JPH09501492A

JPH09501492A - 物体の変位を測定する方法と装置および電気信号の線型化装置

Info

Publication number: JPH09501492A
Application number: JP7502349A
Authority: JP
Inventors: ホルムラルセン，グンナ; ブリルイェンセン，ヘンリク
Original assignee: エー／エスブリュエルアンドキアル
Priority date: 1993-06-25
Filing date: 1994-06-21
Publication date: 1997-02-10
Also published as: DE69413042D1; WO1995000818A1; US5525900A; EP0708912A1; CA2165975A1; AU7067694A; DE69413042T2; DK76293D0; EP0708912B1

Abstract

(57)【要約】導電性材料からなる物体の変位が測定される。変位を測定するため、物体中に渦電流を生成する電磁界が、物体の近くに間をおいて置かれたトランスデューサによって設定され、トランスデューサのインピーダンスを表す第一電気信号が生成される。この第一電気信号は第一および第二成分を有する第一ベクトルによって表され、第一成分はトランスデューサの特性およびトランスデューサと物体の間の距離に依存する第二ベクトルであり、第二成分は、実数である第一因子と第三のベクトルである第二因子との積である。ここで、第一因子はトランスデューサの特性、トランスデューサと物体の間の距離および物体の特性に依存し、第三のベクトルは実質的にトランスデューサの特性に依存する。第一電気信号は処理されるが、この処理は、物体特性への依存性を実質的に取り除くために、一般に第二成分と垂直な軸上への第一ベクトルの射影をシミュレートすることを含む。本発明はまた電気信号の線型化のための装置に関する。入力信号は正の分数指数を有する多項式関数に近似される。この多項式関数は帰還ループにおいて利用される。

Description

【発明の詳細な説明】発明の名称物体の変位を測定する方法と装置および電気信号の線型化装置本発明は導電性材料からなる物体の変位を測定する方法と装置に関する。渦電流近接プローブあるいはトランスデューサで変位を測定する際、トランスデューサの精度は、物体の３つの本質的なパラメータすなわち導電率、透磁率および温度の変化に対する鋭敏性(sensitivity)により制限される。導電率及び／又は透磁率の変化は、測定物体の材料が不均一であることによるか及び／又は温度の変化による。通常変位トランスデューサはある材料について較正され、もしこの材料が不均一であれば測定した変位は誤ったものとなる。論文「渦電流距離ゲージ」、Ｈ．サトクリフ教授、ＩＥＥ会報、第１２４巻Ｎｏ．５、１９９７年５月において、金属表面の上方での交流ループの場理論が概観され、金属の導電率および透磁率の影響が補償される距離ゲージングの方法の可能性を立証する記載がなされている。サトクリフの方法によれば、高周波一次電流Ｉがプローブコイルに供給され、測定された電磁界Ｖが３つの要素すなわちＶ₁、Ｖ₂ およびΔＶに分割できるという議論がなされている。Ｖ₁ は金属が存在しないときの一次電流Ｉにより誘導される電圧であり、Ｖ₁ はＩに対し９０°進んでおり、そしてＶ₂ はプローブコイルの理想的鏡像により誘導される電圧でありＩに対して９０°遅れており、その電圧の第三の要素ΔＶは、プローブの他のパラメータ関数であることに加えて金属の導電率および透磁率の関数である。しかしながら、広い範囲の条件にわたりΔＶはＩに対し４５°の位相角で進んでいることが結論される。従って−４５°の位相角を有する負荷インピーダンスを導入することによりΔＶの影響を補償し、金属の導電率および透磁率の影響を補償する距離ゲージシステムが、サトクリフにより提案されている。しかしながら、４５°の位相角の仮定は限られた値の作動パラメータに対してのみ有効であり、サトクリフにより提案されたシステムは、導電性材料からなる物体の変位を測定する際に、測定物体の導電率および透磁率の変化を補償するという問題に対し一般的な解決法を提供しない。しかも、サトクリフにより提案されたシステムは導電性材料でコーティングした測定物体に関する用途に対して不適当であることが注目される。材料の厚みを測定するための渦電流トランスデューサの実例がＳＵ−Ａ−１２２３１２９に開示されている。この特許は、作動表面から距離をおいて置かれた補償巻き線を用いて測定物体の導電率の変化を補償するトランスデューサを開示している。１つの渦電流近接検知システムが、ＵＳ−Ａ−４，８７５，００７に開示されている。この特許は、温度変化の影響を低減した検知システムを開示している。温度によるプローブの感度の減少を補償するため、発振器の振幅を制御するネットワークに温度感知素子が設けられている。その発振器は一方は測定プローブであり他方は参照プローブである２つのマッチングしたプローブに交互に給電するものである。このシステムにおいては、システムの線型性および感度の両方を増加させるため、共鳴モードでプローブを作動させる。導電率および透磁率などのような材料パラメータの変化の影響を補償しつつ、導電性材料からなる物体の変位を測定する方法と装置を提供することが本発明の１つの目的である。本発明のもう１つの目的は、温度変化の影響を低減したトランスデューサシステムを提供することである。本発明の別の目的は、電気信号の線型化のためのシステムを提供することにある。このように本発明は、トランスデューサ端子を有し物体の近くに間隔をあけて配置されたトランスデューサによって物体中に渦電流を生成する電磁界を設定することと、第一および第二成分を有し、第一成分はトランスデューサの特性およびトランスデューサと物体の間の距離に依存する第二ベクトルであり、第二成分は、実数である第一因子と第三のベクトルである第二因子との積であり、第一因子はトランスデューサの特性、トランスデューサと物体の間の距離および物体の特性に依存し、第三のベクトルは実質的にトランスデューサの特性に依存するような、第一ベクトルによって表される、トランスデューサのインピーダンスを表す第一電気信号を発生させることと、物体特性への依存性を実質的に取り除くために概ね第二成分と垂直な軸上への第一ベクトルの射影をシミュレートすることを含む第一電気信号の処理とからなる、導電性材料からなる物体の変位を測定する方法を提供する。本発明の方法によるトランスデューサを利用して物体の変位を測定する際に物体の特性への依存性を取り除くためには、第一ベクトルの所望の射影を行うために第一ベクトルの第二成分の方向を知ることが必要であることを理解するべきである。また第二成分の方向すなわち第三ベクトルはトランスデューサの特性の関数であること、すなわちトランスデューサ構成が異なれば射影方向が異なることも理解するべきである。本発明の好ましい方法によれば、第二成分の方向は、トランスデューサと物体の間の距離の関数としての第一電気信号の値を表し、物体の複数の導電性材料を表す複数の曲線の、図形的あるいは数値的最適化により見い出される。第一ベクトルの射影を行うため、得られた第二成分の方向を利用することにより、実質的に第二成分に垂直である第四ベクトルに対応し射影軸を表す第二電気信号を生成し、第一電気信号を生成された第二電気信号で乗算あるいは除算することが望ましい。