前に別の低域フィルタ２８に 導かれる。このアナログ／デジタル変換器はマイクロコンピュータ２９内に配設 されている。このマイクロコンピュータ２９内では、センサ１０から送出される 出力信号が、事故状況の有無に関して検査される。センサ１０の出力信号の分析 に基づいて、車両搭乗者に対するクリティカルな事故状況が識別された場合には 、マイクロコンピュータ２９は車両搭乗者を守る保全手段３０、例えばエアバッ ク又はベルトテンショナー等を起動する。この種の車両搭乗者の安全のために設 けられている電子装置では、常に機能準備の整った状態の保証が特に重要である 。その機能に問題が生じている場合には、少なくともドライバには例えば緊急時 に直ちに工場に立ち寄ることができるように、警報ランプの点滅等による１つの 示唆が与えられるべきである。センサ１０や特にクリティカルな構成素子の検査 は、次のことによって可能となる。すなわちセンサ１０が帰還結合された振動回 路１０,２３,２４,２５の構成部分であり、少なくとも機能テストの継続に対し てその振動回路において振動を励起することによって可能となる。特にセンサ１ ０に常時振動を励起することが有利であることが判明している。なぜならこれに よってセンサ１０の連続的な監視が可能となるからである。有利には 振動回路が次のように選定される。すなわちセンサ１０が固有周波数で振動する ように選定される。この固有周波数は汎用のセンサでは数１０キロヘルツのオー ダーにある。例えばセンサ１０は約３０〜４０キロヘルツの間にある周波数で振 動する。この励起されたセンサ１０の振動は、図５ａの機能ダイヤグラムに概略 的に示されている。そのような振動周波数は、加速に依存する有効信号よりも著 しく高い。この信号がマイクロコンピュータ２９によって評価される。この有効 信号は、数１００ヘルツの領域にあり、それによって低域フィルタ２６と２８を 通過し得る。これらの低域フィルタの限界周波数は、例えば約２５０ヘルツにあ る。しかしながらこれらの低域フィルタは、固有振動を励起されるべきセンサ１ ０の比較的高い振動周波数は通過させない。それでもなお、センサ１０がその振 動回路１０,２３,２４,２５において実際に振動しそれ故完全に機能しているか 否かを検出可能にするためには、フリップフロップ２１が設けられる。このフリ ップフロップ２１の出力側端子はセンサ１０のアースとは反対側の端子に接続さ れている。このフリップフロップ２１の第１の入力側端子には、パルス整形段２ ２を介して高周波のテスト信号が供給される。この信号は増幅器２４の出力側端 子から取り出されたものである。フリップフロップ２１の第２の入力側端子には 、マイクロコンピュータ２９から生ぜしめられた制御 信号が供給される。この信号はセンサ構成群２００のテスト端子に供給される。 この制御信号は、有利には約５Ｖの振幅と、マイクロコンピュータ２９によって 定められる周波数（例えば数キロヘルツ）の矩形信号の形状を有する。これは図 ５のｂの機能ダイヤグラムに示されている。この制御信号はフリップフロップ２ １のＤ入力側端子に供給される。増幅器２４の出力側端子から取り出される発振 器振動の次の正のエッジ（図５ａ）がフリップフロップ２１の入力側端子に供給 されると直ちに、フリップフロップ２１のＤ入力側端子の目下の状態がその出力 側を導通接続させる。それによりこの出力側からは図５のｃに示されているよう な信号が供給される。この信号には、図４のブロック回路中に示されている低域 フィルタ２６の前の加算個所３１において加速作用に還元されるセンサ１０の出 力信号が重畳され、この出力信号と共に低域フィルタ２６と増幅器２７を通過す る。それにより、増幅器２７の出力側からはほぼ図５のｄに概略的に示されてい るような信号が送出される。マイクロコンピュータ２９には、フリップフロップ ２１のＤ入力側端子に供給される制御信号の周波数と振幅は周知なので、マイク ロコンピュータは、増幅器２７の出力側から取り出される出力信号が制御信号に よって変調されているか否かを簡単に識別できる。この変調が存在する場合には 、センサ１０の正常な機能が識別判断される。なぜな らセンサ１０は正常な場合にしか振動せず、さらにセンサ１０の振動状態は、変 調された制御信号のフリップフロップ２１の出力端子までの導通接続を配慮せし めるからである。センサの欠陥、例えばセンサセラミックの破壊、センサの減極 、電極の溶融等が生じている場合には、センサ１０は振動を励起できない。従っ てフリップフロップ２１の入力側端子Ｄから供給される信号の出力端子までの導 通接続は不可能となる。もちろんそれと同時に例えば線路の断線等の信号経路内 のエラーやセンサ構成群２００内外の構成素子の欠陥も識別される。 次に本発明による電子装置の第３実施例を図６と図７に基づき詳細に説明する 。この場合図６は、この装置のブロック回路図であり、それに対して図７は種々 の信号形態の機能ダイヤグラムを示している。これらの信号形態は、図６による ブロック回路図の種々のタップから検出可能である。 図６には符号１０で圧電センサが示されている。この圧電センサは、加速作用 に起因するひずみ発生の際にその出力端子から信号を送出する。このセンサ１０ の１つの端子は電子装置のアース端子に接続される。センサ１０のアースとは反 対側の端子は一方ではコンデンサ６３の１つの端子に接続され、他方では緩衝増 幅器６５の入力端子に接続される。センサ６０に対して並列に抵抗６４が接続さ れている。コンデンサ６３ の第２の端子は、さらなる増幅器６２の出力端子に接続されている。この増幅器 ６２の入力端子は、移相器６１と接続されている。この移相器６１の入力端子も 緩衝増幅器６５の出力端子に接続されている。さらにこの緩衝増幅器６５の出力 端子には低域フィルタ６６の入力端子が接続されている。この低域フィルタ６６ の出力端子は、演算増幅器７２の非反転入力側端子に接続される。この演算増幅 器７２の反転入力側端子には、基準電流源６７とコンデンサ７０とスイッチング 素子７１が相互に並列に接続される。前記電流源６７とコンデンサ７０とスイッ チング素子７１の各第２の端子は電子装置のアース端子に接続される。緩衝増幅 器６５の出力端子はさらに信号整形段６８の入力端子に接続される。この信号整 形段６８の出力端子は、単安定フリップフロップ６９のトリガ入力側端子に接続 されている。この単安定フリップフロップ６９の出力端子は、スイッチング素子 ７１の制御端子に接続されている。演算増幅器７２の出力端子は、マイクロコン ピュータ７３の入力端子に接続されている。