JPH0936638A - アレーアンテナの制御装置 - Google Patents
アレーアンテナの制御装置Info
- Publication number
- JPH0936638A JPH0936638A JP7182680A JP18268095A JPH0936638A JP H0936638 A JPH0936638 A JP H0936638A JP 7182680 A JP7182680 A JP 7182680A JP 18268095 A JP18268095 A JP 18268095A JP H0936638 A JPH0936638 A JP H0936638A
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- received
- array antenna
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- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来例に比較して、誤り率を小さくできるア
レーアンテナの制御装置を提供する。 【解決手段】 トレーニング信号を所定の間隔で発生す
る信号発生手段と、受信信号にウェイトベクトルを乗算
して直接波信号と遅延波信号とを出力するビーム形成手
段と、直接波信号と遅延波信号に含まれるトレーニング
信号と信号発生手段で発生するトレーニング信号との差
の２乗を最小にするウェイトべクトルを演算し、電力重
み係数を演算して出力する適応制御手段と、直接波信号
と遅延波信号とに電力重み係数を乗じて出力する乗算手
段と、乗算手段から出力された信号を加算して出力する
加算手段と、加算手段から出力された信号と電力重み係
数とに基づいて、既知の状態遷移で推定される信号と加
算手段から出力された信号との距離が最小になるよう
に、ディジタル信号を推定して出力する最ゆう推定手段
とを備えた。
レーアンテナの制御装置を提供する。 【解決手段】 トレーニング信号を所定の間隔で発生す
る信号発生手段と、受信信号にウェイトベクトルを乗算
して直接波信号と遅延波信号とを出力するビーム形成手
段と、直接波信号と遅延波信号に含まれるトレーニング
信号と信号発生手段で発生するトレーニング信号との差
の２乗を最小にするウェイトべクトルを演算し、電力重
み係数を演算して出力する適応制御手段と、直接波信号
と遅延波信号とに電力重み係数を乗じて出力する乗算手
段と、乗算手段から出力された信号を加算して出力する
加算手段と、加算手段から出力された信号と電力重み係
数とに基づいて、既知の状態遷移で推定される信号と加
算手段から出力された信号との距離が最小になるよう
に、ディジタル信号を推定して出力する最ゆう推定手段
とを備えた。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、アレーアンテナの
制御装置に関する。
制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】高速デジタル移動体通信において、周波
数選択性フェージングを改善するためにアダプティブア
レーアンテナが用いられている。アダプティブアレーア
ンテナは、多重伝搬波の方向に指向性のヌルを形成する
ことによって多重伝搬波を抑圧して、周波数選択性フェ
ージングを軽減するものである。また、最近では、図１
１に示すアレーアンテナの制御装置を用いて、Ｎ個のア
ンテナ素子２００−１乃至２００−Ｎからなるアレーア
ンテナ２００によって受信された信号を直接波信号と遅
延波信号とに分離した後、遅延時間差の補正をして合成
することにより各遅延波の電力を有効に利用して所望波
を受信することが行われている。
数選択性フェージングを改善するためにアダプティブア
レーアンテナが用いられている。アダプティブアレーア
ンテナは、多重伝搬波の方向に指向性のヌルを形成する
ことによって多重伝搬波を抑圧して、周波数選択性フェ
ージングを軽減するものである。また、最近では、図１
１に示すアレーアンテナの制御装置を用いて、Ｎ個のア
ンテナ素子２００−１乃至２００−Ｎからなるアレーア
ンテナ２００によって受信された信号を直接波信号と遅
延波信号とに分離した後、遅延時間差の補正をして合成
することにより各遅延波の電力を有効に利用して所望波
を受信することが行われている。
【０００３】図１１は、小川恭孝，横畑和典，伊藤精彦
による“アダプティブアレーによる空間領域パスダイバ
ーシチの検討”電子情報通信学会総合大会，ｐｐ３９
７，１９９５年において示された従来例のアレーアンテ
ナの制御装置のブロック図である。図１１のアレーアン
テナの制御装置は、Ｎ個の受信モジュールＲＭ２００−
１乃至ＲＭ２００−Ｎと、同相分配器２０１−１乃至２
０１−Ｎと、ビーム形成器Ｂ２００と、合成器２０５
と、復調器２０８と、適応制御プロセッサ２０９と、信
号発生器２１０とからなる。
による“アダプティブアレーによる空間領域パスダイバ
ーシチの検討”電子情報通信学会総合大会，ｐｐ３９
７，１９９５年において示された従来例のアレーアンテ
ナの制御装置のブロック図である。図１１のアレーアン
テナの制御装置は、Ｎ個の受信モジュールＲＭ２００−
１乃至ＲＭ２００−Ｎと、同相分配器２０１−１乃至２
０１−Ｎと、ビーム形成器Ｂ２００と、合成器２０５
と、復調器２０８と、適応制御プロセッサ２０９と、信
号発生器２１０とからなる。
【０００４】図１１の従来例のアレーアンテナの制御装
置において、受信モジュールＲＭ２００−１乃至ＲＭ２
００−Ｎはそれぞれ、アンテナ素子２００−１乃至２０
０−Ｎから出力される受信信号を増幅して所定の中間周
波数に周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換して同相分配器２
０１−１乃至２０１−Ｎに出力する。同相分配器２０１
−１乃至２０１−Ｎはそれぞれ、入力された受信ディジ
タル信号を複数（Ｌ＋１）の信号に同相分配して適応制
御プロセッサ２０９とビーム形成器Ｂ２００に出力す
る。信号発生器２１０は、直接波信号に対応するトレー
ニング信号ｒ1（ｔ）と、それぞれ各遅延波と同一の遅
延時間を有するトレーニング信号ｒ2（ｔ）乃至ｒ
L（ｔ）とを発生して出力する。適応制御プロセッサ２
０９は、入力されたＮ個の受信信号を成分とするＮ次元
列ベクトルの自己相関行列と、当該Ｎ次元列ベクトルと
トレーニング信号ｒk（ｔ）との間の相関ベクトルとに
基づいて、受信信号から直接波信号と所定の数（Ｌ−
１）の遅延波信号とを取り出すためのウェイトベクトル
Ｗ1乃至ＷLを演算してビーム形成器Ｂ２００に出力す
る。ここで、ウェイトベクトルＷ1は、信号発生器２１
０の発生するトレーニング信号ｒ1（ｔ）と直接波信号
に含まれるトレーニング信号との差の２乗が最小になる
ように演算され、ウェイトベクトルＷ2乃至ＷLはそれぞ
れ、信号発生器２１０の発生するトレーニング信号ｒ2
（ｔ）乃至ｒL（ｔ）と、対応する遅延波信号に含まれ
るトレーニング信号との差の２乗が最小になるように演
算される。
置において、受信モジュールＲＭ２００−１乃至ＲＭ２
００−Ｎはそれぞれ、アンテナ素子２００−１乃至２０
０−Ｎから出力される受信信号を増幅して所定の中間周
波数に周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換して同相分配器２
０１−１乃至２０１−Ｎに出力する。同相分配器２０１
−１乃至２０１−Ｎはそれぞれ、入力された受信ディジ
タル信号を複数（Ｌ＋１）の信号に同相分配して適応制
御プロセッサ２０９とビーム形成器Ｂ２００に出力す
る。信号発生器２１０は、直接波信号に対応するトレー
ニング信号ｒ1（ｔ）と、それぞれ各遅延波と同一の遅
延時間を有するトレーニング信号ｒ2（ｔ）乃至ｒ
L（ｔ）とを発生して出力する。適応制御プロセッサ２
０９は、入力されたＮ個の受信信号を成分とするＮ次元
列ベクトルの自己相関行列と、当該Ｎ次元列ベクトルと
トレーニング信号ｒk（ｔ）との間の相関ベクトルとに
基づいて、受信信号から直接波信号と所定の数（Ｌ−
１）の遅延波信号とを取り出すためのウェイトベクトル
Ｗ1乃至ＷLを演算してビーム形成器Ｂ２００に出力す
る。ここで、ウェイトベクトルＷ1は、信号発生器２１
０の発生するトレーニング信号ｒ1（ｔ）と直接波信号
に含まれるトレーニング信号との差の２乗が最小になる
ように演算され、ウェイトベクトルＷ2乃至ＷLはそれぞ
れ、信号発生器２１０の発生するトレーニング信号ｒ2
（ｔ）乃至ｒL（ｔ）と、対応する遅延波信号に含まれ
るトレーニング信号との差の２乗が最小になるように演
算される。
【０００５】ビーム形成器Ｂ２００は、受信信号とウェ
イトベクトルＷ1乃至ＷLとから直接波信号と（Ｌ−１）
個の遅延波信号とを取り出して合成器２０５に出力す
る。合成器２０５は、直接波信号と遅延波信号の遅延時
間を一致させて複数の信号を同相化して合成して復調器
２０８に出力する。復調器２０８は、合成器２０５から
出力された信号から受信ディジタル信号を決定して出力
する。以上のような構成により、従来例のアレーアンテ
ナの制御装置は、直接波信号と各遅延波信号を分離して
取り出し、遅延時間差の補正をした後、合成することに
より所望の信号を得ることができる。
イトベクトルＷ1乃至ＷLとから直接波信号と（Ｌ−１）
個の遅延波信号とを取り出して合成器２０５に出力す
る。合成器２０５は、直接波信号と遅延波信号の遅延時
間を一致させて複数の信号を同相化して合成して復調器
２０８に出力する。復調器２０８は、合成器２０５から
出力された信号から受信ディジタル信号を決定して出力
する。以上のような構成により、従来例のアレーアンテ
ナの制御装置は、直接波信号と各遅延波信号を分離して
取り出し、遅延時間差の補正をした後、合成することに
より所望の信号を得ることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来例のアレ
ーアンテナの制御装置は、受信信号から分離された直接
波信号と遅延波信号間の相関及び各遅延波信号間の相関
が強い場合には、出力信号の信号対雑音比を大きくでき
ないという問題点があった。また、入射する遅延波の遅
延時間が既知でなければ、直接波信号と各遅延波信号と
の分離を適切に行うことができないので、出力信号の信
号対干渉波比が大きくできないという問題点があった。
その結果、受信信号の誤り率を小さくできないという問
題点があった。
ーアンテナの制御装置は、受信信号から分離された直接
波信号と遅延波信号間の相関及び各遅延波信号間の相関
が強い場合には、出力信号の信号対雑音比を大きくでき
ないという問題点があった。また、入射する遅延波の遅
延時間が既知でなければ、直接波信号と各遅延波信号と
の分離を適切に行うことができないので、出力信号の信
号対干渉波比が大きくできないという問題点があった。
その結果、受信信号の誤り率を小さくできないという問
題点があった。
【０００７】本発明の目的は、以上の問題点を解決し
て、直接波信号と各遅延波信号との分離を適切に行うこ
とができ、従来例に比較して、誤り率を小さくできるア
レーアンテナの制御装置を提供することにある。
て、直接波信号と各遅延波信号との分離を適切に行うこ
とができ、従来例に比較して、誤り率を小さくできるア
レーアンテナの制御装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載のアレーアンテナの制御装置は、送信局からディジタ
ル信号に従ってディジタル変調された送信信号が送信さ
れた後、所定の配置形状で近接して並置された複数Ｎ個
のアンテナ素子からなるアレーアンテナによって受信さ
れたＮ個の受信信号から、最も早くアレーアンテナに到
達する直接波信号と、上記直接波信号から遅延して到達
する少なくとも１つの遅延波信号とを用いて上記送信信
号を取り出すためのアレーアンテナの制御装置であっ
て、上記送信信号に含まれるトレーニング信号と同一の
信号を有するトレーニング信号を、所定の時間間隔で繰
り返し周期的に発生して出力する信号発生手段と、上記
各アンテナ素子によって受信されたＮ個の受信信号を成
分とするＮ次元列ベクトルに対して、上記直接波信号と
上記少なくとも１つの遅延波信号とに対応する複数のウ
ェイトベクトルを乗算することによって、上記直接波信
号と上記少なくとも１つの遅延波信号とを取り出して出
力するビーム形成手段と、上記信号発生手段から繰り返
し出力された各トレーニング信号と上記Ｎ次元列ベクト
ルとの間の相関ベクトルと、上記Ｎ次元列ベクトルの自
己相関行列とに基づいて、上記ビーム形成手段から出力
される上記直接波信号と上記少なくとも１つの遅延波信
号にそれぞれ含まれる各トレーニング信号と、上記信号
発生手段から繰り返し出力されるトレーニング信号との
差の２乗が最小になるように、上記直接波信号と上記少
なくとも１つの遅延波信号とにそれぞれ対応する複数の
Ｎ次元のウェイトべクトルを演算して出力するととも
に、上記演算されたウェイトベクトルに基づいて、上記
直接波信号及び上記少なくとも１つの遅延波信号の電力
の大きさにそれぞれ対応した複数の電力重み係数を演算
して出力する適応制御手段と、上記ビーム形成手段から
出力された上記直接波信号と上記少なくとも１つの遅延
波信号とに対してそれぞれ、上記適応制御手段から出力
された上記対応する複数の電力重み係数を乗じてそれぞ
れ出力する複数の乗算手段と、上記乗算手段から出力さ
れた複数の信号を加算して出力する加算手段と、上記加
算手段から出力された信号と上記適応制御手段から出力
された複数の電力重み係数とに基づいて、上記送信信号
に含まれるディジタル信号の取り得る既知の状態遷移で
推定される信号と上記加算手段から出力された信号との
距離が最小になるように、上記受信信号に含まれるディ
ジタル信号を推定して出力する最ゆう推定手段とを備え
たことを特徴とする。
載のアレーアンテナの制御装置は、送信局からディジタ
ル信号に従ってディジタル変調された送信信号が送信さ
れた後、所定の配置形状で近接して並置された複数Ｎ個
のアンテナ素子からなるアレーアンテナによって受信さ
れたＮ個の受信信号から、最も早くアレーアンテナに到
達する直接波信号と、上記直接波信号から遅延して到達
する少なくとも１つの遅延波信号とを用いて上記送信信
号を取り出すためのアレーアンテナの制御装置であっ
て、上記送信信号に含まれるトレーニング信号と同一の
信号を有するトレーニング信号を、所定の時間間隔で繰
り返し周期的に発生して出力する信号発生手段と、上記
各アンテナ素子によって受信されたＮ個の受信信号を成
分とするＮ次元列ベクトルに対して、上記直接波信号と
上記少なくとも１つの遅延波信号とに対応する複数のウ
ェイトベクトルを乗算することによって、上記直接波信
号と上記少なくとも１つの遅延波信号とを取り出して出
力するビーム形成手段と、上記信号発生手段から繰り返
し出力された各トレーニング信号と上記Ｎ次元列ベクト
ルとの間の相関ベクトルと、上記Ｎ次元列ベクトルの自
己相関行列とに基づいて、上記ビーム形成手段から出力
される上記直接波信号と上記少なくとも１つの遅延波信
号にそれぞれ含まれる各トレーニング信号と、上記信号
発生手段から繰り返し出力されるトレーニング信号との
