JPH0936682A - 自動レベル制御回路 - Google Patents
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- JPH0936682A JPH0936682A JP7180122A JP18012295A JPH0936682A JP H0936682 A JPH0936682 A JP H0936682A JP 7180122 A JP7180122 A JP 7180122A JP 18012295 A JP18012295 A JP 18012295A JP H0936682 A JPH0936682 A JP H0936682A
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- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 abstract description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 20
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
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- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3005—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers
- H03G3/301—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers the gain being continuously variable
- H03G3/3015—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers the gain being continuously variable using diodes or transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
- H03G7/002—Volume compression or expansion in amplifiers in untuned or low-frequency amplifiers, e.g. audio amplifiers
- H03G7/004—Volume compression or expansion in amplifiers in untuned or low-frequency amplifiers, e.g. audio amplifiers using continuously variable impedance devices
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- Multimedia (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 カラオケ等でマイクを使用する場合に、マイ
クからの大きな入力音量レベルを飽和させることなく制
限して出力する自動レベル制御回路を提供する。 【解決手段】 本発明の自動レベル制御回路は、入力端
子に接続された第１の抵抗と第１のトランジスタとから
なる第１の分圧器と、前記第１の抵抗と第１のトランジ
スタの交点に接続された増幅器と、前記増幅器の出力に
接続される第２の抵抗と第２のトランジスタとから構成
される第２の分圧器と、＋端子が前記第２の抵抗と第２
のトランジスタの交点に接続され、−端子が基準電圧に
接続される電圧比較器と、前記電圧比較器の出力が入力
され、その出力は前記第１および第２のトランジスタの
ゲート端子に接続される充放電回路とから構成される。
クからの大きな入力音量レベルを飽和させることなく制
限して出力する自動レベル制御回路を提供する。 【解決手段】 本発明の自動レベル制御回路は、入力端
子に接続された第１の抵抗と第１のトランジスタとから
なる第１の分圧器と、前記第１の抵抗と第１のトランジ
スタの交点に接続された増幅器と、前記増幅器の出力に
接続される第２の抵抗と第２のトランジスタとから構成
される第２の分圧器と、＋端子が前記第２の抵抗と第２
のトランジスタの交点に接続され、−端子が基準電圧に
接続される電圧比較器と、前記電圧比較器の出力が入力
され、その出力は前記第１および第２のトランジスタの
ゲート端子に接続される充放電回路とから構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】カラオケ等でマイクを使用す
る場合に、マイクからの大きな音量レベルを制限する自
動レベル制御回路に関する。より詳細には、マイクから
の音量レベルがある閾値を超えても出力レベルが飽和し
ないでかつ入力レベルに応じて出力レベルが変化する自
動レベル制御回路に関する。
る場合に、マイクからの大きな音量レベルを制限する自
動レベル制御回路に関する。より詳細には、マイクから
の音量レベルがある閾値を超えても出力レベルが飽和し
ないでかつ入力レベルに応じて出力レベルが変化する自
動レベル制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図７は、従来の自動レベル制御回路を示
す図である。図８は、従来の自動レベル制御回路の各部
の特性を示す図である。従来、図７のような回路構成を
用いることによってマイク入力が所定の閾値を超えた場
合に、歪みを押さえるために増幅器の入力レベルを制限
していた。そのために増幅器の出力レベルが制限されて
いた。以下に図７および図８を用いて従来の自動レベル
制御回路の動作を説明する。
す図である。図８は、従来の自動レベル制御回路の各部
の特性を示す図である。従来、図７のような回路構成を
用いることによってマイク入力が所定の閾値を超えた場
合に、歪みを押さえるために増幅器の入力レベルを制限
していた。そのために増幅器の出力レベルが制限されて
いた。以下に図７および図８を用いて従来の自動レベル
制御回路の動作を説明する。
【０００３】入力電圧Ｖｉ（図８（ａ））は、増幅器に
よって一定量増幅され出力される。増幅器の出力Ｖoが
閾値Ｖit以上になると、増幅器出力の歪みが急激に増加
し出力特性が悪化する。従って、入力電圧を抵抗１とＮ
チャネルトランジスタＱ１（以下トランジスタＱ１とい
う）によって分圧し、増幅器の出力Ｖoが閾値を超えな
いような基準電圧Ｖrefに抑制する。このときの増幅器
の入力電圧をＶit、増幅器のゲインをＧｖとすると、出
力電圧Ｖoは以下のように表される。 Ｖo＝Ｖref＝Ｇｖ・Ｖit すなわち、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖitを超えると、抵抗Ｒ
１とトランジスタＱ１によって分圧され、増幅器の入力
に印加される電圧Ｖｂは一定値になるように構成されて
いる（図８（ｂ））。このために、増幅器３の出力電圧
Ｖｃ（図８（ｃ））は、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖitを超え
たところで、一定値になっていた。この増幅器３の出力
は電圧比較器４に入力され（図８（ｃ））基準電圧Ｖ
refと比較される。電圧比較器４の出力は、充放電回路
５を介しトランジスタＱ１のゲート電圧（図８（ｇ））
を制御し、増幅器３の入力電圧を制御する。
よって一定量増幅され出力される。増幅器の出力Ｖoが