このようにして射影の結果を表す情報をもつ第三電気信号が得られ、この情報は第一および第二電気信号の位相差に対応する第一ベクトルと第四ベクトルのなす角の関数である。第一電気信号を第二電気信号で乗算する時、得られる第三電気信号は交流及び直流成分を有し、その直流成分は射影の結果の情報を保持している。したがって直流成分の情報を得るためには、乗算あるいは除算の結果を濾波（filter）することがさらに望ましく、この濾波は低域通過濾波(low-pass filtering)であることが望ましい。上記に記載した方法で物体の変位を測定する時、その結果は、電気信号を発生し処理するトランスデューサと電子素子の非線型性のため、トランスデューサと物体の距離の非線型関数になる可能性が高い。しかしながらこの非線型性は、濾波の結果を線型化することにより補償することができる。本発明による好ましい実施態様によれば、入力電流が発振器出力電圧から発生し、その入力電流は実質的に一定の振幅と周波数を持ち、発振器出力電圧の位相と実質的に等しい位相を有して、トランスデューサに供給される。さらに、発振器出力電圧が一定の振幅と周波数を有することが望ましい。トランスデューサに電流を供給する時、トランスデューサのインピーダンスのためトランスデューサに電圧が生じる。このように、第一電気信号はトランスデューサの一対の端子の間の電圧である。さらに、発振器出力電圧に位相偏移(phase shift)を与えることにより第二電気信号を生成するため、発振器出力電圧を用いることができる。位相偏移の角度は、発振器出力電圧と、実質的に第一電気信号の第二成分に垂直なベクトルとのなす角に等しいことが望ましい。温度変化の影響を低減するためには、トランスデューサが少しの程度だけ温度に依存する導電率およびその他の電気的特徴を有する材料からなるコイル巻き線を備えていることが望ましい。さらにトランスデューサが、自己補償的でブリッジネットワークの一部をなす一対のコイルと一対のインピーダンスを備えていることが望ましい。この一対のコイルは一対の離れたコアのまわりに配置されていてもよいが、またそれらは共通のコアのまわりに配置されていてもよい。コアは、磁性材料から作られていることが望ましいが、コアを非磁性材料から作ることも可能である。自己補償トランスデューサを得るためには、コイルの電気値（electric value ）がほんのわずか異なっており、該一対のコイルに対し実質的に同じ電気値を得るために、少なくとも１つのコイルの該電気値を調節手段で調節するならば非常に好都合であることがわかった。調節手段は、導電性材料及び／又は磁化可能な材料で作られかつコイルに対して移動可能な調節部材を備えていることが望ましい。濾波の結果を線型化する際には、この結果はトランスデューサと測定物体の間の距離の多項式関数として表現され、この多項式関数は最小二乗法により得られる。そこでこの線型化は、濾波の結果を少なくとも４次の正整数の指数をもつ第一多項式関数に近似することを含んでいる。この第一多項式関数は、増幅器を備えた回路の帰還ループに用いられる。しかしながら本発明による別の好ましい実施態様によれば、この線型化は、濾波の結果を少なくとも２次のあるいは３次の正の分数指数をもつ第二多項式関数に近似することを含んでいる。この第二多項式関数は、増幅器を備えた回路の帰還ループに用いられる。さらにこの第二多項式関数は、集積回路の共通の基板上に集積したトランジスタにより生成することが望ましい。これらのトランジスタは、上述の多項式関数の生成の際利用する対数化装置と逆対数化装置を電気的に実現するために用いられる。本発明はまた、トランスデューサが物体の近くに間隔をおいて置かれたとき物体中に渦電流を生成する電磁界を設定するトランスデューサを備え、該トランスデューサが、トランスデューサ端子と、トランスデューサのインピーダンスを表す第一電気信号を発生させる手段と、第一電気信号を処理する手段とを備え、該第一電気信号が第一および第二成分を有する第一ベクトルによって表され、第一成分がトランスデューサの特性およびトランスデューサと物体の間の距離に依存する第二ベクトルであり、第二成分は、実数である第一因子と第三のベクトルである第二因子との積であり、第一因子はトランスデューサの特性、トランスデューサと物体の間の距離および物体の特性に依存し第三のベクトルは実質的にトランスデューサの特性に依存し、該処理が物体特性への依存性を実質的に取り除くために一般に第二成分と垂直な軸上への第一ベクトルの射影をシミュレートすることを含む、導電性材料からなる物体の変位を測定するためのトランスデューサシステムあるいは装置に関する。第二成分と垂直な軸上への第一ベクトルの射影をシミュレートするためには、上記に記載したような本発明の方法により第二成分の方向を決定する。しかしながら第二成分に関する必要な情報を提供する他のどの方法でも用いることができる。第二成分の方向に関する情報は処理手段に記憶させることができ、トランスデューサシステムあるいは装置の好ましい実施態様においては、処理手段はさらに、実質的に第二成分と垂直な第四ベクトルに対応し射影の方向を表す第二電気信号を発生させる手段と、第一電気信号を生成された第二電気信号で乗算あるいは除算する手段とを備える。第三電気信号は乗算あるいは除算手段の出力であり、この第三電気信号は交流と直流成分の和で表され、直流成分はシミュレートした射影の結果を表すのに十分な情報を含んでいる。このように射影を表すデータを表している結果を得るために、第三電気信号を濾波するが、トランスデューサシステムあるいは装置か乗算あるいは除算手段の出力の濾波のための手段をさらに備えていることが望ましく、濾波手段は低域通過濾波用の手段であることが望ましい。上述したように、濾波手段の出力は非線型になる可能性が高く、トランスデューサシステムあるいは装置は濾波手段の出力を線型化する手段をさらに備えることが望ましい。トランスデューサシステムあるいは装置の好ましい実施態様によれば、第一電気信号の発生手段は、発振器出力電圧を生成する発振器手段と、トランスデューサへの入力電流を生成する手段とをさらに備え、その入力電流は実質的に一定の振幅と周波数を持ち、発振器出力電圧の位相と実質的に等しい位相を有している。さらに発振器手段は実質的に一定の周波数の出力電圧を生成できることが望ましく、その周波数は０．１から１０ＭＨｚの範囲にあることが望ましく、１ＭＨｚであることがさらに望ましい。しかしながらこの周波数は上に述べた０．１から１０ＭＨｚの範囲に限定されないということを理解すべきである。またトランスデューサシステムあるいは装置は、処理手段の一部となる、第一電気信号を増幅するための増幅手段をさらに備えることが望ましく、該第一電気信号はトランスデューサ端子間の電圧であることが望ましい。第二成分の方向に関する情報は、発振器出力電圧ベクトルと、実質的に第一電気信号の第二成分に垂直なベクトルとのなす角として与えられ、トランスデューサシステムあるいは装置の望ましい実施態様においては、第二電気信号を生成する処理手段は、発振器出力電圧に位相偏移(phase shift)を与える移相手段はさらに備え、そのことにより第二電気信号を得る。該移相手段は、発振器出力電圧と、第一電気信号の第二成分に実質的に垂直なベクトルとのなす角に等しい位相偏移の角度を与えることが望ましい。