差の２乗が最小になるように、上記直接波信号と上記少
なくとも１つの遅延波信号とにそれぞれ対応する複数の
Ｎ次元のウェイトべクトルを演算して出力するととも
に、上記演算されたウェイトベクトルに基づいて、上記
直接波信号及び上記少なくとも１つの遅延波信号の電力
の大きさにそれぞれ対応した複数の電力重み係数を演算
して出力する適応制御手段と、上記ビーム形成手段から
出力された上記直接波信号と上記少なくとも１つの遅延
波信号とに対してそれぞれ、上記適応制御手段から出力
された上記対応する複数の電力重み係数を乗じてそれぞ
れ出力する複数の乗算手段と、上記乗算手段から出力さ
れた複数の信号を加算して出力する加算手段と、上記加
算手段から出力された信号と上記適応制御手段から出力
された複数の電力重み係数とに基づいて、上記送信信号
に含まれるディジタル信号の取り得る既知の状態遷移で
推定される信号と上記加算手段から出力された信号との
距離が最小になるように、上記受信信号に含まれるディ
ジタル信号を推定して出力する最ゆう推定手段とを備え
たことを特徴とする。
【０００９】以上のように構成された請求項１記載のア
レーアンテナの制御装置においては、上記各アンテナ素
子によって受信されたＮ個の受信信号を成分とするＮ次
元列ベクトルに対してそれぞれ、対応するウェイトベク
トルが乗算されて、上記直接波信号と上記少なくとも１
つの遅延波信号とが、所定の時間間隔で、取り出されて
上記ビーム形成手段から出力される。上記ビーム形成手
段から出力された上記直接波信号と上記少なくとも１つ
の遅延波信号とに対してそれぞれ、上記適応制御手段か
ら出力された上記対応する複数の電力重み係数が乗算さ
れて乗算手段から出力され、上記乗算手段から出力され
た複数の信号は、加算されて加算手段から出力される。
そして、上記加算手段から出力された信号と上記適応制
御手段から出力された複数の電力重み係数とに基づい
て、上記送信信号に含まれるディジタル信号の取り得る
既知の状態遷移で推定される信号と上記加算手段から出
力された信号との距離が最小になるように、上記受信信
号に含まれるディジタル信号が推定されて出力される。
レーアンテナの制御装置においては、上記各アンテナ素
子によって受信されたＮ個の受信信号を成分とするＮ次
元列ベクトルに対してそれぞれ、対応するウェイトベク
トルが乗算されて、上記直接波信号と上記少なくとも１
つの遅延波信号とが、所定の時間間隔で、取り出されて
上記ビーム形成手段から出力される。上記ビーム形成手
段から出力された上記直接波信号と上記少なくとも１つ
の遅延波信号とに対してそれぞれ、上記適応制御手段か
ら出力された上記対応する複数の電力重み係数が乗算さ
れて乗算手段から出力され、上記乗算手段から出力され
た複数の信号は、加算されて加算手段から出力される。
そして、上記加算手段から出力された信号と上記適応制
御手段から出力された複数の電力重み係数とに基づい
て、上記送信信号に含まれるディジタル信号の取り得る
既知の状態遷移で推定される信号と上記加算手段から出
力された信号との距離が最小になるように、上記受信信
号に含まれるディジタル信号が推定されて出力される。
【００１０】以上のように構成された請求項１記載のア
レーアンテナの制御装置は、上記直接波信号と上記遅延
波信号とを所定の時間間隔で取り出して出力するビーム
形成手段と、上記直接波信号と上記遅延波信号とに対し
てそれぞれ、上記電力重み係数を乗じてそれぞれ出力す
る複数の乗算手段と、上記乗算手段から出力された複数
の信号を加算して出力する加算手段とを備える。そし
て、上記最ゆう推定手段は、上記加算手段から出力され
た信号と上記電力重み係数とに基づいて、上記送信信号
に含まれるディジタル信号の取り得る既知の状態遷移で
推定される信号と上記加算手段から出力された信号との
距離が最小になるように、上記受信信号に含まれるディ
ジタル信号を推定して出力する。これによって、請求項
１記載のアレーアンテナの制御装置は、直接波信号と各
遅延波信号との分離を適切に行うことができ、従来例に
比較して、誤り率を小さくできる。
レーアンテナの制御装置は、上記直接波信号と上記遅延
波信号とを所定の時間間隔で取り出して出力するビーム
形成手段と、上記直接波信号と上記遅延波信号とに対し
てそれぞれ、上記電力重み係数を乗じてそれぞれ出力す
る複数の乗算手段と、上記乗算手段から出力された複数
の信号を加算して出力する加算手段とを備える。そし
て、上記最ゆう推定手段は、上記加算手段から出力され
た信号と上記電力重み係数とに基づいて、上記送信信号
に含まれるディジタル信号の取り得る既知の状態遷移で
推定される信号と上記加算手段から出力された信号との
距離が最小になるように、上記受信信号に含まれるディ
ジタル信号を推定して出力する。これによって、請求項
１記載のアレーアンテナの制御装置は、直接波信号と各
遅延波信号との分離を適切に行うことができ、従来例に
比較して、誤り率を小さくできる。
【００１１】また、請求項２記載のアレーアンテナの制
御装置は、請求項１記載のアレーアンテナの制御装置に
おいて、上記信号発生手段は、上記送信信号に含まれる
トレーニング信号と同一の信号を有するトレーニング信
号を、上記送信信号に含まれるディジタル信号のシンボ
ル周期で繰り返し発生して出力することを特徴とする。
御装置は、請求項１記載のアレーアンテナの制御装置に
おいて、上記信号発生手段は、上記送信信号に含まれる
トレーニング信号と同一の信号を有するトレーニング信
号を、上記送信信号に含まれるディジタル信号のシンボ
ル周期で繰り返し発生して出力することを特徴とする。
【００１２】これによって、請求項２記載のアレーアン
テナの制御装置は、遅延波信号の遅延時間を測定する必
要がないので、当該制御装置の構成を簡単にできるとと
もに、トレーニング信号を、上記シンボル周期で繰り返
し発生しない場合に比較して、誤り率を小さくできる。
テナの制御装置は、遅延波信号の遅延時間を測定する必
要がないので、当該制御装置の構成を簡単にできるとと
もに、トレーニング信号を、上記シンボル周期で繰り返
し発生しない場合に比較して、誤り率を小さくできる。
【００１３】さらに、請求項３記載のアレーアンテナの
制御装置は、請求項１又は２記載のアレーアンテナの制
御装置において、上記電力重み係数はそれぞれ、上記対
応するウェイトベクトルのノルムの２乗の逆数であるこ
とを特徴とする。
制御装置は、請求項１又は２記載のアレーアンテナの制
御装置において、上記電力重み係数はそれぞれ、上記対
応するウェイトベクトルのノルムの２乗の逆数であるこ
とを特徴とする。
【００１４】これによって、請求項３記載のアレーアン
テナの制御装置は、上記電力重み係数を、上記対応する
ウェイトベクトルのノルムの２乗の逆数に設定しない場
合に比較して、誤り率を小さくできる。
テナの制御装置は、上記電力重み係数を、上記対応する
ウェイトベクトルのノルムの２乗の逆数に設定しない場
合に比較して、誤り率を小さくできる。
【００１５】またさらに、請求項４記載のアレーアンテ
ナの制御装置は、請求項１、２又は３記載のアレーアン
テナの制御装置においてさらに、上記ビーム形成手段か
ら出力される上記直接波信号と上記少なくとも１つの遅
延波信号のうち対応する上記相関ベクトルの大きさが所
定のしきい値より大きい信号を選択して出力する信号選
択手段を備えたことを特徴とする。
ナの制御装置は、請求項１、２又は３記載のアレーアン
テナの制御装置においてさらに、上記ビーム形成手段か
ら出力される上記直接波信号と上記少なくとも１つの遅
延波信号のうち対応する上記相関ベクトルの大きさが所
定のしきい値より大きい信号を選択して出力する信号選
択手段を備えたことを特徴とする。
【００１６】これによって、請求項４記載のアレーアン
テナの制御装置は、所定のしきい値より大きい電力を有
する信号のみを用いて最ゆう推定をしているので、信号
選択手段を備えていない場合に比較して、最ゆう推定を
する時間を短くできるとともに、誤り率を小さくでき
る。
テナの制御装置は、所定のしきい値より大きい電力を有
する信号のみを用いて最ゆう推定をしているので、信号
選択手段を備えていない場合に比較して、最ゆう推定を
する時間を短くできるとともに、誤り率を小さくでき
る。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係
る実施の形態について説明する。
る実施の形態について説明する。
【００１８】本実施の形態のアレーアンテナの制御装置
は、所定の配置形状で近接して並置された所定の複数Ｎ
個のアンテナ素子１００−１乃至１００−Ｎからなるア
レーアンテナ１００を制御するための制御装置である。
当該制御装置は、図１に示すように、受信モジュールＲ
Ｍ−１乃至ＲＭ−Ｎと、同相分配器１−１乃至１−Ｎ
と、ビーム選択器Ｂａ−１乃至Ｂａ−Ｌを備えたビーム
形成器Ｂ１と、信号選択器４と、乗算器５−１乃至５−
Ｌと、加算器６と、適応制御プロセッサ９と、最ゆう推
定器７と、復調器８と、信号発生器１０と、ＲＯＭ１１
とからなり、以下の特徴を有する。 （１）信号発生器１０は、送信信号に含まれるトレーニ
ング信号と同一の信号を有するトレーニング信号ｄ
k（ｔ）を、送信信号に含まれるディジタル信号のシン
ボル周期Ｔで繰り返し周期的に発生して適応制御プロセ
ッサ９に出力する。 （２）適応制御プロセッサ９は、入力された受信信号ｘ
1（ｔ）乃至ｘN（ｔ）を成分とするＮ次元列ベクトルＸ
（ｔ）の自己相関行列Ｒｘｘと、信号発生器１０から入
力されるトレーニング信号ｄk（ｔ）とＮ次元列ベクト
ルＸ（ｔ）との間の相関ベクトルＶkｘｒとに基づい
て、加算器３−ｋから出力される信号ｙk（ｔ）に含ま
れるトレーニング信号と信号発生器１０で発生したトレ
ーニング信号ｄk（ｔ）との差の２乗が最小になるよう
にウェイトべクトルＷkを演算してビーム選択器３−ｋ
に出力する一方、ウェイトベクトルＷkに基づいて電力
重み係数１／│Ｗk│２を演算して加算器５−ｋと最ゆ
う推定器７とに出力する。また、適応制御プロセッサ９
は、相関ベクトルＶkｘｒの大きさに基づいて信号選択
器４のスイッチＳＷ−ｋに信号ｙk（ｔ）を選択するか
否かの指令信号Ｓｋを出力する。 （３）ビーム形成器Ｂ１は、Ｎ次元列ベクトルＸ（ｔ）
に直接波に対応するウェイトベクトルＷ1を乗算するこ
とによって、直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）を信号
選択器４に出力し、Ｎ次元列ベクトルＸ（ｔ）にそれぞ
れ第１乃至第（Ｌ−１）遅延波に対応するウェイトベク
トルＷ2乃至ＷLを乗算することによって、それぞれ第１
乃至第（Ｌ−１）遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）乃
至ｙL（ｔ）とを取り出して信号選択器４に出力する。 （４）信号選択器４は、ビーム形成器Ｂ１から出力され
た直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）と第１遅延波乃至
第（Ｌ−１）遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）乃至ｙL
（ｔ）のうち、対応する相関ベクトルＶkｘｒの大きさ
が所定のしきい値以上の信号を選択して乗算器５−１乃
至５−Ｌに出力する。 （５）乗算器５−１乃至５−Ｌは、信号選択器４から出
力される信号ｙ1（ｔ）乃至ｙL（ｔ）にそれぞれ対応す
る電力重み係数１／│Ｗ1│2乃至１／│ＷL│2を乗じて
加算器６に出力する。 （６）加算器６は、乗算器５−１乃至５−Ｌから出力さ
れる複数の信号を加算して最ゆう推定器７に出力する。 （７）最ゆう推定器７は、加算器６から出力された信号
ｙｔと適応制御プロセッサ９から出力された電力重み係
数１／│Ｗk│2とに基づいて、送信信号に含まれるディ
ジタル信号の取り得る既知の状態遷移で推定される信号
と加算器６から出力される信号ｙｔとの距離が最小にな
るように、受信信号に含まれるディジタル信号を推定し
て復調器８に出力する。
は、所定の配置形状で近接して並置された所定の複数Ｎ
個のアンテナ素子１００−１乃至１００−Ｎからなるア
レーアンテナ１００を制御するための制御装置である。
当該制御装置は、図１に示すように、受信モジュールＲ
Ｍ−１乃至ＲＭ−Ｎと、同相分配器１−１乃至１−Ｎ
と、ビーム選択器Ｂａ−１乃至Ｂａ−Ｌを備えたビーム
形成器Ｂ１と、信号選択器４と、乗算器５−１乃至５−
Ｌと、加算器６と、適応制御プロセッサ９と、最ゆう推
定器７と、復調器８と、信号発生器１０と、ＲＯＭ１１
とからなり、以下の特徴を有する。 （１）信号発生器１０は、送信信号に含まれるトレーニ
ング信号と同一の信号を有するトレーニング信号ｄ
k（ｔ）を、送信信号に含まれるディジタル信号のシン
ボル周期Ｔで繰り返し周期的に発生して適応制御プロセ
ッサ９に出力する。 （２）適応制御プロセッサ９は、入力された受信信号ｘ
1（ｔ）乃至ｘN（ｔ）を成分とするＮ次元列ベクトルＸ
（ｔ）の自己相関行列Ｒｘｘと、信号発生器１０から入
力されるトレーニング信号ｄk（ｔ）とＮ次元列ベクト
ルＸ（ｔ）との間の相関ベクトルＶkｘｒとに基づい
て、加算器３−ｋから出力される信号ｙk（ｔ）に含ま
れるトレーニング信号と信号発生器１０で発生したトレ
ーニング信号ｄk（ｔ）との差の２乗が最小になるよう
にウェイトべクトルＷkを演算してビーム選択器３−ｋ
に出力する一方、ウェイトベクトルＷkに基づいて電力
重み係数１／│Ｗk│２を演算して加算器５−ｋと最ゆ
う推定器７とに出力する。また、適応制御プロセッサ９
は、相関ベクトルＶkｘｒの大きさに基づいて信号選択
器４のスイッチＳＷ−ｋに信号ｙk（ｔ）を選択するか
否かの指令信号Ｓｋを出力する。 （３）ビーム形成器Ｂ１は、Ｎ次元列ベクトルＸ（ｔ）
に直接波に対応するウェイトベクトルＷ1を乗算するこ
とによって、直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）を信号
選択器４に出力し、Ｎ次元列ベクトルＸ（ｔ）にそれぞ
れ第１乃至第（Ｌ−１）遅延波に対応するウェイトベク
トルＷ2乃至ＷLを乗算することによって、それぞれ第１
乃至第（Ｌ−１）遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）乃
至ｙL（ｔ）とを取り出して信号選択器４に出力する。 （４）信号選択器４は、ビーム形成器Ｂ１から出力され
た直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）と第１遅延波乃至
第（Ｌ−１）遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）乃至ｙL
（ｔ）のうち、対応する相関ベクトルＶkｘｒの大きさ
が所定のしきい値以上の信号を選択して乗算器５−１乃
至５−Ｌに出力する。 （５）乗算器５−１乃至５−Ｌは、信号選択器４から出
力される信号ｙ1（ｔ）乃至ｙL（ｔ）にそれぞれ対応す
る電力重み係数１／│Ｗ1│2乃至１／│ＷL│2を乗じて
加算器６に出力する。 （６）加算器６は、乗算器５−１乃至５−Ｌから出力さ
れる複数の信号を加算して最ゆう推定器７に出力する。 （７）最ゆう推定器７は、加算器６から出力された信号