閾値Ｖit以上になると、増幅器出力の歪みが急激に増加
し出力特性が悪化する。従って、入力電圧を抵抗１とＮ
チャネルトランジスタＱ１（以下トランジスタＱ１とい
う）によって分圧し、増幅器の出力Ｖoが閾値を超えな
いような基準電圧Ｖrefに抑制する。このときの増幅器
の入力電圧をＶit、増幅器のゲインをＧｖとすると、出
力電圧Ｖoは以下のように表される。 Ｖo＝Ｖref＝Ｇｖ・Ｖit すなわち、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖitを超えると、抵抗Ｒ
１とトランジスタＱ１によって分圧され、増幅器の入力
に印加される電圧Ｖｂは一定値になるように構成されて
いる（図８（ｂ））。このために、増幅器３の出力電圧
Ｖｃ（図８（ｃ））は、入力電圧Ｖｉが閾値Ｖitを超え
たところで、一定値になっていた。この増幅器３の出力
は電圧比較器４に入力され（図８（ｃ））基準電圧Ｖ
refと比較される。電圧比較器４の出力は、充放電回路
５を介しトランジスタＱ１のゲート電圧（図８（ｇ））
を制御し、増幅器３の入力電圧を制御する。
【０００４】図９は、Ｎチャネルトランジスタの入出力
特性を示す図である。図９に示すように、Ｎチャネルト
ランジスタは、ゲート電圧Ｖｇが増加するとドレイン・
ソース間の抵抗ＲＱ１は減少するような特性を有する。
このＮチャネルトランジスタは抵抗１と直列に接続され
ているので、ゲート電圧Ｖｉ（図８（ｇ））が増加する
と、図９から理解できるように、抵抗Ｑ１の抵抗値ＲＱ
１は小さくなり、そのために増幅器３への入力電圧が小
さくなる。
特性を示す図である。図９に示すように、Ｎチャネルト
ランジスタは、ゲート電圧Ｖｇが増加するとドレイン・
ソース間の抵抗ＲＱ１は減少するような特性を有する。
このＮチャネルトランジスタは抵抗１と直列に接続され
ているので、ゲート電圧Ｖｉ（図８（ｇ））が増加する
と、図９から理解できるように、抵抗Ｑ１の抵抗値ＲＱ
１は小さくなり、そのために増幅器３への入力電圧が小
さくなる。
【０００５】図１０は、充放電回路５の詳細な回路を示
す図である。図１０において、電圧比較器４の＋側入力
Ｖｄが−側入力Ｖｅより大きいとき、電圧比較器４の出
力Ｖｆは「Ｈ」となり、コンデンサ６を充電し、充放電
回路５の出力電圧Ｖｇは高くなる。逆に、＋側入力Ｖｄ
が−側入力Ｖｅより小さいとき、電圧比較器の出力Ｖｆ
は「Ｌ」となり、コンデンサ６の電荷を放電し出力電圧
Ｖｇは低くなる。このように、コンデンサ６の充放電を
繰り返し、充放電回路５の出力電圧Ｖｇは最終的に（図
８（ｇ））に示すよう入力電圧に応じた値となる。
す図である。図１０において、電圧比較器４の＋側入力
Ｖｄが−側入力Ｖｅより大きいとき、電圧比較器４の出
力Ｖｆは「Ｈ」となり、コンデンサ６を充電し、充放電
回路５の出力電圧Ｖｇは高くなる。逆に、＋側入力Ｖｄ
が−側入力Ｖｅより小さいとき、電圧比較器の出力Ｖｆ
は「Ｌ」となり、コンデンサ６の電荷を放電し出力電圧
Ｖｇは低くなる。このように、コンデンサ６の充放電を
繰り返し、充放電回路５の出力電圧Ｖｇは最終的に（図
８（ｇ））に示すよう入力電圧に応じた値となる。
【０００６】次に、さらに、図７の回路の動作を図８を
用いて詳細に説明する。この充放電回路５は、増幅器３
の出力電圧Ｖo（＝Ｖｃ）がＶo＜基準電圧Ｖrefのと
き、電圧比較器４の出力電圧Ｖｆは、０Ｖとなり、コン
デンサ６を放電し、ＮチャネルトランジスタＱ１のゲー
ト電圧値（図８（ｇ））を低くする。このために、トラ
ンジスタＱ１のオン抵抗ＲＱ１は大きくなり（図８
（ｈ））、それによって抵抗１とトランジスタＱ１との
分圧器においてトランジスタＱ１に多くの電圧がかかる
ので増幅器３への入力電圧は高くなり入力電圧Ｖｉは大
きく増幅される。一方、Ｖo＞Ｖrefのときは、充放電回
路５の出力電圧Ｖｇは上述したように入力電圧Ｖｉに応
じた値となり、それによってトランジスタＱ１のオン抵
抗ＲＱ１を小さく設定し、抵抗１とトランジスタＱ１の
分圧器によって増幅器３の入力電圧Ｖｉを分圧する。し
たがって、増幅器３への入力電圧は小さくなり入力電圧
Ｖｉは少なく増幅される。
用いて詳細に説明する。この充放電回路５は、増幅器３
の出力電圧Ｖo（＝Ｖｃ）がＶo＜基準電圧Ｖrefのと
き、電圧比較器４の出力電圧Ｖｆは、０Ｖとなり、コン
デンサ６を放電し、ＮチャネルトランジスタＱ１のゲー
ト電圧値（図８（ｇ））を低くする。このために、トラ
ンジスタＱ１のオン抵抗ＲＱ１は大きくなり（図８
（ｈ））、それによって抵抗１とトランジスタＱ１との
分圧器においてトランジスタＱ１に多くの電圧がかかる
ので増幅器３への入力電圧は高くなり入力電圧Ｖｉは大
きく増幅される。一方、Ｖo＞Ｖrefのときは、充放電回
路５の出力電圧Ｖｇは上述したように入力電圧Ｖｉに応
じた値となり、それによってトランジスタＱ１のオン抵
抗ＲＱ１を小さく設定し、抵抗１とトランジスタＱ１の
分圧器によって増幅器３の入力電圧Ｖｉを分圧する。し
たがって、増幅器３への入力電圧は小さくなり入力電圧
Ｖｉは少なく増幅される。
【０００７】図７の回路において、上記の関係を数式で
表すと、出力電圧ＶOと入力電圧Ｖiの関係は、式（１）
で表される。 Ｖo＝Ｖｃ＝Ｖi｛ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）｝Ｇｖ （１） ここで、Ｒ１：抵抗１の抵抗値、ＲＱ１：Ｎチャネルト
ランジスタＱ１のオン抵抗値、Ｇｖ：増幅器３の増幅度
である。
表すと、出力電圧ＶOと入力電圧Ｖiの関係は、式（１）
で表される。 Ｖo＝Ｖｃ＝Ｖi｛ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）｝Ｇｖ （１） ここで、Ｒ１：抵抗１の抵抗値、ＲＱ１：Ｎチャネルト
ランジスタＱ１のオン抵抗値、Ｇｖ：増幅器３の増幅度
である。
【０００８】Ｖi・Ｇｖ＜Ｖrefのとき、すなわち、入力
電圧Ｖｉが小さいときは、ＶOの値はほぼＶi・Ｇｖであ
る。これはＲ１＜＜ＲＱ１のためである。また、Ｖi・
Ｇｖ＞Ｖrefのとき、すなわち、入力電圧Ｖｉが大きい
ときは、電圧比較器４の＋側入力と−側入力は究極的に
は同値（Ｖo＝Ｖref）となるよう動作するため、（図８
（ｃ））に示すように出力電圧Ｖoは基準電圧値Ｖrefを
越えないように制御される。すなわち、Ｖｉが閾値Ｖit
を超えた部分では、増幅器の出力電圧Ｖｃは一定値とな
る。
電圧Ｖｉが小さいときは、ＶOの値はほぼＶi・Ｇｖであ
る。これはＲ１＜＜ＲＱ１のためである。また、Ｖi・
Ｇｖ＞Ｖrefのとき、すなわち、入力電圧Ｖｉが大きい
ときは、電圧比較器４の＋側入力と−側入力は究極的に
は同値（Ｖo＝Ｖref）となるよう動作するため、（図８
（ｃ））に示すように出力電圧Ｖoは基準電圧値Ｖrefを
越えないように制御される。すなわち、Ｖｉが閾値Ｖit
を超えた部分では、増幅器の出力電圧Ｖｃは一定値とな
る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】特にカラオケ用マイク
アンプとして使用する場合、Ｖi・Ｇｖ＞Ｖrefとなる範
囲での使用、すなわち、マイク出力が非常に大きいレベ
ルにあるような使用の頻度が高い。この行う場合には上
述したように、増幅器の出力は一定値となる。すなわ
ち、増幅器の出力電圧は図８（ｃ）のように飽和するの
である。このために、マイクからの入力レベルが大きい
ところでは入力レベルが多少変化しても増幅器３の出力
レベルに大小差が少ないために音が飽和し違和感が生じ
るという問題点があった。
アンプとして使用する場合、Ｖi・Ｇｖ＞Ｖrefとなる範
囲での使用、すなわち、マイク出力が非常に大きいレベ