測定物体の温度変化の影響は上記のシステムあるいは装置を用いることにより実質的に除去されることを理解するべきである。しかしながら一般的に温度に依存しない変位の測定を行うためにトランスデューサ自身の温度変化の影響もまた最小にするべきである。このように本発明はまた上記のトランスデューサシステムあるいは装置において用いることのできるトランスデューサに関する。このトランスデューサは、コイルを備えることができるが、そのコイルは温度の関数としての材料パラメータにおける変化の少ない材料で作られていることが望ましい。トランスデューサは、入力および出力電流端子と、全体として相似の１対のコイルすなわち測定コイルおよび参照コイルと、実質的に同じ値をもつ１対のインピーダンスとを備え、その２つのコイルと２つのインピーダンスが平衡回路の一部を形成し、その平衡回路の２つの平衡点において１対の出力電圧端子が形成されていることが望ましい。さらにトランスデューサは２つのコイルを巻き付けるための２つのコアあるいは共通コアおよび平衡回路のつりあいをとるための調節コアとを備えることが望ましく、その２つのコアあるいは共通コアは２つのコイルが配置されるための異なった長さの凹部を備えることが望ましい。装置の望ましい実施態様によれば、線型化手段は、濾波手段の出力を少なくとも４次の正の整数の指数を有する第一多項式関数に近似する手段を備える。また、回路手段は帰還ループを備えて、第一多項式関数をその帰還ループにおいて使用する。さらに本発明は電気信号の線型化のための線型化装置に関し、本発明によるトランスデューサシステムあるいは装置においてその装置が使用され、そして該線型化装置は、入力信号を少なくとも２次のあるいは望ましくは３次の正の分数の指数を有する多項式関数に近似する手段を備える。線型化手段は、また帰還ループを持ち多項式関数をその帰還ループにおいて使用する回路手段をも備えていることが望ましい。該線型化装置の望ましい実施態様において、近似手段は、共通の基板上に少なくとも３つのそして望ましくは４つのトランジスタを有する集積回路を備え、該トランジスタは分数の指数を有する多項式関数を生成するために使用される。さて本発明は以下の図面を参照してさらに詳細に記述される。図１は、変位トランスデューサのブロックダイアグラムを示す。図２は、本発明によるインピーダンス射影の原理を示す。図３は、本発明の望ましい実施態様による電圧射影の原理を示す。図４は、本発明のシステムの望ましい実施態様を示すブロックダイアグラムである。図５は、本発明のシステムの別の実施態様を示すブロックダイアグラムである。図６は、単一コイルを有する測定プローブのインピーダンスあるいは電圧の相対変化を示す。図７は、本発明の望ましい実施態様による平衡回路において接続された２つのコイルを有する測定プローブの概略図である。図８は、例えば図７に示された平衡測定プローブのインピーダンスあるいは電圧の相対変化を示す。図９は、調節コアの配置を示す平衡プローブの断面図である。図１０は、トランスデューサ出力の非線型性を示す。図１１は、図４および５のシステムの非線型出力の線型化のための回路設計のブロックダイアグラムである。図１２は、入力を任意の羃にあげるための回路設計のブロックダイアグラムである。図１３は、図４および５のシステムの非線型出力の線型化のための回路設計の望ましい実施態様を示すダイアグラムである。図１は、本発明の変位トランスデューサシステム１０の原理を示すブロックダイアグラムである。このシステムは、プローブあるいはトランスデューサ１１を備え、コイル１２に高周波交流信号が供給されて、図１の点線で示される電磁界が発生する。交流信号は、発振器／復調器装置１３により供給されるが、この装置内でプローブあるいはトランスデューサ出力の処理も行われている。トランスデューサ１１の動作モードは、導電性測定物体１４の中で発生する渦電流によっておこる電磁界の変化に基づいており、この電磁界の変化はコイル１２のインピーダンス変化を測定することにより検出される。以下に記述するような検出器システム１０を用いることにより、測定する物体１４の導電率および透磁率の変動の影響を補償することができる。導電率および透磁率の変動を補償する際、測定する物体１４の温度変化の影響も補償される。そこで、以下に記述するように温度変化の影響を最小にしたプローブ配置１１を選ぶことにより、全体としてのトランスデューサシステム１０に対する温度変化の影響が最小になる。本発明の原理は、コイル１２を備えているもの以外のプローブ配置１１に対しても有効であるということが強調されるべきである。プローブあるいはトランスデューサ１１は例えば導電性材料でできた箔片（foil）として形成してもよく、その他の好適な形態を有していても良い。図２のダイアグラムは、本発明により提供されるインピーダンス射影の原理を示す。この原理は、図１のコイル１２のインピーダンスベクトルＺｓが２つのインピーダンスの和として表されることが発明者によって発見されたという事実に基づく。（１）Ｚｓ＝Ｚ₁＋γＺ₂ ここでＺ₁はコイル１２のパラメータ（寸法と電気的パラメータ）およびコイル１２と物体１４との間の距離Ｘの関数であるベクトルであり、Ｚ₂ はコイル１２のパラメータのみの関数であるベクトルであり、γは、コイル１２と物体１４との間の距離Ｘの関数であるとともにコイル１２のパラメータおよび測定物体１４のパラメータの関数であるような実数である。このようにＺ₂ 方向の単位ベクトルは、測定物体１４のパラメータよびコイル１２と物体１４との間の距離Ｘと独立である方向を持つようになる。従ってＺ₂ の方向に垂直な軸上にインピーダンスＺｓが射影されるアルガン図表を利用することにより、測定物体１４の材料に独立な変位測定を行うことができる。この射影により得られたベクトルＺｐはコイル１２と物体１４との間の距離の測定値を表し、従って物体１４の相対変位を測定するために用いることができる。図２において、コイル１２のインピーダンスＺｓは、コイル１２と物体１４との間の距離Ｘの関数として、４つの異なる材料でできた測定物体１４に対して、アルガン図表上で描かれており、射影によって得られたベクトルＺｐが、いかに材料と独立であるか、したがって測定物体のパラメータと独立であるかか示されている。物体１４の変位を測定する際、Ｚｐの値を用いることにより、測定物体１４の導電率、透磁率および温度の変化の影響を最小にできる。しかしながら、ベクトルＺ₁ はコイル１２あるいはプローブ１１のパラメータの関数であるので、Ｚｐの値もまた距離Ｘの関数である以外にこれらのパラメータの関数になることに注目すべきである。図２に示す射影の原理によれば、Ｚ₂ およびＺｐの方向はコイル１２あるいはプローブ１１のパラメータのみの関数になる。従って、図２に示す例は１つの特定のコイル１２あるいはプローブ１１の配置に対するものであり、別のプローブ１１の配置であれば射影ベクトルＺｐの方向が違ったものになるので、Ｚ₂ の方向は各々のプローブ１１に固有の定数であるということを理解するべきである。したがって、異なる材料の測定物体および異なる距離Ｘの値に対してインピーダンスＺｓの一連の測定を行うことにより、Ｚ₂ の方向を決定することができる。このようにして得られたインピーダンスＺｓの値は図２に示されるように距離Ｘの関数としてダイアグラムで図示することかでき、図形的あるいは数値的最適化により、それぞれの距離Ｘの値に対してそれぞれの曲線の測定点を通って一組の平行線を描くことができる。