ｙｔと適応制御プロセッサ９から出力された電力重み係
数１／│Ｗk│2とに基づいて、送信信号に含まれるディ
ジタル信号の取り得る既知の状態遷移で推定される信号
と加算器６から出力される信号ｙｔとの距離が最小にな
るように、受信信号に含まれるディジタル信号を推定し
て復調器８に出力する。
【００１９】以下、図１を参照して、本発明に係る実施
の形態のアレーアンテナの制御装置について詳細に説明
する。本実施の形態において、送信局から送信される送
信信号は、所定の参照シンボル列を含むディジタル信号
に従ってディジタル変調され、送信信号の好ましくは最
初の部分に参照シンボル列に従ってディジタル変調され
たトレーニング信号が含まれている。本実施の形態にお
いては、第１遅延波乃至第（Ｌ−１）遅延波の直接波に
対する遅延時間τkはそれぞれ、Ｔ乃至（Ｌ−１）Ｔで
あると仮定する。ここで、Ｔは送信信号に含まれるディ
ジタル信号のシンボル周期である。
の形態のアレーアンテナの制御装置について詳細に説明
する。本実施の形態において、送信局から送信される送
信信号は、所定の参照シンボル列を含むディジタル信号
に従ってディジタル変調され、送信信号の好ましくは最
初の部分に参照シンボル列に従ってディジタル変調され
たトレーニング信号が含まれている。本実施の形態にお
いては、第１遅延波乃至第（Ｌ−１）遅延波の直接波に
対する遅延時間τkはそれぞれ、Ｔ乃至（Ｌ−１）Ｔで
あると仮定する。ここで、Ｔは送信信号に含まれるディ
ジタル信号のシンボル周期である。
【００２０】実施の形態のアレーアンテナの制御装置に
おいて、受信モジュールＲＭ−ｓは、低雑音増幅器とダ
ウンコンバータとＡ／Ｄ変換器とからなり、アンテナ素
子１００−ｓで受信された受信信号を、低雑音増幅器に
よって増幅した後、ダウンコンバータで所定の中間周波
数に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換器によってディジタル信
号である受信信号Ｒｓに変換して同相分配器１−ｓに出
力する。ここで、低雑音増幅器とダウンコンバータとＡ
／Ｄ変換器は、図示はしていない。同相分配器１−ｓ
は、受信モジュールＲＭ−ｓから出力された受信信号Ｒ
ｓを、（Ｌ＋１）個の受信信号ｘs（ｔ）に同相分配し
て、Ｌ個の乗算器２−１−１乃至２−Ｌ−１と適応制御
プロセッサ９に出力する。ここで、符号中のｓは、符号
１乃至Ｎを代表して付したものであり、すなわち、ｓ＝
１，２，…，Ｎであり、以下、本明細書において同様に
表すものとする。
おいて、受信モジュールＲＭ−ｓは、低雑音増幅器とダ
ウンコンバータとＡ／Ｄ変換器とからなり、アンテナ素
子１００−ｓで受信された受信信号を、低雑音増幅器に
よって増幅した後、ダウンコンバータで所定の中間周波
数に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換器によってディジタル信
号である受信信号Ｒｓに変換して同相分配器１−ｓに出
力する。ここで、低雑音増幅器とダウンコンバータとＡ
／Ｄ変換器は、図示はしていない。同相分配器１−ｓ
は、受信モジュールＲＭ−ｓから出力された受信信号Ｒ
ｓを、（Ｌ＋１）個の受信信号ｘs（ｔ）に同相分配し
て、Ｌ個の乗算器２−１−１乃至２−Ｌ−１と適応制御
プロセッサ９に出力する。ここで、符号中のｓは、符号
１乃至Ｎを代表して付したものであり、すなわち、ｓ＝
１，２，…，Ｎであり、以下、本明細書において同様に
表すものとする。
【００２１】適応制御プロセッサ９は、受信信号ｘ
1（ｔ）乃至ｘN（ｔ）のうち最初の１つの信号が入力さ
れると、信号発生器１０にトレーニング信号ｄk（ｔ）
の発生の開始を指令する指令信号を出力する。信号発生
器１０は、適応制御プロセッサ９から入力される指令信
号に応え、ＲＯＭ１１に格納された参照シンボル列に基
づいて、数１で表されるトレーニング信号ｄk（ｔ）を
シンボル周期Ｔで繰り返し発生して、適応制御プロセッ
サ９に出力する。ここで、ＲＯＭ１１には、送信信号に
含まれる参照シンボル列と同一の参照シンボル列が予め
格納されている。従って、信号発生器１０が発生するト
レーニング信号ｄk（ｔ）は、送信信号に含まれるトレ
ーニング信号と同一である。
1（ｔ）乃至ｘN（ｔ）のうち最初の１つの信号が入力さ
れると、信号発生器１０にトレーニング信号ｄk（ｔ）
の発生の開始を指令する指令信号を出力する。信号発生
器１０は、適応制御プロセッサ９から入力される指令信
号に応え、ＲＯＭ１１に格納された参照シンボル列に基
づいて、数１で表されるトレーニング信号ｄk（ｔ）を
シンボル周期Ｔで繰り返し発生して、適応制御プロセッ
サ９に出力する。ここで、ＲＯＭ１１には、送信信号に
含まれる参照シンボル列と同一の参照シンボル列が予め
格納されている。従って、信号発生器１０が発生するト
レーニング信号ｄk（ｔ）は、送信信号に含まれるトレ
ーニング信号と同一である。
【００２２】
【数１】ｄk（ｔ）＝ｄ｛ｔ−（ｋ−１）Ｔ｝
【００２３】適応制御プロセッサ９は、入力された受信
信号ｘ1（ｔ）乃至ｘN（ｔ）を成分とするＮ次元列ベク
トルＸ（ｔ）の自己相関行列Ｒｘｘと、信号発生器１０
から入力されるトレーニング信号ｄk（ｔ）とＮ次元列
ベクトルＸ（ｔ）との間の相関ベクトルＶkｘｒとに基
づいて、次の数２を用いてウェイトべクトルＷkを演算
してビーム選択器３−ｋに出力する一方、ウェイトベク
トルＷkに基づいて電力重み係数１／│Ｗk│２を演算し
て加算器５−ｋと最ゆう推定器７とに出力する。また、
適応制御プロセッサ９は、相関ベクトルＶkｘｒの大き
さが所定のしきい値より大きい場合にはスイッチＳＷ−
ｋを閉じる指令信号ＳｋをスイッチＳＷ−ｋに出力し、
相関ベクトルＶkｘｒの大きさが所定のしきい値未満の
場合にはスイッチＳＷ−ｋを開く指令信号Ｓｋをスイッ
チＳＷ−ｋに出力する。ここで、符号ｋは、符号１乃至
Ｌを代表して付したものであり、以下、本明細書におい
て特に断らない限り同様に表すものとする。
信号ｘ1（ｔ）乃至ｘN（ｔ）を成分とするＮ次元列ベク
トルＸ（ｔ）の自己相関行列Ｒｘｘと、信号発生器１０
から入力されるトレーニング信号ｄk（ｔ）とＮ次元列
ベクトルＸ（ｔ）との間の相関ベクトルＶkｘｒとに基
づいて、次の数２を用いてウェイトべクトルＷkを演算
してビーム選択器３−ｋに出力する一方、ウェイトベク
トルＷkに基づいて電力重み係数１／│Ｗk│２を演算し
て加算器５−ｋと最ゆう推定器７とに出力する。また、
適応制御プロセッサ９は、相関ベクトルＶkｘｒの大き
さが所定のしきい値より大きい場合にはスイッチＳＷ−
ｋを閉じる指令信号ＳｋをスイッチＳＷ−ｋに出力し、
相関ベクトルＶkｘｒの大きさが所定のしきい値未満の
場合にはスイッチＳＷ−ｋを開く指令信号Ｓｋをスイッ
チＳＷ−ｋに出力する。ここで、符号ｋは、符号１乃至
Ｌを代表して付したものであり、以下、本明細書におい
て特に断らない限り同様に表すものとする。
【００２４】
【数２】Ｗk＝Ｒｘｘ-1・Ｖkｘｒ
【００２５】ここで、ウェイトベクトルＷ1は、ウェイ
トベクトルＷ1とＮ次元列ベクトルＸ（ｔ）とを乗じる
ことにより直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）を取り出
すためのＮ個の複素ウェイトｗ11乃至ｗ1Nを成分とする
ベクトルである。また、ウェイトベクトルＷk（ｋ＝
２，３，…，Ｌ）は、ウェイトベクトルＷkとＮ次元列
ベクトルＸ（ｔ）とを乗じることにより第（ｋ−１）遅
延波で受信された信号ｙk（ｔ）を取り出すためのＮ個
の複素ウェイトｗk1乃至ｗkNを成分とするベクトルであ
る。また、自己相関行列Ｒｘｘと相関ベクトルＶkｘｒ
はそれぞれ、Ｎ次元列ベクトルＸ（ｔ）を次の数３のよ
うに表すと、次の数４と数５で表すことができる。
トベクトルＷ1とＮ次元列ベクトルＸ（ｔ）とを乗じる
ことにより直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）を取り出
すためのＮ個の複素ウェイトｗ11乃至ｗ1Nを成分とする
ベクトルである。また、ウェイトベクトルＷk（ｋ＝
２，３，…，Ｌ）は、ウェイトベクトルＷkとＮ次元列
ベクトルＸ（ｔ）とを乗じることにより第（ｋ−１）遅
延波で受信された信号ｙk（ｔ）を取り出すためのＮ個
の複素ウェイトｗk1乃至ｗkNを成分とするベクトルであ
る。また、自己相関行列Ｒｘｘと相関ベクトルＶkｘｒ
はそれぞれ、Ｎ次元列ベクトルＸ（ｔ）を次の数３のよ
うに表すと、次の数４と数５で表すことができる。
【００２６】
【数３】 Ｘ（ｔ）＝［ｘ1（ｔ），ｘ2（ｔ），…，ｘN（ｔ）］T
【数４】Ｒｘｘ＝Ｅ｛ＸA（ｔ）・ＸT（ｔ）｝
【数５】Ｖkｘｒ＝Ｅ｛ＸA（ｔ）・ｄk（ｔ）｝
【００２７】ここで、数３における［］Tは行列の転置
を表わし、数５においてｋ＝１，２，…，Ｌであり、Ｅ
｛｝は、Ｎ次元列ベクトルＸ（ｔ）とトレーニング信号
ｄk（ｔ）との相関ベクトルを、トレーニング信号ｄ
k（ｔ）の全期間について平均したものであることを示
す。すなわち、相関ベクトルＶkｘｒは、受信信号に含
まれるトレーニング信号とｋ番目のトレーニング信号ｄ
k（ｔ）とがどの程度、類似しているかを示している。
を表わし、数５においてｋ＝１，２，…，Ｌであり、Ｅ
｛｝は、Ｎ次元列ベクトルＸ（ｔ）とトレーニング信号
ｄk（ｔ）との相関ベクトルを、トレーニング信号ｄ
k（ｔ）の全期間について平均したものであることを示
す。すなわち、相関ベクトルＶkｘｒは、受信信号に含
まれるトレーニング信号とｋ番目のトレーニング信号ｄ
k（ｔ）とがどの程度、類似しているかを示している。
【００２８】ビーム形成器Ｂ１は、Ｌ個のビーム選択器
Ｂａ−１乃至Ｂａ−Ｌからなる。また、ビーム選択器Ｂ
ａ−ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）は、乗算器２−ｋ−１乃
至２−ｋ−Ｎと加算器３−ｋとからなる。ビーム選択器
Ｂａ−１において、乗算器２−１−ｓ（ｓ＝１，２，
…，Ｎ）は、受信信号ｘs（ｔ）と複素ウェイトｗ1sと
を乗算して乗算された信号を加算器３−１に出力し、加
算器３−１は、乗算器２−１−１乃至２−１−Ｎから出
力されるＮ個の信号を加算してスイッチＳＷ−１に加算
された信号ｙ1（ｔ）を出力する。これによって、乗算
器２−１−１乃至２−１−Ｎと加算器３−１とからなる
ビーム選択器Ｂａ−１は、直接波で受信された信号ｙ1
（ｔ）をスイッチＳＷ−１に出力する。
Ｂａ−１乃至Ｂａ−Ｌからなる。また、ビーム選択器Ｂ
ａ−ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）は、乗算器２−ｋ−１乃
至２−ｋ−Ｎと加算器３−ｋとからなる。ビーム選択器
Ｂａ−１において、乗算器２−１−ｓ（ｓ＝１，２，
…，Ｎ）は、受信信号ｘs（ｔ）と複素ウェイトｗ1sと
を乗算して乗算された信号を加算器３−１に出力し、加
算器３−１は、乗算器２−１−１乃至２−１−Ｎから出
力されるＮ個の信号を加算してスイッチＳＷ−１に加算
された信号ｙ1（ｔ）を出力する。これによって、乗算
器２−１−１乃至２−１−Ｎと加算器３−１とからなる
ビーム選択器Ｂａ−１は、直接波で受信された信号ｙ1
（ｔ）をスイッチＳＷ−１に出力する。
【００２９】また、ビーム選択器Ｂａ−２において、乗
算器２−２−ｓ（ｓ＝１，２，…，Ｎ）は、受信信号ｘ
s（ｔ）と複素ウェイトｗ2sとを乗算して乗算された信
号を加算器３−２に出力し、加算器３−２は、乗算器２
−２−１乃至２−２−Ｎから出力されるＮ個の信号を加
算してスイッチＳＷ−２に加算された信号ｙ2（ｔ）を
出力する。これによって、乗算器２−２−１乃至２−２
−Ｎと加算器３−２とからなるビーム選択器Ｂａ−２
は、第１遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）をスイッチ
ＳＷ−２に出力する。同様にして、乗算器２−ｋ−１乃
至２−ｋ−Ｎと加算器３−ｋとからなるビーム選択器Ｂ
ａ−ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）は、第（ｋ−１）遅延波
で受信された信号ｙk（ｔ）をスイッチＳＷ−ｋに出力
する。
算器２−２−ｓ（ｓ＝１，２，…，Ｎ）は、受信信号ｘ
s（ｔ）と複素ウェイトｗ2sとを乗算して乗算された信
号を加算器３−２に出力し、加算器３−２は、乗算器２
−２−１乃至２−２−Ｎから出力されるＮ個の信号を加
算してスイッチＳＷ−２に加算された信号ｙ2（ｔ）を
出力する。これによって、乗算器２−２−１乃至２−２
−Ｎと加算器３−２とからなるビーム選択器Ｂａ−２
は、第１遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）をスイッチ
ＳＷ−２に出力する。同様にして、乗算器２−ｋ−１乃
至２−ｋ−Ｎと加算器３−ｋとからなるビーム選択器Ｂ
ａ−ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）は、第（ｋ−１）遅延波
で受信された信号ｙk（ｔ）をスイッチＳＷ−ｋに出力
する。
【００３０】信号選択器４は、スイッチＳＷ−１乃至Ｓ
Ｗ−Ｌからなる。信号選択器４において、スイッチＳＷ
−ｋは、適応制御プロセッサ９から出力される指令信号
Ｓｋに基づいて、各伝送路を開閉する。すなわち、相関
ベクトルＶkｘｒの大きさが所定のしきい値より大きい
場合にはスイッチＳＷ−ｋを閉じて、信号ｙk（ｔ）を
伝送させ、相関ベクトルＶkｘｒの大きさが所定のしき
い値未満の場合には、スイッチＳＷ−ｋを開いて、信号
ｙk（ｔ）を伝送させない。このようにして、スイッチ
ＳＷ−１乃至ＳＷ−Ｌからなる信号選択器４は、ビーム
選択器Ｂａ−１乃至Ｂａ−Ｌから出力される信号ｙ
1（ｔ）乃至ｙL（ｔ）のうち、対応する相関ベクトルＶ
kｘｒの大きさが所定のしきい値より大きいものを選択
して乗算器５−１乃至５−Ｌに出力する。
Ｗ−Ｌからなる。信号選択器４において、スイッチＳＷ
−ｋは、適応制御プロセッサ９から出力される指令信号
Ｓｋに基づいて、各伝送路を開閉する。すなわち、相関
ベクトルＶkｘｒの大きさが所定のしきい値より大きい
場合にはスイッチＳＷ−ｋを閉じて、信号ｙk（ｔ）を
伝送させ、相関ベクトルＶkｘｒの大きさが所定のしき
い値未満の場合には、スイッチＳＷ−ｋを開いて、信号
ｙk（ｔ）を伝送させない。このようにして、スイッチ
ＳＷ−１乃至ＳＷ−Ｌからなる信号選択器４は、ビーム
選択器Ｂａ−１乃至Ｂａ−Ｌから出力される信号ｙ
1（ｔ）乃至ｙL（ｔ）のうち、対応する相関ベクトルＶ
kｘｒの大きさが所定のしきい値より大きいものを選択
して乗算器５−１乃至５−Ｌに出力する。
【００３１】乗算器５−ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）は、
ビーム選択器３−ｋから出力され、スイッチＳＷ−ｋを
介して入力された信号と適応制御プロセッサ９から入力
された電力重み係数１／│Ｗk│２とを乗算して加算器
６に出力する。ここで、ウェイトベクトルＷkは、数２
に示すように自己相関行列Ｒｘｘの逆数、すなわち電力
の逆数に比例し、受信電力の大きい受信波に対応するウ
ェイトベクトルＷkは小さくなるので、信号選択器４か