ルにあるような使用の頻度が高い。この行う場合には上
述したように、増幅器の出力は一定値となる。すなわ
ち、増幅器の出力電圧は図８（ｃ）のように飽和するの
である。このために、マイクからの入力レベルが大きい
ところでは入力レベルが多少変化しても増幅器３の出力
レベルに大小差が少ないために音が飽和し違和感が生じ
るという問題点があった。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明では、出力電圧Ｖ
Oのレベルが制限されている領域（Ｖｄ＝Ｖi・Ｇｖ＞Ｖ
ref）においては、出力電圧レベルは制限はされるが、
入力レベルに応じて出力レベルを多少変化させ出力レベ
ルの飽和をなくし、出力レベルが大きくなったときに音
が大きくなるようにし、音が飽和することによる違和感
を減少させる自動レベル制御回路を提供する。
Oのレベルが制限されている領域（Ｖｄ＝Ｖi・Ｇｖ＞Ｖ
ref）においては、出力電圧レベルは制限はされるが、
入力レベルに応じて出力レベルを多少変化させ出力レベ
ルの飽和をなくし、出力レベルが大きくなったときに音
が大きくなるようにし、音が飽和することによる違和感
を減少させる自動レベル制御回路を提供する。
【００１１】このような目的を達成するために、本発明
の自動レベル制御回路は、入力端子に接続された第１の
抵抗と第１のトランジスタとからなる第１の分圧器と、
第１の抵抗と第１のトランジスタの交点に接続された増
幅器と、増幅器の出力に接続される第２の抵抗と第２の
トランジスタとから構成される第２の分圧器と、＋端子
が第２の抵抗と第２のトランジスタの交点に接続され、
−端子が基準電圧に接続される電圧比較器と、入力端子
が電圧比較器の出力に接続され、出力端子が第１および
第２のトランジスタのゲート端子に接続される充放電回
路とから構成される。
の自動レベル制御回路は、入力端子に接続された第１の
抵抗と第１のトランジスタとからなる第１の分圧器と、
第１の抵抗と第１のトランジスタの交点に接続された増
幅器と、増幅器の出力に接続される第２の抵抗と第２の
トランジスタとから構成される第２の分圧器と、＋端子
が第２の抵抗と第２のトランジスタの交点に接続され、
−端子が基準電圧に接続される電圧比較器と、入力端子
が電圧比較器の出力に接続され、出力端子が第１および
第２のトランジスタのゲート端子に接続される充放電回
路とから構成される。
【００１２】さらに、本発明の自動レベル制御回路は、
入力端子に接続された第１の抵抗と第１のトランジスタ
とからなる第１の分圧器と、第１の抵抗と第１のトラン
ジスタの交点に接続された増幅器と、＋端子が増幅器の
出力端子に接続され、−端子が第３の抵抗と第３のトラ
ンジスタと基準電圧から構成される第３の分圧器の第３
の抵抗の一端に接続される電圧比較器と、電圧比較器の
出力が入力され、その出力は前記第１および第３のトラ
ンジスタのゲート端子に接続される充放電回路とから構
成される。
入力端子に接続された第１の抵抗と第１のトランジスタ
とからなる第１の分圧器と、第１の抵抗と第１のトラン
ジスタの交点に接続された増幅器と、＋端子が増幅器の
出力端子に接続され、−端子が第３の抵抗と第３のトラ
ンジスタと基準電圧から構成される第３の分圧器の第３
の抵抗の一端に接続される電圧比較器と、電圧比較器の
出力が入力され、その出力は前記第１および第３のトラ
ンジスタのゲート端子に接続される充放電回路とから構
成される。
【００１３】さらに、本発明の自動レベル制御回路は、
入力端子に接続された第１の抵抗と第１のトランジスタ
とからなる第１の分圧器と、第１の抵抗と第１のトラン
ジスタの交点に接続された増幅器と、増幅器の出力に接
続される第２の抵抗と第２のトランジスタとから構成さ
れる第２の分圧器と、＋端子が第２の抵抗と第２のトラ
ンジスタの交点に接続され、−端子が第３の抵抗と第３
のトランジスタと基準電圧から構成される第３の分圧器
の第３の抵抗の一端に接続された電圧比較器と、電圧比
較器の出力が入力され、その出力は前記第１、第２およ
び第３のトランジスタのゲート端子に接続される充放電
回路とから構成される。
入力端子に接続された第１の抵抗と第１のトランジスタ
とからなる第１の分圧器と、第１の抵抗と第１のトラン
ジスタの交点に接続された増幅器と、増幅器の出力に接
続される第２の抵抗と第２のトランジスタとから構成さ
れる第２の分圧器と、＋端子が第２の抵抗と第２のトラ
ンジスタの交点に接続され、−端子が第３の抵抗と第３
のトランジスタと基準電圧から構成される第３の分圧器
の第３の抵抗の一端に接続された電圧比較器と、電圧比
較器の出力が入力され、その出力は前記第１、第２およ
び第３のトランジスタのゲート端子に接続される充放電
回路とから構成される。
【００１４】さらに、発明の自動レベル制御回路は、Ｒ
１を抵抗１の抵抗値、ＲＱ１をＮチャネルトランジスタ
Ｑ１のオン抵抗値、Ｒ２を抵抗８の抵抗値、ＲＱ２をＮ
チャネルトランジスタＱ２のオン抵抗値とすると、（Ｒ
１，ＲＱ１）と（Ｒ２，ＲＱ２）の組み合わせを、ＲＱ
１／（Ｒ１＋ＲＱ１）＝ｎ｛Ｒ２／（Ｒ２＋ＲＱ２）｝
となるように設定し、ｎを変化させるように構成され
る。
１を抵抗１の抵抗値、ＲＱ１をＮチャネルトランジスタ
Ｑ１のオン抵抗値、Ｒ２を抵抗８の抵抗値、ＲＱ２をＮ
チャネルトランジスタＱ２のオン抵抗値とすると、（Ｒ
１，ＲＱ１）と（Ｒ２，ＲＱ２）の組み合わせを、ＲＱ
１／（Ｒ１＋ＲＱ１）＝ｎ｛Ｒ２／（Ｒ２＋ＲＱ２）｝
となるように設定し、ｎを変化させるように構成され
る。
【００１５】さらに、発明の自動レベル制御回路は、Ｒ
１を抵抗１の抵抗値、ＲＱ１をＮチャネルトランジスタ
Ｑ１のオン抵抗値、Ｒ３を抵抗１０の抵抗値、ＲＱ３を
ＮチャネルトランジスタＱ３のオン抵抗値とすると、
（Ｒ１，ＲＱ１）と（Ｒ３，ＲＱ３）の組み合わせを、
ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）＝ｎ｛Ｒ３／（Ｒ３＋ＲＱ
３）｝となるように設定し、ｎを変化させるように構成
される。
１を抵抗１の抵抗値、ＲＱ１をＮチャネルトランジスタ
Ｑ１のオン抵抗値、Ｒ３を抵抗１０の抵抗値、ＲＱ３を
ＮチャネルトランジスタＱ３のオン抵抗値とすると、
（Ｒ１，ＲＱ１）と（Ｒ３，ＲＱ３）の組み合わせを、
ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）＝ｎ｛Ｒ３／（Ｒ３＋ＲＱ
３）｝となるように設定し、ｎを変化させるように構成
される。
【００１６】さらに、発明の自動レベル制御回路は、Ｒ
１：抵抗１の抵抗値、ＲＱ１：Ｎチャネルトランジスタ
Ｑ１のオン抵抗値、Ｒ２：抵抗８の抵抗値、ＲＱ２：Ｎ
チャネルトランジスタＱ２のオン抵抗値、Ｒ３：抵抗１
０の抵抗値、ＲＱ３：ＮチャネルトランジスタＱ３のオ
ン抵抗値とすると、（Ｒ１，ＲＱ１）、（Ｒ２，ＲＱ
２）および（Ｒ３，ＲＱ３）の各組み合わせを適切な値
に変化させることを特徴とする自動レベル制御回路。
１：抵抗１の抵抗値、ＲＱ１：Ｎチャネルトランジスタ
Ｑ１のオン抵抗値、Ｒ２：抵抗８の抵抗値、ＲＱ２：Ｎ
チャネルトランジスタＱ２のオン抵抗値、Ｒ３：抵抗１
０の抵抗値、ＲＱ３：ＮチャネルトランジスタＱ３のオ
ン抵抗値とすると、（Ｒ１，ＲＱ１）、（Ｒ２，ＲＱ
２）および（Ｒ３，ＲＱ３）の各組み合わせを適切な値
に変化させることを特徴とする自動レベル制御回路。
【００１７】
実施の形態１．図１は、本発明の実施の形態１の自動レ
ベル制御回路を示す図である。図２は、本発明の実施の
形態１の自動レベル制御回路の各部の特性を示す図であ
る。以下に図１および図２を用いて本発明の実施の形態
１の自動レベル制御回路の動作を説明する。
