JPH0950694A - 半導体論理回路 - Google Patents
半導体論理回路Info
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- JPH0950694A JPH0950694A JP7199420A JP19942095A JPH0950694A JP H0950694 A JPH0950694 A JP H0950694A JP 7199420 A JP7199420 A JP 7199420A JP 19942095 A JP19942095 A JP 19942095A JP H0950694 A JPH0950694 A JP H0950694A
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Abstract
リチャージ動作を行わせ、クロック発生回路のファンア
ウト数を低減し、クロック発生回路の消費電力を低減す
る。 【構成】プリチャージ期間中に必ず低レベルの信号を出
力する回路の出力に各々のゲートが接続されるPチャネ
ル電界効果トランジスタMP1及びNチャネル電界効果
トランジスタMN1と、N形論理ブロックNLBとで半
導体論理回路を構成する。 【効果】ワード線が16本のデコード回路で、クロック
発生回路のファンアウト数を半分にできる。
Description
る。
く知られているドミノ回路を示している。このドミノ回
路の動作については、例えば、“CMOS VLSI設
計の原理”(富沢・松山監訳、丸善)の141頁ないし
144頁に記載してある。ドミノ回路ではクロック信号
φにより一定の周期毎にプリチャージを行う。
の時、Pチャネル電界効果トランジスタMP1,MP2
がオンし、それぞれのドレインがプリチャージされる。
しかし、このようにクロック信号φを用いてプリチャー
ジの制御を行うと、各回路毎にクロック信号φを入力す
る必要がある。従って回路の個数が多くなると、クロッ
ク信号φを発生する回路(クロック発生回路)が駆動し
なければならない回路の数、すなわち、電界効果トラン
ジスタの個数(ファンアウト数)が増加し、クロック発
生回路の消費電力が増加する。
えば、本図の後段の回路を、一般に多用されているCM
OS回路で構成する方法が考えられる。図3は第2の従
来例を示す図であり、図2の後段の回路をCMOS回路
で構成した例を示している。
り、後段の回路にクロック信号φが不要になっている。
しかし、後段の回路をCMOS回路にすると、後段の回
路を構成する電界効果トランジスタの個数が増加(本例
では5個から6個に増加)するだけでなく、前段の回路
が駆動する電界効果トランジスタの個数(ファンアウト
数)も増加(図2では1個(MN4)が、図3では2個
(MN4,MP6)に増加)してしまう。従ってこの方
法は、クロック発生回路の消費電力が増加するのを防止
できるが、トランジスタ数の増加及び前段の回路のファ
ンアウト数の増加を引き起こす。
示す回路図であり、クロック発生回路のファンアウト数
が極めて大きい例を示している。すなわち、本図は、従
来のドミノ回路で半導体メモリのデコード回路を構成し
た例を示している。本図でφはクロック信号、A0ない
しA3はアドレス信号、W0ないしW15はワード線で
ある。また、ABはアドレスバッファであり、アドレス
信号の肯定及び否定信号を出力する。
ドレス信号の肯定及び否定信号を基にプリデコードを行
う。また、WDはワード線駆動回路であり、プリデコー
ド回路の出力信号を基にデコードを行い、その信号を基
にワード線を駆動する。
コード回路PD,ワード線駆動回路WDの全てをドミノ
回路で構成している。従って、各回路毎にクロック信号
φを入力する必要があり、クロック発生回路が駆動しな
ければならない電界効果トランジスタの個数(ファンア
ウト数)は64個になっている。すなわち、AB回路1
個あたりのファンアウト数は4個で、AB回路は全部で
4個あるので、ファンアウト数の小計は16個。また、
PD回路1個あたりのファンアウト数は2個で、PD回
路は全部で8個あるので、ファンアウト数の小計は16