ここで、これらの測定点は測定したインピーダンスＺｓの値を表す。このようにして得られた平行線の方向は、Ｚ₂ の方向に等しい。発振器の出力電圧Ｖosc から生成されたプローブ電流Ｉoscを用いる際、Ｉosc がＶoscと同位相であり一定の振幅と周波数を有している。このとき、簡単のためコイル１２のインピーダンスの値をコイル１２あるいはトランスデューサ１１の出力端子間の電圧で置き換えることができ、すなわちＺｓ、Ｚ₁ 、Ｚ₂ およびＺｐがＶｓ、Ｖ₁ 、Ｖ₂ およびＶｐに相当する。このことは図３に示され、コイルＶｓの出力電圧ベクトルの測定値が、アルガン図表中で異なる材料に対して距離Ｘの関数として示されている。図３において、Ｚ₂ の方向を与える平行線と実電圧軸とのなす角がψ₁として示されている。そこで射影軸の角ψｒは次の式で与えられ、（２） ψｒ＝ψ₁＋π/2 射影の角度ψｐは次の式で与えられる。（３） ψｐ＝ψｒ−ψｓここでψＳは、実電圧軸と出力電圧ベクトルＶｓとのなす角である。射影軸の方向は、Ｖosc から生成される参照電圧ベクトルＶｒにより表される。従ってベクトルＶｒは、Ｖosc と比較したとき一定の振幅、位相および振動周波数をもつ。電圧ベクトルＶｓのベクトルＶｒ上の射影は次のように射影ベクトルＶｐによって表される。（４）Ｖｐ＝Ｖｒ（Ｖｓ・Ｖｒ）／｜Ｖｒ｜² これは次のように書ける。（５）Ｖｐ＝Ｖｒ (｜Ｖｓ｜｜Ｖｒ｜cos(ψｐ))｜Ｖｒ｜² Ｖｒの振幅、位相および周波数が定数であるので、等式（５）からＶｐの大きさは次の式で与えられることが導き出される。（６）｜Ｖｐ｜＝Ｋｒ｜Ｖｓ｜cos（ψｐ）ここでＫｒは｜Ｖｒ｜に等しい定数である。等式（６）の結果は、参照電圧ベクトルＶｒにコイル出力電圧ベクトルＶｓを乗算することにより実現することができる。電圧が周波数ωの正弦波ならば、ＶｒおよびＶｓの実数値は、時間ｔの関数として次の式で書くことができる。（７）Ｖｒ＝Ａrcos（ωｔ＋ψｒ）Ｖｓ＝Ａscos（ωｔ＋ψｓ）ここでＡｒおよびＡｓは、電圧の振幅を表す定数である。ＶｒとＶｓを乗算することにより、結果Ｖｏが次のように得られる。（８）Ｖｏ＝ 1/2（ＡｒＡｓ）（cos(２ωｔ＋ψｒ＋ψｓ)＋ cos（ψｒ−φｓ））発振器の周波数ωは測定物体の移動により振幅変調された搬送波周波数とみなされる。搬送波周波数は移動の変調周波数より何倍か大きい。等式（８）から、Ｖｏに対する表現は、直流成分と、２倍の周波数２ωを有する成分に対応する、ωの和と差である周波数を含むことがわかる。そこで、適当な低域通過濾波を用いることにより、倍周波数２ω成分を除去し直流成分を保持することができる。従って復調した結果Ｖodem は次の式で与えられる。（９）Ｖodem＝1/2（ＡｒＡｓ）cos（ψｒ−ψｓ）＝1/2（ＡｒＡｓ）cos（ψｐ）参照電圧Ｖｒの振幅Ａｒが定数であるので、上記の式から、等式（９）は等式（６）と同じ形を持っていることがわかり、従って等式（９）の結果は射影の結果を表すために用いることができ、この結果は、コイルあるいはトランスデューサ出力電圧Ｖｓの振幅Ａｓと射影の角ψｐの関数である。この発明のトランスデューサ原理に沿った上述の電圧射影の実現のための電子システムの望ましい実施態様が、図４に示されている。ここで発振器２１が、概ね一定の振幅、位相および周波数を有する正弦波の出力電圧Ｖosc を供給している。出力周波数は０．１から１０ＭＨｚの範囲にあり、望ましくは約１ＭＨｚである。電圧から電流への変換器２２はプローブ電流Ｉosc を発生させるが、その電流Ｉosc は一定の振幅をもち、Ｖosc と同じ位相と振動数をもつ。プローブ電流Ｉosc は、トランスデューサの電流入力端子を通じてトランスデューサ１１の中の測定コイルに供給され、そのコイルにおいて電磁界が発生しそれにより測定物体１４中に渦電流を発生させる。トランスデューサあるいはプローブの出力電圧Ｖｓに等しい測定コイルの出力電圧は、トランスデューサ１１の出力端子から、増幅装置２３に供給され、その増幅装置においてプローブ電圧Ｖｓは増幅因子Ａｖで増幅され、得られた結果ＡｖＶｓは増幅装置２３の入力Ｖｓと同じ位相をもっている。図４のシステムはまた、前の記述に沿って図形または数値的最適化によりあらかじめ設定された射影軸の角ψｒに等しい角だけ、発振器出力電圧Ｖosc あるいは一定の振幅を有しＶosc と同じ周波数と位相をもつ電圧を移相する移相装置２４を備える。移相装置２４の出力は、一定の振幅をもち、電圧Ｖosc と同じ周波数を有し、かつ電圧Ｖosc の位相と比較したとき角ψｒだけ偏移(shift)した位相をもつ参照電圧Ｖｒである。移相装置２４の出力Ｖｒと増幅装置２３の出力ＡｖＶｓは乗算装置２５を用いて乗算され、次の出力電圧を生成する。（10）Ｖos＝（ＡｖＶｓ）Ｖｒこの出力は電圧Ｖosc の倍周波数２ωをもつ成分と直流成分を有する。乗算装置の出力を低域通過濾波器２６を用いて濾波することにより、所期の射影ベクトルＶｐの大きさ｜Ｖｐ｜に対応する、復調した直流出力Ｖosdem が得られる。本発明のトランスデューサ原理による上述の電圧射影の実現のための電子的システムのもう１つの実施例が，図５に示されている。図５のシステムは図４のシステムとほとんど同じであるが、移相装置２４に供給される電圧が発振器出力Ｖ osc のような正弦波ではない。そのかわり、一定の振幅、およびＶosc と同じ周波数ωと位相をもつ対称な矩形波電圧信号Ｖsqが、移相装置２４に供給される。このように、矩形波参照電圧Ｖrsq が、移相装置２４からの出力として得られるが、ここでＶrsq は電圧Ｖsqに比較して参照角度ψｒだけ移相されている。電圧Ｖｓが正弦波つまり図４と同じ電圧でありかつＶrs q が同じ周波数ωの対称矩形波であるとき、フーリエ解析を用いて、図５による乗算装置の出力（11）Ｖosq ＝（ＡｖＶｓ）Ｖrsq は、直流成分と発振周波数ωの全ての偶数調和成分の和として書き表されることを示すことができる。出力Ｖosq を低域通過濾波することにより、変調された出力Ｖosqdemが得られ、直流成分のフーリエ和として書き表すことができる。（12）Ｖosqdem ＝ＡvＡsΣＡnｃｏｓ（ψｐ）ここでＡｖは増幅装置２３の増幅因子であり、ＡｓはＶｓの振幅で、Ａｎは矩形波参照電圧Ｖrsq のフーリエ係数であり、和はｎ＝１からｎが無限大までわたる。フーリエ係数の和ΣＡｎは定数であるので、等式（１２）の結果は、等式（６）からの射影ベクトルの所期の大きさ｜Ｖｐ｜に対応することがわかる。上述のようにトランスデューサ出力電圧Ｖｓを測定することにより、単一コイルトランスデューサの測定コイルのインピーダンス変化を測定するとき、Ｖｓの大きさは、測定コイルの前における測定物体の移動あるいは変位の結果によるコイルのインピーダンス変化に相当する、Ｖｓの大きさの変化Δ｜Ｖｓ｜の数倍程度以上大きい。このことは図６に示されており、図３の電圧曲線がより現実的なスケールで描かれている。図６からわかるようにコイルのインピーダンスの変化は、コイルの名目インピーダンスに比べると相対的に小さい。本発明の望ましい実施態様の原理は、測定コイル中に一定の振幅のプローブ電流Ｉosc を通し、コイル両端の電圧Ｖｓを測定することを含むので、プローブ電流Ｉosc の好ましくない変化はコイル両端の電圧に誤りを生じる結果となり、この誤電圧はプローブ電流の好ましくない変化に比例する。しかしながらこの誤電圧は、測定物体の変位から生じるＶｓの変化Δ｜Ｖｓ｜に比較して非常に大きい。