ベル制御回路を示す図である。図２は、本発明の実施の
形態１の自動レベル制御回路の各部の特性を示す図であ
る。以下に図１および図２を用いて本発明の実施の形態
１の自動レベル制御回路の動作を説明する。
【００１８】入力電圧Ｖｉ（図２（ａ））は抵抗１とト
ランジスタＱ１によって分圧され、増幅器３に入力され
（図２（ｂ））、増幅器３の出力（図２（ｃ））は抵抗
２とトランジスタＱ２とから構成される第２の分圧器に
入力される。この第２の分圧器の出力（図２（ｄ））
は、電圧比較器４に入力され基準電圧Ｖrefと比較され
る。電圧比較器４の出力Ｖｆは、充放電回路５を介しＮ
チャネルトランジスタＱ１およびＱ２のゲート電圧（図
２（ｇ））を制御し、それによって第１の分圧器および
第２の分圧器の分圧比を変え、増幅器３の入力電圧およ
び電圧比較器４への入力電圧を制御する。
ランジスタＱ１によって分圧され、増幅器３に入力され
（図２（ｂ））、増幅器３の出力（図２（ｃ））は抵抗
２とトランジスタＱ２とから構成される第２の分圧器に
入力される。この第２の分圧器の出力（図２（ｄ））
は、電圧比較器４に入力され基準電圧Ｖrefと比較され
る。電圧比較器４の出力Ｖｆは、充放電回路５を介しＮ
チャネルトランジスタＱ１およびＱ２のゲート電圧（図
２（ｇ））を制御し、それによって第１の分圧器および
第２の分圧器の分圧比を変え、増幅器３の入力電圧およ
び電圧比較器４への入力電圧を制御する。
【００１９】図１においては、従来の回路に、さらに、
増幅器３と電圧比較器４の間に抵抗８およびＮチャネル
トランジスタＱ２を設けた点に特徴がある。Ｎチャネル
トランジスタＱ２のゲート電圧（図２（ｇ））は、充放
電回路５によって制御され、従来のＮチャネルトランジ
スタＱ１と同様の動作をする。電圧比較器４の＋側入力
端子に入力される増幅器３の出力Ｖoは、抵抗８、Ｎチ
ャネルトランジスタＱ２によって分圧され、電圧比較器
４の＋端子に入力する電圧Ｖｄは、 Ｖｄ＝Ｖo｛ＲＱ２／（Ｒ２＋ＲＱ２）｝ （２） ここで、Ｒ２：抵抗８の抵抗値、ＲＱ２：Ｎチャネルト
ランジスタＱ２のオン抵抗値である。ここで、抵抗Ｒ
２，トランジスタＱ２のオン抵抗値ＲＱ２によって決定
される増幅器３の出力電圧ＶOの減衰比ＲＱ２／（Ｒ２
＋ＲＱ２）と、Ｒ１，ＲＱ１によって決定される入力電
圧Ｖiの減衰比ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）が次の式
（３）を満足するように設計される。 ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）＝ｎ｛ＲＱ２／（Ｒ２＋ＲＱ２）｝（３）
増幅器３と電圧比較器４の間に抵抗８およびＮチャネル
トランジスタＱ２を設けた点に特徴がある。Ｎチャネル
トランジスタＱ２のゲート電圧（図２（ｇ））は、充放
電回路５によって制御され、従来のＮチャネルトランジ
スタＱ１と同様の動作をする。電圧比較器４の＋側入力
端子に入力される増幅器３の出力Ｖoは、抵抗８、Ｎチ
ャネルトランジスタＱ２によって分圧され、電圧比較器
４の＋端子に入力する電圧Ｖｄは、 Ｖｄ＝Ｖo｛ＲＱ２／（Ｒ２＋ＲＱ２）｝ （２） ここで、Ｒ２：抵抗８の抵抗値、ＲＱ２：Ｎチャネルト
ランジスタＱ２のオン抵抗値である。ここで、抵抗Ｒ
２，トランジスタＱ２のオン抵抗値ＲＱ２によって決定
される増幅器３の出力電圧ＶOの減衰比ＲＱ２／（Ｒ２
＋ＲＱ２）と、Ｒ１，ＲＱ１によって決定される入力電
圧Ｖiの減衰比ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）が次の式
（３）を満足するように設計される。 ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）＝ｎ｛ＲＱ２／（Ｒ２＋ＲＱ２）｝（３）
【００２０】このような系の動作は、出力電圧が基準電
圧を越えない、つまり、Ｖi・Ｇｖ＜Ｖrefのときは、電
圧比較器４の出力Ｖｆがアース電位にあるので、Ｒ１＜
＜ＲＱ１、Ｒ２＜＜ＲＱ２となり、ＲＱ１／（Ｒ１＋Ｒ
Ｑ１）＝ＲＱ２／（Ｒ２＋ＲＱ２）＝１となるので、式
（１）より、ＶoはほぼＶi・Ｇｖとなる。一方、出力電
圧が基準電圧を越える、つまりＶi・Ｇｖ＞Ｖrefのとき
は、電圧比較器４の＋側入力と−側入力は同値となるよ
うに動作するため、以下の式（４）、（５）の関係が成
り立つ。 Ｖo＝Ｖi｛ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）｝Ｇｖ （４） Ｖref＝Ｖo｛ＲＱ２／（Ｒ２＋ＲＱ２）｝ （５） 式（２）、（３）および（４）より、出力電圧ＶOは、
以下の式（６）で与えられる。 Ｖo＝ＳＱＲ（ｎ・Ｖref・Ｇｖ・Ｖi） （６） ここで、ＳＱＲは平方根を意味する記号である。
圧を越えない、つまり、Ｖi・Ｇｖ＜Ｖrefのときは、電
圧比較器４の出力Ｖｆがアース電位にあるので、Ｒ１＜
＜ＲＱ１、Ｒ２＜＜ＲＱ２となり、ＲＱ１／（Ｒ１＋Ｒ
Ｑ１）＝ＲＱ２／（Ｒ２＋ＲＱ２）＝１となるので、式
（１）より、ＶoはほぼＶi・Ｇｖとなる。一方、出力電
圧が基準電圧を越える、つまりＶi・Ｇｖ＞Ｖrefのとき
は、電圧比較器４の＋側入力と−側入力は同値となるよ
うに動作するため、以下の式（４）、（５）の関係が成
り立つ。 Ｖo＝Ｖi｛ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）｝Ｇｖ （４） Ｖref＝Ｖo｛ＲＱ２／（Ｒ２＋ＲＱ２）｝ （５） 式（２）、（３）および（４）より、出力電圧ＶOは、
以下の式（６）で与えられる。 Ｖo＝ＳＱＲ（ｎ・Ｖref・Ｇｖ・Ｖi） （６） ここで、ＳＱＲは平方根を意味する記号である。
【００２１】式（６）よりＶi・Ｇｖ＞Ｖrefの領域では
出力電圧Ｖoは入力電圧Ｖiの平方に比例し、Ｖiの大き
さに応じ、Ｖoが変化する。さらにｎの値を変えること
で変化量を変えることが可能である。
出力電圧Ｖoは入力電圧Ｖiの平方に比例し、Ｖiの大き
さに応じ、Ｖoが変化する。さらにｎの値を変えること
で変化量を変えることが可能である。
【００２２】以上説明したように、実施の形態１の自動
レベル制御回路の入出力特性は（図２（ｃ）に示すよう
になり、出力電圧が基準電圧レベルを越えない領域で
は、入力電圧Ｖｉが増幅器３の増幅度Ｇｖで増幅された
Ｖｉ・Ｇｖの信号が出力され、出力電圧が基準電圧レベ
ルを越える領域では、増幅器の出力電圧が飽和するのを
防ぐよう電圧レベルを制限しながらも、入力信号Ｖｉお
よびＧｖの平方根に比例した音のレベルを出力でき、そ
れによって入力信号が大きくなるにも関わらず出力信号
が飽和する違和感を減少させることが可能である。
レベル制御回路の入出力特性は（図２（ｃ）に示すよう
になり、出力電圧が基準電圧レベルを越えない領域で
は、入力電圧Ｖｉが増幅器３の増幅度Ｇｖで増幅された
Ｖｉ・Ｇｖの信号が出力され、出力電圧が基準電圧レベ
ルを越える領域では、増幅器の出力電圧が飽和するのを
防ぐよう電圧レベルを制限しながらも、入力信号Ｖｉお
よびＧｖの平方根に比例した音のレベルを出力でき、そ
れによって入力信号が大きくなるにも関わらず出力信号
が飽和する違和感を減少させることが可能である。
【００２３】実施の形態２．図３は、本発明の実施の形
態２の自動レベル制御回路を示す図である。図４は、本
発明の実施の形態２の自動レベル制御回路の各部の特性
を示す図である。以下に図３および図４を用いて本発明
の実施の形態２の自動レベル制御回路の動作を説明す
る。
態２の自動レベル制御回路を示す図である。図４は、本
発明の実施の形態２の自動レベル制御回路の各部の特性
を示す図である。以下に図３および図４を用いて本発明