個。また、WD回路1個あたりのファンアウト数は2個
で、WD回路は全部で16個あるので、ファンアウト数
の小計は32個。従ってファンアウト数の合計は64
個。なお、本例では簡単なために、ワード線の本数が1
6本の例を示しているが、例えば、実際の256kビッ
トのメモリではワード線の本数が512本にもなり、フ
ァンアウト数の合計はほぼワード線駆動回路の個数(5
12個)で決まり、著しく大きくなる。このようにクロ
ック発生回路のファンアウト数が増加すると、クロック
発生回路が充電及び放電しなければならない電荷がファ
ンアウト数に比例して増加するため、クロック発生回路
の消費電力が著しく増加するという問題が発生する。
ージを行う回路に入力するクロック信号を不要とし、ク
ロック発生回路の消費電力を低減することにある。
に、本発明が採用した手段は、一定の周期毎にプリチャ
ージを行い、このプリチャージ期間中に必ず低(高)レ
ベルの信号を出力する第1の回路と、この第1の回路の
出力を入力とする第2の回路とからなる半導体論理回路
において、上記第2の回路は、ゲートが上記第1の回路
の出力に接続され、ソースが第1の電源に接続されるP
(N)チャネル電界効果トランジスタと、ゲートが上記
第1の回路の出力に接続される第1のN(P)チャネル
電界効果トランジスタと、第2ないし第m(mは2以上
の整数)のN(P)チャネル電界効果トランジスタで構
成されるN(P)形論理ブロックとからなり、上記第1
のN(P)チャネル電界効果トランジスタと上記N
(P)形論理ブロックは直列に接続され、上記P(N)
チャネル電界効果トランジスタのドレインと第2の電源
との間に挿入されており、上記P(N)チャネル電界効
果トランジスタのドレインから信号を出力する手段であ
る。
ジ期間中に低(高)レベルの信号を出力するので、この
時、第2の回路内のP(N)チャネル電界効果トランジ
スタがオンし、第1のN(P)チャネル電界効果トラン
ジスタがオフし、P(N)チャネル電界効果トランジスタ
のドレインが高(低)レベルにプリチャージされる。す
なわち、第2の回路は、クロック信号を使用せずにプリ
チャージ動作を行うことができる。従って、クロック発
生回路のファンアウト数を低減でき、クロック発生回路
の消費電力を低減することができる。
ある。本例では、一定の周期毎にプリチャージを行い、
このプリチャージ期間中に必ず低レベルの信号を出力す
る第1の回路PCLと、この第1の回路の出力を入力と
する第2の回路とからなる半導体論理回路において、第
2の回路を、ゲートが第1の回路の出力に接続され、ソ
ースが第1の電源VDDに接続されるPチャネル電界効
果トランジスタMP1と、ゲートが第1の回路の出力に
接続される第1のNチャネル電界効果トランジスタMN
1と、第2ないし第m(mは2以上の整数)のNチャネ
ル電界効果トランジスタで構成されるN形論理ブロック
NLBとで構成し、第1のNチャネル電界効果トランジ
スタMN1とN形論理ブロックNLBを直列に接続し、
Pチャネル電界効果トランジスタMP1のドレインと第
2の電源VSSとの間に挿入し、Pチャネル電界効果ト
ランジスタMP1のドレインから信号OUTを出力する
ようにしている。
Lがプリチャージ期間中に低レベルの信号を出力するの
で、この時、第2の回路内のMP1がオンし、MN1が
オフし、MP1のドレインが高レベルにプリチャージさ
れる。すなわち、第2の回路は、クロック信号を使用せ
ずにプリチャージ動作を行うことができる。従って、ク
ロック発生回路のファンアウト数を低減でき、クロック
発生回路の消費電力を低減することができる。
である。本例では、一定の周期毎にプリチャージを行
い、このプリチャージ期間中に必ず高レベルの信号を出
力する第1の回路PCHと、この第1の回路の出力を入
力とする第2の回路とからなる半導体論理回路におい
て、第2の回路を、ゲートが第1の回路の出力に接続さ
れ、ソースが第1の電源VSSに接続されるNチャネル
電界効果トランジスタMN1と、ゲートが第1の回路の出
力に接続される第1のPチャネル電界効果トランジスタ