このマイクロコンピュータ７３の出 力端子は、車両搭乗者の支援手段７４、例えばエアバック又はベルトテンショナ ー等の入力端子に接続されている。 既に前述したように、加速作用下ではセンサ１０の接続端子に信号電圧が印加 される。この電圧はセンサ１０に並列に接続された抵抗６４から取り出され、後 続処理のために緩衝増幅器６５に供給される。同時にセンサ１０は、所定周波数 の帰還結合された振動回路の構成部でもある。この振動回路は構成要素１０,６ １,６２,６３,６５を含んでいる。振動条件（これはいずれにせよ構成素子の相 応の選定によって達成可能である）が充たされた場合には、振動回路はセンサ１ ０の固有周波数で振動する。センサ１０の機械的な構成に応じて、共振周波数は この場合数１０キロヘルツのオーダーにある（例えば約１０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚ ）。回路点Ａには図７ｂに示されているような信号が存在する。この信号は一方 では発振器信号の重畳された信号成分からなり、他方では加速信号（図７ａ）の 信号成分からなる。加速信号の後続処理と評価のためには、回路の回路点Ａに現 れる信号が再び発振器回路のクロック信号から開放されなければならない。この ことは低域フィルタ６６の相応の選定によって簡単に可能である。この低域フィ ルタの信号帯域幅は、数１００ヘルツ（例えば２００〜３００Ｈｚ）である。図 ６のブロック回路図における回路点Ｂでは、発振器回路のクロック信号から開放 された加速信号（図７ａ）が得られる。この信号は演算増幅器７２の非反転入力 側端子に供給される。他方では回路点Ａに生じる信号（図７ｂ参照）が信号整形 段６８の入力側端子に供給される。この信号整形段６８は、図７ｂに示された信 号を図７ｃに示されたような純粋なデジタル信号に変える 。この図７ｃに示されたような信号は、回路点Ｇに生じる。この信号によって単 安定フリップフロップ６９はトリガされる。このことは、単安定フリップフロッ プ６９の出力側端子に図７ｄに示されたような信号が生じることとなる。この信 号はスイッチング素子７１の制御入力側に供給される。従ってこのスイッチング 素子７１は、図７ｄに示されている信号のクロックで開閉される。これによりコ ンデンサ７０は、周期的に充放電を繰り返す。演算増幅器７２の反転入力側端子 には、実質的に鋸歯状に形成された信号（図７ｅ）が生じる。回路点Ｂにおける 、すなわち演算増幅器７２の非反転入力側端子に加えられる加速信号（図７ａ参 照）が、振幅に関して図７ｅに示された鋸歯状信号電圧の振幅よりも大きい限り は、演算増幅器７２の出力側端子は高い信号レベルをキープする。この信号レベ ルは論理１に相当する。回路点Ｂにおける加速信号が図７ｅに示されている鋸歯 状の電圧よりも低い場合には、演算増幅器７２の出力側端子におけるレベルは論 理０に相応する値に低下する。演算増幅器７２の出力端子（回路点Ｆ）にはパル ス幅変調された信号（図７ｆ参照）が生じる。この信号は、発振器回路の周波数 で変調されている。加速の大きさに関する情報は、高いレベル（論理１）の持続 期間中に存在する。センサ１０に負荷される加速値が小さければ小さいほど、パ ルス持続時間も短くなる。そのつどのパルス持続時間 は、マイクロコンピュータ７３において簡単に評価され得る。検出された加速レ ベルが重大な事故によるものであることが推定される場合には、マイクロコンピ ュータ７３の出力側は、車両搭乗者を守るために例えばエアバック／ベルトテン ショナー等の車両搭乗者用支援手段７４を起動させる。回路点Ａから取り出され る出力信号（図７ｂ参照）には相互に依存していない２つの情報が含まれている 。一方はセンサに負荷された加速に関する情報であり、他方は振動回路でセンサ １０を振動せしめるクロック周波数に関する情報である。場合によってセンサ１ ０の欠陥等のエラー状態がクロック信号の形成により簡単に識別可能である。な ぜならマイクロコンピュータ７３は、回路点Ｆに生じる信号の評価の際にクロッ クを割り当てるので（マイクロコンピュータは図７ｆに示されているような信号 の正と負のエッジの間の期間を測定する）、マイクロコンピュータはクロックの 中断を識別し、エラー状態を検知する。センサ１０が例えば２０ｋＨｚの振動周 波数で振動する場合には、エラー状態はこの振動クロックの中断により既に５０ ｍｓ後には識別可能である。例えば以下のようなエラー状態がクロック信号の中 断を引き起こし、それによってエラー識別がなされる。 −発振器回路１０,６１,６２,６３における全エラー −緩衝増幅器６５におけるエラー −信号整形段６８におけるエラー −基準電流源におけるエラー −特にコンデンサ７０での短絡によるエラー −スイッチング素子７１におけるエラー −演算増幅器７２におけるエラー この実施例で示された原理は、その機能がクロック信号に強制的に依存し、シ ステムクロックか又はその少なくとも一部がまだ出力信号に含まれているような データ伝送方式の全てに機能し得る。例えばここに記載されたパルス幅変調の代 わりにシグマ−デルタ変換器を用いてもよい。またデジタルデータ伝送も取り上 げられる。これについては、出力信号をシリアルにマイクロコンピュータ７３に 転送するアナログ／デジタル変換器にパルス幅変調器が置き換えられなければな らない。この種の伝送にはさらに付加的に、同期切換機構が必要とされる。これ はセンサ１０の振動クロックでクロック制御されなければならない。 特に有利には本発明による電子装置は搭乗者安全システムでの投入に適してい る。このシステムは、中央に設けられる制御装置に配置される少なくとも１つの 加速感応センサを備えた中央に設けられる制御装置の他にも、外部の又は離れて 設けられる複数の加速感応センサを有している。これらのセンサは例えば車両外 板近傍に配設されている。この種の安全システムは、 最近では大きくクローズアップされている。なぜなら自動車メーカ側でいわゆる サイドエアバックによって側面衝突のダメージを回避することが研究されている からである。このような側面衝突事故は、特に市街地では比較的頻繁に起こって いる。このような側面衝突事故に関しては、特に適時の識別と適時の安全手段の 導入に対して大きな問題を抱えている。なぜなら、正面衝突の場合に比べて比較 的小さなクラッシュゾーンしか得られないからである。例えば車両の１枚のドア に衝突が生じた場合には、危険をはらんだ事故状況が異常に短い時間（例えば３ ｍｓ以内）で識別されなければならない。この時間において例えばドアの外板が 数センチだけ内側に移動する。