の実施の形態２の自動レベル制御回路の動作を説明す
る。
【００２４】図３においては、電圧比較器４の−側入力
側に抵抗１０とＮチャネルトランジスタＱ３との並列回
路が設けられる点に特徴がある。Ｎチャネルトランジス
タＱ３のゲート電圧Ｖｇ（図４（ｇ））は、充放電回路
５によって制御され、ＮチャネルトランジスタＱ１と同
様の動作をする。電圧比較器４の−側入力に入力される
電圧Ｖｅ（図４（ｅ））は、抵抗１０の抵抗Ｒ３とＮチ
ャネルトランジスタＱ３のオン抵抗ＲＱ３によって分圧
され、次式（７）のように得られる。 Ｖｅ＝｛Ｒ３／（Ｒ３＋ＲＱ３）｝・Ｖref （７） ここで、Ｒ３：抵抗１０の抵抗値、ＲＱ３：Ｎチャネル
トランジスタＱ３のオン抵抗値である。電圧比較器４
は、＋側入力と−側入力が同じ値になるよう動作するた
め、この自動レベル制御回路の出力電圧Ｖoは、式
（８）で表される。 Ｖｃ＝Ｖｄ＝Ｖo＝｛Ｒ３／（Ｒ３＋ＲＱ３）｝・Ｖref （８） ＮチャネルトランジスタＱ３のオン抵抗ＲＱ３は、図９
に示すように、ゲート電圧Ｖｇ（図４（ｇ））が小さい
ほど大きくなり、ゲート電圧Ｖｇが大きいほど小さくな
るので、ゲート電圧Ｖｇの大きさに応じて、比較電圧Ｖ
ｅ（図４（ｅ））は変化する。このような回路の特性を
以下の３つの領域で考える。
側に抵抗１０とＮチャネルトランジスタＱ３との並列回
路が設けられる点に特徴がある。Ｎチャネルトランジス
タＱ３のゲート電圧Ｖｇ（図４（ｇ））は、充放電回路
５によって制御され、ＮチャネルトランジスタＱ１と同
様の動作をする。電圧比較器４の−側入力に入力される
電圧Ｖｅ（図４（ｅ））は、抵抗１０の抵抗Ｒ３とＮチ
ャネルトランジスタＱ３のオン抵抗ＲＱ３によって分圧
され、次式（７）のように得られる。 Ｖｅ＝｛Ｒ３／（Ｒ３＋ＲＱ３）｝・Ｖref （７） ここで、Ｒ３：抵抗１０の抵抗値、ＲＱ３：Ｎチャネル
トランジスタＱ３のオン抵抗値である。電圧比較器４
は、＋側入力と−側入力が同じ値になるよう動作するた
め、この自動レベル制御回路の出力電圧Ｖoは、式
（８）で表される。 Ｖｃ＝Ｖｄ＝Ｖo＝｛Ｒ３／（Ｒ３＋ＲＱ３）｝・Ｖref （８） ＮチャネルトランジスタＱ３のオン抵抗ＲＱ３は、図９
に示すように、ゲート電圧Ｖｇ（図４（ｇ））が小さい
ほど大きくなり、ゲート電圧Ｖｇが大きいほど小さくな
るので、ゲート電圧Ｖｇの大きさに応じて、比較電圧Ｖ
ｅ（図４（ｅ））は変化する。このような回路の特性を
以下の３つの領域で考える。
【００２５】（１）Ｖi・Ｇｖ＜Ｖref、つまり、Ｒ＜＜
ＲＱ１およびＲ３＜＜ＲＱ３のとき（Ｖiが小信号
時）、Ｖo＝０となる。
ＲＱ１およびＲ３＜＜ＲＱ３のとき（Ｖiが小信号
時）、Ｖo＝０となる。
【００２６】（２）Ｖi・Ｇｖ＞Ｖrefで、Ｒ１はほぼＲ
Ｑ１，Ｒ３はほぼＲＱ３のとき（Ｖiが中信号時）、Ｖo
はほぼＶi・Ｇｖ／２＝Ｖref／２となる。
Ｑ１，Ｒ３はほぼＲＱ３のとき（Ｖiが中信号時）、Ｖo
はほぼＶi・Ｇｖ／２＝Ｖref／２となる。
【００２７】（３）Ｖi・Ｇｖ＞Ｖrefで、Ｒ１＞＞ＲＱ
１およびＲ３＞＞ＲＱ３のとき（Ｖiが大信号時）、Ｖo
はほぼＶrefとなる。
１およびＲ３＞＞ＲＱ３のとき（Ｖiが大信号時）、Ｖo
はほぼＶrefとなる。
【００２８】以上説明したように、上記の３点をつなぐ
と、自動レベル制御回路の入出力特性は図４に示すよう
に、全領域でなだらかな曲線を描き、全領域にわたって
音の大小が確保でき、大信号入力時でも最大出力電圧は
Ｖrefの値に制限され、出力電圧が飽和するのを防ぐこ
とができる。
と、自動レベル制御回路の入出力特性は図４に示すよう
に、全領域でなだらかな曲線を描き、全領域にわたって
音の大小が確保でき、大信号入力時でも最大出力電圧は
Ｖrefの値に制限され、出力電圧が飽和するのを防ぐこ
とができる。
【００２９】また、（Ｒ１，ＲＱ１）と（Ｒ３，ＲＱ
３）の組み合わせを、 ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）＝ｎ｛Ｒ３／（Ｒ３＋ＲＱ３）｝ （９） と設定し、ｎを変えることで曲線のカーブ特性を変える
ことができる。
３）の組み合わせを、 ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）＝ｎ｛Ｒ３／（Ｒ３＋ＲＱ３）｝ （９） と設定し、ｎを変えることで曲線のカーブ特性を変える
ことができる。
【００３０】実施の形態３．図５は、本発明の実施の形
態３の自動レベル制御回路を示す図である。図６は、本
発明の実施の形態３の自動レベル制御回路の各部の特性
を示す図である。以下に図５および図６を用いて本発明
の実施の形態３の自動レベル制御回路の動作を説明す
る。
態３の自動レベル制御回路を示す図である。図６は、本
発明の実施の形態３の自動レベル制御回路の各部の特性
を示す図である。以下に図５および図６を用いて本発明
の実施の形態３の自動レベル制御回路の動作を説明す
る。
【００３１】図５は、図１の回路と図３の回路を組み合
わせた回路によって構成される。実施の形態３において
は、増幅器３と電圧比較器４の間に抵抗８およびＮチャ
ネルトランジスタＱ２を設け、電圧比較器４の−側入力
に抵抗１０とＮチャネルトランジスタＱ３との並列回路
を設けたことに特徴がある。実施の形態３の回路におい
ては、ＮチャネルトランジスタＱ１、Ｑ２およびＱ３の
ゲート電圧（図５（ｇ））は、充放電回路５によって同
時に制御される。
わせた回路によって構成される。実施の形態３において
は、増幅器３と電圧比較器４の間に抵抗８およびＮチャ
ネルトランジスタＱ２を設け、電圧比較器４の−側入力
に抵抗１０とＮチャネルトランジスタＱ３との並列回路
を設けたことに特徴がある。実施の形態３の回路におい
ては、ＮチャネルトランジスタＱ１、Ｑ２およびＱ３の
ゲート電圧（図５（ｇ））は、充放電回路５によって同
時に制御される。
【００３２】電圧比較器４の−側入力に入力される電圧
Ｖｅは、抵抗１０の抵抗Ｒ３とＮチャネルトランジスタ
Ｑ３のオン抵抗ＲＱ３によって分圧することによって、
次式（１０）のように得られる。 Ｖｅ＝｛Ｒ３／（Ｒ３＋ＲＱ３）｝・Ｖref （１０） ここで、Ｒ３：抵抗１０の抵抗値、ＲＱ３：チャネルト
ランジスタＱ３のオン抵抗値である。電圧比較器４は、
＋側入力と−側入力が同じ値になるよう動作するため、
この電圧比較器４の入力電圧Ｖｄ（＝出力電圧Ｖｃ）
は、式（１１）のように表される。 Ｖｄ＝Ｖｅ＝｛Ｒ３／（Ｒ３＋ＲＱ３）｝・Ｖref （１１） さらに、この自動レベル制御回路の出力電圧Ｖoは、入
力電圧Ｖｉを抵抗１およびＮチャネルトランジスタＱ１
から構成される第１の分圧器、増幅器３および抵抗８お
よびＮチャネルトランジスタＱ２から構成される第２の
分圧器を通すことによって得られる。以下にこの過程を
式（１２）〜（１４）によって示す。
Ｖｅは、抵抗１０の抵抗Ｒ３とＮチャネルトランジスタ
Ｑ３のオン抵抗ＲＱ３によって分圧することによって、
次式（１０）のように得られる。 Ｖｅ＝｛Ｒ３／（Ｒ３＋ＲＱ３）｝・Ｖref （１０） ここで、Ｒ３：抵抗１０の抵抗値、ＲＱ３：チャネルト
ランジスタＱ３のオン抵抗値である。電圧比較器４は、
＋側入力と−側入力が同じ値になるよう動作するため、
この電圧比較器４の入力電圧Ｖｄ（＝出力電圧Ｖｃ）
は、式（１１）のように表される。 Ｖｄ＝Ｖｅ＝｛Ｒ３／（Ｒ３＋ＲＱ３）｝・Ｖref （１１） さらに、この自動レベル制御回路の出力電圧Ｖoは、入
力電圧Ｖｉを抵抗１およびＮチャネルトランジスタＱ１
から構成される第１の分圧器、増幅器３および抵抗８お
よびＮチャネルトランジスタＱ２から構成される第２の
分圧器を通すことによって得られる。以下にこの過程を
式（１２）〜（１４）によって示す。