MP1と、第2ないし第m(mは2以上の整数)のPチ
ャネル電界効果トランジスタで構成されるP形論理ブロ
ックPLBとで構成し、第1のPチャネル電界効果トラ
ンジスタMP1とP形論理ブロックPLBを直列に接続
し、Nチャネル電界効果トランジスタMN1のドレイン
と第2の電源VDDとの間に挿入し、Nチャネル電界効
果トランジスタMN1のドレインから信号OUTを出力
するようにしている。
Hがプリチャージ期間中に高レベルの信号を出力するの
で、この時、第2の回路内のMN1がオンし、MP1が
オフし、MN1のドレインが低レベルにプリチャージさ
れる。すなわち、第2の回路は、クロック信号を使用せ
ずにプリチャージ動作を行うことができる。従って、ク
ロック発生回路のファンアウト数を低減でき、クロック
発生回路の消費電力を低減することができる。
である。本例では、図1に示したプリチャージ期間中に
必ず低レベルの信号を出力する第1の回路PCL及び第
2ないし第m(mは2以上の整数)のNチャネル電界効
果トランジスタで構成されるN形論理ブロックNLBの
具体例として、図2及び図3と同じ論理機能を実現する
例を示している。すなわち、PCLは従来のドミノ回路
で構成した2入力のOR回路であり、クロック信号φが
低レベルの時プリチャージ動作する。また、NLBは2
入力のNOR回路である。
リチャージ期間中に低レベルの信号を出力するので、こ
の時、第2の回路内のMP1がオンし、MN1がオフ
し、MP1のドレインが高レベルにプリチャージされ
る。すなわち、第2の回路は、クロック信号を使用せず
にプリチャージ動作を行うことができる。従って、クロ
ック発生回路のファンアウト数を低減でき、クロック発
生回路の消費電力を低減することができる。
効果トランジスタの個数は4個であり、図2の5個及び
図3の6個より少ない。
BをMP1とVSSとの間に挿入しているが、ここでは
MN1をMP1のドレインに接続している。このように
接続すると、信号C及びDが低レベルでMN2及びMN
3がオフしている場合に、プリチャージが終了し、MP
1がオフ,MN1がオンした時、もし仮にMN2(MN
3)のドレインが低レベルVSSに放電されていたとす
ると、MN1のソースとドレイン間で電荷の再配分が起
こり、高レベルにあるべき出力OUTが低下するという
問題が発生する。
である。本例では図6で述べた問題点を解決するため
に、直列接続された第1のNチャネル電界効果トランジ
スタMN1とN形論理ブロックNLBを、Pチャネル電
界効果トランジスタMP1のドレインと第2の電源VS
Sとの間に、N形論理ブロックNLBがPチャネル電界
効果トランジスタMP1のドレインに接続されるように
挿入している。このようにすると、信号C及びDが低レ
ベルでMN2及びMN3がオフしている場合、プリチャ
ージ期間中にMN2(MN3)のドレインは必ず高レベ
ルVDDに充電されるので、プリチャージが終了し、M
P1がオフ,MN1がオンした時に電荷の再配分は起こ
らず、高レベルにあるべき出力OUTが低下するという
問題は発生しない。
成立し、クロック発生回路の消費電力を低減することが
できる。
である。本例では、図5に示したプリチャージ期間中に
必ず高レベルの信号を出力する第1の回路PCH及び第
2ないし第m(mは2以上の整数)のPチャネル電界効
果トランジスタで構成されるP形論理ブロックPLBの
具体例を示している。すなわち、PCHは従来のドミノ
回路で構成した2入力のAND回路であり、クロック信
号φが高レベルの時プリチャージ動作する。また、PL
Bは2入力のNAND回路である。
リチャージ期間中に高レベルの信号を出力するので、こ
の時、第2の回路内のMN1がオンし、MP1がオフ
し、MN1のドレインが低レベルにプリチャージされ
る。すなわち、第2の回路は、クロック信号を使用せず
にプリチャージ動作を行うことができる。従って、クロ
ック発生回路のファンアウト数を低減でき、クロック発
生回路の消費電力を低減することができる。
チャネル電界効果トランジスタMP1とP形論理ブロック
PLBを、Nチャネル電界効果トランジスタMN1のド