プローブ電流Ｉosc のこの変化の影響を克服するため、本発明による好ましい実施態様は図７に示される自己補償トランスデューサ３０を用いることである。この自己補償トランスデューサ３０は相似形あるいは概相似形の一対のコイル３１およぴ３２すなわち直列に接続した測定コイル３１と参照コイル３２、および実質的に同じ値をもち直列に接続した一対のインピーダンス３３と３４を備え、２つのインピーダンス３３と３４の値が２つのコイル３１と３２のインピーダンス値よりもずっと大きく、２つのコイル３１と３２および２つのインピーダンス３３と３４が平衡したあるいは実質的に平衡した回路の一部を形成し、出力電圧Ｖｓを測定するための一対の出力電圧端子が、それぞれ直列接続したコイル３１と３２および直列接続したインピーダンス３３と３４の中心点すなわち平衡回路の２つの平衡点において形成されている。プローブ電流Ｉosc を供給するための一対の電流入力端子が、それぞれ参照コイル３２の入力と測定コイル３１の出力に形成されている。図７に示す自己補償トランスデューサ３０においては、プローブ電流の大きさの変化から生じる測定コイル３１の両端間の電圧変化が、参照コイル３２の両端間の同様の電圧変化によって平衡（balance）される。さらに温度変化に伴う測定コイル３１のパラメータの変化から生じる電圧変化も、参照コイル３２の両端間の同様の電圧変化によって平衡される。図４および図５のシステムにおける図７に示した自己補償トランスデューサ配置３０を用いる時、測定したトランスデューサ出力電圧Ｖｓは、自己補償トランスデューサ３０のコイル３１と３２の近傍に物体１４がないとき平衡されるが、これは図８に示すアルガン図表において原点にある「無限」遠点に対応する。図７に示す自己補償トランスデューサ３０の望ましい実施態様においては、２つのコイル３１および３２が磁気コアのような共通のコア４１上に巻かれており、図９に示すように２つのコイル３１および３２はコア４１の両端に形成された対応する凹部４２と４３に配置されている。図９に示すように２つの凹部４２と４３の長さは異なっており、測定コイルの凹部４２の長さは参照コイルの凹部４３の長さよりも長い。このような異なる長さの凹部を有する配置を用いる時、回路の平衡をとるため調節コアあるいはトリムコア４４を用いることにより最短の凹部をもつコイルを調節あるいは調整（trim）することができる。これはまた図９に示され、ブリッジつまり「平衡」回路の平衡をとるため参照コイル３２に生起する電磁界にトリムコア４４が影響を与えるように、トリムコア４４が参照コイル３２の近傍に置かれている。トリムコアすなわち調節部材４４は、導電性材料及び／又は磁化可能材料で製造される。望ましい実施態様においては、作動の共鳴モードの外で機能するトランスデューサ配置が選ばれる（共鳴モードの作動においては、コイル３１と３２の自己誘導およびコイルの電気容量の間に共鳴が存在する）。このように、システムが共鳴モードの外で作動することを保証し、例えば温度の変化のようなケーブルの電気容量の変化がトランスデューサ機能に少しの影響だけしか及ぼさないようにするために、トランスデューサコイル３１と３２のインピーダンスは、比較的小さな値を有するよう選ばれる必要がある。コイル３１と３２のインピーダンスを低くすることによって、トランスデューサから高い出力電圧Ｖｓを取り出すことができるように，トランスデューサに比較的高いプローブ電流Ｉosc を供給する必要がある。上述のトランスデューサに用いられるコイル３１と３２については、温度の関数としての材料パラメータの変動が少ない材料によってコイル３１と３２がつくられていることが望ましい。射影ベクトルの大きさ｜Ｖｐ｜に対応する図４および５のシステム出力Ｖosde m およびＶosqdemは、トランスデューサ１１の測定コイル１２と３１および測定物体１４の間の距離Ｘの変化の関数である。そして前記のセクションにおいて記述したような距離Ｘの変化の関数として所期のトランスデューサシステムの出力が供給される。しかしながら、これらのシステム出力は線型ではない。これは図１０に示すように、トランスデューサ出力電圧Ｖｓが、測定コイル１２と３１および物体１４の間の距離Ｘの変化の関数として線型に変化しないからである。図中、射影ベクトルの大きさ｜Ｖｐ｜が、距離Ｘの関数として示され、所期の線型トランスデューサ出力電圧Ｖｆと比較されている。最後のトランスデューサシステム出力電圧Ｖｆは、コイル１２と３２および測定物体１４の間の距離Ｘの変化の線型関数であるべきであるので、図４あるいは５のシステムに沿ってシステム出力を線型化する必要がある。システム出力電圧に、距離Ｘの関数としてのシステム出力の逆数関数を乗算することにより、正確な線型化が得られる。システム出力は、最小２乗法で得られる次数ｎの多項式関数Ｔ（ｘ）として表現される。Ｔ（ｘ）は次のように書くことができる。（13）Ｔ(x)＝ｃ₀＋ｃ₁(x)＋ｃ₂(x)²＋ｃ₃(x)³＋…＋ｃ_n(x)ⁿ ここでｃ_nは実数であり、ｎは正の整数である。多項式関数Ｔ（ｘ）は電子メモリに記憶することができ、そこから、システム出力電圧の線型化を実行するため、Ｔ（ｘ）あるいは１／Ｔ（ｘ）の値が取り出される。逆数関数１／Ｔ（ｘ）を電気的に実現するために、図１１の線型化回路ダイアグラム５０に示されるように演算増幅器５２の帰還ループ５１に多項式関数Ｔ（ｘ）が置かれる。図１１のダイアグラムにおいて非線型電圧信号Ｖinが抵抗Ｒ５４を通して演算増幅器５２のＶ．入力５３に入力電流を供給し、非線型電圧信号の多項式関数Ｔ（ｘ）が増幅器５２の帰還ループ５１に置かれる。Ｖ．入力５３においてＶout により加算点に供給される電流が、Ｖinによって生成される入力電流に等しくかつ逆向きであるように、演算増幅器がＶout を制御することにより、演算増幅器の出力Ｖout がＸについて線型化される。これは、非線型信号Ｖinに逆数トランスデューサ関数１／Ｔ（ｘ）を乗算することに相当する。実際上は、任意に高い次数ｎの多項式関数Ｔ（ｘ）を電気的に実現するのは好都合ではなく、通常ｎとして可能な最小の値が選ばれ、そして経験によればｎが４次の多項式関数Ｔ（ｘ）を用いることにより、ほど良い線型化が得られる。多項式関数Ｔ（ｘ）を生成する上での困難な部分はｘをｎの羃に上げることである。このｘの昇羃は、一連の乗算装置を用いるか、あるいは対数及び／又は逆対数機能を実行する電子装置を用いることにより行われる。対数および逆対数機能を用いることにより、次の等式が得られる。（14）（ｘ）ⁿ＝Ａｌｏｇ（ｌｏｇ（（ｘ）ⁿ））＝Ａｌｏｇ（ｎｌｏｇ（ｘ））等式１４を用いることにより、ｎの値は正の分数を含むどの様な実数にもなり得るので、ｎの値は正の整数に限定されない。入力電圧信号を任意の羃に上げるブロックダイアグラムが、図１２に示されている。そこでは入力信号Ｖinが対数装置６１に印加され、その出力が帰還ループをもつ演算増幅器６２によって５（１＋Ｒ２／Ｒ１））倍に乗算され、演算増幅器の出力が逆対数装置６３によって処理されて、出力電圧Ｖout となる。図１２のダイアグラムにおいて、出力と入力電圧の間の関係は次の式で表される。（15）Ｖout ＝Ｖin^r ここでｒの値は次の式で表される。（16）ｒ＝１＋（Ｒ２／Ｒ１）図１２の対数および逆対数装置６１と６３は、電気的には、トランジスタを用い、コレクタ電流Ｉｃとベース−エミッタ電圧Ｖbeの間の指数関数的関係を利用して実行される。