ここで例えば該当するドア内部に配設されている 加速感応センサによって、相応の信号が中央に配置されている制御装置に伝送さ れなければならない。この制御装置が事故によって生ぜしめられた信号を評価し 、必要に応じて支援手段（例えばエアバック）作動のためのトリガ信号を送出す る。この場合誤動作保護の観点からはデジタル信号伝送が有利である。この種の システムは、図８に示されている実施例に基づいて詳細に説明する。図８には車 両の中央に設けられる制御装置が符号８６で示されている。この制御装置８６は 、とりわけ加速感応センサ、例えば同じように中央に配設されている加速センサ ８０１、の出力信号のための評価回路を含んでいる。 さらに符号８７で、制御装置８６によって作動可能なエアバックが示されている 。図８による電子装置はさらにセンサ構成群８００を含んでいる。このセンサ構 成群８００は、中央に配置された制御装置８６から位置的に離されて車両内に取 り付けられている。例えばこのセンサ構成群８００（これはさらなる加速感応セ ンサ８０を含んでいる）は、車両外板の近傍に、例えば有利には車両ドアに設け られている。もちろんこの他にもこの種の多数のセンサ構成群８００が中央に設 けられた制御装置８６に接続されて車両内に多数配設されていてもよい。既に前 述したセンサ８０の他にもセンサ構成群８００は、さらに発振器回路８１、クロ ック倍増回路、例えばクロック倍化回路８２、積分回路８３、アナログ／デジタ ル変換回路８４、ドライバ回路８５を含む。この場合アナログ／デジタル変換回 路８４の出力端子は一方では結合点８３′において積分回路８３の入力端子に接 続され、他方ではドライバ回路８５の入力端子に接続されている。ドライバ回路 ８５の出力端子は、離れて配設されている制御装置８６の入力端子に接続される 。クロック倍増回路８２の出力端子は、アナログ／デジタル変換回路８４のクロ ック入力側に接続される。 前述した実施例との関連で述べてきたように、加速感応センサ８０と発振器回 路８１は、振動を励起する振動回路を形成する。この振動回路はセンサ８０の振 動をその共振周波数で励起せしめる。この共振周波数は、センサ８０の実施形態 に応じて、数１０キロヘルツの範囲にあって、例えば３２ｋＨｚである。この共 振周波数は、後置接続されたクロック倍増回路、例えばクロック倍化回路８２に 供給される。このクロック倍化回路８２は振動周波数を、６４ｋＨｚの周波数Ｔ Ｓに倍化する。この周波数はクロック周波数としてアナログ／デジタル変換回路 ８４のクロック入力側に供給される。このアナログ／デジタル変換回路８４は、 積分回路８３の出力端子に生じる、前述のクロック周波数ＴＳの出力信号を、デ ジタル信号に変換する。このデジタル信号は、ドライバ回路８５を介して離れて 配置された制御装置８６に転送される。積分回路８３の入力端子には、結合点８ ３′において加速感応センサ８０の出力信号が供給される。この信号は構成群８ ３と８４によってシグマ−デルタ変調を施される。この変調方式は、図１０と図 １１の機能ダイヤグラムに関連して２つの例を用いて詳細に説明される。図１０ による第１の実施例では、積分回路８３の入力端子、すなわち接続点８３′には 、センサ８０の一定の出力信号が相対的に時間的に一定した０.４の振幅で供給 される。この信号経過は、図１０のダイヤグラムにおいて時間軸に対して並列に 延在する特性曲線１によって示されている。積分回路８３の出力端子に生じる出 力信号は、破線で示された特性曲線２で示されている 。さらにアナログ／デジタル変換回路８４の出力端子に生じるデジタル出力信号 （この信号はクロック周波数ＴＳ＝６４ｋＨｚの積分器信号の走査によって得ら れる）は、図１０のダイヤグラムの下方部分に実線でひかれた特性曲線３として 表されている。これはパルス幅変調された矩形信号である。図１１によるダイヤ グラムは、前述の信号変換を説明するものである。但しこの場合は、センサ８０ の出力信号として相対振幅が０.８で周波数が１０００Ｈｚの正弦波状の信号が 一例として示されている。センサ８０のこの出力信号は図１１において、特性曲 線１で表されている。積分回路８３の出力信号は特性曲線２で示されており、さ らにダイヤグラムの下方部分ではアナログ／デジタル変換回路８４の出力端子に 生じるデジタル出力信号が特性曲線３で示されている。図１０と図１１の２つの ダイヤグラムは、ほぼ１ｍｓの時間間隔内の信号経過を示している。前記図１０ と図１１に示されている出力信号は、ドライバ回路８５の通過の後で離れて配置 されている制御装置８６に転送される。この場合ドライバ回路８５は、特にレベ ル整合（例えば増幅）に用いられる。ドライバ回路８５の出力端子と制御装置８ ６の入力端子８５′との間の伝送に対しては有利にはシールドされていない２重 撚り線が用いられてもよい。それにより、離れて配置されたセンサ構成群８００ と中央に配設された制御装置８６との間の比較的 簡単で安価な接続が可能となる。制御装置８６内にはセンサ構成群８００から供 給されるデジタル出力パルスのための評価回路が含まれている。この評価回路の 個々の主要な構成部は図９にブロック回路図で示されている。この評価回路は、 構成群８６ａと８６ｂを含んでいる。構成群８６ａ自体は、少なくとも１つの入 力側と複数の出力側を有するシフトレジスタ９０と、多数の加算器９１,９２,９ ３とスイッチング素子９７,９８,９９を含んでいる。シフトレジスタ９０の各出 力側は、この場合結合点９４,９５,９６において、シフトレジスタ９０の各出力 側に対応するそれぞれ１つの加算器９１,９２,９３の入力端子に接続されている 。またシフトレジスタ９０の入力端子も前述の結合点９４,９５,９６のそれぞれ に接続されている。各加算器９１,９２,９３の各出力端子は、それぞれ１つのス イッチング素子９７,９８,９９に接続されている。このスイッチング素子９７, ９８,９９もマイクロコントローラ（構成群８６ｂ）の入力端子に接続されてい る。マイクロコントローラ８６ｂの出力端子と図示の接続線路を介して、スイッ チング素子９７,９８,９９は所定のタイムクロックで次のように制御され得る。 すなわちスイッチング素子９７,９８,９９がクロック制御で開閉され、閉じられ た状態では各加算器９１,９２,９３の出力端子に供給される出力信号がマイクロ コントローラ８６ｂの入力端子に転送されるように制御 され得る。