レインと第2の電源VDDとの間に、P形論理ブロック
PLBがNチャネル電界効果トランジスタMN1のドレ
インに接続されるように挿入している。このようにする
と、信号C及びDが高レベルでMP2及びMP3がオフ
している場合、プリチャージ期間中にMP2(MP3)
のドレインは必ず高レベルVSSに放電されるので、プ
リチャージが終了し、MN1がオフ,MP1がオンした
時に電荷の再配分は起こらず、低レベルにあるべき出力
OUTが上昇するという問題は発生しない。
である。本例は図4に示したデコード回路内のワード線
駆動回路WDに本発明に係る半導体論理回路を適用した
例を示している。従って、本例ではワード線駆動回路W
Dにクロック信号φを入力する必要がなくなり、クロッ
ク発生回路が駆動しなければならない電界効果トランジ
スタの個数(ファンアウト数)は64個から32個と半
分になる。なお、本例では簡単なために、ワード線の本
数が16本の例を示しているが、例えば、実際の256
kビットのメモリではワード線の本数が512本にもな
るので、本発明の効果は極めて大きくなる。このように
クロック発生回路のファンアウト数を低減すると、クロ
ック発生回路の消費電力を著しく低減できる。さらに、
本例でも請求項2に従って回路を構成しているので、電
荷の再配分は起こらず、高レベルにあるべき出力が低下
するという問題は発生しない。
いしPD7の出力を何の制約もなく、ワード線駆動回路
WDに接続している。しかし、このようにすると、例え
ば、本図に示したように、PD0ないしPD3のファン
アウト数がそれぞれ8個である(WD回路1個あたりの
ファンアウト数は2個で、それぞれWD回路を4個駆動
している)のに対し、PD4ないしPD7のファンアウ
ト数がそれぞれ4個(WD回路1個あたりのファンアウ
ト数は1個で、それぞれWD回路を4個駆動している)
となり、ファンアウト数がアンバランスとなってしま
う。従って、PD0ないしPD3のスピードが遅くなる
という問題が発生する。
図である。本例では図9で述べた問題点を解決するため
に、p=2入力の回路XDがq=16個あり、これらを
r=8個の回路PDで駆動する場合、r=8個の回路P
Dのそれぞれの出力を、q=16個の回路XDのp×q
/r=4個の入力に接続しており、このうちq/r=2
個は第1のNチャネル電界効果トランジスタのゲートに
接続し、q×(p−1)/r=2個はN形論理ブロックに
接続している。このようにすると、PD0ないしPD7
のそれぞれのファンアウト数は全て6個となり、ファン
アウト数がアンバランスになることはない。従って、図
9のようにPD0ないしPD3のスピードが遅くなると
いう問題は発生しない。
図である。本例は図4に示したデコード回路内のワード
線駆動回路WD及びプリデコード回路PDに本発明の半
導体論理回路を適用した例を示している。従って、本例
ではワード線駆動回路WD及びプリデコード回路PDに
クロック信号φを入力する必要がなくなり、クロック発
生回路が駆動しなければならない電界効果トランジスタ
の個数(ファンアウト数)は64個から16個と1/4
になる。このようにクロック発生回路のファンアウト数
を低減すると、クロック発生回路の消費電力を著しく低
減できる。さらに、本例でも請求項2に従って回路を構
成しているので、電荷の再配分は起こらず、高レベルに
あるべき出力が低下するという問題は発生しない。ま
た、本例でも請求項4に従って回路を構成しているの
で、アドレスバッファAB及びプリデコード回路PDの
ファンアウト数がアンバランスになることはない。
図である。本例は図4に示したデコード回路内のワード
線駆動回路WD及びプリデコード回路PDに本発明の半
導体論理回路を適用した例を示している。従って、本例
ではワード線駆動回路WD及びプリデコード回路PDに
クロック信号φを入力する必要がなくなり、クロック発
生回路が駆動しなければならない電界効果トランジスタ
の個数(ファンアウト数)は64個から16個と1/4
になる。このようにクロック発生回路のファンアウト数
を低減すると、クロック発生回路の消費電力を著しく低