この指数関数的関係は、自然対数を用いて次の式で表すこともできる。（17）Ｖbe＝（ＫＴ／ｑ）１ｎ（Ｉｃ／Ｉｅｓ）ここでｑは電子の電荷であり、Ｋはボルツマンの定数であり、Ｔはケルビンで表した絶対温度であり、Ｉesはトランジスタの固有エミッタ漏れ（leakage）電流である。１ｎ(Ｉｃ／Ｉｅｓ)の値はトランジスタの温度の強い関数(strong fu nction)であり、ディスクリートなトランジスタと比較してトランジスタ毎に大きな変動がある。しかしながら、１つの集積回路の同一の基板の上に４つのほとんど同一のトランジスタを形成することが可能であり、そのことによりこれら４つのトランジスタについて得られたＩesの値はほとんど同じであり、またそれによってこれら４つのトランジスタについてほとんど同一の動作温度が保たれる。４つのほとんど同一のトランジスタにより、等式（１３）による次数３の多項式関数Ｔ（ｘ）を生成することが可能である。しかしながら、これはトランスデューサシステム出力の要求される線型性を満たすためには十分ではない。しかし、次数３の実数を用いた多項式関数Ｔ’（ｘ）によって、次数４の正整数を用いた多項式関数Ｔ（ｘ）から得られるのとほとんど同じ線型性が得られることが見いだされた。そこでＴ’（ｘ）は次の式で書き表される。（18）Ｔ’（ｘ）＝ｃ₀＋ｃ₁（ｘ）＋ｃ₂（ｘ）^r1＋ｃ₃（ｘ）^r2 ここでｃｎ、ｒ₁およびｒ₂は実数である。等式（１８）のＴ’（ｘ）の機能は、上述のように同一基板上に形成された４つのマッチングしたトランジスタを用いることにより実現される。図１３に、等式（１８）の多項式関数を用いることにより非線型電気信号を線型化するための電子回路７０の望ましい実施態様のダイアグラムを示す。図１３の回路において、適当な抵抗値を選ぶことにより、係数ｃ₀からｃ₃と指数ｒ１およびｒ２を独立に調節することができる。図１３の線型化回路７０は、２つの帰還ループ７２と７３、すなわち能動ループ７３および受動ループ７２を有する演算増幅器７１を備える。受動ループ７２は等式（１８）のｃ₀＋ｃ₁（ｘ）部分に対応し、能動ループ７３はこの等式のｃ₂ （ｘ）^r1＋ｃ₃（ｘ）^r2の部分に対応する。２つのループ７２と７３からの電流は、増幅器７１のマイナス入力Ｖ．７４において加算される。入力電圧Ｖ in（ｘ）は非線型電圧であるので、入力電圧によって増幅器７１の加算点Ｖ．７４に供給される電流は非線型電流である。この非線型電流は、受動（線型）および能動（非線型）帰還ループ７２と７３を通って供給される逆方向の電流によって、平衡(balance)されるので、帰還ループ７２と７３は非線型インピーダンスとみなされる。本発明はその望ましい実施態様について示され記述されているが、本発明の精神と範囲から離れることなく、その中において様々の他の変形やそれへの追加を行うことができることを理解するべきである。したがって関連する信号を処理するコンピュータを備える他の実施態様は、本発明の一部である。

【手続補正書】特許法第１８４条の８【提出日】１９９５年６月２１日【補正内容】請求の範囲１．第一および第二成分を有し、第一成分はトランスデューサ（１１、３０）の特性およびトランスデューサ（１１、３０）と物体（１４）の間の距離に依存する第二ベクトルであり、第二成分は実数である第一因子と第三のベクトルである第二因子との積であり、第一因子はトランスデューサ（１１、３０）の特性、トランスデューサ（１１、３０）と物体（１４）の間の距離および物体（１４）の特性に依存し、第三のベクトルは実質的にトランスデューサ（１１、３０）の特性に依存するような、第一ベクトルによって表され、かつトランスデューサ（１１、３０）のインピーダンスを表す第一電気信号を発生させることと、物体（１４）の特性への依存性を実質的に取り除くために、該第二成分の方向を知って、概ね第二成分と垂直な軸上への第一ベクトルの射影をシミュレートすることを含む第一電気信号の処理とからなることを特徴とし、トランスデューサ端子を有し物体（１４）の近くに間をおいて置かれたトランスデューサ（１１、３０）によって物体（１４）中に渦電流を生成する電磁界を設定することにより、導電性材料からなる物体（１４）の変位を測定する方法。２．第二成分の方向が、トランスデューサ（１１、３０）と物体（１４）の間の距離の関数としての第一電気信号の値を表し、物体（１４）の複数の導電性材料を表す複数の曲線を、図形的あるいは数値的に最適化をすることにより見い出される、請求項１記載の方法。３．該処理が、実質的に第二成分に垂直である第四ベクトルに対応し射影軸を表す第二電気信号の生成と、第一電気信号を、生成された第二電気信号で乗算あるいは除算することとをさらに含む、請求項１または２記載の方法。４．該処理が、さらに乗算あるいは除算の結果を濾波することを含み、濾波が望ましくは低域通過濾波である、請求項３記載の方法。５．該処理がさらに濾波の結果を線型化することを含む、請求項４記載の方法。６．発振器出力電圧から発生し、実質的に一定の振幅と周波数を持ち、発振器出力電圧の位相と実質的に等しい位相を有する入力電流が、トランスデューサ（１１、３０）に供給される、請求項１から６までの何れかに記載の方法。７．第一電気信号が、トランスデューサ（１１、３０）の一対の端子の間の電圧である、請求項１から６までの何れかに記載の方法。８．第二電気信号が、発振器出力電圧に位相偏移(phase shift)を与えることにより生成される、請求項６または７記載の方法。９．位相偏移の角度が、発振器出力電圧と、実質的に第一電気信号の第二成分に垂直なベクトルとのなす角に等しい、請求項８記載の方法。１０．トランスデューサ（１１、３０）が、わずかな程度だけ温度に依存する導電率およびその他の電気的特徴を有する材料からなるコイル巻き線を備えている、請求項１から９までの何れかに記載の方法。１１．トランスデューサ（１１、３０）が、自己補償的で、ブリッジネットワークの一部をなす一対のコイル（３１、３２）と一対のインピーダンス（３３、３４）を備えている、請求項１から１０までの何れかに記載の方法。１２．コイル（３１、３２）が共通の磁気コア（４１）のまわりに配置されている、請求項１１記載の方法。１３．コイル（３１、３２）の電気値（electric value）がほんのわずか異なっており、該一対のコイル（３１、３２）に対し実質的に同じ電気値を得るために、少なくとも１つのコイル（３１、３２）の該電気値を調節手段（４４）で調節する、請求項１１あるいは１２記載のの方法。１４．調節手段（４４）が、導電性材料及び／又は磁化可能な材料で作られ、かつコイル（３１、３２）に対して移動可能な調節部材を備える、請求項１３記載の方法。１５．線型化が、濾波の結果を少なくとも４次の正整数の指数をもつ第一多項式関数に近似することを含む、請求項５から１４までの何れかに記載の方法。１６．多項式関数が、増幅器（５２）を備えた回路の帰還ループ（５１）に用いられる、請求項１５記載の方法。１７．線型化が、濾波の結果を少なくとも２次の正の分数指数をもつ第二多項式関数に近似することを含む、請求項５から１４までの何れかに記載の方法。１８．第二多項式関数が、少なくとも３次の正の分数指数を有する、請求項１６記載の方法。１９．多項式関数が、増幅器（７１）を備えた回路の帰還ループ（７２、７３）に用いられる、請求項１７または１８記載の方法。２０．多項式関数が、集積回路の共通の基板上に集積したトランジスタにより生成される、請求項１７から１９までの何れかに記載の方法。