ら出力された信号ｙk（ｔ）のうち、受信電力の大きい
信号ｙk（ｔ）の電力をさらに大きくでき、受信電力の
小さい信号ｙk（ｔ）の電力をさらに小さくできる。加
算器６は、乗算器５−１乃至５−Ｌから出力された複数
の信号を加算して最ゆう推定器７に出力する。すなわ
ち、本実施の形態のアレーアンテナの制御装置では、乗
算器５−１乃至５−Ｌと加算器６とによって信号を最大
の比率で合成する最大比合成を行っている。これによっ
て、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を最大にできる。
ビーム選択器３−ｋから出力され、スイッチＳＷ−ｋを
介して入力された信号と適応制御プロセッサ９から入力
された電力重み係数１／│Ｗk│２とを乗算して加算器
６に出力する。ここで、ウェイトベクトルＷkは、数２
に示すように自己相関行列Ｒｘｘの逆数、すなわち電力
の逆数に比例し、受信電力の大きい受信波に対応するウ
ェイトベクトルＷkは小さくなるので、信号選択器４か
ら出力された信号ｙk（ｔ）のうち、受信電力の大きい
信号ｙk（ｔ）の電力をさらに大きくでき、受信電力の
小さい信号ｙk（ｔ）の電力をさらに小さくできる。加
算器６は、乗算器５−１乃至５−Ｌから出力された複数
の信号を加算して最ゆう推定器７に出力する。すなわ
ち、本実施の形態のアレーアンテナの制御装置では、乗
算器５−１乃至５−Ｌと加算器６とによって信号を最大
の比率で合成する最大比合成を行っている。これによっ
て、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を最大にできる。
【００３２】最ゆう推定器７は、最ゆう推定処理のプロ
グラムを格納したＲＯＭ（図示せず）と、最ゆう推定処
理を実行して受信信号に含まれるディジタル信号を推定
して出力するＣＰＵ（図示せず）と、記憶装置（図示せ
ず）とからなる。最ゆう推定器７は、加算器６から出力
された信号ｙｔと適応制御プロセッサ９から出力された
電力重み係数１／│Ｗk│2とに基づいて、詳細後述する
最ゆう推定処理を実行することによって、受信信号に含
まれるディジタル信号を推定して復調器８に出力する。
復調器８は、最ゆう推定器７から出力されるディジタル
信号を復調処理してベースバンド信号を出力する。
グラムを格納したＲＯＭ（図示せず）と、最ゆう推定処
理を実行して受信信号に含まれるディジタル信号を推定
して出力するＣＰＵ（図示せず）と、記憶装置（図示せ
ず）とからなる。最ゆう推定器７は、加算器６から出力
された信号ｙｔと適応制御プロセッサ９から出力された
電力重み係数１／│Ｗk│2とに基づいて、詳細後述する
最ゆう推定処理を実行することによって、受信信号に含
まれるディジタル信号を推定して復調器８に出力する。
復調器８は、最ゆう推定器７から出力されるディジタル
信号を復調処理してベースバンド信号を出力する。
【００３３】以上のように構成されたアレーアンテナの
制御装置の動作を説明する。アレーアンテナ１００のア
ンテナ素子１００−１乃至１００−Ｎで受信される各受
信信号は、図２（ａ）に示すように、直接波と第１乃至
第（Ｌ−１）遅延波からなる送信信号と、チャンネル間
干渉波Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３等の不要波とを含む。ここで、
チャンネル間干渉波とは、当該送信信号と同一の周波数
を有する当該送信信号以外の信号のことである。アンテ
ナ素子１００−１乃至１００−Ｎで受信される受信信号
はそれぞれ、受信モジュールＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｎによ
って受信信号Ｒ１乃至ＲＮに変換されて同相分配器１−
１乃至１−Ｎによって同相分配されてビーム形成器Ｂ１
に入力される。
制御装置の動作を説明する。アレーアンテナ１００のア
ンテナ素子１００−１乃至１００−Ｎで受信される各受
信信号は、図２（ａ）に示すように、直接波と第１乃至
第（Ｌ−１）遅延波からなる送信信号と、チャンネル間
干渉波Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３等の不要波とを含む。ここで、
チャンネル間干渉波とは、当該送信信号と同一の周波数
を有する当該送信信号以外の信号のことである。アンテ
ナ素子１００−１乃至１００−Ｎで受信される受信信号
はそれぞれ、受信モジュールＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｎによ
って受信信号Ｒ１乃至ＲＮに変換されて同相分配器１−
１乃至１−Ｎによって同相分配されてビーム形成器Ｂ１
に入力される。
【００３４】ビーム形成器Ｂ１に入力された受信信号ｘ
1（ｔ）乃至ｘN（ｔ）は、ビーム形成器Ｂ１によって、
直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）と第１乃至第（Ｌ−
１）遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）乃至ｙL（ｔ）に
形成されて出力される。ここで、ビーム形成器Ｂ１から
出力される信号においては、図２（ｂ）に示すように、
チャンネル間干渉波Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３等の不要波は除か
れる。ビーム形成器Ｂ１から出力された信号ｙk（ｔ）
のうち、対応する相関ベクトルＶkｘｒの大きさが所定
のしきい値より大きい信号は、信号選択器４から出力さ
れ、乗算器５−ｋによって、電力重み係数１／│Ｗk│2
が乗じられて加算器６に出力される。乗算器５−ｋから
出力された信号は、加算器６で加算されて最ゆう推定器
７に出力される。
1（ｔ）乃至ｘN（ｔ）は、ビーム形成器Ｂ１によって、
直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）と第１乃至第（Ｌ−
１）遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）乃至ｙL（ｔ）に
形成されて出力される。ここで、ビーム形成器Ｂ１から
出力される信号においては、図２（ｂ）に示すように、
チャンネル間干渉波Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３等の不要波は除か
れる。ビーム形成器Ｂ１から出力された信号ｙk（ｔ）
のうち、対応する相関ベクトルＶkｘｒの大きさが所定
のしきい値より大きい信号は、信号選択器４から出力さ
れ、乗算器５−ｋによって、電力重み係数１／│Ｗk│2
が乗じられて加算器６に出力される。乗算器５−ｋから
出力された信号は、加算器６で加算されて最ゆう推定器
７に出力される。
【００３５】図２（ｃ）は、加算器６から出力される信
号の１例を示している。例えば、図２（ｃ）に示すよう
に、図２（ｂ）に示したビーム形成器Ｂ１から出力され
る信号のうち対応する相関ベクトルＶ3ｘｒの大きさが
所定のしきい値未満の信号ｙ3（ｔ）は、上述のように
信号選択器４から出力されないので、加算器６からは出
力されない。また、図２（ｂ）に示したビーム形成器Ｂ
１から出力される信号ｙ1（ｔ）乃至ｙL（ｔ）のうち対
応する相関ベクトルＶkｘｒの大きさが所定のしきい値
より大きい信号ｙ1（ｔ），ｙ2（ｔ），ｙ4（ｔ），ｙL
（ｔ）はそれぞれ、電力重み係数１／│Ｗ1│2，１／│
Ｗ2│2，１／│Ｗ4│2，１／│ＷL│2が乗じられて加算
され、加算器６から出力される。そして、受信信号に含
まれるディジタル信号は、最ゆう推定器７で、加算器６
から出力された信号ｙｔと電力重み係数１／│Ｗk│2と
に基づいて、最ゆう推定されて出力され、復調器８によ
って復調されて、ベースバンド信号が出力される。
号の１例を示している。例えば、図２（ｃ）に示すよう
に、図２（ｂ）に示したビーム形成器Ｂ１から出力され
る信号のうち対応する相関ベクトルＶ3ｘｒの大きさが
所定のしきい値未満の信号ｙ3（ｔ）は、上述のように
信号選択器４から出力されないので、加算器６からは出
力されない。また、図２（ｂ）に示したビーム形成器Ｂ
１から出力される信号ｙ1（ｔ）乃至ｙL（ｔ）のうち対
応する相関ベクトルＶkｘｒの大きさが所定のしきい値
より大きい信号ｙ1（ｔ），ｙ2（ｔ），ｙ4（ｔ），ｙL
（ｔ）はそれぞれ、電力重み係数１／│Ｗ1│2，１／│
Ｗ2│2，１／│Ｗ4│2，１／│ＷL│2が乗じられて加算
され、加算器６から出力される。そして、受信信号に含
まれるディジタル信号は、最ゆう推定器７で、加算器６
から出力された信号ｙｔと電力重み係数１／│Ｗk│2と
に基づいて、最ゆう推定されて出力され、復調器８によ
って復調されて、ベースバンド信号が出力される。
【００３６】次に、適応制御プロセッサ９で数２を用い
て演算されたウェイトベクトルＷ1とＮ次元列ベクトル
Ｘ（ｔ）とを乗算することによって、直接波で受信され
た信号ｙ1（ｔ）を取り出すことができるとともに、適
応制御プロセッサ９で数２を用いて演算されたウェイト
ベクトルＷk（ｋ＝２，…，Ｌ）とＮ次元列ベクトルＸ
（ｔ）とを乗算することによって、第（ｋ−１）遅延波
で受信された信号ｙk（ｔ）を取り出すことができる理
由を説明する。
て演算されたウェイトベクトルＷ1とＮ次元列ベクトル
Ｘ（ｔ）とを乗算することによって、直接波で受信され
た信号ｙ1（ｔ）を取り出すことができるとともに、適
応制御プロセッサ９で数２を用いて演算されたウェイト
ベクトルＷk（ｋ＝２，…，Ｌ）とＮ次元列ベクトルＸ
（ｔ）とを乗算することによって、第（ｋ−１）遅延波
で受信された信号ｙk（ｔ）を取り出すことができる理
由を説明する。
【００３７】上述のように、ビーム形成器Ｂ１から出力
される信号ｙk（ｔ）は、ウェイトベクトルＷkとＮ次元
列ベクトルＸ（ｔ）とが乗算された信号であり、次の数
６で表すことができる。
される信号ｙk（ｔ）は、ウェイトベクトルＷkとＮ次元
列ベクトルＸ（ｔ）とが乗算された信号であり、次の数
６で表すことができる。
【００３８】
【数６】ｙk（ｔ）＝Ｗk T・Ｘ（ｔ）
【００３９】また、本実施の形態のアレーアンテナの制
御装置において、信号発生器１０によって発生されるト
レーニング信号ｄk（ｔ）は、送信信号に含まれるトレ
ーニング信号と同一である。従って、直接波で受信され
た信号ｙ1（ｔ）の波形がトレーニング信号ｄ1（ｔ）の
波形にできる限り類似するようにウェイトベクトルＷ1
を演算することにより、直接波で受信された信号ｙ
1（ｔ）を取り出すためのウェイトベクトルＷ1を求める
ことができ、第（ｋ−１）遅延波で受信された信号ｙk
（ｔ）（ｋ＝２，…，Ｌ）の波形がトレーニング信号ｄ
k（ｔ）の波形にできる限り類似するようにウェイトベ
クトルＷkを演算することにより、第（ｋ−１）遅延波
で受信された信号ｙk（ｔ）を取り出すためのウェイト
ベクトルＷkを求めることができる。
御装置において、信号発生器１０によって発生されるト
レーニング信号ｄk（ｔ）は、送信信号に含まれるトレ
ーニング信号と同一である。従って、直接波で受信され
た信号ｙ1（ｔ）の波形がトレーニング信号ｄ1（ｔ）の
波形にできる限り類似するようにウェイトベクトルＷ1
を演算することにより、直接波で受信された信号ｙ
1（ｔ）を取り出すためのウェイトベクトルＷ1を求める
ことができ、第（ｋ−１）遅延波で受信された信号ｙk
（ｔ）（ｋ＝２，…，Ｌ）の波形がトレーニング信号ｄ
k（ｔ）の波形にできる限り類似するようにウェイトベ
クトルＷkを演算することにより、第（ｋ−１）遅延波
で受信された信号ｙk（ｔ）を取り出すためのウェイト
ベクトルＷkを求めることができる。
【００４０】すなわち、次の数７で定義される誤差信号
εkを２乗した瞬時２乗誤差εk 2（ｋ＝１，２，…，
Ｌ）が最小になるように、各ウエイトベクトルＷkを演
算することによって、直接波で受信された信号ｙ
1（ｔ）を取り出すためのウェイトベクトルＷ1と第（ｋ
−１）遅延波で受信された信号ｙk（ｔ）を取り出すた
めのウェイトベクトルＷkを求めることができる。ここ
で、数７における右辺の第２式は、右辺の第１式のｙk
（ｔ）に数６の右辺の式を代入したものである。また、
数７の両辺を２乗することにより、瞬時２乗誤差ε
k 2は、数８で表すことができ、さらに、２乗平均誤差Ｅ
［εk 2］は、次の数９で表すことができる。
εkを２乗した瞬時２乗誤差εk 2（ｋ＝１，２，…，
Ｌ）が最小になるように、各ウエイトベクトルＷkを演
算することによって、直接波で受信された信号ｙ
1（ｔ）を取り出すためのウェイトベクトルＷ1と第（ｋ
−１）遅延波で受信された信号ｙk（ｔ）を取り出すた
めのウェイトベクトルＷkを求めることができる。ここ
で、数７における右辺の第２式は、右辺の第１式のｙk
（ｔ）に数６の右辺の式を代入したものである。また、
数７の両辺を２乗することにより、瞬時２乗誤差ε
k 2は、数８で表すことができ、さらに、２乗平均誤差Ｅ
［εk 2］は、次の数９で表すことができる。
【００４１】
【数７】 εk ＝ｄk（ｔ）−ｙk（ｔ） ＝ｄk（ｔ）−Ｗk T・Ｘ（ｔ）
【数８】εk 2＝{ｄk（ｔ）}2＋Ｗk T・Ｘ(ｔ)・ＸT(ｔ)・Ｗ
k−２ｄk(ｔ)・ＸT(ｔ)・Ｗk
k−２ｄk(ｔ)・ＸT(ｔ)・Ｗk
【数９】Ｅ［εk 2］＝Ｅ[{ｄk(ｔ)}2]＋Ｗk T・Ｅ[Ｘ
A(ｔ)・ＸT(ｔ)]・Ｗk−２Ｅ[ＸA(ｔ)・ｄk(ｔ)]Ｗk
A(ｔ)・ＸT(ｔ)]・Ｗk−２Ｅ[ＸA(ｔ)・ｄk(ｔ)]Ｗk
【００４２】従って、直接波に対応するウェイトベクト
ルＷ1と第（ｋ−１）遅延波に対応するウェイトベクト
ルＷkを求めるためには、数９で表される２乗平均誤差
Ｅ［εk 2］が最小になるように、ウェイトベクトルＷk
を求ればよい。ここで、ＸA（ｔ）は、Ｎ次元列ベクト
ルＸ（ｔ）の共役転置行列を表わす。
ルＷ1と第（ｋ−１）遅延波に対応するウェイトベクト
ルＷkを求めるためには、数９で表される２乗平均誤差
Ｅ［εk 2］が最小になるように、ウェイトベクトルＷk
を求ればよい。ここで、ＸA（ｔ）は、Ｎ次元列ベクト
ルＸ（ｔ）の共役転置行列を表わす。
【００４３】次に、数９で表される２乗平均誤差Ｅ［ε
k 2］を、数４で表される自己相関行列Ｒｘｘと、数５で
表される相関ベクトルＶkｘｒとを用いて変形すると、
２乗平均誤差Ｅ［εk 2］は、次の数１０で表すことがで
きる。
k 2］を、数４で表される自己相関行列Ｒｘｘと、数５で
表される相関ベクトルＶkｘｒとを用いて変形すると、
２乗平均誤差Ｅ［εk 2］は、次の数１０で表すことがで
きる。
【００４４】
【数１０】 Ｅ［εk 2］ ＝Ｅ[{ｄk(ｔ)}2]＋Ｗk T・Ｒｘｘ・Ｗk−２Ｖkｘｒ・Ｗｋ
【００４５】数１０で表される２乗平均誤差Ｅ
［εｋ ２］は、数１０から明らかなように、複素ウェイ
トｗk1乃至ｗkNに関する凹型の２次曲面で表されるので
確実に最小値を有し、２乗平均誤差Ｅ［εk 2］の曲面に
おける導関数法が適用できる。従って、数１０で表され
る２乗平均誤差Ｅ［εk 2］を各複素ウェイトｗk1乃至ｗ
kNで微分して求めた微分係数を０にするウェイトベクト
ルＷkは、２乗平均誤差Ｅ［εk 2］を最小にする。従っ
て、数１０の右辺を各複素ウェイトｗk1乃至ｗkNで微分