減できる。さらに、電荷の再配分は起こらず、高レベル
にあるべき出力が低下するという問題は発生しない。ま
た、アドレスバッファAB及びプリデコード回路PDの
ファンアウト数がアンバランスになることはない。
理ブロックを用いて構成し、第2の回路PDをP形論理
ブロックで構成し、さらに第3の回路WDをN形論理ブ
ロックを用いて構成している。このようにすると、図示
したように、AB回路及びPD回路内のインバータが不
要となるので、回路を簡単化できる。なお、図4の従来
のドミノ回路でこのような構成にすると、PDに入力す
るクロック信号/φが必要となり、すなわち、クロック
信号が2種類(φ及び/φ)必要となる。しかし、本例
では、PDのクロック信号を不要にできるので、クロッ
ク信号が2種類必要とはならない。
路図である。本例は図4に示したデコード回路内のワー
ド線駆動回路WD及びプリデコード回路PDの一部に本
発明の半導体論理回路を適用した例を示している。なお
本例では、N形論理ブロックを構成するNチャネル電界
効果トランジスタ(例えばWD内のMNAまたはPD0内
のMNB)のゲートを、プリチャージ動作を行わない回
路、すなわち、本例では通常のCMOS回路(PD4な
いしPD7またはAB1)の出力に接続している。この
ようにすると、クロック信号φが必要な回路をアドレス
バッファAB0のみにできる。従って、クロック発生回
路が駆動しなければならない電界効果トランジスタの個
数(ファンアウト数)は64個から4個と1/16にな
る。このようにクロック発生回路のファンアウト数を低
減すると、クロック発生回路の消費電力を著しく低減で
きる。さらに、本例でも請求項2に従って回路を構成し
ているので、電荷の再配分は起こらず、高レベルにある
べき出力が低下するという問題は発生しない。
路図である。本例は図4に示したデコード回路内のワー
ド線駆動回路WD及びプリデコード回路PDの一部に本
発明の半導体論理回路を適用した例を示している。なお
本例では、さらに請求項6に従い、N形論理ブロックを
構成するNチャネル電界効果トランジスタ(例えばWD
内のMNA)のゲート及びP形論理ブロックを構成する
Pチャネル電界効果トランジスタ(例えばPD0内のM
PB)のゲートを、プリチャージ動作を行わない回路、
すなわち、本例では通常のCMOS回路PD4〜PD7
またはAB1の出力に接続している。このようにする
と、クロック信号φが必要な回路をアドレスバッファA
B0のみにできる。従って、クロック発生回路が駆動し
なければならない電界効果トランジスタの個数(ファン
アウト数)は64個から4個と1/16になる。このよ
うにクロック発生回路のファンアウト数を低減すると、
クロック発生回路の消費電力を著しく低減できる。さら
に、本例でも請求項2に従って回路を構成しているの
で、電荷の再配分は起こらず、高レベルにあるべき出力
が低下するという問題は発生しない。
N形論理ブロックを用いて構成し、第2の回路PD0〜
PD3をP形論理ブロックで構成し、さらに第3の回路
WDをN形論理ブロックを用いて構成している。このよ
うにすると、図示したように、AB回路及びPD回路内
のインバータが不要となるので、回路を簡単化できる。
である。本例ではPチャネル電界効果トランジスタMP
2を追加した点のみが図1と異なる。従って、本例でも
図1で述べた議論が同様に成立し、クロック発生回路の
消費電力を低減することができる。なお、本例のように
MP2を追加すると、NLB,MN1のリークの影響を
打ち消すことができる。なお、MP2はリーク補償用の
トランジスタなので、そのサイズは十分小さくてよい。
ャネル電界効果トランジスタを設けても同様の効果が得
られることは明らかである。さらに、以下の実施例で
も、本例と同様の追加を行うと、同様の効果が得られる
ことは明らかである。
である。本例ではPチャネル電界効果トランジスタMP
2とインバータINVを追加した点のみが図1と異な
る。従って、本例でも図1で述べた議論が同様に成立
し、クロック発生回路の消費電力を低減することができ
る。なお、本例のようにMP2とINVを追加すると、