【００３３】増幅器３入力電圧Ｖｂは、 Ｖｂ＝Ｖi・｛ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）｝ （１２） 増幅器３の出力電圧Ｖｃは、 Ｖｃ＝Ｖｂ・Ｇｖ （１３） 電圧比較器４の入力電圧Ｖｄは、 Ｖｄ＝Ｖo＝Ｖｃ・｛ＲＱ２／（Ｒ２＋ＲＱ２）｝ （１４） 式の簡略化のために、ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）＝Ｘ
１、ＲＱ２／（Ｒ２＋ＲＱ２）＝Ｘ２、Ｒ３／（Ｒ３＋
ＲＱ３）＝Ｘ３と置くと、式（１２）（１３）から Ｖｃ＝Ｘ１・Ｖi・Ｇｖ （１５） 従って、式（１４）（１５）から Ｖｄ＝Ｖo＝Ｘ１・Ｘ２・Ｖi・Ｇｖ （１６） 一方、式（１１）から Ｖｅ＝Ｘ３・Ｖref （１７） ＮチャネルトランジスタＱ１、Ｑ２およびＱ３のオン抵
抗ＲＱ１、ＲＱ２およびＲＱ３は、図９に示すように、
ゲート電圧Ｖｇが小さいほど大きくなり、ゲート電圧Ｖ
ｇが大きいほど小さくなるので、ゲート電圧Ｖｇの大き
さに応じて比較する電圧Ｖｄは変化する。このような回
路の特性を実施の形態２と同様に以下の３つの領域で考
える。
１、ＲＱ２／（Ｒ２＋ＲＱ２）＝Ｘ２、Ｒ３／（Ｒ３＋
ＲＱ３）＝Ｘ３と置くと、式（１２）（１３）から Ｖｃ＝Ｘ１・Ｖi・Ｇｖ （１５） 従って、式（１４）（１５）から Ｖｄ＝Ｖo＝Ｘ１・Ｘ２・Ｖi・Ｇｖ （１６） 一方、式（１１）から Ｖｅ＝Ｘ３・Ｖref （１７） ＮチャネルトランジスタＱ１、Ｑ２およびＱ３のオン抵
抗ＲＱ１、ＲＱ２およびＲＱ３は、図９に示すように、
ゲート電圧Ｖｇが小さいほど大きくなり、ゲート電圧Ｖ
ｇが大きいほど小さくなるので、ゲート電圧Ｖｇの大き
さに応じて比較する電圧Ｖｄは変化する。このような回
路の特性を実施の形態２と同様に以下の３つの領域で考
える。
【００３４】（１）Ｖi・Ｇｖ＜Ｖref、つまり、Ｒ１＜
＜ＲＱ１、Ｒ２＜＜ＲＱ２およびＲ３＜＜ＲＱ３（Ｖi
が小信号時）、Ｘ１＝Ｘ２＝１、Ｘ３＝Ｒ３／（Ｒ３＋
ＲＱ３）となり、Ｒ３を適切な値にすることによりＸ３
の値を決めることができる。式（１６）、（１７）か
ら、Ｖo＝Ｖi・ＧｖでかつＶo＜Ｘ３・Ｖrefとなる。こ
れは、Ｖｄの最大値がＶｅとなるからである。
＜ＲＱ１、Ｒ２＜＜ＲＱ２およびＲ３＜＜ＲＱ３（Ｖi
が小信号時）、Ｘ１＝Ｘ２＝１、Ｘ３＝Ｒ３／（Ｒ３＋
ＲＱ３）となり、Ｒ３を適切な値にすることによりＸ３
の値を決めることができる。式（１６）、（１７）か
ら、Ｖo＝Ｖi・ＧｖでかつＶo＜Ｘ３・Ｖrefとなる。こ
れは、Ｖｄの最大値がＶｅとなるからである。
【００３５】（２）Ｖi・Ｇｖ＞Ｖrefで、Ｒ１はほぼＲ
Ｑ１，Ｒ２はほぼＲＱ２およびＲ３はほぼＲＱ３のとき
（Ｖiが中信号時）、Ｘ１＝Ｘ２＝Ｘ３＝１／２となる
ので、式（１６）、（１７）から、ＶOはほぼＶi・Ｇｖ
／４、かつＶｅ＝Ｖref／２となる。
Ｑ１，Ｒ２はほぼＲＱ２およびＲ３はほぼＲＱ３のとき
（Ｖiが中信号時）、Ｘ１＝Ｘ２＝Ｘ３＝１／２となる
ので、式（１６）、（１７）から、ＶOはほぼＶi・Ｇｖ
／４、かつＶｅ＝Ｖref／２となる。
【００３６】（３）Ｖi・Ｇｖ＞Ｖrefで、Ｒ１＞＞ＲＱ
１、Ｒ２＞＞ＲＱ２およびＲ３＞＞ＲＱ３のとき（Ｖi
が大信号時）となるので、式（１６）からＶo＝Ｖi・Ｇ
ｖ／（Ｒ１・Ｒ２）、かつ式（１７）から、Ｖｅ＝Ｖre
fとなるので、Ｖoは、実施の形態２と比べＲ１・Ｒ２で
除算した値になり、かつそのＶoの最大値はＶrefの値に
なる。従って、実施の形態３の回路においては、実施の
形態２の回路よりも曲線のカーブをなだらかにすること
ができる。
１、Ｒ２＞＞ＲＱ２およびＲ３＞＞ＲＱ３のとき（Ｖi
が大信号時）となるので、式（１６）からＶo＝Ｖi・Ｇ
ｖ／（Ｒ１・Ｒ２）、かつ式（１７）から、Ｖｅ＝Ｖre
fとなるので、Ｖoは、実施の形態２と比べＲ１・Ｒ２で
除算した値になり、かつそのＶoの最大値はＶrefの値に
なる。従って、実施の形態３の回路においては、実施の
形態２の回路よりも曲線のカーブをなだらかにすること
ができる。
【００３７】上述のように、自動レベル制御回路の出力
特性は図６（ｄ）に示すように、なだらかな曲線を描
き、入力信号が小さい時から大きくなるまでの全領域に
わたって出力レベルが飽和しないようにでき、しかも入
力レベルに応じて出力レベルが変化するようにできる。
なお、大信号入力時でも最大出力電圧はＶrefの値に制
限され、出力電圧が飽和するのを防ぐことができる。
特性は図６（ｄ）に示すように、なだらかな曲線を描
き、入力信号が小さい時から大きくなるまでの全領域に
わたって出力レベルが飽和しないようにでき、しかも入
力レベルに応じて出力レベルが変化するようにできる。
なお、大信号入力時でも最大出力電圧はＶrefの値に制
限され、出力電圧が飽和するのを防ぐことができる。
【００３８】また、（Ｒ１，ＲＱ１）、（Ｒ２，ＲＱ
２）および（Ｒ３，ＲＱ３）の組み合わせを変化させる
ことによって、曲線の特性を変えることができる。
２）および（Ｒ３，ＲＱ３）の組み合わせを変化させる
ことによって、曲線の特性を変えることができる。
【００３９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の自動レベ
ル制御回路においては、出力電圧のレベルが制限されて
いる領域（Ｖｄ＝Ｖi・Ｇｖ＞Ｖref）においては、出力
電圧レベルを制限はするが、入力レベルに応じて出力レ
ベルが多少変化し、入力レベルが大きくなっても、出力
レベルを飽和しないようにし、これによって出力レベル
の飽和から生じる違和感を減少させることができる。
ル制御回路においては、出力電圧のレベルが制限されて
いる領域（Ｖｄ＝Ｖi・Ｇｖ＞Ｖref）においては、出力
電圧レベルを制限はするが、入力レベルに応じて出力レ
ベルが多少変化し、入力レベルが大きくなっても、出力
レベルを飽和しないようにし、これによって出力レベル
の飽和から生じる違和感を減少させることができる。
【００４０】本発明の自動レベル制御回路においては、
分圧され、その分圧された電圧が増幅器に入力され、そ
の増幅器の出力は、第２の分圧器入力され、その第２の
分圧器の出力は電圧比較器の＋端子に接続され、電圧比
較器の−端子には基準電圧に接続され、その電圧比較器
の出力は充放電回路の入力端子に供給され、充放電回路
の出力によって第１および第２のトランジスタのゲート
端子を制御するので、出力電圧が基準電圧レベルを越え
ない領域では、増幅器３の増幅度で増幅された信号が出
力され、出力電圧が基準電圧レベルを越える領域では、
出力電圧が飽和することなくかつ入力電圧レベルに応じ
た音の大小レベルが得られ、違和感を減少させることが
可能である。
分圧され、その分圧された電圧が増幅器に入力され、そ
の増幅器の出力は、第２の分圧器入力され、その第２の
分圧器の出力は電圧比較器の＋端子に接続され、電圧比
較器の−端子には基準電圧に接続され、その電圧比較器
の出力は充放電回路の入力端子に供給され、充放電回路
の出力によって第１および第２のトランジスタのゲート
端子を制御するので、出力電圧が基準電圧レベルを越え
ない領域では、増幅器３の増幅度で増幅された信号が出
力され、出力電圧が基準電圧レベルを越える領域では、
出力電圧が飽和することなくかつ入力電圧レベルに応じ
た音の大小レベルが得られ、違和感を減少させることが
可能である。
【００４１】さらに、本発明の他の自動レベル制御回路
においては、入力信号は、入力端子に接続された第１の
分圧器によって分圧され、その分圧された電圧が増幅器
に入力され、その増幅器の出力は電圧比較器４の＋端子
に入力され、一方、電圧比較器の−端子は第３の分圧器