してその微分係数を０とおくことにより、数１０で表さ
れる２乗平均誤差Ｅ［εk 2］を最小にするための条件式
は、数１１で表すことができる。
［εｋ ２］は、数１０から明らかなように、複素ウェイ
トｗk1乃至ｗkNに関する凹型の２次曲面で表されるので
確実に最小値を有し、２乗平均誤差Ｅ［εk 2］の曲面に
おける導関数法が適用できる。従って、数１０で表され
る２乗平均誤差Ｅ［εk 2］を各複素ウェイトｗk1乃至ｗ
kNで微分して求めた微分係数を０にするウェイトベクト
ルＷkは、２乗平均誤差Ｅ［εk 2］を最小にする。従っ
て、数１０の右辺を各複素ウェイトｗk1乃至ｗkNで微分
してその微分係数を０とおくことにより、数１０で表さ
れる２乗平均誤差Ｅ［εk 2］を最小にするための条件式
は、数１１で表すことができる。
【００４６】
【数１１】Ｒｘｘ・Ｗk−Ｖkｘｒ＝０
【００４７】適応制御プロセッサ９において、ウェイト
ベクトルＷkを演算するときに用いた数２は、２乗平均
誤差Ｅ［εk 2］を最小にする条件式である数１１を変形
することにより得られる。すなわち、数２を満足するよ
うにウェイトベクトルＷkを演算することにより、２乗
平均誤差Ｅ［εk 2］を最小にするウェイトベクトルＷk
を求めることができる。言い換えれば、２乗平均誤差Ｅ
［εk 2］を最小にするようにウェイトベクトルＷkを演
算することにより、直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）
を取り出すためのウェイトベクトルＷ1と第（ｋ−１）
遅延波（ｋ＝２，３，…，Ｌ）で受信された信号ｙ
k（ｔ）を取り出すためのウェイトベクトルＷkを求める
ことができる。
ベクトルＷkを演算するときに用いた数２は、２乗平均
誤差Ｅ［εk 2］を最小にする条件式である数１１を変形
することにより得られる。すなわち、数２を満足するよ
うにウェイトベクトルＷkを演算することにより、２乗
平均誤差Ｅ［εk 2］を最小にするウェイトベクトルＷk
を求めることができる。言い換えれば、２乗平均誤差Ｅ
［εk 2］を最小にするようにウェイトベクトルＷkを演
算することにより、直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）
を取り出すためのウェイトベクトルＷ1と第（ｋ−１）
遅延波（ｋ＝２，３，…，Ｌ）で受信された信号ｙ
k（ｔ）を取り出すためのウェイトベクトルＷkを求める
ことができる。
【００４８】次に、最ゆう推定器７における最ゆう推定
処理について説明する。本発明の実施の形態では、加算
器６から出力された信号ｙｔと適応制御プロセッサ９か
ら出力されたＬ個の電力重み係数１／│Ｗk│2とに基づ
いて、公知のビタビアルゴリズムを用いて、受信信号に
含まれるディジタル信号を最ゆう推定している。ここ
で、ビタビアルゴリズムとは、トランスバーサルフィル
タを用いたモデルによって表わすことができる通信路を
介して伝送される受信シンボル系列を、当該トランスバ
ーサルフィルタの出力信号と当該トランスバーサルフィ
ルタのタップ利得とに基づいて、最ゆう推定するアルゴ
リズムである。本実施の形態においては、加算器６から
出力された信号ｙｔを、トランスバーサルフィルタの出
力信号に対応させ、適応制御プロセッサ９から出力され
たＬ個の電力重み係数１／│Ｗk│2を、トランスバーサ
ルフィルタのタップ利得に対応させてビタビアルゴリズ
ムを適用している。また、トランスバーサルフィルタの
タップ数は、信号選択器４から出力される信号ｙ
k（ｔ）の個数に対応する。
処理について説明する。本発明の実施の形態では、加算
器６から出力された信号ｙｔと適応制御プロセッサ９か
ら出力されたＬ個の電力重み係数１／│Ｗk│2とに基づ
いて、公知のビタビアルゴリズムを用いて、受信信号に
含まれるディジタル信号を最ゆう推定している。ここ
で、ビタビアルゴリズムとは、トランスバーサルフィル
タを用いたモデルによって表わすことができる通信路を
介して伝送される受信シンボル系列を、当該トランスバ
ーサルフィルタの出力信号と当該トランスバーサルフィ
ルタのタップ利得とに基づいて、最ゆう推定するアルゴ
リズムである。本実施の形態においては、加算器６から
出力された信号ｙｔを、トランスバーサルフィルタの出
力信号に対応させ、適応制御プロセッサ９から出力され
たＬ個の電力重み係数１／│Ｗk│2を、トランスバーサ
ルフィルタのタップ利得に対応させてビタビアルゴリズ
ムを適用している。また、トランスバーサルフィルタの
タップ数は、信号選択器４から出力される信号ｙ
k（ｔ）の個数に対応する。
【００４９】ここで、以下の説明において、信号選択器
４によって、直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）と第１
遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）の２つの信号が選択
されたとする。従って、最ゆう推定器７に入力される信
号ｙｔは、次の数１２で表すことができる。数１２にお
いて、右辺の第１項は乗算器５−１から出力された信号
であり、右辺の第２項は乗算器５−２から出力された信
号である。
４によって、直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）と第１
遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）の２つの信号が選択
されたとする。従って、最ゆう推定器７に入力される信
号ｙｔは、次の数１２で表すことができる。数１２にお
いて、右辺の第１項は乗算器５−１から出力された信号
であり、右辺の第２項は乗算器５−２から出力された信
号である。
【００５０】
【数１２】ｙｔ＝（１／│Ｗ1│２）・ｙ1（ｔ）＋（１
／│Ｗ2│２）・ｙ2（ｔ）
／│Ｗ2│２）・ｙ2（ｔ）
【００５１】ここで、送信局は、送信シンボル系列｛ａ
n｝からなるディジタル信号に従ってディジタル変調さ
れた送信信号を送信したとし、第１遅延波の遅延時間は
シンボル周期Ｔであると仮定する。また、以下の説明に
おいて、変調方式はπ／４シフトＱＰＳＫとする。すな
わち、各シンボルａnは、４つのシンボル値Ｐ（１），
Ｐ（２），Ｐ（３），Ｐ（４）をとり得る。ここで、時
刻パラメータｎが偶数の場合は、シンボル値Ｐ（１）＝
（１，０）、シンボル値Ｐ（２）＝（０，１）、シンボ
ル値Ｐ（３）＝（−１，０）、シンボル値Ｐ（４）＝
（０，−１）であり、時刻パラメータｎが奇数の場合
は、シンボル値Ｐ（１）＝（１／√２，１／√２）、シ
ンボル値Ｐ（２）＝（−１／√２，１／√２）、シンボ
ル値Ｐ（３）＝（−１／√２，−１／√２）、シンボル
値Ｐ（４）＝（１／√２，−１／√２）である。従っ
て、図１０に示すように、直接波で受信された信号ｙ1
（ｔ）と第１遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）とはそ
れぞれ、受信シンボル列｛Ｒａn｝を含み、信号ｙ
2（ｔ）に含まれる受信シンボルは、信号ｙ1（ｔ）に含
まれる受信シンボルに比べて、シンボル周期Ｔだけ遅れ
ている。従って、最ゆう推定器７に入力される信号ｙｔ
の時刻パラメータｎにおける受信信号Ｒｙnは、次の数
１３で表すことができる。ここで、時刻パラメータｎは
シンボル周期Ｔで増分される時刻パラメータを表す。数
１３において、ｈ１＝（１／│Ｗ1│２），ｈ２＝（１
／│Ｗ2│２）とした。
n｝からなるディジタル信号に従ってディジタル変調さ
れた送信信号を送信したとし、第１遅延波の遅延時間は
シンボル周期Ｔであると仮定する。また、以下の説明に
おいて、変調方式はπ／４シフトＱＰＳＫとする。すな
わち、各シンボルａnは、４つのシンボル値Ｐ（１），
Ｐ（２），Ｐ（３），Ｐ（４）をとり得る。ここで、時
刻パラメータｎが偶数の場合は、シンボル値Ｐ（１）＝
（１，０）、シンボル値Ｐ（２）＝（０，１）、シンボ
ル値Ｐ（３）＝（−１，０）、シンボル値Ｐ（４）＝
（０，−１）であり、時刻パラメータｎが奇数の場合
は、シンボル値Ｐ（１）＝（１／√２，１／√２）、シ
ンボル値Ｐ（２）＝（−１／√２，１／√２）、シンボ
ル値Ｐ（３）＝（−１／√２，−１／√２）、シンボル
値Ｐ（４）＝（１／√２，−１／√２）である。従っ
て、図１０に示すように、直接波で受信された信号ｙ1
（ｔ）と第１遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）とはそ
れぞれ、受信シンボル列｛Ｒａn｝を含み、信号ｙ
2（ｔ）に含まれる受信シンボルは、信号ｙ1（ｔ）に含
まれる受信シンボルに比べて、シンボル周期Ｔだけ遅れ
ている。従って、最ゆう推定器７に入力される信号ｙｔ
の時刻パラメータｎにおける受信信号Ｒｙnは、次の数
１３で表すことができる。ここで、時刻パラメータｎは
シンボル周期Ｔで増分される時刻パラメータを表す。数
１３において、ｈ１＝（１／│Ｗ1│２），ｈ２＝（１
／│Ｗ2│２）とした。
【００５２】
【数１３】Ｒｙn＝ｈ１・Ｒａn＋ｈ２・Ｒａn-1
【００５３】図３は、最ゆう推定器７によって実行され
る最ゆう推定処理のメインルーチンのフローチャートで
ある。図３に示すように、最ゆう推定処理では、ステッ
プＳ１において時刻パラメータｎと未判定シンボルパラ
メータＫとをそれぞれ１に初期設定してステップＳ２に
進む。ステップＳ２において、メトリック及びパスヒス
トリ初期値設定処理を実行してステップＳ３に進む。こ
こで、ステップＳ２では、詳細後述するようにパスメト
リックＰＭ（ｍ）とブランチメトリックＢＭ（ｍ，１）
とパスヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，１）とを初期値に設定
する。ステップＳ３において、時刻パラメータｎにｎ＋
１を代入して設定し、未判定シンボルパラメータＫにＫ
＋１を代入して設定する。次にステップＳ４で、ブラン
チメトリック及びパスヒストリ計算処理を実行してステ
ップＳ５に進む。ここで、ステップＳ４では、詳細後述
するようにブランチメトリックＢＭ（ｍ，ｘ）を計算
し、かつブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）とパ
スヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，１）とを設定する。ステッ
プＳ５で、ブランチメトリック及びパスヒストリ記憶処
理を実行して、ステップＳ６に進む。ここで、ステップ
Ｓ５では、詳細後述するようにパスヒストリＰＨｍｅｍ
（ｉ，ｊ）とブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｉ，ｊ）
を設定して記憶する。ステップＳ６で、パスメトリック
計算処理を実行して、すなわち詳細後述するようにパス
メトリックＰＭ（ｍ）を計算してステップＳ７に進む。
ステップＳ７で、受信シンボル判定処理を実行して、す
なわち詳細後述するように受信シンボルの判定を行いス
テップＳ８に進む。ステップＳ８で、受信信号が終了し
たか否かを判定して、受信信号が終了したときには最ゆ
う推定処理を終了させ、受信信号が終了していない場合
には、ステップＳ３に進んでステップＳ４，Ｓ５，Ｓ
６，Ｓ７の処理を繰り返す。
る最ゆう推定処理のメインルーチンのフローチャートで
ある。図３に示すように、最ゆう推定処理では、ステッ
プＳ１において時刻パラメータｎと未判定シンボルパラ
メータＫとをそれぞれ１に初期設定してステップＳ２に
進む。ステップＳ２において、メトリック及びパスヒス
トリ初期値設定処理を実行してステップＳ３に進む。こ
こで、ステップＳ２では、詳細後述するようにパスメト
リックＰＭ（ｍ）とブランチメトリックＢＭ（ｍ，１）
とパスヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，１）とを初期値に設定
する。ステップＳ３において、時刻パラメータｎにｎ＋
１を代入して設定し、未判定シンボルパラメータＫにＫ
＋１を代入して設定する。次にステップＳ４で、ブラン
チメトリック及びパスヒストリ計算処理を実行してステ
ップＳ５に進む。ここで、ステップＳ４では、詳細後述
するようにブランチメトリックＢＭ（ｍ，ｘ）を計算
し、かつブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）とパ
スヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，１）とを設定する。ステッ
プＳ５で、ブランチメトリック及びパスヒストリ記憶処
理を実行して、ステップＳ６に進む。ここで、ステップ
Ｓ５では、詳細後述するようにパスヒストリＰＨｍｅｍ
（ｉ，ｊ）とブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｉ，ｊ）
を設定して記憶する。ステップＳ６で、パスメトリック
計算処理を実行して、すなわち詳細後述するようにパス
メトリックＰＭ（ｍ）を計算してステップＳ７に進む。
ステップＳ７で、受信シンボル判定処理を実行して、す
なわち詳細後述するように受信シンボルの判定を行いス
テップＳ８に進む。ステップＳ８で、受信信号が終了し
たか否かを判定して、受信信号が終了したときには最ゆ
う推定処理を終了させ、受信信号が終了していない場合
には、ステップＳ３に進んでステップＳ４，Ｓ５，Ｓ
６，Ｓ７の処理を繰り返す。
【００５４】すなわち、最ゆう推定処理において、シン
ボル周期Ｔ毎にステップＳ３からステップＳ６までの処
理が繰り返される。言い換えれば、１つの受信シンボル
Ｒａnが受信されるごとにステップＳ３からステップＳ
７までの処理が繰り返される。
ボル周期Ｔ毎にステップＳ３からステップＳ６までの処
理が繰り返される。言い換えれば、１つの受信シンボル
Ｒａnが受信されるごとにステップＳ３からステップＳ
７までの処理が繰り返される。
【００５５】次に図３のステップＳ２のメトリック及び
パスヒストリ初期値設定処理のサブルーチンについて、
図４を参照して詳細に説明する。当該サブルーチンで
は、ステップＳ２０１においてパスメトリックパラメー
タＸにＲＯＭ１１に記憶されている参照シンボル列の先
頭のシンボルパラメータを代入して、パスメトリックパ
ラメータＸを設定する。次にステップＳ２０２で、直接
波シンボルパラメータｍを１に初期設定して、さらにス
テップＳ２０３で、パスヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，１）
にパスメトリックパラメータＸを代入してパスヒストリ
ＰＨｍｅｍ（ｍ，１）を設定してステップＳ２０４に進
む。ステップＳ２０４で、ｍ＝Ｘか否かを判断して、ｍ
＝Ｘの場合には、ステップＳ２０５に進み、一方、ｍ＝
Ｘでない場合には、ステップＳ２０７に進む。ステップ
Ｓ２０５で、パスメトリックＰＭ（ｍ）に０を代入し
て、パスメトリックＰＭ（ｍ）を設定し、ステップＳ２
０６で、ブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）に０
を代入してブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）を