図15と同様NLB,MN1のリークの影響を打ち消す
ことができる。なお、MP2はリーク補償用のトランジス
タなので、そのサイズは十分小さくてよい。
ル電界効果トランジスタを設け、さらにINVを追加す
ると、同様の効果が得られることは明らかである。さら
に、以下の実施例においても、本例と同様の追加を行う
と、同様の効果が得られることは明らかである。
であり、図1に示した回路2個分の機能を実現した例を
示している。すなわち、本例では図1に示した回路のN
形論理ブロックNLBとNチャネル電界効果トランジス
タMN1の接続関係を逆にした回路を2個設け、さらに
それぞれのNLBを共通にして1個にしている。このよ
うにNLBを共通にすると、その分回路を簡単化でき、
回路の占有面積を低減できる。
の再配分が起こり、高レベルにあるべき出力OUTが低
下するという問題が発生する。
である。本例では図17で述べた問題点を解決するため
に、Pチャネル電界効果トランジスタMP3を追加して
いる。このようにすると、プリチャージ期間中にMN1
及びMN2のソースは必ず高レベルVDDに充電される
ので、プリチャージが終了した時に電荷の再配分は起こ
らず、高レベルにあるべき出力OUTが低下するという
問題は発生しない。なお、MP3はプリチャージ用のト
ランジスタなので、そのサイズは十分小さくてよい。
LBがオンしていると、MP3及びNLBを介してVD
DからVSSに貫通電流が流れ、消費電力が増加すると
いう問題が発生する。
である。本例では図18で述べた問題点を解決するため
に、N形論理ブロックNLB内のNチャネル電界効果ト
ランジスタMN3のゲートをPチャネル電界効果トラン
ジスタMP3のゲートに接続している。このようにする
と、プリチャージ期間中にNLBが必ずオフするので、
貫通電流が流れ消費電力が増加するという問題は発生し
ない。
である。本例はデコード回路に請求項7,8,9に記載
の半導体論理回路を適用した例を示している。すなわ
ち、本例では、例えば、プリデコード回路PD0及びP
D1のN形論理ブロックを共通にし、これをアドレスバ
ッファAB1内に移動している(MNA)。また、電荷の
再配分を防止するためにMPAを設け、さらに貫通電流
を防止するためにMNAとMPAのゲートを接続してい
る。また、例えばワード線駆動回路WD0,WD1,WD
2,WD3のN形論理ブロックを共通にし、これをプリ
デコード回路PD4内に移動している(MNB)。また、
電荷の再配分を防止するためにMPBを設け、さらに貫
通電流を防止するためにMNBとMPBのゲートを接続
している。また、例えばプリデコード回路PD4及びP
D6のP形論理ブロックを共通にし、これをアドレスバ
ッファAB2内に移動している(MPC)。また、電荷
の再配分を防止するためにMNCを設け、さらに貫通電
流を防止するためにMNCとMPCのゲートを接続して
いる。このようにNまたはP形論理ブロックを共通にす
ると、その分デコード回路を簡単化でき、回路の占有面
積を低減できる。
である。本例は、図20のアドレスバッファAB1及び
AB3内の出力段の回路構成をド・モルガンの法則(/
(/φ・A)=φ+/A)に基づき変更し、逆相のクロ
ック信号/φを不要にしている点のみが図20と異な
る。
である。本例は、図20の全てのアドレスバッファAB
及びプリデコード回路PDの回路構成をド・モルガンの
法則(/(/A・B)=A+/B)に基づき変更し、回
路を構成するトランジスタの個数を低減している点のみ
が図20と異なる。
である。本例は、図22のアドレスバッファAB0及び
AB2内の出力段の回路構成をド・モルガンの法則(/
(/φ・A)=φ+/A)に基づき変更し、逆相のクロ
ック信号/φを不要にしている点のみが図22と異な
る。
の法則に従って如何様にも変形できる。しかし、図22
及び図23のように本法則を使用してトランジスタの総
数を低減していくと、逆に直列に接続されるトランジス
タの個数が増加し(例えば、図22のWD内の入力段の
Nチャネル電界効果トランジスタとPD4内のNチャネ
ル電界効果トランジスタとAB3内の2個のNチャネル