に接続され、その電圧比較器の出力は充放電回路の入力
端子に供給され、充放電回路の出力によって第１および
第３のトランジスタのゲート端子を制御するので、入出
力特性はなだらかな曲線を描き、全領域にわたって音の
大小が確保でき、大信号入力時でも最大出力電圧はＶre
fの値に制限され、出力電圧が飽和するのを防ぐことが
できる。
においては、入力信号は、入力端子に接続された第１の
分圧器によって分圧され、その分圧された電圧が増幅器
に入力され、その増幅器の出力は電圧比較器４の＋端子
に入力され、一方、電圧比較器の−端子は第３の分圧器
に接続され、その電圧比較器の出力は充放電回路の入力
端子に供給され、充放電回路の出力によって第１および
第３のトランジスタのゲート端子を制御するので、入出
力特性はなだらかな曲線を描き、全領域にわたって音の
大小が確保でき、大信号入力時でも最大出力電圧はＶre
fの値に制限され、出力電圧が飽和するのを防ぐことが
できる。
【００４２】さらに、本発明の自動レベル制御回路は、
入力信号は、第１の分圧器によって分圧され、その分圧
された電圧が増幅器に入力され、その増幅器の出力は、
第２の分圧器に入力され、その第２の分圧器の出力は電
圧比較器の＋端子に接続され、一方、電圧比較器の−端
子は第３の分圧器に接続され、その電圧比較器の出力は
充放電回路の入力端子に供給され、充放電回路の出力に
よって第１、第２および第３のトランジスタのゲート端
子を制御するので、入出力特性はなだらかな曲線を描
き、全領域にわたって音の大小が確保でき、大信号入力
時でも最大出力電圧はＶrefの値に制限され、出力電圧
が飽和するのを防ぐことができる。
入力信号は、第１の分圧器によって分圧され、その分圧
された電圧が増幅器に入力され、その増幅器の出力は、
第２の分圧器に入力され、その第２の分圧器の出力は電
圧比較器の＋端子に接続され、一方、電圧比較器の−端
子は第３の分圧器に接続され、その電圧比較器の出力は
充放電回路の入力端子に供給され、充放電回路の出力に
よって第１、第２および第３のトランジスタのゲート端
子を制御するので、入出力特性はなだらかな曲線を描
き、全領域にわたって音の大小が確保でき、大信号入力
時でも最大出力電圧はＶrefの値に制限され、出力電圧
が飽和するのを防ぐことができる。
【００４３】さらに、発明の自動レベル制御回路は、
（Ｒ１，ＲＱ１）と（Ｒ２，ＲＱ２）の組み合わせを、
ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）＝ｎ｛Ｒ２／（Ｒ２＋ＲＱ
２）｝となるように設定し、ｎを変化させることができ
る。
（Ｒ１，ＲＱ１）と（Ｒ２，ＲＱ２）の組み合わせを、
ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）＝ｎ｛Ｒ２／（Ｒ２＋ＲＱ
２）｝となるように設定し、ｎを変化させることができ
る。
【００４４】さらに、発明の自動レベル制御回路は、
（Ｒ１，ＲＱ１）と（Ｒ３，ＲＱ３）の組み合わせを、
ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）＝ｎ｛Ｒ３／（Ｒ３＋ＲＱ
３）｝となるように設定し、ｎを変えることで曲線の特
性を変えることができる。
（Ｒ１，ＲＱ１）と（Ｒ３，ＲＱ３）の組み合わせを、
ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）＝ｎ｛Ｒ３／（Ｒ３＋ＲＱ
３）｝となるように設定し、ｎを変えることで曲線の特
性を変えることができる。
【００４５】さらに、（Ｒ１，ＲＱ１）、（Ｒ２，ＲＱ
２）および（Ｒ３，ＲＱ３）の各組み合わせを変化させ
ることによって、曲線の特性を変えることができる。
２）および（Ｒ３，ＲＱ３）の各組み合わせを変化させ
ることによって、曲線の特性を変えることができる。
【図１】 本発明の実施の形態１の自動レベル制御回路
を示す図である。
を示す図である。
【図２】 本発明の実施の形態１の自動レベル制御回路
の各部の特性を示す図である。
の各部の特性を示す図である。
【図３】 本発明の実施の形態２の自動レベル制御回路
を示す図である。
を示す図である。
【図４】 本発明の実施の形態２の自動レベル制御回路
の各部の特性を示す図である。
の各部の特性を示す図である。
【図５】 本発明の実施の形態３の自動レベル制御回路
を示す図である。
を示す図である。
【図６】 本発明の実施の形態３の自動レベル制御回路
の各部の特性を示す図である。
の各部の特性を示す図である。
【図７】 従来の自動レベル制御回路を示す図である。
【図８】 従来の自動レベル制御回路の各部の特性を示
す図である。
す図である。
【図９】 Ｎチャネルトランジスタの入出力レベル特性
を示す図である。
を示す図である。
【図１０】 充放電回路の詳細な回路を示す図である。
１ 抵抗（抵抗値Ｒ１） ３ 増幅器 ４ 電圧比較器 ５ 充放電回路 ６ コンデンサ ８ 抵抗（抵抗値Ｒ２） １０ 抵抗（抵抗値Ｒ３） Ｖref 基準電圧 Ｑ１ Ｎチャネル形ＭＯＳトランジスタ（オン抵抗値Ｒ
Ｑ１） Ｑ２ Ｎチャネル形ＭＯＳトランジスタ（オン抵抗値Ｒ
Ｑ２） Ｑ３ Ｎチャネル形ＭＯＳトランジスタ（オン抵抗値Ｒ
Ｑ３）
Ｑ１） Ｑ２ Ｎチャネル形ＭＯＳトランジスタ（オン抵抗値Ｒ
Ｑ２） Ｑ３ Ｎチャネル形ＭＯＳトランジスタ（オン抵抗値Ｒ
Ｑ３）
Claims (6)
- 【請求項１】 入力端子に接続された第１の抵抗と第１
のトランジスタとからなる第１の分圧器と、 前記第１の抵抗と第１のトランジスタの交点に接続され
た増幅器と、 前記増幅器の出力に接続される第２の抵抗と第２のトラ
ンジスタとから構成される第２の分圧器と、 ＋端子が前記第２の抵抗と第２のトランジスタの交点に
接続され、−端子が基準電圧に接続される電圧比較器
と、 前記電圧比較器の出力が入力され、その出力は前記第１
および第２のトランジスタのゲート端子に接続される充
放電回路と、を有することを特徴とする自動レベル制御
回路。 - 【請求項２】 入力端子に接続された第１の抵抗と第１
のトランジスタとからなる第１の分圧器と、 前記第１の抵抗と第１のトランジスタの交点に接続され
た増幅器と、 ＋端子が前記増幅器の出力端子に接続され、−端子が第
３の抵抗と第３のトランジスタと基準電圧から構成され
る第３の分圧器の第３の抵抗と第３のトランジスタの交
点に接続された電圧比較器と、 前記電圧比較器の出力が入力され、その出力は前記第１
および第３のトランジスタのゲート端子に接続される充
放電回路と、を有することを特徴とする自動レベル制御
回路。 - 【請求項３】 入力端子に接続された第１の抵抗と第１
のトランジスタとからなる第１の分圧器と、 前記第１の抵抗と第１のトランジスタの交点に接続され
た増幅器と、 前記増幅器の出力に接続される第２の抵抗と第２のトラ
ンジスタとから構成される第２の分圧器と、 ＋端子が前記第２の抵抗と第２のトランジスタの交点に
接続され、−端子が第３の抵抗と第３のトランジスタと
基準電圧から構成される第３の分圧器の第３の抵抗の一
端に接続された電圧比較器と、 前記電圧比較器の出力が入力され、その出力は前記第
１、第２および第３のトランジスタのゲート端子に接続
される充放電回路と、を有することを特徴とする自動レ
ベル制御回路。 - 【請求項４】 請求項１記載の自動レベル制御回路にお
いて、 （Ｒ１，ＲＱ１）と（Ｒ２，ＲＱ２）の組み合わせを、 ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）＝ｎ｛Ｒ２／（Ｒ２＋ＲＱ
２）｝となるように設定し、ｎを変化させることを特徴
とする自動レベル制御回路。ここで、Ｒ１：抵抗１の抵