設定した後、ステップＳ２０９に進む。ステップＳ２０
７では、パスメトリックＰＭ（ｍ）に処理最大値を代入
してパスメトリックＰＭ（ｍ）を設定し、ステップＳ２
０８で、ブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）に処
理最大値を代入してブランチメトリックＢＭｍｅｍ
（ｍ，１）を設定した後、ステップＳ２０９に進む。こ
こで、処理最大値は、処理において用いることのできる
最大の数である。さらに、ステップＳ２０９で、直接波
シンボルパラメータｍにｍ＋１を代入して設定して、ス
テップＳ２１０で、直接波シンボルパラメータｍ＞４か
否かを判断して、直接波シンボルパラメータｍ＞４の場
合にはメインルーチンにもどり、一方、直接波シンボル
パラメータｍ＞４でない場合にはステップＳ２０３に戻
る。
パスヒストリ初期値設定処理のサブルーチンについて、
図４を参照して詳細に説明する。当該サブルーチンで
は、ステップＳ２０１においてパスメトリックパラメー
タＸにＲＯＭ１１に記憶されている参照シンボル列の先
頭のシンボルパラメータを代入して、パスメトリックパ
ラメータＸを設定する。次にステップＳ２０２で、直接
波シンボルパラメータｍを１に初期設定して、さらにス
テップＳ２０３で、パスヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，１）
にパスメトリックパラメータＸを代入してパスヒストリ
ＰＨｍｅｍ（ｍ，１）を設定してステップＳ２０４に進
む。ステップＳ２０４で、ｍ＝Ｘか否かを判断して、ｍ
＝Ｘの場合には、ステップＳ２０５に進み、一方、ｍ＝
Ｘでない場合には、ステップＳ２０７に進む。ステップ
Ｓ２０５で、パスメトリックＰＭ（ｍ）に０を代入し
て、パスメトリックＰＭ（ｍ）を設定し、ステップＳ２
０６で、ブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）に０
を代入してブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）を
設定した後、ステップＳ２０９に進む。ステップＳ２０
７では、パスメトリックＰＭ（ｍ）に処理最大値を代入
してパスメトリックＰＭ（ｍ）を設定し、ステップＳ２
０８で、ブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）に処
理最大値を代入してブランチメトリックＢＭｍｅｍ
（ｍ，１）を設定した後、ステップＳ２０９に進む。こ
こで、処理最大値は、処理において用いることのできる
最大の数である。さらに、ステップＳ２０９で、直接波
シンボルパラメータｍにｍ＋１を代入して設定して、ス
テップＳ２１０で、直接波シンボルパラメータｍ＞４か
否かを判断して、直接波シンボルパラメータｍ＞４の場
合にはメインルーチンにもどり、一方、直接波シンボル
パラメータｍ＞４でない場合にはステップＳ２０３に戻
る。
【００５６】すなわち、ステップＳ２では、直接波シン
ボルパラメータｍ＝Ｘの場合には、パスメトリックＰＭ
（ｍ）とブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）とを
共に、パスメトリックＰＭ（ｍ）及びブランチメトリッ
クＢＭｍｅｍ（ｍ，１）の取り得る最小値である０と
し、直接波シンボルパラメータｍ＝Ｘでない場合には、
パスメトリックＰＭ（ｍ）とブランチメトリックＢＭｍ
ｅｍ（ｍ，１）とをすべて、パスメトリックＰＭ（ｍ）
とブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）の取り得る
最大値である処理最大値に設定する。このように、時刻
パラメータｎ＝１のときのパスメトリックＰＭ（ｍ）と
ブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）とを、０又は
処理最大値に初期設定することによって、時刻パラメー
タｎ＝２における受信シンボルの判定を正確に実行でき
るようにしている。
ボルパラメータｍ＝Ｘの場合には、パスメトリックＰＭ
（ｍ）とブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）とを
共に、パスメトリックＰＭ（ｍ）及びブランチメトリッ
クＢＭｍｅｍ（ｍ，１）の取り得る最小値である０と
し、直接波シンボルパラメータｍ＝Ｘでない場合には、
パスメトリックＰＭ（ｍ）とブランチメトリックＢＭｍ
ｅｍ（ｍ，１）とをすべて、パスメトリックＰＭ（ｍ）
とブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）の取り得る
最大値である処理最大値に設定する。このように、時刻
パラメータｎ＝１のときのパスメトリックＰＭ（ｍ）と
ブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）とを、０又は
処理最大値に初期設定することによって、時刻パラメー
タｎ＝２における受信シンボルの判定を正確に実行でき
るようにしている。
【００５７】次に、図３のステップＳ４のブランチメト
リック及びパスヒストリ計算処理のサブルーチンについ
て、図５を参照して詳細に説明する。当該サブルーチン
では、ステップＳ４０１において、直接波シンボルパラ
メータｍを１に初期設定して、ステップＳ４０２で、未
判定シンボルパラメータＫ＞１であるか否かを判断し
て、未判定シンボルパラメータＫ＞１の場合にはステッ
プＳ４０３に進み、一方、未判定シンボルパラメータＫ
＞１でない場合にはステップＳ４０４に進む。ステップ
Ｓ４０３では、シンボルパラメータｉ＝１，２，３，４
及び更新パラメータｊ＝１，…，Ｋ−１の各値につい
て、ブランチメトリックＢＭｔｍｐ（ｉ，ｊ）に、ブラ
ンチメトリックＢＭｍｅｍ（ｉ，ｊ）を代入して、ブラ
ンチメトリックＢＭｍｅｍ（ｉ，ｊ）を一時的に格納
し、シンボルパラメータｉ＝１，２，３，４及び更新パ
ラメータｊ＝１，…，Ｋ−１の各値について、パスヒス
トリＰＨｔｍｐ（ｉ，ｊ）に、パスヒストリＰＨｍｅｍ
（ｉ，ｊ）を代入して、パスヒストリＰＨｍｅｍ（ｉ，
ｊ）を一時的に格納した後、ステップＳ４０４に進む。
ここで、ブランチメトリックＢＭｔｍｐ（ｉ，ｊ）とパ
スヒストリＰＨｔｍｐ（ｉ，ｊ）はそれぞれ、時刻ｎに
おいて受信シンボルの推定に必要なブランチメトリック
ＢＭｍｅｍ（ｉ，ｊ）とパスヒストリＰＨｍｅｍ（ｉ，
ｊ）とを一時的に格納する記憶装置内の場所を示す。次
にステップＳ４０４で、次の数１４を用いて、時刻パラ
メータｎにおける遅延波シンボルパラメータｘ＝１，
２，３，４のそれぞれの値におけるブランチメトリック
ＢＭ（ｍ，ｘ）を計算する。
リック及びパスヒストリ計算処理のサブルーチンについ
て、図５を参照して詳細に説明する。当該サブルーチン
では、ステップＳ４０１において、直接波シンボルパラ
メータｍを１に初期設定して、ステップＳ４０２で、未
判定シンボルパラメータＫ＞１であるか否かを判断し
て、未判定シンボルパラメータＫ＞１の場合にはステッ
プＳ４０３に進み、一方、未判定シンボルパラメータＫ
＞１でない場合にはステップＳ４０４に進む。ステップ
Ｓ４０３では、シンボルパラメータｉ＝１，２，３，４
及び更新パラメータｊ＝１，…，Ｋ−１の各値につい
て、ブランチメトリックＢＭｔｍｐ（ｉ，ｊ）に、ブラ
ンチメトリックＢＭｍｅｍ（ｉ，ｊ）を代入して、ブラ
ンチメトリックＢＭｍｅｍ（ｉ，ｊ）を一時的に格納
し、シンボルパラメータｉ＝１，２，３，４及び更新パ
ラメータｊ＝１，…，Ｋ−１の各値について、パスヒス
トリＰＨｔｍｐ（ｉ，ｊ）に、パスヒストリＰＨｍｅｍ
（ｉ，ｊ）を代入して、パスヒストリＰＨｍｅｍ（ｉ，
ｊ）を一時的に格納した後、ステップＳ４０４に進む。
ここで、ブランチメトリックＢＭｔｍｐ（ｉ，ｊ）とパ
スヒストリＰＨｔｍｐ（ｉ，ｊ）はそれぞれ、時刻ｎに
おいて受信シンボルの推定に必要なブランチメトリック
ＢＭｍｅｍ（ｉ，ｊ）とパスヒストリＰＨｍｅｍ（ｉ，
ｊ）とを一時的に格納する記憶装置内の場所を示す。次
にステップＳ４０４で、次の数１４を用いて、時刻パラ
メータｎにおける遅延波シンボルパラメータｘ＝１，
２，３，４のそれぞれの値におけるブランチメトリック
ＢＭ（ｍ，ｘ）を計算する。
【００５８】
【数１４】ＢＭ（ｍ，ｘ）＝│Ｒｙn−｛ｈ１・Ｐ
（ｍ）＋ｈ２・Ｐ（ｘ）｝│
（ｍ）＋ｈ２・Ｐ（ｘ）｝│
【００５９】ここで、数１４における右辺の第１項は、
最ゆう推定器７に入力される受信信号Ｒｙnであり、右
辺の第２項のｈ１・Ｐ（ｍ）＋ｈ２・Ｐ（ｘ）は、直接
波で受信された受信シンボルＲａnと第１遅延波で受信
された受信シンボルＲａn-1とをそれぞれ、シンボル値
Ｐ（ｍ），Ｐ（ｘ）であると仮定し、電力重み係数であ
るｈ１＝（１／│Ｗ1│２），ｈ２＝（１／│Ｗ2│２）
を用いて受信信号を推定したときの推定信号である。従
って、数１４で表されるブランチメトリックＢＭ（ｍ，
ｘ）は、当該推定信号と、受信信号Ｒｙnとの間のユー
クリッド距離である。
最ゆう推定器７に入力される受信信号Ｒｙnであり、右
辺の第２項のｈ１・Ｐ（ｍ）＋ｈ２・Ｐ（ｘ）は、直接
波で受信された受信シンボルＲａnと第１遅延波で受信
された受信シンボルＲａn-1とをそれぞれ、シンボル値
Ｐ（ｍ），Ｐ（ｘ）であると仮定し、電力重み係数であ
るｈ１＝（１／│Ｗ1│２），ｈ２＝（１／│Ｗ2│２）
を用いて受信信号を推定したときの推定信号である。従
って、数１４で表されるブランチメトリックＢＭ（ｍ，
ｘ）は、当該推定信号と、受信信号Ｒｙnとの間のユー
クリッド距離である。
【００６０】次にステップＳ４０５で、ステップＳ４０
４で計算されたブランチメトリックＢＭ（ｍ，ｘ）とパ
スメトリックＰＭ（ｘ）との和を最小にする遅延波シン
ボルパラメータｘ＝ｘ１を選んで、ｘ１を最小パスメト
リックパラメータＸｍに代入して最小パスメトリックパ
ラメータＸｍを設定する。すなわち、ステップＳ４０
４，Ｓ４０５では、直接波シンボルパラメータｍにおい
て、取り得るすべての遅延波シンボルパラメータｘにつ
いて、すなわち、遅延波で受信される受信シンボルＲａ
n-1が取り得るすべてのシンボル値についてブランチメ
トリックＢＭ（ｍ，ｘ）を計算して、ブランチメトリッ
クＢＭ（ｍ，ｘ）とパスメトリックＰＭ（ｘ）との和を
最小にする最小パスメトリックパラメータＸｍを決定し
ている。
４で計算されたブランチメトリックＢＭ（ｍ，ｘ）とパ
スメトリックＰＭ（ｘ）との和を最小にする遅延波シン
ボルパラメータｘ＝ｘ１を選んで、ｘ１を最小パスメト
リックパラメータＸｍに代入して最小パスメトリックパ
ラメータＸｍを設定する。すなわち、ステップＳ４０
４，Ｓ４０５では、直接波シンボルパラメータｍにおい
て、取り得るすべての遅延波シンボルパラメータｘにつ
いて、すなわち、遅延波で受信される受信シンボルＲａ
n-1が取り得るすべてのシンボル値についてブランチメ
トリックＢＭ（ｍ，ｘ）を計算して、ブランチメトリッ
クＢＭ（ｍ，ｘ）とパスメトリックＰＭ（ｘ）との和を
最小にする最小パスメトリックパラメータＸｍを決定し
ている。
【００６１】そして、ステップＳ４０６で、最小パスメ
トリックパラメータＸｍをパスヒストリＰＨｍｅｍ
（ｍ，１）に代入してパスヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，
１）を設定して、ステップＳ４０７で、ブランチメトリ
ックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）にブランチメトリックＢＭ
（ｍ，Ｘｍ）を代入してブランチメトリックＢＭｍｅｍ
（ｍ，１）を設定する。従って、ステップＳ４０６で設
定されたパスヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，１）は、時刻パ
ラメータｎにおける直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）
の受信シンボルＲａnがｍであると仮定したときに、ブ
ランチメトリックＢＭ（ｍ，ｘ）とパスメトリックＰ
（ｘ）とを合計した値が最も小さくなるように選ばれた
時刻パラメータ（ｎ−１）の受信シンボルＲａn-1を意
味する。言い換えれば、パスヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，
１）は、時刻パラメータｎにおける直接波で受信された
信号ｙ1（ｔ）の受信シンボルＲａnがｍであると仮定し
たときに、時刻パラメータ（ｎ−１）のときの受信シン
ボルＲａn-1である確率が最も高いシンボルを意味す
る。また、ステップＳ４０７で設定されたブランチメト
リックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）は、時刻パラメータｎにお
ける直接波で受信された受信シンボルＲａnがｍである
と仮定したときの時刻ｎの推定信号と受信信号Ｒｙｎと
の間の距離が最小になるときのユークリッド距離であ
る。
トリックパラメータＸｍをパスヒストリＰＨｍｅｍ
（ｍ，１）に代入してパスヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，
１）を設定して、ステップＳ４０７で、ブランチメトリ
ックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）にブランチメトリックＢＭ
（ｍ，Ｘｍ）を代入してブランチメトリックＢＭｍｅｍ
（ｍ，１）を設定する。従って、ステップＳ４０６で設
定されたパスヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，１）は、時刻パ
ラメータｎにおける直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）
の受信シンボルＲａnがｍであると仮定したときに、ブ
ランチメトリックＢＭ（ｍ，ｘ）とパスメトリックＰ
（ｘ）とを合計した値が最も小さくなるように選ばれた
時刻パラメータ（ｎ−１）の受信シンボルＲａn-1を意
味する。言い換えれば、パスヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，
１）は、時刻パラメータｎにおける直接波で受信された
信号ｙ1（ｔ）の受信シンボルＲａnがｍであると仮定し
たときに、時刻パラメータ（ｎ−１）のときの受信シン
ボルＲａn-1である確率が最も高いシンボルを意味す
る。また、ステップＳ４０７で設定されたブランチメト
リックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）は、時刻パラメータｎにお
ける直接波で受信された受信シンボルＲａnがｍである
と仮定したときの時刻ｎの推定信号と受信信号Ｒｙｎと
の間の距離が最小になるときのユークリッド距離であ
る。
【００６２】次にステップＳ４０８で、直接波シンボル
パラメータｍにｍ＋１を代入して設定し、ステップＳ４
０９において、直接波シンボルパラメータｍ＞４か否か
を判断して、直接波シンボルパラメータｍ＞４の場合に
はメインルーチンに戻り、一方、直接波シンボルパラメ
ータｍ＞４でない場合には、ステップＳ４０４に戻り、