電界効果トランジスタ、すなわち、合計4個のトランジ
スタは直列接続されている)、回路の速度が遅くなって
しまう。
である。本例では図23で述べた問題点を解決するため
に、アドレスバッファAB及びプリデコード回路PDの
回路構成をド・モルガンの法則(/(/A・B)=A+
/B)に基づき変更し、直列に接続されるトランジスタ
の個数が2を超えないようにしている。このようにする
と、回路の速度が遅くなるという問題は発生しない。
ずに半導体論理回路のプリチャージ動作を行うことがで
きる。従って、クロック発生回路のファンアウト数を低
減でき、クロック発生回路の消費電力を低減することが
できる。
再配分が起こらず、高(低)レベルにあるべき出力OU
Tが低下(上昇)するという問題が発生しない。
コード回路では、クロック発生回路が駆動しなければな
らないデコード回路内の電界効果トランジスタの個数
(ファンアウト数)を半分(64個から32個)、また
は、1/4(64個から16個)にできる。
り、回路のスピードが遅くなるという問題が発生しなく
なる。
タが不要となるので、回路を簡単化できる。またこの
時、従来回路のようにクロック信号が2種類必要とはな
らなくなる。
ならない電界効果トランジスタの個数(ファンアウト
数)を1/16(64個から4個)にでき、クロック発
生回路の消費電力を著しく低減できる。
きるので、その分回路を簡単化でき、回路の占有面積を
低減できる。
再配分が起こらず、高(低)レベルにあるべき出力OU
Tが低下(上昇)するという問題が発生しない。
SSに貫通電流が流れ、消費電力が増加するという問題
が発生しない。
チャネル電界効果トランジスタ、NLB…N形論理ブロ
ック、PCL…低レベルの信号を出力する回路、VSS
…電源電圧、OUT…出力。
Claims (9)
- 【請求項1】一定の周期毎にプリチャージを行い、上記
プリチャージの期間中に必ず低(高)レベルの信号を出力
する第1の回路と、上記第1の回路の出力を入力とする
第2の回路とからなる半導体論理回路において、 上記第2の回路は、ゲートが上記第1の回路の出力に接
続され、ソースが第1の電源に接続されるP(N)チャ
ネル電界効果トランジスタと、ゲートが上記第1の回路
の出力に接続される第1のN(P)チャネル電界効果ト
ランジスタと、他のN(P)チャネル電界効果トランジ
スタで構成されるN(P)形論理ブロックとからなり、
上記第1のN(P)チャネル電界効果トランジスタと上
記N(P)形論理ブロックは直列に接続され、上記P
(N)チャネル電界効果トランジスタのドレインと第2
の電源との間に挿入されており、上記P(N)チャネル
電界効果トランジスタのドレインから信号を出力するよ
うにしたことを特徴とする半導体論理回路。 - 【請求項2】直列接続された上記第1のN(P)チャネ
ル電界効果トランジスタと上記N(P)形論理ブロック
は、上記P(N)チャネル電界効果トランジスタのドレ
インと上記第2の電源との間に、上記N(P)形論理ブ
ロックが上記P(N)チャネル電界効果トランジスタの
ドレインに接続されるように挿入された請求項1に記載
の半導体論理回路。 - 【請求項3】デコード回路が請求項1に記載の半導体論
理回路を用いて構成された半導体論理回路。 - 【請求項4】p(pは2以上の整数)入力の請求項1に
記載の第2の回路がq(qは2以上の整数)個あり、こ
れらをr(rは2以上の整数)個の回路で駆動する半導
体論理回路において、上記r個の回路のそれぞれの出力
は、上記q個の回路のp×q/r個の入力に接続されて
おり、このうちq/r個は上記第1のN(P)チャネル
電界効果トランジスタのゲートに接続され、q×(p−
1)/r個は上記N(P)形論理ブロックに接続されてい
る半導体論理回路。 - 【請求項5】請求項1に記載の上記第1の回路をN
(P)形論理ブロックを用いて構成し、上記第2の回路
をP(N)形論理ブロックを用いて構成した半導体論理
回路。 - 【請求項6】請求項1に記載の第2ないし第m(mは2
以上の整数)のN(P)チャネル電界効果トランジスタ
のゲートを、プリチャージ動作を行わない回路の出力に