抗値、ＲＱ１：ＮチャネルトランジスタＱ１のオン抵抗
値、Ｒ２：抵抗８の抵抗値、ＲＱ２：Ｎチャネルトラン
ジスタＱ２のオン抵抗値である。 - 【請求項５】 請求項２記載の自動レベル制御回路にお
いて、 （Ｒ１，ＲＱ１）と（Ｒ３，ＲＱ３）の組み合わせを、 ＲＱ１／（Ｒ１＋ＲＱ１）＝ｎ｛Ｒ３／（Ｒ３＋ＲＱ
３）｝となるように設定し、ｎを変化させることを特徴
とする自動レベル制御回路。ここで、Ｒ１：抵抗１の抵
抗値、ＲＱ１：ＮチャネルトランジスタＱ１のオン抵抗
値、Ｒ３：抵抗１０の抵抗値、ＲＱ３：Ｎチャネルトラ
ンジスタＱ３のオン抵抗値である。 - 【請求項６】 請求項３記載の自動レベル制御回路にお
いて、 （Ｒ１，ＲＱ１）、（Ｒ２，ＲＱ２）および（Ｒ３，Ｒ
Ｑ３）の各組み合わせを変化させることを特徴とする自
動レベル制御回路。ここで、Ｒ１：抵抗１の抵抗値、Ｒ
Ｑ１：ＮチャネルトランジスタＱ１のオン抵抗値、Ｒ
２：抵抗８の抵抗値、ＲＱ２：Ｎチャネルトランジスタ
Ｑ２のオン抵抗値、Ｒ３：抵抗１０の抵抗値、ＲＱ３：
ＮチャネルトランジスタＱ３のオン抵抗値である。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7180122A JPH0936682A (ja) | 1995-07-17 | 1995-07-17 | 自動レベル制御回路 |
| US08/566,911 US5651073A (en) | 1995-07-17 | 1995-12-04 | Automatic level control circuit for restricting sound level |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7180122A JPH0936682A (ja) | 1995-07-17 | 1995-07-17 | 自動レベル制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0936682A true JPH0936682A (ja) | 1997-02-07 |
Family
ID=16077810
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7180122A Pending JPH0936682A (ja) | 1995-07-17 | 1995-07-17 | 自動レベル制御回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5651073A (ja) |
| JP (1) | JPH0936682A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011203481A (ja) * | 2010-03-25 | 2011-10-13 | Yamaha Corp | カラオケ装置 |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09214257A (ja) * | 1996-01-30 | 1997-08-15 | Fujitsu Ltd | 動作点補償方式 |
| DE19630406C1 (de) * | 1996-07-26 | 1998-01-29 | Sgs Thomson Microelectronics | Filterschaltung und damit ausgerüsteter Audiosignalprozessor |
| US6140868A (en) * | 1999-03-09 | 2000-10-31 | Lucent Technologies, Inc. | Master tuning circuit for adjusting a slave transistor to follow a master resistor |
| US6271727B1 (en) | 1999-08-06 | 2001-08-07 | Rf Micro Devices, Inc. | High isolation RF power amplifier with self-bias attenuator |
| WO2011159349A1 (en) | 2010-06-14 | 2011-12-22 | Audiotoniq, Inc. | Hearing aid system |
| US9167339B2 (en) | 2010-07-07 | 2015-10-20 | Iii Holdings 4, Llc | Hearing damage limiting headphones |
| US8515110B2 (en) | 2010-09-30 | 2013-08-20 | Audiotoniq, Inc. | Hearing aid with automatic mode change capabilities |
| EP2439850A1 (en) * | 2010-10-07 | 2012-04-11 | Research in Motion Limited | Circuit, system and method for isolating a transducer from an amplifier in an electronic device |
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| US10687150B2 (en) | 2010-11-23 | 2020-06-16 | Audiotoniq, Inc. | Battery life monitor system and method |
Family Cites Families (3)
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|---|---|---|---|---|
| JPS59140727A (ja) * | 1983-01-31 | 1984-08-13 | Fujitsu Ltd | 周波数変換方式 |
| US4718119A (en) * | 1984-08-27 | 1988-01-05 | Motorola Inc. | AGC circuit including a precision voltage clamp and method |
| US5045809A (en) * | 1989-08-31 | 1991-09-03 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Automatic gain control (AGC) circuit for a trunk interface in a private branch exchange (PBX) |
-
1995
- 1995-07-17 JP JP7180122A patent/JPH0936682A/ja active Pending
- 1995-12-04 US US08/566,911 patent/US5651073A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011203481A (ja) * | 2010-03-25 | 2011-10-13 | Yamaha Corp | カラオケ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5651073A (en) | 1997-07-22 |
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