次に図１２、図１３、図１４に示されている機能ダイヤグラムに基づ き、センサ８０の出力信号が、すなわちセンサ構成群８００の回路点８３′に生 じる信号が、構成群８３,８４,８５,８６を用いて位置的に離れて配置されてい るセンサ８０から中央に配置されている制御装置８６までどのように伝送され、 制御装置８６によるさらなる評価に対してどのように処理されるかを例を用いて 説明する。前述の図１２、図１３、図１４には時間軸に亘ってそれぞれ１つの３ ０ｍｓの時間間隔がプロットされている。図中の縦軸には相対加速値が、−０. ４〜＋１.０の値範囲で示されている。この場合相対加速値１.０は、５０ｇの値 、すなわち重力加速度の５０倍の値に相応する。図１２〜図１４の３つのダイヤ グラム全てに実線で引かれた特性曲線１は、図８の結合点８３′におけるセンサ ８０の出力信号を表してる。ドライバ回路８５から線路８５′を介して制御装置 ８６に転送されるパルスは、回路点９０′においてシフトレジスタ９０の入力端 子に供給される。このシフトレジスタ９０の入力端子に供給されるパルスは、６ ４ｋＨｚのシステムクロックでシステムレジスタ９０に読み込まれる。このシフ トレジスタ９０は、９６０に亘るメモリ段を有する。シフトレジスタの第１の出 力側は６４番目のメモリセルを結合点９４に接続する（図９）。この結合点９４ は第１の加算器９１の入力端子と接続されている。スイッ チング素子９７（これは第１の加算器９１の出力端子に接続されている）は、ク ロック周波数Ｔ１＝４ｋＨｚでクロック制御される。第１の加算器９１からは２ ５０μｓ毎に最後の６４の伝送パルス（１ｍｓに相応）に亘る平均値が形成され る。回路の接続点９７′（図９）では６４のステップの量子化信号（６ビット） が生じる。この信号はマイクロコンピュータ８６ｂによって後続処理され得る。 この信号は、図１２に特性曲線７として示されており、近似的に加速感応センサ ８０から送出される出力信号、すなわち加速を表している。これは高周波信号成 分によて浮き彫りにされている。 シフトレジスタ９０の第２の出力端子は、結合点９５と第２の加算器９２の入 力端子に接続されている。加算器９２の出力端子に接続されているスイッチング 素子９２は、マイクロコンピュータ８６ｂによって２ｋＨｚのクロック周波数で クロック制御される。従って回路点９８′では、最後の１９２の伝送パルスに亘 る（ほぼ３ｍｓの伝送時間に相応）平均値を表す出力信号が得られる。この平均 値は１９２のステップ（ほぼ８ビット）にて量子化されており、５００μｓ毎に 問合せされる。 最後にシフトレジスタ９０の第３の出力側は、結合点９６と加算器９３の入力 端子に接続されている。この加算器９３の出力端子と接続されているスイッチン グ素子は、１ｋＨｚのクロック周波数でクロック制御される。それにより回路点 ９９′では１０００μｓ毎に９６０のステップ（ほぼ１０ビット）にて量子化さ れる出力信号が生じる。この信号は、最後に伝送された９６０のパルス（１５ｍ ｓの伝送時間に相応）に亘る平均値を表す。回路点９８′ないし９９′に生じる 出力信号は、図１３の特性曲線８と図１４の特性曲線９に示されている。既に前 述したように、回路点９７′,９８′,９９′に生じる出力信号は、μコンピュー タ８６ｂによって後続処理可能である。それに対して有利にはこれらの出力信号 はさらに出力レジスタに記憶される。このレジスタは図９のブロック回路図には 明確には示されていない。なぜならこのレジスタは例えばマイクロコンピュータ ８６ｂの構成部分でもあり得るからである。 前述においては、中央に配置された制御装置でさらなる評価を行うために、外 部の又は埋込式のセンサからの出力信号がどのような形で非常に簡単かつスムー ズに、中央に配置された制御装置まで伝送され得るものであるのかを説明してき た。特に簡単で低コストの伝送は次のようにして達成される。すなわち固有振動 で励起された加速感応センサ８０が、加速作用に基づいて生ぜしめられるセンサ の出力信号を伝送するシステムクロックを同時に得ることによって達成される。 特に有利には、これによって二重の機能が働く。すな わち１つは、センサ８０の振動励起によってその機能性の検査が簡単に可能なこ とであり、もう１つはその振動周波数から、中央に配置された制御装置８６まで の信号伝送のためのシステムクロックが導出されることである。センサ８０の拒 絶（例えば機械的な損傷などによる）は、振動動作とそれに伴う不所望な出力信 号の伝送を回避する。これにより安全性と同時にセンサ８０の動作の確実性の不 備が検出可能である。 特に有利には、さならる信号評価がマイクロコンピュータ８６ｂにより、特別 に構成されたサーチフィルタの使用下で行われる。このサーチフィルタは、クリ ティカルな事故状況、例えば側面衝突などを迅速に識別することができる。既に 前述したように、この場合電子装置によって充たされるべき要求は極端に高い。 車両の側面領域に生じるクラッシュゾーンの大きさが非常に小さいことから、ク リティカルな事故発生識別のために許される時間も極端に短い。そのため例えば 自動車メーカからは、電子装置がクリティカルな事故発生を５ｍｓ以内で確実に 識別できるレベルにあることが要求されている。他方では現行の一般的な車両構 造の下では事故発生後約２ｍｓ以内では加速感応センサからの特徴的な出力信号 がほとんど何も得られないので、要求レベルを充たす識別判断を下すために実際 に残されている時間は最大でも３ｍｓである。次にこのような状況を図１５に基 づいて説明する。この図で は、衝突テストの際に測定された加速値が時間の関数として示されている。この 場合ｘ軸または時間軸上には６ｍｓまでの時間間隔が示されている。それに対し てｙ軸上には加速値が０〜６０ｇ（ｇ＝重力加速度）の範囲でプロットされてい る。図中識別可能な複数の特性曲線（Ｕ０４，Ｕ０１，Ｖ２１，Ｖ２２，Ｖ２３ ，Ｖ２４，Ｖ２５）は、全部で７つのクラッシュテストの結果を表してる。これ らのクラッシュテストは、所定の車両タイプで時速５０ｋｍ〜６０ｋｍの間で実 施されたものである。図示の特性曲線は前述した特徴を表している。衝突発生の 間の時間間隔、すなわち０.０ｓ〜０.００２ｓの間では、加速感応センサからの 信号はまだ非常に微妙なため、実質的に事故の種別と程度を判明する情報は何も 得ることができない。衝突発生後約０.００２ｓ〜０.００５ｓの間では、図示の 特性曲線は全て実質的に上昇エッジを示している。付加的に加速を侵入経路(Int rusion)の関数とするならば、図１６に示されているように、約２ｃｍの侵入深 さから約５ｃｍの侵入経路上をへこむ、ばねのように常時高まる応力ないし加速 を表す構造があらわれていることがみてとれる。約７ｃｍの侵入深さでは構造の 破壊が生じている。