２１．トランスデューサ端子を有し、物体（１４）の近くに間隔をおいて置かれたとき物体（１４）中に渦電流を生成する電磁界を設定するトランスデューサ（１１、３０）を備え、トランスデューサ（１１、３０）のインピーダンスを表し、かつ第一および第二成分を有する第一ベクトルによって表され、第一成分はトランスデューサ（１１、３０）の特性およびトランスデューサ（１１、３０）と物体（１４）の間の距離に依存する第二ベクトルてあり、第二成分は、実数である第一因子と第三のベクトルである第二因子との積であり、第一因子はトランスデューサ（１１、３０）の特性、トランスデューサ（１１、３０）と物体（１４）の間の距離および物体（１４）の特性に依存し、第三のベクトルは実質的にトランスデューサ（１１、３０）の特性に依存する、第一電気信号を発生する手段（１３）と、物体（１４）の特性への依存性を実質的に取り除くために、該第二成分の方向を知って、概ね第二成分と垂直な軸上への第一ベクトルの射影をシミュレートすることを含む、第一電気信号を処理する手段（１３）と、をさらに備えることを特徴とする、導電性材料からなる物体（１４）の変位を測定するための装置。２２．処理手段がさらに、実質的に第二成分と垂直な第四ベクトルに対応し射影の方向を表す第二電気信号を発生させる手段（１３）と、生成された第二電気信号で第一電気信号を乗算あるいは除算する手段（２５）とを備える、請求項２１記載の装置。２３．乗算あるいは除算手段（２５）の出力を濾波するための手段（２６）をさらに備え、望ましくは濾波手段（２６）が低域通過濾波用の手段（２６）である、請求項２１または２２記載の装置。２４．濾波手段（２６）の出力を線型化する手段（７０）をさらに備える、請求項２３記載の装置。２５．第一電気信号発生手段（１３）は、発振器出力電圧を生成する発振器手段（２１）と、トランスデューサへの入力電流を生成する手段（２２）とをさらに備え、その入力電流は実質的に一定の振幅と周波数を持ち、発振器出力電圧の位相と実質的に等しい位相を有している、請求項２１から２４の何れかに記載の装置。２６．発振器手段（２１）は実質的に一定の周波数の出力電圧を生成できる、請求項２５記載の装置。２７．周波数が０．１から１０ＭＨｚの範囲にあり、望ましくは１ＭＨｚである、請求項２６記載の装置。２８．該処理手段（１３）が、第一電気信号を増幅するための増幅手段（２３）をさらに備え、望ましくは該第一電気信号がトランスデューサ（１１、３０）の端子間の電圧である、請求項２１から２７までの何れかに記載の装置。２９．第二電気信号を生成する該処理手段（１３）が、発振器出力電圧に位相偏移（phase shift）を与え、そのことにより第二電気信号を得る移相手段（２４）をさらに備え、望ましくは該移相手段（２４）が、発振器出力電圧と第一電気信号の第二成分に実質的に垂直なベクトルとのなす角に等しい位相偏移の角度を与える、請求項２５から２８までの何れかに記載の装置。３０．トランスデューサ（１１、３０）が、温度の関数としての材料パラメータにおける変化の少ない材料で作られていることが望ましいコイル（１２、３１、３２）を備える、請求項２１から２９までの何れかに記載の装置。３１．トランスデューサ（３０）が、入力および出力電流端子と、概ね相似の１対のコイル（３１、３２）、すなわち測定コイル（３１）および参照コイル（３２）と、実質的に同じ値をもつ１対のインピーダンス（３３、３４）とを備え、その２つのコイル（３１、３２）と２つのインピーダンス（３３、３４）が平衡回路の一部を形成し、その平衡回路の２つの平衡点において１対の出力電圧端子が形成されている自己補償トランスデューサである、請求項２１から３０までの何れかに記載の装置。３２．トランスデューサ（３０）が、２つのコイル（３１、３２）を巻き付けるための２つのコアあるいは共通コア（４１）、および平衡回路のつりあいをとるための調節コア（４４）とをさらに備え、望ましくはその２つのコアあるいは共通コア（４１）が、２つのコイル（３１、３２）が配置される異なった長さの凹部（４２、４３）を有する、請求項３１記載の装置。３３．コイル（３１、３２）が、温度の関数としての材料パラメータにおける変化の少ない材料で作られている、請求項３１または３２に記載の装置。３４．線型化手段（５０）が、濾波手段の出力を少なくとも４次の正の整数の指数を有する第一多項式関数に近似する手段と、帰還ループ（５１）を備え、第一多項式関数をその帰還ループ（５１）において使用する回路手段とを備える、請求項２４から３３までの何れかに記載の装置。３５．入力信号を多項式関数に近似する手段と、帰還ループ（７２、７３）を備え、多項式関数をその帰還ループ（７２、７３）において使用する回路手段とを備え、近似手段が入力信号を少なくとも２次のあるいは望ましくは３次の正の分数の指数を有する多項式関数に近似するようにしたことを特徴とする、電気信号の線型化のための線型化装置（７０）。３６．近似手段が、共通の基板上に少なくとも３つのそして望ましくは４つのトランジスタを有する集積回路を備え、該トランジスタが分数の指数を有する多項式関数を生成するために使用される、請求項３５記載の線型化装置。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，ＭＷ，ＮＬ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ

Claims

【特許請求の範囲】１．トランスデューサ端子を有し物体（１４）の近くに間隔をおいて置かれたトランスデューサ（１１、３０）によって物体（１４）中に渦電流を生成する電磁界を設定することと、第一および第二成分を有し、第一成分はトランスデューサ（１１、３０）の特性およびトランスデューサ（１１、３０）と物体（１４）の間の距離に依存する第二ベクトルであり、第二成分は実数である第一因子と第三のベクトルである第二因子との積であり、第一因子はトランスデューサ（１１、３０）の特性、トランスデューサ（１１、３０）と物体（１４）の間の距離および物体（１４）の特性に依存し、第三のベクトルは実質的にトランスデューサ（１１、３０）の特性に依存するような、第一ベクトルによって表され、かつトランスデューサ（１１、３０）のインピーダンスを表す第一電気信号を発生させることと、物体（１４）の特性への依存性を実質的に取り除くために、概ね第二成分と垂直な軸上への第一ベクトルの射影をシミュレートすることを含む第一電気信号の処理とからなる、導電性材料からなる物体（１４）の変位を測定する方法。２．第二成分の方向が、トランスデューサ（１１、３０）と物体（１４）の間の距離の関数としての第一電気信号の値を表し、物体（１４）の複数の導電性材料を表す複数の曲線を、図形的あるいは数値的に最適化をすることにより見い出される、請求項１記載の方法。３．該処理が、実質的に第二成分に垂直である第四ベクトルに対応し射影軸を表す第二電気信号の生成と、第一電気信号を、生成された第二電気信号で乗算あるいは除算することとをさらに含む、請求項１または２記載の方法。４．該処理が、さらに乗算あるいは除算の結果を濾波することを含み、濾波が望ましくは低域通過濾波である、請求項３記載の方法。５．該処理がさらに濾波の結果を線型化することを含む、請求項４記載の方法。６．