ステップＳ４０４乃至Ｓ４０８を実行する。
パラメータｍにｍ＋１を代入して設定し、ステップＳ４
０９において、直接波シンボルパラメータｍ＞４か否か
を判断して、直接波シンボルパラメータｍ＞４の場合に
はメインルーチンに戻り、一方、直接波シンボルパラメ
ータｍ＞４でない場合には、ステップＳ４０４に戻り、
ステップＳ４０４乃至Ｓ４０８を実行する。
【００６３】次に、図３のステップＳ５のブランチメト
リック及びパスヒストリ記憶処理のサブルーチンについ
て、図６を参照して説明する。当該サブルーチンにおい
て、ステップＳ５０１において、未判定シンボルパラメ
ータＫ＞１であるか否かを判断して、未判定シンボルパ
ラメータＫ＞１の場合にはステップＳ５０２に進み、一
方、未判定シンボルパラメータＫ＞１でない場合にはメ
インルーチンに戻る。
リック及びパスヒストリ記憶処理のサブルーチンについ
て、図６を参照して説明する。当該サブルーチンにおい
て、ステップＳ５０１において、未判定シンボルパラメ
ータＫ＞１であるか否かを判断して、未判定シンボルパ
ラメータＫ＞１の場合にはステップＳ５０２に進み、一
方、未判定シンボルパラメータＫ＞１でない場合にはメ
インルーチンに戻る。
【００６４】ステップＳ５０２では、シンボルパラメー
タｉ＝１，２，３，４及び更新パラメータｊ＝２，３，
…，Ｋの各値について、パスヒストリＰＨｍｅｍ（ｉ，
ｊ）に、パスヒストリＰＨｔｍｐ｛ＰＨｍｅｍ（ｉ，
１），ｊ−１｝に記憶されている値を代入してパスヒス
トリＰＨｍｅｍ（ｉ，ｊ）を設定し、ステップＳ５０３
に進む。ここで、パスヒストリＰＨｍｅｍ（ｉ，ｊ）
は、時刻パラメータｎにおける直接波で受信された受信
シンボルＲａnがｉであると仮定したときに、最もパス
メトリックＰＭ（ｉ）が小さくなるように選ばれた時刻
パラメータ（ｎ−ｊ）のときのシンボルを意味する。
タｉ＝１，２，３，４及び更新パラメータｊ＝２，３，
…，Ｋの各値について、パスヒストリＰＨｍｅｍ（ｉ，
ｊ）に、パスヒストリＰＨｔｍｐ｛ＰＨｍｅｍ（ｉ，
１），ｊ−１｝に記憶されている値を代入してパスヒス
トリＰＨｍｅｍ（ｉ，ｊ）を設定し、ステップＳ５０３
に進む。ここで、パスヒストリＰＨｍｅｍ（ｉ，ｊ）
は、時刻パラメータｎにおける直接波で受信された受信
シンボルＲａnがｉであると仮定したときに、最もパス
メトリックＰＭ（ｉ）が小さくなるように選ばれた時刻
パラメータ（ｎ−ｊ）のときのシンボルを意味する。
【００６５】ステップＳ５０３では、シンボルパラメー
タｉ＝１，２，３，４及び更新パラメータｊ＝２，…，
Ｋの各値について、ブランチメトリックＢＭｍｅｍ
（ｉ，ｊ）に、ブランチメトリックＢＭｔｍｐ｛ＰＨｍ
ｅｍ（ｉ，１），ｊ−１｝に記憶されていた値を代入し
てブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｉ，ｊ）を設定す
る。そして、ステップＳ５０３の処理の後、メインルー
チンに戻る。ここで、ブランチメトリックＢＭｍｅｍ
（ｉ，ｊ）は、時刻パラメータｎにおける直接波で受信
された受信シンボルＲａnがｉであると仮定したとき
に、最もブランチメトリックＢＭ（ｉ，ｘ）とパスメト
リックＰ（ｘ）とを合計した値が小さくなるように選ば
れた時刻パラメータ（ｎ−ｊ＋１）のブランチメトリッ
クを意味する。
タｉ＝１，２，３，４及び更新パラメータｊ＝２，…，
Ｋの各値について、ブランチメトリックＢＭｍｅｍ
（ｉ，ｊ）に、ブランチメトリックＢＭｔｍｐ｛ＰＨｍ
ｅｍ（ｉ，１），ｊ−１｝に記憶されていた値を代入し
てブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｉ，ｊ）を設定す
る。そして、ステップＳ５０３の処理の後、メインルー
チンに戻る。ここで、ブランチメトリックＢＭｍｅｍ
（ｉ，ｊ）は、時刻パラメータｎにおける直接波で受信
された受信シンボルＲａnがｉであると仮定したとき
に、最もブランチメトリックＢＭ（ｉ，ｘ）とパスメト
リックＰ（ｘ）とを合計した値が小さくなるように選ば
れた時刻パラメータ（ｎ−ｊ＋１）のブランチメトリッ
クを意味する。
【００６６】図３のステップＳ６のパスメトリック計算
処理のサブルーチンについて図７を参照して説明する。
ステップＳ６０１で、直接波シンボルパラメータｍを１
に初期設定して、次にステップＳ６０２で、数１５を用
いてパスメトリックＰＭ（ｍ）を計算する。
処理のサブルーチンについて図７を参照して説明する。
ステップＳ６０１で、直接波シンボルパラメータｍを１
に初期設定して、次にステップＳ６０２で、数１５を用
いてパスメトリックＰＭ（ｍ）を計算する。
【００６７】
【数１５】ＰＭ(ｍ)＝ＢＭｍｅｍ(ｍ,１)＋ＢＭｍｅｍ
(ｍ,２)＋…＋ＢＭｍｅｍ(ｍ,Ｋ）
(ｍ,２)＋…＋ＢＭｍｅｍ(ｍ,Ｋ）
【００６８】ここで、パスメトリックＰＭ（ｍ）は、時
刻ｎにおける直接波で受信された受信シンボルＲａnが
ｍであると仮定したときに、最もパスメトリックが小さ
くなるように選ばれた過去のシンボルのうち時刻ｎ，ｎ
−１，…，ｎ−Ｋ＋１の各ブランチメトリックＢＭｍｅ
ｍ（ｍ，１）乃至ＢＭｍｅｍ（ｍ，Ｋ）の合計した値を
示す。次にステップＳ６０３で、直接波シンボルパラメ
ータｍにｍ＋１を代入して設定し、ステップＳ６０４に
おいて、直接波シンボルパラメータｍ＞４か否かを判断
して、直接波シンボルパラメータｍ＞４の場合にはメイ
ンルーチンに戻り、一方、直接波シンボルパラメータｍ
＞４でない場合には、ステップＳ６０２に戻り、ステッ
プＳ６０２，Ｓ６０３を実行する。
刻ｎにおける直接波で受信された受信シンボルＲａnが
ｍであると仮定したときに、最もパスメトリックが小さ
くなるように選ばれた過去のシンボルのうち時刻ｎ，ｎ
−１，…，ｎ−Ｋ＋１の各ブランチメトリックＢＭｍｅ
ｍ（ｍ，１）乃至ＢＭｍｅｍ（ｍ，Ｋ）の合計した値を
示す。次にステップＳ６０３で、直接波シンボルパラメ
ータｍにｍ＋１を代入して設定し、ステップＳ６０４に
おいて、直接波シンボルパラメータｍ＞４か否かを判断
して、直接波シンボルパラメータｍ＞４の場合にはメイ
ンルーチンに戻り、一方、直接波シンボルパラメータｍ
＞４でない場合には、ステップＳ６０２に戻り、ステッ
プＳ６０２，Ｓ６０３を実行する。
【００６９】次に、図３のステップＳ７の受信シンボル
判定処理のサブルーチンについて図８を参照して詳細に
説明する。当該サブルーチンにおいて、ステップＳ７０
１において、未判定シンボルパラメータＫ＝５であるか
否かを判断して、未判定シンボルパラメータＫ＝５の場
合にはステップＳ７０４に進み、未判定シンボルパラメ
ータＫ＝５ではない場合にはステップＳ７０２に進む。
ステップＳ７０２において、パスヒストリＰＨｍｅｍ
（１，Ｋ），ＰＨｍｅｍ（２，Ｋ），ＰＨｍｅｍ（３，
Ｋ），ＰＨｍｅｍ（４，Ｋ）が全て同一の値かどうかを
判断して、同一の値の場合にはステップＳ７０３に進
み、１つでも異なる場合はメインルーチンに戻る。
判定処理のサブルーチンについて図８を参照して詳細に
説明する。当該サブルーチンにおいて、ステップＳ７０
１において、未判定シンボルパラメータＫ＝５であるか
否かを判断して、未判定シンボルパラメータＫ＝５の場
合にはステップＳ７０４に進み、未判定シンボルパラメ
ータＫ＝５ではない場合にはステップＳ７０２に進む。
ステップＳ７０２において、パスヒストリＰＨｍｅｍ
（１，Ｋ），ＰＨｍｅｍ（２，Ｋ），ＰＨｍｅｍ（３，
Ｋ），ＰＨｍｅｍ（４，Ｋ）が全て同一の値かどうかを
判断して、同一の値の場合にはステップＳ７０３に進
み、１つでも異なる場合はメインルーチンに戻る。
【００７０】ステップＳ７０３において、受信シンボル
Ｒａn-K+1にパスヒストリＰＨ（１，Ｋ）を代入して設
定した後ステップＳ７０６に進む。すなわち、受信シン
ボルＲａn-k+1をパスヒストリＰＨ（１，Ｋ）であると
判定する。ステップＳ７０４では、最小パスメトリック
パラメータＹにパスメトリックＰＭ（ｉ）を最小にする
シンボルパラメータｉであるｉｍを代入して設定する。
ステップＳ７０５において、受信シンボルＲａn-K+1に
パスヒストリＰＨ（Ｙ，Ｋ）を代入して設定してステッ
プＳ７０６に進む。すなわち、受信シンボルＲａn-k+1
をパスヒストリＰＨ（Ｙ，Ｋ）であると判定する。ステ
ップＳ７０６で、ステップＳ７０３又はＳ７０５で決定
された受信シンボルＲａn-K+1を出力し、ステップＳ７
０７で未判定シンボルパラメータＫにＫ−１を代入して
設定する。ステップＳ７０８において、未判定シンボル
パラメータＫ＝０か否かを判断して、未判定シンボルパ
ラメータＫ＝０の場合はメインルーチンに戻り、一方、
未判定シンボルパラメータＫ＝０でない場合にはステッ
プＳ７０２に戻り、ステップＳ７０２乃至Ｓ７０７を実
行する。
Ｒａn-K+1にパスヒストリＰＨ（１，Ｋ）を代入して設
定した後ステップＳ７０６に進む。すなわち、受信シン
ボルＲａn-k+1をパスヒストリＰＨ（１，Ｋ）であると
判定する。ステップＳ７０４では、最小パスメトリック
パラメータＹにパスメトリックＰＭ（ｉ）を最小にする
シンボルパラメータｉであるｉｍを代入して設定する。
ステップＳ７０５において、受信シンボルＲａn-K+1に
パスヒストリＰＨ（Ｙ，Ｋ）を代入して設定してステッ
プＳ７０６に進む。すなわち、受信シンボルＲａn-k+1
をパスヒストリＰＨ（Ｙ，Ｋ）であると判定する。ステ
ップＳ７０６で、ステップＳ７０３又はＳ７０５で決定
された受信シンボルＲａn-K+1を出力し、ステップＳ７
０７で未判定シンボルパラメータＫにＫ−１を代入して
設定する。ステップＳ７０８において、未判定シンボル
パラメータＫ＝０か否かを判断して、未判定シンボルパ
ラメータＫ＝０の場合はメインルーチンに戻り、一方、
未判定シンボルパラメータＫ＝０でない場合にはステッ
プＳ７０２に戻り、ステップＳ７０２乃至Ｓ７０７を実
行する。
【００７１】以上詳述したように、ＣＰＵとＲＯＭと記
憶装置からなる最ゆう推定器７は、加算器６から出力さ
れた信号ｙｔと適応制御プロセッサ９から出力された電
力重み係数１／│Ｗk│2とに基づいて、以上詳述した最
ゆう推定処理を実行することにより、送信信号に含まれ
るディジタル信号の取り得る既知の状態遷移で推定され
る信号と加算器６から出力される信号ｙとの距離が最小
になるように、受信信号に含まれるディジタル信号を推
定して復調器８に出力する。
憶装置からなる最ゆう推定器７は、加算器６から出力さ
れた信号ｙｔと適応制御プロセッサ９から出力された電
力重み係数１／│Ｗk│2とに基づいて、以上詳述した最
ゆう推定処理を実行することにより、送信信号に含まれ
るディジタル信号の取り得る既知の状態遷移で推定され
る信号と加算器６から出力される信号ｙとの距離が最小
になるように、受信信号に含まれるディジタル信号を推
定して復調器８に出力する。
【００７２】図９は、実施の形態のアレーアンテナの制
御装置と従来例のアレーアンテナの制御装置のそれぞれ
について、信号対雑音電力比Ｅｂ／Ｎ0に対するビット
誤り率を示すグラフである。ここで、図９に示したビッ
ト誤り率はそれぞれ、０ｄＢｍの電力を有する直接波と
０ｄＢｍの電力を有する１シンボル遅延波である第１遅
延波と−１７ｄＢｍの電力を有する干渉波の合計３波
を、アレーアンテナに入射したという条件で求めた。図
９から明らかなように、実施の形態のアレーアンテナの
制御装置は、従来例のアレーアンテナの制御装置に比較
して、ビット誤り率を小さくできることがわかる。
御装置と従来例のアレーアンテナの制御装置のそれぞれ
について、信号対雑音電力比Ｅｂ／Ｎ0に対するビット
誤り率を示すグラフである。ここで、図９に示したビッ
ト誤り率はそれぞれ、０ｄＢｍの電力を有する直接波と
０ｄＢｍの電力を有する１シンボル遅延波である第１遅
延波と−１７ｄＢｍの電力を有する干渉波の合計３波
を、アレーアンテナに入射したという条件で求めた。図
９から明らかなように、実施の形態のアレーアンテナの
制御装置は、従来例のアレーアンテナの制御装置に比較
して、ビット誤り率を小さくできることがわかる。
【００７３】以上詳述したように、実施の形態のアレー
アンテナの制御装置は、適応制御プロセッサ９とビーム
形成器Ｂ１とによって、チャンネル間干渉波をとり除く
ことができ、かつ直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）と
遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）乃至ｙL（ｔ）のうち
所定のしきい値より大きい電力を有する信号を用いて、
最ゆう推定を行っているので、従来例のアレーアンテナ
の制御装置に比較して、ビット誤り率を小さくできる。
アンテナの制御装置は、適応制御プロセッサ９とビーム
形成器Ｂ１とによって、チャンネル間干渉波をとり除く
ことができ、かつ直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）と
遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）乃至ｙL（ｔ）のうち
所定のしきい値より大きい電力を有する信号を用いて、
最ゆう推定を行っているので、従来例のアレーアンテナ
の制御装置に比較して、ビット誤り率を小さくできる。
【００７４】本発明の実施の形態のアレーアンテナの制
御装置においては、信号発生器１０は、トレーニング信
号をシンボル周期Ｔで繰り返し発生しているので、第１
乃至第（Ｌ−１）遅延波の遅延時間を測定する必要がな
く、アレーアンテナの制御装置の構成を簡単にできる。
御装置においては、信号発生器１０は、トレーニング信
号をシンボル周期Ｔで繰り返し発生しているので、第１
乃至第（Ｌ−１）遅延波の遅延時間を測定する必要がな
く、アレーアンテナの制御装置の構成を簡単にできる。
【００７５】以上の実施の形態では、信号発生器１０
は、トレーニング信号をシンボル周期Ｔで繰り返し発生
するように構成したが、本発明はこれに限らず、例えば
シンボル周期Ｔの１／２又は１／３等のシンボル周期Ｔ
の整数分の１の時間で繰り返し周期的に発生するように
設定してもよい。以上のように構成しても実施の形態と
同様に動作し、同様の効果を有する。
は、トレーニング信号をシンボル周期Ｔで繰り返し発生
するように構成したが、本発明はこれに限らず、例えば
シンボル周期Ｔの１／２又は１／３等のシンボル周期Ｔ
の整数分の１の時間で繰り返し周期的に発生するように
設定してもよい。以上のように構成しても実施の形態と
同様に動作し、同様の効果を有する。
【００７６】以上の実施の形態では、適応制御プロセッ
サ９が出力する電力重み係数をそれぞれ、ウェイトベク
トルのノルム│Ｗk│の２乗の逆数に設定し、これを用
いて、最大比合成するように構成したが、本発明はこれ
に限らず、ウェイトベクトルのノルム│Ｗk│の逆数に
設定してもよい。以上のように構成することにより、乗
算器５−１乃至５−Ｌと加算器６とによって、信号を等
しい利得で合成する等利得合成を行っている。これによ
って、直接波で受信された信号と第１乃至第（Ｌ−１）
遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）乃至ｙL（ｔ）の雑音
レベルを一定にして合成することができる。この場合、