これは図示の加速信号の大きな下落で識別可能である。この クラッシュテストの結果からいえることは、測定された加速の特性曲線は少なく とも１つの所定の車両タイプを特徴付ける特性曲線であ ることである。これは事故に関与する車両の幾何学構造と強度に対する典型を表 し、従ってこれらの特性曲線からは事故過程の特徴ないし特性が導出される。こ の場合実際的な適用において、通常は急激に消滅する加速感応センサの信号から これらの特性曲線経過を抽出し、事故の経過に対する典型的な特性曲線経過の特 性を可及的に僅かなコストで、つまり可及的に狭い範囲で、離れて配設されてい る制御装置に伝送することには問題がある。 この問題の解決に立ち入る前に、状況をさらに明確にするために図１７と図１ ８を用いて所定の車両タイプにおける別のクラッシュテストの結果を表す。この いずれにせよ図１５及び図１６とは異なって示されている特性曲線は衝突車両の 種々異なる衝突速度のもとで得られたものである。この場合図１７でも加速が時 間の関数として示されており、それに対して図１８では加速が侵入深さ(Intrusi on)に依存して形成されている。この２つのダイヤグラムではそれぞれ３つの特 性曲線が示されている。これらは種々異なる衝突速度に対応するものである。こ の場合特性曲線Ｖ２４は、ほぼ時速５５ｋｍでの衝突に相応するものである。こ の場合はエアバックの作動がほぼ５ｍｓ後に行われる。特性曲線Ｔ０３は、時速 ３０ｋｍでの衝突に相応し、この場合のエアバックの作動はほぼ５ｍｓ〜１０ｍ ｓの間で行われる。最後に特性曲線Ｔ０２は、約時速 ２５ｋｍでの衝突に相応し、これはエアバックのトリガには結び付かない。これ らの特性曲線からも検査に使用された車両タイプを特徴付ける経過特性が識別可 能である。この特性はいずれにしても多くの高周波振動成分によって重畳される 。加速センサの出力信号には転送前にフィルタリングが施される。このフィルタ リングは、不必要な高周波成分から有効信号を開放し、ノイズ成分も抑圧する。 それに適した、ＰＤＴ２特性(proportional,differenzierend,Tiefpass 2.0rdnu ng)を備えた２次のサーチフィルタのパルス応答は、図１９に示されている。こ のダイヤグラムは相対的振幅値が時間の関数で示されている。この種のフィルタ 特性は例えば以下の式であらわされる。 G(s)=V｛(b₀＋b₁s)/(a₀＋a₁s₂＋a₂s²)｝ この場合例えばｂ₀＝１.１４１ｅ ｂ₁＝２００ ａ₀＝１．１４１ｅ ａ₁＝１．３７５ｅ ａ₂＝０．４１４ ｖ ＝１ 比較的良好な結果は、デジタルフィルタ（６次のＦＩＲフィルタ）を用いて約 ５００ｍｓの走査により達成することが可能である。このパルス応答は図２０の ダイヤグラムに示されている。そのようなフィルタ特性曲線はほぼ以下の式で表 される。 ｙ(k)=(5/23)u(k)+(7/23)u(k)+(5/23)u(k-2)+(3/23)u(k-3)+(2/23)u(k-4)+(1/23 )u(k-5) ｙ＝クロックｋに対する出力側，ｕ＝入力側 前述したフィルタリングによって得られる効果は、図２１に示されているダイ ヤグラムから明らかである。このダイヤグラムでも既に図１７、図１８で周知の 信号経過が示されているが、但しこの場合はフィルタリングが施されている。こ こでも加速が時間の関数で表されている。このダイヤグラムでは重畳された高周 波ノイズがほぼ完全に抑圧されているのが表されている。特性曲線Ｖ２４とＴ０ ３の信号経過（これらはクラッシュ過程に対する特徴を表す）は、目標トリガ時 間（一方では約５ｍｓ，他方では６〜１０ｍｓ）に対する最大を求め、それによ り非トリガに相応する特性曲線Ｔ０２の信号に対して広い信号間隔を提供する。 このように構成された電子装置は、図２２においてブロック回路図で示されてい る。この装置はまず既に周知の加速感応センサ８０を含んでいる。このセンサ８ ０の後方には低域フィルタ特性を有するサーチフィルタ２２０が接続されている 。このサーチフィルタ２２０の出力端子は、予測回路２２１と積分回路２２２， ２２３の入力端子に接続されている。構成群２２１および２２３の出力端子は、 結合点２２１′において統合されている。この結合点２２１′はセンサ８０から 離れた側に配置されている制御装置８６の入力端子に 接続されている。 既に前述したように、制御装置８６の出力端子は、安全手段（例えばエアバッ ク８７）の入力端子に接続されている。積分回路２２２,２２３によってセンサ ８０の出力信号（これは衝突によるドア構成部の加速を表す）からは、積分によ りドア速度に相応するパラメータが形成される。このパラメータにはさらに、離 れている制御装置８６にこの情報が伝送される前に、結合点２２１′おける回路 ２２１の出力信号との重畳により、さらにもう１つの測定加速成分が重畳可能で ある。この制御装置８６には、前述したようにもはや動的で緩急の著しいドア速 度だけが伝送される。これはエアバックシステムの作動に対する際だったパラメ ータを表す。というのは衝突の瞬間の搭乗者に対するドア速度と怪我の重さとの 間には直接的な関係が存在するからである。通常は、ドアと車両搭乗者との間の 開放空間経路は周知なので、それにより時間に関するドア速度の上昇から既に非 常に早い時点でエアバックシステムのトリガの必要性が導出可能である。この場 合ドアは、通常は事故に直接関係ない車両部分には依存しないで動く。そのため 例えば時速約５０ｋｍの速度での側面衝突の場合、事故に関与する車両が完全に 静止する時点では既に時速６５ｋｍ以上のドア速度が測定される。図２２に示し た装置によれば、センサ信号の選別が実質的にセンサの組み付け個所において行 わ れるので、中央に配置された制御装置８６への伝送は僅かな重要情報に限ること が可能である。例えば図２１に示されている特性曲線の振幅値が制御装置８６に 伝送されてもよい。この振幅値はそこで所定の閾値と比較される。制御装置８６ では、例えばどの時点で加速値ないし速度値（ドア速度）が所定の閾値に達する かを検出可能である。またさらにどのような順序とどのような時間間隔でこの所 定の閾値を実行できるかが検出可能である。次にこのことを図面２１に基づいて 説明する。特性曲線Ｖ２４（これは前述したように時速約５４ｋｍでの衝突に相 応する）に関しては、３つのポイント（Ａ，Ｂ，Ｃ）がマーキングされている。 これらのポイントは、詳細には２０ｇ，３０ｇ，３５ｇの加速に相応する閾値に 相当する。時間シーケンスでみてみれば閾値Ａには、約４ｍｓ、閾値Ｂには約４ ．８ｍｓ、閾値Ｃには約５ｍｓでそれぞれ到達する。この場合閾値Ｃは、制御装 置８６にエアバック８７の作動を引き起こさせる値を表している。これらの閾値 Ａ，Ｂ，Ｃのシーケンスから制御装置８６は、急激に上昇する加速の存在と、こ れらの閾値の論理的シーケンスでの実行を導出し得る。このことは、エアバック の作動を必要とするクリティカルな事故状況を示唆するものである。このエアバ ックは既に前述したように事故発生後約５ｍｓでトリガされる。またさらに、加 速特性曲線の個々の振幅値の走査によってこの特性曲線 の上昇率を検出し、これを場合によっては記憶されている限界値と比較し、前記 上昇率が所定の限界値を超えている場合にはエアバックをトリガさせるようにす ることも可能である。特性曲線の急峻な上昇は、詳細にはクリティカルな事故経 過を示唆するものである。 次に本発明の第６実施例を、図２３に示されているブロック回路図と図２４に 示されている機能ダイヤグラム（ａ〜ｄ）に基づいて詳細に説明する。図２３に 示されている回路装置は、特に動作の確実性に関して優れている。なぜなら、幅 広い温度範囲に亘って信頼性の高い動作を保証し、比較的許容偏差範囲の広いセ ンサを使用することができるからである。 ２つの端子を有する圧電センサ(Bimorph)Ｘ１の第１の端子は、回路点Ｅに接 続されている。この回路点Ｅは、第１の演算増幅器ＯＰ１の非反転入力側に接続 されている。前記センサＸ１の第２の端子は、一方で回路点Ｄに接続され、他方 でアースされている。前記回路点Ｄはスイッチング素子Ｓ１の一方の端子に接続 されている。このスイッチング素子Ｓ１の別の端子はアースされている。他方で 前記センサＸ１の第２の端子は抵抗Ｒ１に接続されている。この抵抗Ｒ１の別の 端子は回路点Ｃに接続されている。この回路点Ｃは、演算増幅器ＯＰ３の出力端 子に接続されている。センサＸ１と抵抗Ｒ１からなる直列回路に並列して、さら に別の抵抗Ｒ２が設けられている。回路点Ｅは、コン デンサＣ１を介して回路点Ｆに接続されている。この回路点Ｆは抵抗Ｒ９を介し て緩衝増幅器Ｐ１の出力端子に接続されている。この緩衝増幅器Ｐ１の入力端子 には複数の抵抗Ｒ８ａ，Ｒ８ｂ，Ｒ８ｃ，Ｒ８ｄの共通の端子が接続されている 。これらの複数の抵抗の各第２の端子は、スイッチング素子Ｓ４ａ，Ｓ４ｂ，Ｓ ４ｃ，Ｓ４ｄを介してアース端子に接続されている。さらに緩衝増幅器Ｐ１の入 力端子は、別のスイッチング素子Ｓ３と抵抗Ｒ８ｅを介して第１の演算増幅器Ｏ ｐ１の出力端子に接続されている。この接続点とアース端子との間には、それぞ れ２つの抵抗Ｒ１０，Ｒ１１ないしＲ１２，Ｒ１３からなる２つの直列回路が並 列に接続されている。抵抗Ｒ１０，Ｒ１１からなる直列回路の中央タップは、ス イッチング素子Ｓ２の切換点ａに接続されている。抵抗Ｒ１２，Ｒ１３からなる 直列回路の中央タップは、スイッチング素子Ｓ２の切換点ｂに接続されている。 スイッチング素子Ｓ２の他の端子は、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力側に接 続されている。この演算増幅器ＯＰ１の出力端子は調整抵抗Ｒ１７を介して第２ の演算増幅器ＯＰ２の反転入力側に接続されている。この第２の演算増幅器は較 正増幅器として使用される。演算増幅器ＯＰ２の出力端子は抵抗Ｒ１６を介して 反転入力側に接続されている。他方で演算増幅器ＯＰ２の出力端子は回路点Ａに 接続されている。演算増幅器ＯＰ２の非反転入力側は アース端子に接続されている。調整抵抗Ｒ１７の調整端子はＰＲＯＭの出力端子 に接続されている。このＰＲＯＭの入力端子は、論理回路２３０の第１の出力端 子に接続されている。このＰＲＯＭの出力端子は、さらに第２の調整抵抗Ｒ１５ の調整端子に接続されている。この第２の調整抵抗Ｒ１５の出力端子は、第３の 演算増幅器ＯＰ３の反転入力側に接続されている。この第３の演算増幅器ＯＰ３ の非反転入力側はアース端子に接続されている。演算増幅器ＯＰ３の出力端子は 抵抗Ｒ１４を介して反転入力側に接続されている。演算増幅器ＯＰ３の出力端子 は、さらに回路点Ｃと、抵抗Ｒ１，Ｒ２の間の接続点に接続されている。さらに 回路点Ａは、抵抗Ｒ３を介してさならる演算増幅器ＯＰ４の反転入力側に接続さ れている。この演算増幅器ＯＰ４の非反転入力側は、アースに接続されている。 さらに演算増幅器ＯＰ４の反転入力側はコンデンサＣ３を介して該演算増幅器Ｏ Ｐ４の出力側に接続されている。この出力側は可変抵抗Ｒ１５の１つの端子に接 続されている。前記抵抗Ｒ８ａ，Ｒ８ｂ，Ｒ８ｃ，Ｒ８ｄは、切換可能な分圧器 を形成している。この分圧器は、論理回路２３０によって制御される４ビットカ ウンタに制御される。 センサＸ１は、２つの異なる動作方式で用いられる。加速センサとしては、応 力作用に起因する撓みのもとで生じる電圧が測定される。自己テストにおいては このセンサは固定周波数の発振器の構成部分として使用される。しかしながらセ ンサＸ１が比較的大きな許容偏差範囲を有する場合には、発振器モードにおいて 特に大きな難しい問題が実際に生じる。すなわち発振器モードにおいて回路に振 動をもたらすためには、２つの条件が充たされなければならない。すなわち位相 が０であることと、回路増幅度が１よりも大きいことである。付加的に回路増幅 度に対しては上方の限界が適用される。この上方の限界を上回ると、周波数はも はやセンサＸ１の機械的な特性ではなく、専ら回路のキャパシタンスや抵抗比に よって決定される。回路は不安定なマルチバイブレータのように低い周波数の切 換変動状態に陥る。エアバックシステムに対する制御装置内への適用に関しては 、第１の能動段の前に限界周波数が数百ヘルツ、典型的には３００Ｈｚ以下の受 動低域フィルタを配設しなければならない。それによりいずれにせよ実際には数 １０キロヘルツ（特に３０〜４０ｋＨｚ）にある発振器回路の共振周波数が完全 に抑圧される。それ故にこの低域フィルタは、テストモードに対しては、すなわ ち振動状態においては、遮断可能でなければならない。比較的高い発振器周波数 ではさらに演算増幅器の非理想的な特性が生じる。すなわち極限の無効増幅と位 相回転である。この２つの特性は回路増幅度と位相特性に影響を与える。それに ついてはさらに演算増幅器のパラメータが大きく温度 に依存することとなる。このような回路の個々の構成要素の非理想的な特性は、 たとえセンサＸ１が所定の比較的広い許容偏差値にあったとしても回路がテスト モード中に任意のセンサＸ１によってそれぞれ任意の温度で振動できないように 作用する。しかしながらこの問題は、次のような回路によって解決される。すな わち、測定モードにおいてセンサと入力側増幅器との間で低域ろはが行われ、測 定モードにおいて感度の温度補償が行われ、場合によっては許容偏差のカバーの ために検査モードにおいて回路増幅殿設定が可能で、安全性の観点から固定の増 幅が測定モードの下で行われるような回路によって解決される。それにもかかわ らずこの回路には比較的僅かな構成要素しか必要ない。この構成要素の一部は多 重に使用される。これは安価なコスト形成に有用である。実際にはこの回路は、 全ての許容偏差の問題を例えば１６ステップで設定可能な回路増幅度によって受 けとめることが可能である。コストが低く抑えるために増幅は制御装置のプロセ ッサによって設定される。テストは、少なくとも１６の増幅ステップの内の１つ でセンサＸ１が周知の定格周波数で振動する場合には合格と認められる。以下で は動作状態、測定モード、テストモードを説明する。 測定モード 全てのスイッチング素子は図示の位置にある。抵抗Ｒ２によって回路の動作点 が設定される。コンデンサ Ｃ１は、有効周波数に対して低インピーダンスの抵抗Ｒ９を介して基準電位にあ り、そのため抵抗Ｒ１と共に受動低域フィルタを形成する。このフィルタの限界 周波数は前述したように数百ヘルツである。測定信号は、演算増幅器ＯＰ１によ って増幅され、較正増幅器（演算増幅器ＯＰ２）に供給される。この増幅器器の 増幅度はＰＲＯＭを介して次のように設定される。すなわち出力端子Ａにおいて 定格感度が得られるように設定される。抵抗Ｒ９は、センサＸ１のキャパシタン スと共に回路装置の下方の限界周波数を形成する。これは１Ｈｚよりも小さい。 抵抗Ｒ９の比較的高い抵抗値（数百メガオーム）に基づいて、該抵抗を流れる演 算僧服器ＯＰ１の入力側漏れ電流が不所望なオフセット電圧を生ぜしめる。この オフセット電圧は、演算増幅器ＯＰ３とＯＰ４からなるオフセット制御回路を用 いて補償可能である。回路装置の下方の限界周波数の不所望な変動を補償するた めに（これは実質的に演算増幅器２の広い範囲で可変の増幅度によっても影響さ れる）、手段によってループ増幅が一定の値に維持される。このことは演算増幅 器ＯＰ３の増幅度を２つの最大ビットでＰＲＯＭから次のように設定することに よって達成される。すなわち演算増幅器ＯＰ３とＯＰ２の増幅度の生成が一定に 維持されるように設定することによって達成される。コンデンサＣ１は非常に小 さな周波数に対してセンサＸ１に並列に設けられ、セ ンサＸ１の感度の温度特性を補償する。 検査（テスト）モード ここにおいてはスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３は閉じられる。スイッチング素子 Ｓ２は、ａの切換位置にある。従って４ビットカウンタもリセットされ、スイッ チング素子Ｓ４ａ、Ｓ４ｂ，Ｓ４c，Ｓ４dが遮断される。抵抗Ｒ１は、スイッチ ング素子Ｓ１によって橋絡される。それ故に、入力範囲にある低域フィルタはも はや作用しない。振動モードに対しては、センサＸ１の許容偏差に応じて約２〜 ８のオーダーにある回路増幅度が必要になる。その中で回路は正確に振動するが 増幅度範囲は切換振動に陥らない増幅度範囲は、ほぼ０.５〜３の間である。そ れに対して所要の増幅度は、切換可能な分圧器Ｒ８ａ，Ｒ８ｂ，Ｒ８ｃ，Ｒ８ｄ ，Ｒ８ｅを介して設定される。スイッチング素子は４ビットカウンタによって制 御される。それにより増幅が１６ステップの中で小さな値から始まって大きな値 まで設定可能となる。全ての値範囲で実行される場合には、センサＸ１は、大抵 は最初は全く振動せず、数ステップの後に始めて定格周波数で振動する。最上位 ステップでは切換振動が生じる。このことは図２４に基づいて説明される。ここ においてはさらに特に良好な動作条件のもとでも振動が保証されるようにするた めに、さらに高い増幅度が設定可能である。それ故にこの不利な動作条件は生じ 得る。なぜなら、定格周波数 での演算増幅器ＯＰ１の無効増幅は既に比較的低く、その上さらに温度に依存す るからである。この問題を解決するために、非常に高い目標増幅度が設定され得 る（例えば１２倍）。これにより実際には係数８が少なくとも達成可能となる。 測定モードに対してはこの増幅度はいずれにせよ高すぎる。そのため係数８から １２への切換が行われる。緩衝増幅器Ｐ１は、比較的高いインピーダンスの信号 を出力結合し、この信号を抵抗−コンデンサー組み合わせ回路Ｒ９／Ｃ１を介し て入力側にフィードバックさせる。この抵抗Ｒ９とコンデンサＣ１は、この場合 移相器として用いられる。それにより発振器振動回路が閉じられる。振動振幅は 通常は、演算増幅器を制限するくらいに高い。それ故に出力側Ａからはデジタル 信号が得られる。このデジタル信号はプロセッサによってらくに評価可能である 。回路は、最小の結線数で済むように構成される。このようなことは、いくつか の線路を二重に用いることによってしか達成できない。それ故所要の復号化は、 論理回路２３０で行われる。端子Ｐはデータ入力側ないしは較正過程の間のプロ グラミング電圧入力側として用いられる。テスト端子は直接プロセッサと結ばれ る。このテスト端子は測定モードの間はアースされる。テストモードは、端子“ ＴＥＳＴ”を電圧ＶＤＤに接続させることによって開始される。良好な許容偏差 特性のもとでは回路は既に振動する。約５０ｍｓの経 過後でもまだ振動が観察されない場合には、端子“ＴＥＳＴ”は１０ｍｓ未満の 間アースしてもよい。それにより回路増幅度が次に高い値に上昇する。引き続き 再度５０ｍｓの期間、振動が待たれる。所望の信号が認められない場合には、端 子“ＴＥＳＴ”が再び少なくとも１００ｍｓの間アースされる。それにより４ビ ットカウンタが再びリセットされる。緩衝増幅器ＯＰ１の出力側から基準電圧が 生じ、回路は測定モードになる。前述の回路装置は特に以下のような特性によっ て優れている。 −機械的な自己テストが可能である −自己テストに対する付加的な構成要素は必要ない −低域フィルタ、温度補償器、移相器、帰還結合素子としてのコンデンサＣ１の 多重使用により、比較的僅かな構成要素しか必要としない このことは回路コストの低減に貢献する。本発明による装置は、特にセンサＸ１ ，演算増幅器ＯＰ１，コンデンサＣ１，抵抗Ｒ９等の構成素子の許容偏差が比較 的大きな場合でも問題ない。なぜならそのような許容偏差は、設定可能な回路増 幅度によって補償調整できるからである。回路増幅度の設定はプロセッサによっ て短いパルスで、すなわち線路“ＴＥＳＴ”の多重使用によって行われる。低域 フィルタはセンサＸ１のコールド側に配設されたスイッチング素子を用いて遮断 可能である。これにより回路装置は漏れ電流に不感と なる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＪＰ，ＫＲ，ＵＳ (72)発明者 ヴェルナー ニチュケ ドイツ連邦共和国 Ｄ−71254 ディツィ ンゲン ロッセガー ヴェーク 14 (72)発明者 ディートリッヒ ベルクフリート ドイツ連邦共和国 Ｄ−71032 ベープリ ンゲン シュペルバーヴェーク 35 (72)発明者 ゲラルト ホプフ ドイツ連邦共和国 Ｄ−72768 ロイトリ ンゲン ファイト−シュトス−シュトラー セ 11 (72)発明者 ボート ツィーゲンバイン ドイツ連邦共和国 Ｄ−72766 ロイトリ ンゲン リヒァルト−シュトラウス−ヴェ ーク 21 (72)発明者 クラウス メーダー ドイツ連邦共和国 Ｄ−71254 ディツィ ンゲン ツィーラーヴェーク ６ (72)発明者 ラルフ ヘネ ドイツ連邦共和国 Ｄ−74343 ザクセン ハイム フックスヴェーク ９ (72)発明者 トーマス ヴァルカー ドイツ連邦共和国 Ｄ−72127 クスター ディンゲン ヤーンシュトラーセ 19 (72)発明者 ベルント マイヘーファー ドイツ連邦共和国 Ｄ−72768 ロイトリ ンゲン エルムスタールシュトラーセ 24 (72)発明者 フランク クルサーヴェ ドイツ連邦共和国 Ｄ−70499 シュツッ トガルト シェーンヴァルターシュトラー セ 11 (72)発明者 ペーター シェートラー ドイツ連邦共和国 Ｄ−71636 ルートヴ ィッヒスブルク アルブレヒトシュトラー セ 16

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．センサの機能性を検査する手段を含んだ、加速感応センサを有する電子装 置において、 前記電子装置が、センサを構成要素として含む電気的振動回路を含んでおり、 前記センサは少なくとも検査フェーズの継続期間中、振動を励起され得ることを 特徴とする電子装置。 ２．前記センサ（１０）は、固有周波数で振動する、請求の範囲第１項記載の 電子装置。 ３．前記センサ（１０）の振動周波数は、センサの有効信号の数倍の値に等し い、請求の範囲第１項又は２項記載の電子装置。 ４．センサ（２０）の振動周波数は、数十キロヘルツの範囲、例えば１０ｋＨ ｚ〜５０ｋＨｚの範囲にある、請求の範囲第１項〜３項いずれか１項記載の電子 装置。 ５．前記有効信号の周波数は数百ヘルツの範囲、例えば０〜５００Ｈｚの範囲 にある、請求の範囲第１項〜４項いずれか１項記載の電子装置。 ６．前記電子装置は、スイッチング手段（Ｓ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４,Ｓ５）を含ん でおり、前記スイッチング手段は、センサ（１０）が交互に並列共振ないし直列 共にて励起され得るようにスイッチング可能である、請求の範囲第１項〜５項い ずれか１項記載の電子装置。 ７．前記電子装置は、スイッチング手段（Ｓ１,Ｓ２,Ｓ３,Ｓ４,Ｓ５）は、マ イクロコンピュータ（２９）によって制御可能である、請求の範囲第６項記載の 電子装置。 ８．振動するセンサ（１０,８０）の振動周波数は、評価回路（１０,２９）に よって評価可能であり、周波数の評価に対して、正常に機能するセンサの共振周 波数が含まれている周波数領域が定められている、請求の範囲第１項〜７項いず れか１項記載の電子装置。 ９．前記装置は、少なくとも１つの低域フィルタ（２６,２８,６６）を含んで おり、該低域フィルタの限界周波数は実質的にセンサ（１０,８６０）の振動周 波数の下方にあり、少なくともセンサの分周された振動周波数が前記低域フィル タ（２６,２８,６６）を通過して評価回路（マイクロコンピュータ２９,７３） まで到達し得るように、センサの振動周波数を分周するための回路手段が設けら れている、請求の範囲第１項〜８項いずれか１項記載の電子装置。 10．前記分周のための手段は、フリップフロップ（２１）を含んでおり、該フ リップフロップは例えば評価回路（マイクロコンピュータ２９）の制御信号を用 いてトリガ可能である、請求の範囲第９項記載の電子装置。 11．センサ（１０）の振動周波数から、評価回路(２９,６７,７０,７１,７２, ７３)の制御のためのクロッ ク信号が導出される、請求の範囲第１項〜１０項いずれか１項記載の電子装置。 12．センサ（６４）の振動周波数からクロック信号を導出するために、クロッ ク分周段、例えば単安定フリップフロップ（６９）が設けられており、該単安定 フリップフロップ（６９）の入力側には例えばパルス整形段（６８）を介してセ ンサ（１０）の発振器周波数が供給される、請求の範囲第１１項記載の電子装置 。 13．センサ（１０）の振動周波数からクロック信号を導出するために、クロッ ク倍増段、例えばクロック倍化段（８２）が設けられている、請求の範囲第１項 〜１１項いずれか１項記載の電子装置。 14．少なくとも１つの入力側と複数の出力側を含んだシフトレジスタ（９０） が設けられており、シフトレジスタ（９６）の入力側は、シフトレジスタ（９０ ）の複数の出力側のそれぞれに接続されており（結合点９４,９５,９６）、各結 合点（９４,９５,９６）はそれぞれ加算器（９１,９２,９３）の入力端子に接続 されており、前記加算器の出力端子はそれぞれ１つのスイッチング素子（９７, ９８,９９）に接続されている、請求の範囲第１項〜１３項いずれか１項記載の 電子装置。 15．前記スイッチング素子（９７,９８,９９）は、マイクロコンピュータ（８ ６ｂ）によって制御可能である、請求の範囲第１４項記載の電子装置。 16．前記センサ（１０）は、少なくとも一時的に、加速センサと振動発生器と して二重の機能で動作する、請求の範囲第１項〜１５項いずれか１項記載の電子 装置。 17．前記発振器回路の回路増幅度は設定可能である、請求の範囲第１項〜１６ 項いずれか１項記載の電子装置。 18．前記増幅度の設定のために、切換可能な分周器（Ｒ８ａ,Ｒ８ｂ,Ｒ８ｃ, Ｒ８ｄ,Ｒ８ｅ）が設けられており、該分周器は、カウンタ素子（４ビットカウ ンタ）によって制御可能である、請求の範囲第１７項記載の電子装置。 19．測定モードにおいて低域フィルタの構成部を形成するコンデンサＣ１が、 テストモードにおいて温度コンデンサ、移相器、帰還結合素子として使用される ように多重に使用される、請求の範囲第１項〜１８項いずれか１項記載の電子装 置。