発振器出力電圧から発生し、実質的に一定の振幅と周波数を持ち、発振器出力電圧の位相と実質的に等しい位相を有する入力電流が、トランスデューサ（１１、３０）に供給される、請求項１から６までの何れかに記載の方法。７．第一電気信号が、トランスデューサ（１１、３０）の一対の端子の間の電圧である、請求項１から６までの何れかに記載の方法。８．第二電気信号が、発振器出力電圧に位相偏移(phase shift)を与えることにより生成される、請求項６または７記載の方法。９．位相偏移の角度が、発振器出力電圧と、実質的に第一電気信号の第二成分に垂直なベクトルとのなす角に等しい、請求項８記載の方法。１０．トランスデューサ（１１、３０）が、わずかな程度だけ温度に依存する導電率およびその他の電気的特徴を有する材料からなるコイル巻き線を備えている、請求項１から９までの何れかに記載の方法。１１．トランスデューサ（１１、３０）が、自己補償的で、ブリッジネットワークの一部をなす一対のコイル（３１、３２）と一対のインピーダンス（３３、３４）を備えている、請求項１から１０までの何れかに記載の方法。１２．コイル（３１、３２）が共通の磁気コア（４１）のまわりに配置されている、請求項１１記載の方法。１３．コイル（３１、３２）の電気値（electric value）がほんのわずか異なっており、該一対のコイル（３１、３２）に対し実質的に同じ電気値を得るために、少なくとも１つのコイル（３１、３２）の該電気値を調節手段（４４）で調節する、請求項１１あるいは１２記載のの方法。１４．調節手段（４４）が、導電性材料及び／又は磁化可能な材料で作られ、かつコイル（３１、３２）に対して移動可能な調節部材を備える、請求項１３記載の方法。１５．線型化が、濾波の結果を少なくとも４次の正整数の指数をもつ第一多項式関数に近似することを含む、請求項５から１４までの何れかに記載の方法。１６．多項式関数が、増幅器（５２）を備えた回路の帰還ループ（５１）に用いられる、請求項１５記載の方法。１７．線型化が、濾波の結果を少なくとも２次の正の分数指数をもつ第二多項式関数に近似することを含む、請求項５から１４までの何れかに記載の方法。１８．第二多項式関数が、少なくとも３次の正の分数指数を有する、請求項１６記載の方法。１９．多項式関数が、増幅器（７１）を備えた回路の帰還ループ（７２、７３）に用いられる、請求項１７または１８記載の方法。２０．多項式関数が、集積回路の共通の基板上に集積したトランジスタにより生成される、請求項１７から１９までの何れかに記載の方法。２１．トランスデューサ端子を有し、物体（１４）の近くに間隔をおいて置かれたとき物体（１４）中に渦電流を生成する電磁界を設定するトランスデューサ（１１、３０）と、トランスデューサ（１１、３０）のインピーダンスを表し、かつ第一および第二成分を有する第一ベクトルによって表され、第一成分はトランスデューサ（１１、３０）の特性およびトランスデューサ（１１、３０）と物体（１４）の間の距離に依存する第二ベクトルであり、第二成分は、実数である第一因子と第三のベクトルである第二因子との積であり、第一因子はトランスデューサ（１１、３０）の特性、トランスデューサ（１１、３０）と物体（１４）の間の距離および物体（１４）の特性に依存し、第三のベクトルは実質的にトランスデューサ（１１、３０）の特性に依存する、第一電気信号を発生する手段（１３）と、物体（１４）の特性への依存性を実質的に取り除くために概ね第二成分と垂直な軸上への第一ベクトルの射影をシミュレートすることを含む、第一電気信号を処理する手段（１３）と、を備える、導電性材料からなる物体（１４）の変位を測定するための装置。２２．処理手段がさらに、実質的に第二成分と垂直な第四ベクトルに対応し射影の方向を表す第二電気信号を発生させる手段（１３）と、生成された第二電気信号で第一電気信号を乗算あるいは除算する手段（２５）とを備える、請求項２１記載の装置。２３乗算あるいは除算手段（２５）の出力を濾波するための手段（２６）をさらに備え、望ましくは濾波手段（２６）が低域通過濾波用の手段（２６）である、請求項２１または２２記載の装置。２４．濾波手段（２６）の出力を線型化する手段（７０）をさらに備える、請求項２３記載の装置。２５．第一電気信号発生手段（１３）は、発振器出力電圧を生成する発振器手段（２１）と、トランスデューサへの入力電流を生成する手段（２２）とをさらに備え、その入力電流は実質的に一定の振幅と周波数を持ち、発振器出力電圧の位相と実質的に等しい位相を有している、請求項２１から２４の何れかに記載の装置。２６．発振器手段（２１）は実質的に一定の周波数の出力電圧を生成できる、請求項２５記載の装置。２７．周波数が０．１から１０ＭＨｚの範囲にあり、望ましくは１ＭＨｚである、請求項２６記載の装置。２８．該処理手段（１３）が、第一電気信号を増幅するための増幅手段（２３）をさらに備え、望ましくは該第一電気信号がトランスデューサ（１１、３０）の端子間の電圧である、請求項２１から２７までの何れかに記載の装置。２９．第二電気信号を生成する該処理手段（１３）が、発振器出力電圧に位相偏移（phase shift）を与え、そのことにより第二電気信号を得る移相手段（２４）をさらに備え、望ましくは該移相手段（２４）が、発振器出力電圧と第一電気信号の第二成分に実質的に垂直なベクトルとのなす角に等しい位相偏移の角度を与える、請求項２５から２８までの何れかに記載の装置。３０．トランスデューサ（１１、３０）が、温度の関数としての材料パラメータにおける変化の少ない材料で作られていることが望ましいコイル（１２、３１、３２）を備える、請求項２１から２９までの何れかに記載の装置。３１．トランスデューサ（３０）が、入力および出力電流端子と、概ね相似の１対のコイル（３１、３２）、すなわち測定コイル（３１）および参照コイル（３２）と、実質的に同じ値をもつ１対のインピーダンス（３３、３４）とを備え、その２つのコイル（３１、３２）と２つのインピーダンス（３３、３４）が平衡回路の一部を形成し、その平衡回路の２つの平衡点において１対の出力電圧端子が形成されている自己補償トランスデューサである、請求項２１から３０までの何れかに記載の装置。３２．トランスデューサ（３０）が、２つのコイル（３１、３２）を巻き付けるための２つのコアあるいは共通コア（４１）、および平衡回路のつりあいをとるための調節コア（４４）とをさらに備え、望ましくはその２つのコアあるいは共通コア（４１）が、２つのコイル（３１、３２）が配置される異なった長さの凹部（４２、４３）を有する、請求項３１記載の装置。３３．コイル（３１、３２）が、温度の関数としての材料パラメータにおける変化の少ない材料で作られている、請求項３１または３２に記載の装置。３４．線型化手段（５０）が、濾波手段の出力を少なくとも４次の正の整数の指数を有する第一多項式関数に近似する手段と、帰還ループ（５１）を備え、第一多項式関数をその帰還ループ（５１）において使用する回路手段とを備える、請求項２４から３３までの何れかに記載の装置。３５．入力信号を少なくとも２次のあるいは望ましくは３次の正の分数の指数を有する多項式関数に近似する手段と、帰還ループ（７２、７３）を備え、多項式関数をその帰還ループ（７２、７３）において使用する回路手段とを備える、電気信号の線型化のための線型化装置（７０）。３６．近似手段が、共通の基板上に少なくとも３つのそして望ましくは４つのトランジスタを有する集積回路を備え、該トランジスタが分数の指数を有する多項式関数を生成するために使用される、請求項３５記載の線型化装置。