最ゆう推定器７は、ウェイトベクトルのノルム│Ｗk│
の逆数を用いて最ゆう推定するように構成する。さら
に、本発明では、電力重み係数をウェイトベクトルのノ
ルム│Ｗk│の３乗の逆数等の他の値に設定しても、実
施の形態と同様に動作し、同様の効果を有する。
サ９が出力する電力重み係数をそれぞれ、ウェイトベク
トルのノルム│Ｗk│の２乗の逆数に設定し、これを用
いて、最大比合成するように構成したが、本発明はこれ
に限らず、ウェイトベクトルのノルム│Ｗk│の逆数に
設定してもよい。以上のように構成することにより、乗
算器５−１乃至５−Ｌと加算器６とによって、信号を等
しい利得で合成する等利得合成を行っている。これによ
って、直接波で受信された信号と第１乃至第（Ｌ−１）
遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）乃至ｙL（ｔ）の雑音
レベルを一定にして合成することができる。この場合、
最ゆう推定器７は、ウェイトベクトルのノルム│Ｗk│
の逆数を用いて最ゆう推定するように構成する。さら
に、本発明では、電力重み係数をウェイトベクトルのノ
ルム│Ｗk│の３乗の逆数等の他の値に設定しても、実
施の形態と同様に動作し、同様の効果を有する。
【００７７】以上の実施の形態では、信号選択器４を用
いて、所定のしきい値以上の電力を有する信号を選択す
るように構成したが、本発明はこれに限らず、信号選択
器４をとり除いて、ビーム形成器Ｂ１から出力される信
号をすべて用いるように構成してもよい。以上のように
構成しても実施の形態と同様に動作し、同様の効果を有
する。
いて、所定のしきい値以上の電力を有する信号を選択す
るように構成したが、本発明はこれに限らず、信号選択
器４をとり除いて、ビーム形成器Ｂ１から出力される信
号をすべて用いるように構成してもよい。以上のように
構成しても実施の形態と同様に動作し、同様の効果を有
する。
【００７８】以上の実施の形態において、適応制御プロ
セッサ９は、Ｎ次元列ベクトルＸ（ｔ）の自己相関行列
Ｒｘｘと、トレーニング信号ｄk（ｔ）とＮ次元列ベク
トルＸ（ｔ）との間の相関ベクトルＶkｘｒとに基づい
て、ウェイトベクトルＷｋを演算するいわゆるウィナー
解と呼ばれる計算方法を用いて計算するように構成し
た。しかしながら、本発明はこれに限らず、再帰最小２
乗アルゴリズムのＲＬＳ（Recursive Least Sqeare）ア
ルゴリズムや最小２乗平均アルゴリズムであるＬＭＳ
（Least Mean Square）アルゴリズム等の他のアルゴリ
ズムを用いて、ウェイトベクトルＷｋを演算するように
適応制御プロセッサ９を構成してもよい。以上のように
構成しても、実施の形態と同様に動作し、同様の効果を
有するとともに、受信機又は送信機が高速で移動する場
合においても使用することができる。
セッサ９は、Ｎ次元列ベクトルＸ（ｔ）の自己相関行列
Ｒｘｘと、トレーニング信号ｄk（ｔ）とＮ次元列ベク
トルＸ（ｔ）との間の相関ベクトルＶkｘｒとに基づい
て、ウェイトベクトルＷｋを演算するいわゆるウィナー
解と呼ばれる計算方法を用いて計算するように構成し
た。しかしながら、本発明はこれに限らず、再帰最小２
乗アルゴリズムのＲＬＳ（Recursive Least Sqeare）ア
ルゴリズムや最小２乗平均アルゴリズムであるＬＭＳ
（Least Mean Square）アルゴリズム等の他のアルゴリ
ズムを用いて、ウェイトベクトルＷｋを演算するように
適応制御プロセッサ９を構成してもよい。以上のように
構成しても、実施の形態と同様に動作し、同様の効果を
有するとともに、受信機又は送信機が高速で移動する場
合においても使用することができる。
【図１】 本発明の実施の形態のアレーアンテナの制御
装置のブロック図である。
装置のブロック図である。
【図２】 （ａ）は、図１のアレーアンテナ１００で受
信される受信信号を示すグラフであり、（ｂ）は、図１
のビーム形成器Ｂ１から出力される信号ｙk（ｔ）を示
すグラフであり、（ｃ）は、図１の加算器６から出力さ
れる信号ｙを示すグラフである。
信される受信信号を示すグラフであり、（ｂ）は、図１
のビーム形成器Ｂ１から出力される信号ｙk（ｔ）を示
すグラフであり、（ｃ）は、図１の加算器６から出力さ
れる信号ｙを示すグラフである。
【図３】 図１の最ゆう推定器７によって実行される最
ゆう推定処理のメインルーチンのフローチャ−トであ
る。
ゆう推定処理のメインルーチンのフローチャ−トであ
る。
【図４】 図３のメトリック及びパスヒストリ初期値設
定処理のサブルーチンのフローチャートである。
定処理のサブルーチンのフローチャートである。
【図５】 図３のブランチメトリック及びパスヒストリ
計算処理のサブルーチンのフローチャートである。
計算処理のサブルーチンのフローチャートである。
【図６】 図３のブランチメトリック及びパスヒストリ
記憶処理のサブルーチンのフローチャートである。
記憶処理のサブルーチンのフローチャートである。
【図７】 図３のパスメトリック計算処理のサブルーチ
ンのフローチャートである。
ンのフローチャートである。
【図８】 図３の受信シンボル判定処理のサブルーチン
のフローチャートである。
のフローチャートである。
【図９】 図１の実施の形態のアレーアンテナの制御装
置と従来例のアレーアンテナの制御装置とにおける信号
対雑音電力比に対するビット誤り率を示すグラフであ
る。
置と従来例のアレーアンテナの制御装置とにおける信号
対雑音電力比に対するビット誤り率を示すグラフであ
る。
【図１０】 図１のアレーアンテナの制御装置におい
て、直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）に含まれる受信
シンボル列と第１遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）に
含まれる受信シンボル列とを示す図である。
て、直接波で受信された信号ｙ1（ｔ）に含まれる受信
シンボル列と第１遅延波で受信された信号ｙ2（ｔ）に
含まれる受信シンボル列とを示す図である。
【図１１】 従来例のアレーアンテナの制御装置を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
１−１乃至１−Ｎ…同相分配器、 ＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｎ…受信モジュール、 Ｂａ−１乃至Ｂａ−Ｌ…ビーム選択器、 Ｂ１…ビーム形成器、 ＳＷ−１乃至ＳＷ−Ｌ…スイッチ、 ２−１−ｍ乃至２−Ｌ−ｍ，５−１乃至５−Ｌ…乗算
器、 ３−１乃至３−Ｌ，６…加算器、 ４…信号選択器、 ７…最ゆう推定器、 ８…復調器、 ９…適応制御プロセッサ、 １０…信号発生器、 １１…ＲＯＭ、 １００…アレーアンテナ、 １００−１乃至１００−Ｎ…アンテナ素子。
器、 ３−１乃至３−Ｌ，６…加算器、 ４…信号選択器、 ７…最ゆう推定器、 ８…復調器、 ９…適応制御プロセッサ、 １０…信号発生器、 １１…ＲＯＭ、 １００…アレーアンテナ、 １００−１乃至１００−Ｎ…アンテナ素子。
Claims (4)
- 【請求項１】 送信局からディジタル信号に従ってディ
ジタル変調された送信信号が送信された後、所定の配置
形状で近接して並置された複数Ｎ個のアンテナ素子から
なるアレーアンテナによって受信されたＮ個の受信信号
から、最も早くアレーアンテナに到達する直接波信号
と、上記直接波信号から遅延して到達する少なくとも１
つの遅延波信号とを用いて上記送信信号を取り出すため
のアレーアンテナの制御装置であって、 上記送信信号に含まれるトレーニング信号と同一の信号
を有するトレーニング信号を、所定の時間間隔で繰り返
し周期的に発生して出力する信号発生手段と、 上記各アンテナ素子によって受信されたＮ個の受信信号
を成分とするＮ次元列ベクトルに対して、上記直接波信
号と上記少なくとも１つの遅延波信号とに対応する複数
のウェイトベクトルを乗算することによって、上記直接
波信号と上記少なくとも１つの遅延波信号とを取り出し
て出力するビーム形成手段と、 上記信号発生手段から繰り返し出力された各トレーニン
グ信号と上記Ｎ次元列ベクトルとの間の相関ベクトル
と、上記Ｎ次元列ベクトルの自己相関行列とに基づい
て、上記ビーム形成手段から出力される上記直接波信号
と上記少なくとも１つの遅延波信号にそれぞれ含まれる
各トレーニング信号と、上記信号発生手段から繰り返し
出力されるトレーニング信号との差の２乗が最小になる
ように、上記直接波信号と上記少なくとも１つの遅延波
信号とにそれぞれ対応する複数のＮ次元のウェイトべク
トルを演算して出力するとともに、上記演算されたウェ
イトベクトルに基づいて、上記直接波信号及び上記少な
くとも１つの遅延波信号の電力の大きさにそれぞれ対応
した複数の電力重み係数を演算して出力する適応制御手
段と、 上記ビーム形成手段から出力された上記直接波信号と上
記少なくとも１つの遅延波信号とに対してそれぞれ、上
記適応制御手段から出力された上記対応する複数の電力
重み係数を乗じてそれぞれ出力する複数の乗算手段と、 上記乗算手段から出力された複数の信号を加算して出力
する加算手段と、 上記加算手段から出力された信号と上記適応制御手段か
ら出力された複数の電力重み係数とに基づいて、上記送
信信号に含まれるディジタル信号の取り得る既知の状態
遷移で推定される信号と上記加算手段から出力された信
号との距離が最小になるように、上記受信信号に含まれ
るディジタル信号を推定して出力する最ゆう推定手段と
を備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 - 【請求項２】 上記信号発生手段は、上記送信信号に含
まれるトレーニング信号と同一の信号を有するトレーニ
ング信号を、上記送信信号に含まれるディジタル信号の
シンボル周期で繰り返し発生して出力することを特徴と
する請求項１記載のアレーアンテナの制御装置。 - 【請求項３】 上記電力重み係数はそれぞれ、上記対応
するウェイトベクトルのノルムの２乗の逆数であること
を特徴とする請求項１又は２記載のアレーアンテナの制
御装置。 - 【請求項４】 上記アレーアンテナの制御装置はさら
に、上記ビーム形成手段から出力される上記直接波信号
と上記少なくとも１つの遅延波信号のうち対応する上記
相関ベクトルの大きさが所定のしきい値より大きい信号
を選択して出力する信号選択手段を備えたことを特徴と
する請求項１、２又は３記載のアレーアンテナの制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7182680A JP2719123B2 (ja) | 1995-07-19 | 1995-07-19 | アレーアンテナの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7182680A JP2719123B2 (ja) | 1995-07-19 | 1995-07-19 | アレーアンテナの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0936638A true JPH0936638A (ja) | 1997-02-07 |
| JP2719123B2 JP2719123B2 (ja) | 1998-02-25 |
Family
ID=16122562
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7182680A Expired - Fee Related JP2719123B2 (ja) | 1995-07-19 | 1995-07-19 | アレーアンテナの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2719123B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001035549A1 (fr) * | 1999-11-10 | 2001-05-17 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Systeme adaptatif de communication en reseau et recepteur |
| SG98080A1 (en) * | 2001-12-12 | 2003-08-20 | Ntt Docomo Inc | Supergain array antenna system and method for controlling supergain array antenna |
| US7130662B2 (en) | 2002-08-01 | 2006-10-31 | Interdigital Technology Corporation | Simple smart-antenna system for MUD-enabled cellular networks |
-
1995
- 1995-07-19 JP JP7182680A patent/JP2719123B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001035549A1 (fr) * | 1999-11-10 | 2001-05-17 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Systeme adaptatif de communication en reseau et recepteur |
| US6473472B2 (en) | 1999-11-10 | 2002-10-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Adaptive array communication system and receiver |
| SG98080A1 (en) * | 2001-12-12 | 2003-08-20 | Ntt Docomo Inc | Supergain array antenna system and method for controlling supergain array antenna |
| US7130662B2 (en) | 2002-08-01 | 2006-10-31 | Interdigital Technology Corporation | Simple smart-antenna system for MUD-enabled cellular networks |
| KR100703644B1 (ko) * | 2002-08-01 | 2007-04-05 | 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 | 다중-사용자 검출 가능 셀룰러 네트워크를 위한 간단한스마트-안테나 방법 및 장치 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2719123B2 (ja) | 1998-02-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |