JPH09509037A - 低電力温度補償水晶発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 低電力温度補償水晶発振器（１０）が開示される。この温度補償水晶発振器（１０）は、水晶発振器回路（１２）と、電圧制御リアクタンス素子（３０）と、温度補償回路網（５０）と、電圧制御リアクタンス素子（３０），温度補償回路網（５０）またはその両方に接続された出力を有するプログラマブルＤＣ／ＤＣ変換器回路網６０とを有する。この構造のほとんどは、集積回路で用いられるように適応され、電力および電流消費を最小限に抑える効果がある。

Description

【発明の詳細な説明】 低電力温度補償水晶発振器 発明の分野 本発明は、一般に、水晶発振器の温度補償回路の分野に関し、さらに詳しくは 、低電力温度補償水晶発振器(low power temperature compensated crystal osc illator)に関する。 発明の背景 周波数判定用の水晶を有する発振器は、安定した出力周波数を提供するために 一般に用いられる。しかし、これらの発振器で用いられる水晶は、温度の影響を 受けやすく、そのため安定した発振器出力周波数を維持するためには温度補償手 段を一般に必要とする。 従来利用されてきた水晶発振器周波数を安定する一つの方法として、発振器を オーブン内に封入して、水晶を一定温度に維持する方法がある。これには、大量 のスペースを必要とし、かなりの量の電力を消費する。別の方法では、温度可変 電圧を生成して、この電圧を温度可変コンデンサ（例えば、バラクタ・ダイオー ド）両端に印加して、水晶 発振器の共振周波数を制御する方法がある。 多くの発振器では、ＡＴカット水晶が一般に用いられ、一般に立方周波数対温 度特性(cubic frequency versus temperature characteristic)を有し、変曲点( inflection point)は約２８°Ｃである。個々のＡＴカット水晶の厳密な周波数 対温度特性は可変であり、水晶の構成に依存する。よって、ＡＴカット水晶を利 用して発振器を正確に補償するためには、バラクタ・ダイオードに印加される電 圧は、用いられる特定の水晶の温度変化と実質的に同様な温度変化を有する必要 がある。 特にセルラ電話や双方向無線装置を含む最近の通信システムでは、小型軽量で 、長い動作時間（またはバッテリ寿命）を有する製品が必要とされる。携帯無線 製品の寸法および重量の大部分は、その電源またはバッテリに起因する。バッテ リの寸法および重量を軽減するため、約２．７〜約３．３ボルトなど、より低い 電圧で動作する回路が必要とされ、全体的な電流消費を最小限に抑える必要があ る。 小型温度補償水晶発振器（ＴＣＸＯ：temperature compensated crystal osci llator)は、温度とともに変化する電圧を生成する周波数・温度補償方式を一般 に採用して、所望の周波数・温度特性を得るため電圧可変リアクタンス・デバイ スを駆動する。所要の温度補償特性を維持しながら、ＴＣＸＯをさまざまな電圧 で動作させることが必要である。 従来、補償用の調整電源電圧は、電源から直接動作する単純な回路を利用して 得られた。よって、供給電圧が４．５〜５ボルトの場合、約４ボルトのレギュレ ータが用いられる。３ボルト・バッテリなど低い電圧を利用する場合、ＴＣＸＯ を適切に補償することは極めて困難であるか、あるいは不可能に近かった。なぜ ならば、回路は周波数・温度特性の範囲について調整できる必要があり、かつ調 整範囲は補償に利用できる供給電圧（すなわち、０〜４Ｖ）に依存するためであ る。 従って、ＴＣＸＯの温度補償に給電できる３ボルト・バッテリなどの低電圧電 源を利用できることは、当技術分野では改善であると考えられる。また、関連回 路の大部分を低い供給電圧で動作させることにより、実質的に補償回路全体につ いて電流消費を最小限に抑えることは改善であると考えられる。 さらに、すべての通信システムは低電源電圧に変換できないので、ＴＣＸＯ設 計は余分な電流を必要とせずにより高い供給電圧で動作できなければならない。 特に、カスタム集積回路が開発される規模の経済では、単一の設計を利用して、 広い電圧範囲で動作できること、あるいは３Ｖまたは５Ｖバッテリで動作できる ことが必要とされる。 また、供給電圧を最小限の電流増加で可変リアクタンス・デバイスを動作させ るために必要なレベルまで増加することにより、また、ＴＣＸＯを制御するため 、例えばレベル・ シフト回路網や可変リアクタンス・デバイスなど必要な回路に対してのみこの電 圧（より高い電圧）を供給することによって、プログラマブルＤＣ／ＤＣ変換回 路網など、特定の構成要素をＴＣＸＯで利用して、広い電圧範囲で動作できれば 、当技術分野において改善であると考えられる。 また、低い電力および電流を消費し、ほとんどの水晶発振器に適合するように 調整可能であり、また集積回路（ＩＣ）形式で容易に製造可能なＴＣＸＯを提供 することは当技術分野において改善であると考えられる。 図面の簡単な説明 第１図は、本発明による低電力温度補償水晶発振器のブロック図を示す。 第２図は、本発明による第１図に示すプログラマブルＤＣ／ＤＣ変換器回路網 の詳細なブロック図である。 第３図は、本発明による低電力温度補償水晶発振器の別の実施例である。 第４図は、水晶の周波数・リアクタンス特性である。 第５図は、温度補償水晶発振器に関する周波数と温度の関係のグラフである。 好適な実施例の詳細な説明 第１図において、低電力温度補償水晶発振器（ＴＣＸＯ）１０を示す。最も単 純な形態では、ＴＣＸＯ１０は、以下の構造を含む。まず第１に、ＴＣＸＯ１０ は、水晶を有する水晶発振器回路１２と、入力ライン１６と、所定の周波数での 出力ライン１８とを含む。次に、第１図において項目３０として電圧制御リアク タンス素子（ＶＣＲＥ：voltage controlled reactance element）を示し、これ は水晶発振器回路１２の入力ライン１６に可変リアクタンス信号を与えて、第５ 図に示すような所定の温度範囲でライン１８における出力周波数を選択的に調整 する。ＶＣＲＥ３０は、第１端子３２および第２端子３４を有する。好適な実施 例では、ＶＣＲＥ３０はバラクタであり、第１端子３２はアノードで、第２端子 ３４はカソードである。第３に、水晶付近の温度を測定し、かつ温度制御リアク タンス素子３０に制御信号を与えて、所定の温度範囲で所望の範囲内で出力周波 数（ライン１８にて）を適切に調整するため、温度補償回路網（ＴＣＮ：temper ature compensation network）が採用される。また、プログラマブルＤＣ／ＤＣ 変換器回路網（ＰＤＣＣＮ：programmable DC-DC converter network）６０も第 １図に示し、これは電圧制御リアクタンス素子３０および温度補償回路網５０の うち少なくとも１つに接続された基準電圧からなる出力ライン６２を含む。 本発明は、電力および電流消費を最小限に抑え、それに より多くの通信用途（例えば、セルラ電話，無線装置など）においてバッテリ寿 命を延長し、また集積回路（ＩＣ）形式で容易に製造可能である。 さらに詳しくは、ＴＣＸＯ１０におけるＰＤＣＣＮ６０およびレベル・シフタ ５４は、ＶＣＲＥ３０を制御する適切な電圧範囲（すなわち、約０〜４ボルト） を提供して、（ｉ）水晶発振器回路における水晶の適切な温度補償を行い、（ｉ ｉ）（ＶＣＲＥ３０を介して水晶の温度補償を行うために用いられる）レベル・ シフタ５４などの特定の回路に適切な（高い）電圧を供給し、回路の大部分を低 い供給電圧で動作させることにより、ＴＣＸＯの電流消費を最小限に抑え、（ｉ ｉｉ）セルラ電話や双方向無線装置など最新の通信システムの寸法を最小限に抑 え、更なる小型化を改善するため、３ボルト・バッテリなどより小さい電源の利 用を可能にする。 ＴＣＮ５０は、ライン５６によって直列に接続された温度補償回路５２および レベル・シフタ５４を含むことができる。ライン５８は、供給電圧をレベル・シ フタ５４に供給する。レベル・シフタ５４は、ライン１６への増幅された制御信 号を第１図における第１端子３２と、第３図における第２端子３４とに供給する 。 レベル・シフタ５４は、ライン５６における低電圧補償信号を、ＶＣＲＥ３０ で必要とされるより高い電圧に変換する。これにより、温度補償回路５２は、約 ２．５ボルト など、より低く、電力効率の高い電圧で動作でき、一方レベル・シフタ５４の出 力は、適切な温度補償のため約０〜４ボルトまで変化できる。 ＴＣＮ５０は、温度依存電圧をＶＣＲＥ３０に供給し、このＶＣＲＥ３０は、 第５図のライン１４６に示されるように、水晶発振器回路１２における水晶の周 波数・温度特性を補償する。この電圧は、適切なアルゴリズムを介して調整して 、例えば、ＡＴカット水晶のファミリから、さまざまな周波数・温度特性に整合 できる。 具体的には、好適な実施例では、水晶の特性は、例えば、ＴＣＸＯ１０をオー ブンに入れて、所定の範囲（すなわち、−３５〜＋８５°Ｃ）で温度を変えるこ とによって判定または測定できる。この結果、第５図に示す曲線１４２のような 温度補償（ＴＣ：temperature compensation）曲線が得られる。次に、アルゴリ ズムは、このＴＣ曲線１４２に基づいて反転曲線１４４を生成する。曲線１４４ の情報は、（アナログ形式またはデジタル形式でＥＥＰＲＯＭに）格納され、ま た第５図における項目１４６に示すように、広い温度範囲で所定の周波数出力を 与えるため、水晶発振器回路１２における水晶の温度補償を行うために用いられ る。 第１図におけるＴＣＸＯ１０は、好ましくは３ボルト・バッテリ形式の電源６ ６に接続するように適応される。電源６６は、ライン８８によって低電圧レギュ レータ８０に 接続される。レギュレータ８０の出力ライン８４は、ＴＣＮ５０に接続される。 ＴＣＮ５０は、例えば電源のさまざまな温度係数，老化ならびに電源６６のライ ンおよび負荷調整によって生じる電源変動から実質的に独立した供給電圧で動作 する必要があり、そのためＶＣＲＥ３０に供給される信号はこれらの変動にかか わらず実質的に安定する。従って、低電圧レギュレータ８０は、ライン８２にお ける望ましくない電圧変化やスパイクとは無関係に、実質的に安定したＤＣ電圧 をＴＣＮ５０に供給する。 第２図を参照して、（第１図の）ＰＤＣＣＮ６０を項目１００としてさらに詳 細に示す。ＰＤＣＣＮ１００は、ライン１０６によって接続された論理回路（ま たはメモリ）１０２とスイッチ回路１０４とを一般に含む。一実施例では、論理 回路１０２は、スイッチ１０４を適切に制御するようにあらかじめプログラムさ れる。これは、ＰＤＣＣＮ１００が所定の電源電圧用にプログラムされる場合、 工場設定できる。 スイッチ回路１０４は、イネーブル・ステートまたはディセーブル・ステート を含むことができる。イネーブル・ステートでは、チャージ・ポンプ回路１１０ を用いて、電源６６から動作して、より高い出力電圧を（チャージ・ポンプ回路 １１０を介して）生成し、次にこの出力電圧はライン１１６を介して出力レギュ レータ１１２に送られる。ディセーブル・ステートでは、電源６６は、ライン１ １７ を介してスイッチ回路１０４から出力レギュレータ１１２に直接送られる。 電源６６の電圧が十分高く、そのためチャージ・ポンプ回路１１０の使用が不 要な場合、チャージ・ポンプ回路１１０はディセーブルされ、電流消費を最小限 に抑える。これは、チャージ・ポンプ回路１１０が電流を消費するので有利であ る。さらに詳しくは、スイッチ回路１０４は、イネーブル・ステートで電源６６ をチャージ・ポンプ回路１１０に供給するか、あるいはディセーブル・ステート でレギュレート１１２に直接供給するように構成された一対のＰ−チャネルＭＯ ＳＦＥＴを含むことができる。 好適な実施例では、３ボルト電源を利用する場合、スイッチ回路１０４は、所 定の初期スタートアップ時間後にイネーブル・ステートとなり、また初期スター トアップ時に約１０ミリ秒以下だけディセーブル・ステートになるようにＥＥＰ ＲＯＭ内に工場設定される。例えば、チャージ・ポンプ回路１１０は、スタート アップ時に３ボルト・バッテリなど低電圧バッテリを使用する場合にディセーブ ルされ、それ以降、定常状態時（スタートアップ以後）にはイネーブルされる。 ＰＤＣＣＮ６０および水晶発振器回路１２がＩＣの共通基板上に集積される場 合、ＰＤＣＣＮ６０によって発生するスイッチング遷移が基板を介して結合して 、発振器出力と混合し、発振器出力にて望ましくないスプリアス周波数 を生成することを防ぐため、ライン１８から結合されまた分離された信号など、 方形発振器でＰＤＣＣＮ６０をクロックすることは有利である。 さらに詳しくは、電力が最初に（スタートアップ時に）ＴＣＸＯに印加される とき問題が生じることがある。これは、数ミリ秒が経過しないと発振は発振器出 力ライン１８に現れないためである。この最初の数ミリ秒（スタートアップ）の 間、ＶＣＲＥ３０の両端に逆方向バイアスをかけて、十分に高いリアクタンスを 生成して、水晶発振回路１２がスタートできるようにするため、レギュレータ１ １２の出力（ライン１１８）に正の電位を供給する必要がある。 この問題を解決するため、スイッチ回路１０４を用いて、電力が最初に印加さ れるときにチャージ・ポンプ回路１１０をまずバイパスして、電源６６をレギュ レータ１１２の出力ライン１１８（第１図におけるライン６２）に直接接続する 。数ミリ秒が経過し（あるいは、定常状態に達するまで）、そして発振が発振器 出力ライン１８に現れた後、スイッチ回路１０４はイネーブル・ステートに設定 され、このときチャージ・ポンプ１１０はイネーブルされ、電源６６から動作し 、ライン１１６にてより高い出力電圧を生成して、この電圧は項目１１２によっ て（ライン６２にて）調整され、第１図および第２図においてライン５８を介し て適切な高電圧をラベル・シフタ５４に供給する。 第２図を参照して、ライン１１６におけるチャージ・ポ ンプ１１０の出力はライン１１４における入力供給電圧の約２倍に等しいので、 その出力変化も入力供給変化のほぼ２倍で変化する。正確な温度補償を行うため には、レギュレータ１１２を用いて、安定ＤＣ出力を調整して、レベル・シフタ ５４に供給する。 レギュレータ１１２は、任意の従来のレギュレータを含むことができ、一実施 例では、差動増幅器によって制御される簡易直列パス素子(simple series pass element)と出力基準とを含む。 一実施例では、論理回路１０２は、スイッチ１０４を適宜ダイナミックに制御 するため入力ライン６４に接続されたライン１０８を含むことができる。 電源６６の電圧は時間的に大きく変化しうるので、論理回路１０２は、ライン ６４における電源を監視し、かつライン６４における被検出レベルまたは信号に 基づいてイネーブル・ステートとディセーブル・ステートとの間でダイナミック に切り換えるように構成できる。これは、必要ないときにチャージ・ポンプ回路 １１０をディセーブルすることにより、より高い供給電圧がある場合に電流消費 をダイナミックに抑えることができる。チャージ・ポンプ回路１１０は、約４ボ ルトなどより高い電圧でより多くの電流を消費するため、必要ないときにチャー ジ・ポンプ回路１１０をディセーブルすることは有利である。 例えば、ダイナミック制御の例において、チャージ・ポ ンプ１１０は、イネーブルされると、ＤＣ電圧がライン６４においてある閾値以 下になると、このＤＣ電圧を選択的に増加するために利用できる。 一実施例において、チャージ・ポンプ１１０は倍電圧器であり、ＴＣＸＯ１０ の回路と整合性がある限り、任意の従来の方法で構成できる。一般に、従来の倍 電圧器は以下の構造を含む。まず第１に、コンデンサは一対の入力供給端子の両 端に接続される。次に、これらの接続は切断され、コンデンサの負帯電端子は正 供給端子に接続され、一方、コンデンサの正帯電端子はチャージ保持コンデンサ で出力に接続される。これらのステップは連続的に反復され、そのため出力は入 力供給値の約２倍に等しい電圧まで上昇する。コンデンサがスイッチングされる レートは、項目１２０などの適切なクロックまたは入力周波数ソースによって制 御される。クロック１２０は、ライン１８の方形波分離およびバッファを行うこ とができる。 好適な実施例では、第２図のライン１８は、第１図の水晶発振器回路１２の出 力に接続される。 一実施例において、チャージ・ポンプ１１０は、約２．７ボルトでもよいライ ン６４からの電圧を、ライン１１６において約５ボルトに増加でき、レギュレー タ１１２は、この電圧を約４ボルトに若干低下させて、ライン１１８における望 ましくない電圧変化を最小限に抑えるのを助ける。 ＴＣＸＯ１０は、ダイナミックに充電するようにプログ ラムでき、あるいはＰＤＣＣＮ１００回路がプログラムされるときに工場であら かじめ設定される。ＰＤＣＣＮ１００をあらかじめ設定することは、電流消費お よび電力損を最小限に抑えるように特に適応される。もちろんこれはバッテリ寿 命の延長を助けることができ、これは多くの通信装置で大きな利点となる。 第１図において、ＶＣＲＥ３０の第２端子３４は、コンデンサ３６を介してＡ Ｃ接地され、ＰＤＣＣＮ６０の出力ライン６２にＤＣ基準される。この構成は、 雑音をＶＣＲＥ３０に結合でき、かつ発振器出力の位相雑音性能を劣化させうる 他の回路とともにＶＣＲＥ３０を共通のＰ−基板上に集積する場合に、特に有利 である。好適な実施例では、ＶＣＲＥ３０のカソードは、共通のＰ−基板内に拡 散されたＮ−ウェルであり、一方、ＶＣＲＥ３０のアノードは、Ｐ＋型不純物を Ｎ−ウェルに注入することによって形成される。有利な点は、第１図のコンデン サ３６を介してＶＣＲＥ３０のカソード（第２端子３４）をＡＣ接地することに より、ＶＣＲＥ３０を基板内の他の回路から減結合でき、実質的に分離できるこ とである。 ＴＣＮ５０は、低電圧レギュレータ８０を介して電源に接続された温度補償回 路５２を含むことができる。 電力消費を最小限に抑えるため、低電圧レギュレータの使用が必要となる。温 度補償回路網５０と特に温度補償回路５２のより高い電流消費回路および任意の 他の高電力消 費回路網を低電圧レギュレータ８０から動作させることにより、ＰＤＣＣＮ６０ の電流供給条件を低減でき、そのため全体的な電力消費条件を低減できる。 低電圧レギュレータ８０は、さまざまな温度において補償できない電源６６の 低電圧変化を最小限に抑える。これらの変化の１つの主な原因は、電源６６がバ ッテリのときに生じる。バッテリが放電されると、その出力電圧は降下する。こ の充電電圧は、温度補償回路からの出力を変更することがあり、その結果、ＴＣ ＸＯの周波数・温度特性を劣化することがある。 レベル・シフタ５４は、ＶＣＲＥ３０の第１端子３２または第２端子３４に接 続された出力を含むことができる。 前述のように、第１図のレベル・シフタ５４は、ライン１６を介してＶＣＲＥ ３０の第１出力３２および水晶発振器回路１２に接続された出力を含む。レベル ・シフタ５４は、温度補償回路５２の低電圧出力を増幅し、かつＶＣＲＥ３０に よって必要とされるより高い電圧を生成するために用いられる。温度補償回路５ ２は、より低く、電力効率の高い電圧で動作して、レベル・シフタ５４からの（ 増幅された）より高い電圧を供給して、水晶の温度補償を行う。しかし、レベル ・シフタ５４は、スタートアップ時に、またそれ以降では定常状態時に、可能な 最も高い電圧を利用する。レベル・シフタ５４は、十分な電圧変化をＶＣＲＥ３ ０に供給して、水晶発振器回路１２における水晶を温度 補償するために、ライン５８においてより高い供給電圧を必要とする。 第３図に示す実施例では、レベル・シフタ５４の出力はＶＣＲＥ３０の第２端 子３４に接続される。また第３図では、第１端子３２は接地され、ＰＤＣＣＮ６ ０はライン５８，６２を介してレベル・シフタ５４に直接接続される。 第３図に示す実施例では、第３図に示す回路について、ＶＣＲＥ３０を接地さ せて、それによりコンデンサ３６の必要性を省くことがより有利になる。第３図 のこの構造は、ＶＣＲＥ３０がディスクリート・デバイスである場合、あるいは ＶＣＲＥが共通のＮ−基板上に集積されかつＰ−ウェルが基板内に拡散されて、 ＶＣＲＥ３０のアノードを形成する場合に有利である。ＶＣＲＥ３０のカソード は、Ｎ＋形不純物をＰ−ウェルに注入することによって形成される。次に、ＶＣ ＲＥ３０は、第３図に示すように端子３２を接地することによって、基板に存在 する他の回路から減結合でき、実質的に分離できる。 第４図において、ＡＴカット水晶の典型的な周波数対リアクタンス曲線１３０ を示す。さらに具体的には、この曲線は、バルクハウゼン発振条件(Barkhausen' s oscillation criteria)によって必要とされる水晶周波数の関数としての水晶 リアクタンスである。水晶は、ＶＣＲＥ３０によって生成されるリアクタンスを 含め、発振器の残りの部分によって示されるリアクタンスに大きさが等し くかつ反対のリアクタンスで動作する。大半の水晶発振器では、水晶はインダク タとして動作され、発振器の残りの部分は容量性リアクタンスを与える。そのた め、水晶は、直列と反共振(anti-resonance)との間で、第１曲線１３２上の円で 囲んだ部分で一般に動作される。第２曲線１３４は、完全を期すために示される 。従って、一般的な水晶は、第４図に示すように、約１６．８ＭＨｚにて６３１ オームの範囲で動作できる。 第５図において、周波数と温度の関係のグラフ１４０を示す。グラフ１４０は 、ＡＴカット水晶で典型的な３次非補償ベックマン曲線(third order non-compe nsated Bechmann curve)１４２を含む。第２曲線１４４は、ベックマン曲線１４ ２の反転を含み、ＴＣＸＯの周波数出力を調整するのに役立つことができる。一 実施例において、ＴＣＸＯ１０で用いられるＡＴカット水晶は、第５図に示すベ ックマン曲線１４２を含む。第５図の横軸は、約−３５°Ｃ〜約８５°Ｃの温度 範囲を含む。項目１４６は、この温度範囲における所望の温度補償された周波数 になる。この実施例では、２ｐｐｍ仕様を示す。 本発明の各実施例について図説してきたが、本発明の新規な精神および範囲か ら逸脱せずに、上記の実施例のさまざまな修正および置換ならびにその再構成や 組み合わせは当業者によって可能なことが理解される。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ケラー，アンソニー・エフ アメリカ合衆国イリノイ州シカゴ、サウ ス・セント・ルイス10443 (72)発明者 マービン，デニス・エフ アメリカ合衆国イリノイ州キャロル・スト リーム、トール・オークス・ドライブ1406

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．低電力温度補償水晶発振器であって： 水晶，入力および所定の周波数の出力を有する水晶発振器回路； 可変リアクタンスを前記水晶発振器回路の入力に与えて、所定の温度範囲で出 力周波数を選択的に調整する電圧制御リアクタンス素子であって、第１端子およ び第２端子を有する電圧制御リアクタンス素子； 前記水晶付近の温度を測定し、制御信号を前記電圧制御リアクタンス素子に与 えて、所定の温度範囲にて所望の範囲内で出力周波数を調整する温度補償回路網 ；および 基準電圧からなる出力を含み、前記電圧制御リアクタンス素子および前記温度 補償回路網のうち少なくとも一方に接続されたプログラマブルＤＣ／ＤＣ変換器 回路網； によって構成されることを特徴とする低電力温度補償水晶発振器。 ２．前記プログラマブルＤＣ／ＤＣ変換器回路網は、ある閾値以下の場合にＤＣ 電圧を選択的に増加するチャージ・ポンプ回路を含むことを特徴とする請求項１ 記載の低電力温度補償水晶発振器。 ３．前記プログラマブルＤＣ／ＤＣ変換器回路網は、論理回路と、前記論理回路 に接続され、ある閾値以下の場合にＤＣ電圧を選択的に増加するチャージ・ポン プ回路と、出 力電圧変化を最小限に抑えるレギュレータとを含むことを特徴とする請求項１記 載の低電力温度補償水晶発振器。 ４．前記プログラマブルＤＣ／ＤＣ変換器回路網は、チャージ・ポンプがイネー ブルされて、入力供給電圧を受け、より高い出力電圧を生成し、この電圧を出力 レギュレータに送るイネーブル・ステートと、供給電圧および供給電圧のより低 い派生電圧のうち少なくとも一方が出力レギュレータに直接送られるディセーブ ル・ステートとを有するスイッチ回路を含むことを特徴とする請求項１記載の低 電力温度補償水晶発振器。 ５．前記プログラマブルＤＣ／ＤＣ変換器回路網は、前記スイッチ回路に接続さ れ、前記イネーブル・ステートおよびディセーブル・ステートにダイナミックに 切り換えるプログラマブル論理回路であって、前記スイッチ回路がイネーブル・ ステート時に供給電圧を前記チャージ・ポンプに供給し、ディセーブル・ステー ト時に前記レギュレータに供給するようにプログラムされるプログラマブル論理 回路を含むことを特徴とする請求項１記載の低電力温度補償水晶発振器。 ６．前記電圧制御リアクタンス素子の前記第２端子は、コンデンサを介してＡＣ 接地され、かつ前記プログラマブルＤＣ／ＤＣ変換器回路網の出力にＤＣ基準さ れることを特徴とする請求項１記載の低電力温度補償水晶発振器。 ７．前記電圧制御リアクタンス素子の前記第１端子は接地 され、前記第２端子はレベル・シフタおよび前記水晶発振器回路に接続されるこ とを特徴とする請求項１記載の低電力温度補償水晶発振器。 ８．低電力温度補償水晶発振器であって： 水晶，入力および所定の周波数の出力を有する水晶発振器回路； 可変リアクタンスを前記水晶発振器回路の入力に与えて、所定の温度範囲で出 力周波数を選択的に調整する電圧制御リアクタンス素子であって、第１端子およ び第２端子を有する電圧制御リアクタンス素子； 前記水晶付近の温度を測定し、制御信号を前記電圧制御リアクタンス素子に与 えて、所定の温度範囲にて所望の範囲内で出力周波数を調整する温度補償回路網 ；および 基準電圧からなる出力を含み、前記電圧制御リアクタンス素子および前記温度 補償回路網のうち少なくとも一方に接続されたプログラマブルＤＣ／ＤＣ変換器 回路網であって、前記プログラマブルＤＣ／ＤＣ変換器回路網は、チャージ・ポ ンプがイネーブルされて、入力供給電圧を受け、より高い出力電圧を生成し、こ の電圧を出力レギュレータに送るイネーブル・ステートと、供給電圧および供給 電圧のより低い派生電圧のうち少なくとも一方が出力レギュレータに直接送られ るディセーブル・ステートとを有するスイッチ回路を含む、プログラマブルＤＣ ／ＤＣ変換器回路網； によって構成されることを特徴とする低電力温度補償水晶発振器。 ９．前記温度補償回路網は： 低電圧レギュレータを介して電源に接続された温度補償回路；および 前記電圧制御リアクタンス素子の第１または第２端子に接続された出力を含む レベル・シフタであって、前記電圧制御リアクタンス素子の第１端子と前記水晶 発振器回路とに接続された出力ラインを含むレベル・シフタ； を含むことを特徴とする請求項８記載の低電力温度補償水晶発振器。 １０．前記電圧制御リアクタンス素子の前記第１端子は接地され、前記第２端子 はレベル・シフタおよび前記水晶発振器回路に接続されることを特徴とする請求 項８記載の低電力温度補償水晶発振器。