接続した半導体論理回路。 - 【請求項7】一定の周期毎にプリチャージを行い、上記
プリチャージの期間中に必ず低(高)レベルの信号を出力
する複数の第1の回路と、上記第1の回路の出力を入力
とする第2の回路とからなる半導体論理回路において、 上記第2の回路は、それぞれのゲートが上記第1の回路
の出力に接続され、ソースが第1の電源に接続される第
1の回路と同数のP(N)チャネル電界効果トランジス
タと、それぞれのゲートが上記第1の回路の出力に接続
され、それぞれのドレインが上記P(N)チャネル電界
効果トランジスタのドレインに接続される第1の回路と
同数の第1のN(P)チャネル電界効果トランジスタ
と、一端が上記第1のN(P)チャネル電界効果トラン
ジスタのソースに共通に接続され、他端が第2の電源に
接続される第2ないし第m(mは2以上の整数)のN
(P)チャネル電界効果トランジスタで構成されるN
(P)形論理ブロックとからなり、上記P(N)チャネ
ル電界効果トランジスタのドレインからそれぞれ信号を
出力するようにしたことを特徴とする半導体論理回路。 - 【請求項8】ドレインが上記第1のN(P)チャネル電
界効果トランジスタのソースに共通に接続され、ソース
が第1の電源に接続され、ゲートが一定の周期毎にプリ
チャージを行いこのプリチャージ期間中に必ず低(高)
レベルの信号を出力する回路に接続されたP(N)チャ
ネル電界効果トランジスタを付加したことを特徴とする
請求項7に記載の半導体論理回路。 - 【請求項9】上記N(P)形論理ブロック内の少なくと
も1個のN(P)チャネル電界効果トランジスタのゲー
トが請求項8に記載のP(N)チャネル電界効果トラン
ジスタのゲートに接続されている半導体論理回路。
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---|---|---|---|
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Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000243089A (ja) * | 1999-02-19 | 2000-09-08 | Fujitsu Ltd | デコーダ回路及びデコード方法 |
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JP2010506346A (ja) * | 2006-10-10 | 2010-02-25 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | メモリアレイの動的ワードラインドライバ及びデコーダ |
WO2012114647A1 (ja) * | 2011-02-22 | 2012-08-30 | パナソニック株式会社 | ワード線起動回路、半導体記憶装置、および半導体集積回路 |
-
1995
- 1995-08-04 JP JP19942095A patent/JP3593389B2/ja not_active Expired - Fee Related
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JP2000243089A (ja) * | 1999-02-19 | 2000-09-08 | Fujitsu Ltd | デコーダ回路及びデコード方法 |
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JP2012123900A (ja) * | 2006-10-10 | 2012-06-28 | Qualcomm Inc | メモリアレイの動的ワードラインドライバ及びデコーダ |
WO2012114647A1 (ja) * | 2011-02-22 | 2012-08-30 | パナソニック株式会社 | ワード線起動回路、半導体記憶装置、および半導体集積回路 |
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